JP2011227722A - 定電力制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模が小さく、且つ負荷の消費電力を高い精度で一定に制御できる定電力制御回路を提供する。
【解決手段】定電力制御回路１０は、ヒータＨに電流を供給する電流源１１と、ヒータＨの両端電圧の大きさに相当する検出信号を生成するＡ／Ｄ変換器１２と、Ａ／Ｄ変換器１２に第１の基準電圧を与える離散制御型ＢＧＲ１６と、電流源１１の出力電流の大きさを制御するための離散的な制御信号を生成する制御回路１３と、離散的な制御信号を連続的な制御信号に変換するＤ／Ａ変換器１４と、Ｄ／Ａ変換器１４に第２の基準電圧を与える連続制御型ＢＧＲ１５とを備える。制御回路１３は、連続制御型ＢＧＲ１５からＡ／Ｄ変換器１２を介して第２の基準電圧の大きさに関するモニタ信号を入力し、モニタ信号が示す第２の基準電圧の変動量に基づいて離散的な制御信号を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電力制御回路に関するものである。

特許文献１には、ヒータによって屈折率が制御される光導波路を備える光デバイス、およびその制御方法について記載されている。この光デバイスでは、ヒータに投入される電力を一定に制御するために、ヒータを流れる電流、及びヒータにかかる電圧の少なくとも一方に基づいて電力を制御する。

また、非特許文献１には、波長可変レーザが記載されている。この波長可変レーザは、半導体光増幅器（ＳＯＡ）、ＤＦＢレーザ、及び波長可変型光反射器（ＣＳＧ−ＤＢＲ：Chirped Sampled Grating Distributed Bragg Reflector）が一つの基板上に集積された構成を備える。波長可変型光反射器では、ヒータを用いた温度制御（ヒータの平均温度、温度傾斜）、及びＤＦＢレーザの平均温度によって反射波長が制御される。

特開２００９−４４１４１号公報

石川努他、「波長フィルタ機能を有するチューナブル反射器を用いた高出力単一ストライプ型フルバンドチューナブルレーザ」、電子情報通信学会技術研究報告、ＯＰＥ２００８−２９（ＬＱＥ２００８−３０）、２００８年６月

例えば波長可変レーザの出力波長を制御するためのヒータといった負荷の消費電力を一定に制御する場合、これを精度良く制御することが望まれる場合がある。特に、波長可変レーザが高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）方式の通信装置に用いられる場合、出力波長の変動を防ぐため、ヒータに与える電力を高い精度で一定に制御することが求められる。

特許文献１に記載された装置では、ヒータの両端電圧と、ヒータを流れる電流とを測定し、これらから算出される現消費電力が設定値に近づくようにヒータの消費電力を制御している。図５は、このような定電力制御回路１００の構成を示す図である。この定電力制御回路１００は、ヒータＨの消費電力を一定に制御する回路であって、ヒータＨに電流を供給する電流源１０１と、ヒータＨを流れる電流を測定する電流モニタ回路１０２と、電流源１０１から供給される電流の大きさを制御する制御回路１０３とを備える。制御回路１０３は、ヒータＨを流れる電流の大きさに関する値Ｉ_ｍｏｎを電流モニタ回路１０２からアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０４を介して受け取り、また、ヒータＨの両端の電圧Ｖ_Ｈｍｏｎ及びＶ_Ｌｍｏｎの大きさに関する値をＡ／Ｄ変換器１０４から受け取って、これらの値からヒータＨの消費電力を算出する。制御回路１０３は、算出した消費電力と設定値との差が小さくなるように、制御回路１０３を制御するための信号を、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０５を介して電流源１０１へ送る。

また、図６は、電流モニタ回路１０２の構成の一例を示す回路図である。図６に示す電流モニタ回路１０２は、電流流路に設けられた抵抗器１１２と、抵抗器１１２の両端電圧を増幅するオペアンプ１１３とを含んでいる。

しかしながら、ヒータの両端電圧及び電流を測定してヒータの消費電力を制御する定電力制御回路１００のような方式には、次のような問題がある。すなわち、ヒータＨの両端電圧に加えて電流も測定するので、回路規模が大きくなってしまう。特に、電流モニタ回路１０２は一般的に回路構成が大きく（図６を参照）、光送信器といった装置の小型化および低コスト化を妨げる一因となってしまう。例えば、波長可変ＸＦＰ等の小型光トランシーバに搭載する場合、高い精度の定電力制御だけでなく、回路規模が小さいことが必要である。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、回路規模が小さく、且つ負荷の消費電力を高い精度で一定に制御できる定電力制御回路を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明による定電力制御回路は、負荷に与える電力を一定に制御する定電力制御回路であって、負荷に電流を供給する電流源と、負荷の両端の電圧の大きさに相当する離散的な検出信号を生成するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器に第１の基準電圧を与える離散型基準電圧回路と、検出信号に基づいて、電流源から出力される電流の大きさを制御するための離散的な制御信号を生成する制御部と、離散的な制御信号を連続的な制御信号に変換し、該連続的な制御信号を電流源に与えるＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器に第２の基準電圧を与える連続型基準電圧回路とを備え、制御部は、負荷に与える電力が所定値に近づくように離散的な制御信号を生成するとともに、連続型基準電圧回路からＡ／Ｄ変換器を介して第２の基準電圧の大きさに関する離散的なモニタ信号を入力し、モニタ信号が示す第２の基準電圧の変動量に基づいて離散的な制御信号を補正することを特徴とする。

この定電力制御回路においては、Ａ／Ｄ変換器に第１の基準電圧を与える回路として離散型基準電圧回路が設けられており、Ａ／Ｄ変換器に第２の基準電圧を与える回路として連続型基準電圧回路が設けられている。連続型基準電圧回路による第２の基準電圧は、温度によって変動し易い。一方、離散型基準電圧回路による第１の基準電圧は、温度によって変動し難い。上記定電力制御回路においては、このような特性差を利用する。すなわち、負荷の両端の電圧の大きさに相当する検出信号を生成するＡ／Ｄ変換器に対し、負荷の両端の電圧に加えて、連続型基準電圧回路から第２の基準電圧を入力する。この場合、Ａ／Ｄ変換器から出力される、第２の基準電圧の大きさに関する離散的なモニタ信号は、変動し難い第１の基準電圧を基準に生成されるので、温度変化等による第２の基準電圧の変動量を高い精度で示すことができる。そして、制御部は、この離散的なモニタ信号が示す第２の基準電圧の変動量に基づいて、電流源から出力される電流の大きさを制御するための制御信号を補正する。この定電力制御回路によれば、回路規模が小さくて済み、且つ負荷の消費電力を高い精度で一定に制御できる。

また、定電力制御回路は、連続型基準電圧回路が連続制御型のバンドギャップ基準電圧回路であり、離散型基準電圧回路が離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路であることを特徴としてもよい。連続型基準電圧回路が連続制御型のバンドギャップ基準電圧回路である場合、第２の基準電圧は温度によって大きく変動し易い。一方、離散型基準電圧回路が離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路である場合、第１の基準電圧は極めて変動し難い。従って、上述した定電力制御回路の上記効果をより効果的に得ることができる。

また、定電力制御回路は、負荷が波長可変半導体レーザ素子に設けられた波長設定用のヒータであることを特徴としてもよい。波長可変半導体レーザ素子の波長設定用のヒータにおいては、消費電力を精度良く一定に制御することが極めて重要である。従って、上述した定電力制御回路がより有効である。

本発明によれば、回路規模が小さく、且つ負荷の消費電力を高い精度で一定に制御できる定電力制御回路を提供できる。

図１は、本発明による定電力制御回路の一実施形態の構成を示す図である。 図２は、連続制御型のバンドギャップ基準電圧回路を示す回路図である。 図３は、離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路を示す回路図である。 図４は、離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路から出力される第１の基準電圧の波形を示す図である。 図５は、或る定電力制御回路の構成を示す図である。 図６は、電流モニタ回路の構成の一例を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明による定電力制御回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明による定電力制御回路の一実施形態の構成を示す図である。本実施形態の定電力制御回路１０は、負荷であるヒータＨの消費電力を一定に制御するための回路である。ヒータＨは、例えば波長可変半導体レーザ素子に設けられた波長設定用のヒータであるが、本実施形態の定電力制御回路１０が制御対象とする負荷は、このようなヒータに限られるものではない。

図１に示すように、定電力制御回路１０は、電流源１１、Ａ／Ｄ変換器１２、制御回路（制御部）１３、Ｄ／Ａ変換器１４、連続制御型のバンドギャップ基準電圧回路（以下、連続制御型ＢＧＲと記す）１５、及び、離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路（以下、離散制御型ＢＧＲと記す）１６を備える。

電流源１１は、ヒータＨに電流を供給するための回路要素である。電流源１１は、制御回路１３からの制御信号に応じた大きさの電流Ｉ_ＨをヒータＨに供給する。

Ａ／Ｄ変換器１２の一つの入力端は、配線によってヒータＨの一方の端子と接続されており、Ａ／Ｄ変換器１２の他の一つの入力端は、配線によってヒータＨの他方の端子と接続されている。Ａ／Ｄ変換器１２は、ヒータＨの両端の電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌを入力してアナログ／ディジタル変換を行い、これらの電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌの大きさに相当する離散的な検出信号Ｄ_Ｈ，Ｄ_Ｌを生成する。また、Ａ／Ｄ変換器１２には、連続制御型ＢＧＲ１５から、第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２が入力される。Ａ／Ｄ変換器１２は、第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２のアナログ／ディジタル変換を行い、離散的なモニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２を生成する。Ａ／Ｄ変換器１２の出力端は、配線によって制御回路１３に接続されている。Ａ／Ｄ変換器１２は、検出信号Ｄ_Ｈ及びＤ_Ｌ、並びにモニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２を制御回路１３へ出力する。

制御回路１３は、検出信号Ｄ_Ｈ及びＤ_Ｌに基づいて、離散的な制御信号ＤＡＣ_ｉｎを生成する。制御信号ＤＡＣ_ｉｎは、電流源１１から出力される電流Ｉ_Ｈの大きさを制御するための信号である。このとき、制御回路１３は、検出信号Ｄ_Ｈ及びＤ_Ｌから算出されるヒータＨの消費電力が所定値（一定値）に近づくように、離散的な制御信号ＤＡＣ_ｉｎを生成する。また、制御回路１３は、連続制御型ＢＧＲ１５からＡ／Ｄ変換器１２を介して、第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２の大きさに関する離散的なモニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２を入力する。制御回路１３は、モニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２が示す第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２の変動量に基づいて制御信号ＤＡＣ_ｉｎを補正する。制御回路１３の出力端は配線によってＤ／Ａ変換器１４の入力端と接続されており、制御回路１３は、補正した制御信号ＤＡＣ_ｉｎをＤ／Ａ変換器１４へ出力する。

Ｄ／Ａ変換器１４は、離散的な制御信号ＤＡＣ_ｉｎを連続的な制御信号ＤＡＣ_ｏｕｔにディジタル／アナログ変換し、この連続的な制御信号ＤＡＣ_ｏｕｔを電流源１１に与える。Ｄ／Ａ変換器１４の出力端は、配線によって、電流源１１を構成するトランジスタの制御端子に接続されている。

連続制御型ＢＧＲ１５は、本実施形態における連続型基準電圧回路である。連続制御型ＢＧＲ１５は、Ｄ／Ａ変換器１４の基準電圧端子と接続されており、Ｄ／Ａ変換器１４に第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２を与える。また、離散制御型ＢＧＲ１６は、本実施形態における離散型基準電圧回路である。離散制御型ＢＧＲ１６は、Ａ／Ｄ変換器１２の基準電圧端子と接続されており、Ａ／Ｄ変換器１２に第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１を与える。

図２は、連続制御型ＢＧＲ１５の構成の一例を示す回路図である。図２に示す連続制御型ＢＧＲ１５は、それぞれダイオード接続（ベースとコレクタとが短絡）された一対のバイポーラトランジスタ１５１，１５２と、一方のバイポーラトランジスタ１５２と直列に接続された抵抗１５３と、オペアンプ１５４と、抵抗１５５及び１５６とを有する。一対のバイポーラトランジスタ１５１，１５２は、互いに電流密度が異なる。オペアンプ１５４の反転入力端子はバイポーラトランジスタ１５１のコレクタに接続されており、非反転入力端子は抵抗１５３を介してバイポーラトランジスタ１５２のコレクタに接続されている。オペアンプ１５４の出力端子は、抵抗１５５を介してバイポーラトランジスタ１５１のコレクタに接続されるとともに、抵抗１５６及び１５３を介してバイポーラトランジスタ１５２のコレクタに接続されている。オペアンプ１５４の出力端子は、この連続制御型ＢＧＲ１５の出力端としてＤ／Ａ変換器１４（図１を参照）に接続される。

この連続制御型ＢＧＲ１５の動作について説明する。まず、バイポーラトランジスタ１５１，１５２のコレクタ電流Ｉ_Ｃは以下の数式（１）で表される。

数式（１）において、Ｖ_Ｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度［Ｋ］、ｑは電気素量である。Ｖ_ＢＥはベース・エミッタ間電圧である。Ｉ_Ｓは飽和電流であり、次式（２）で表される。

数式（２）において、ｂは比例定数、ｍ≒−３／２、Ｅ_ｇはバンドギャップエネルギーである。また、式（１）から、ベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥは

と表される。

電流密度が異なる２つのバイポーラトランジスタ１５１，１５２に、同じ大きさの電流Ｉ_０が流れる場合を考える。各バイポーラトランジスタ１５１，１５２の飽和電流をそれぞれＩ_Ｓ１，Ｉ_Ｓ２（但し、Ｉ_Ｓ２＝ｎＩ_Ｓ１）とすると、それぞれのベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ１，Ｖ_ＢＥ２は、

となる。

ここで、図２中の点Ｐ１，Ｐ２における電圧Ｖ_１，Ｖ_２が一致するように抵抗１５３の抵抗値Ｒ_３を設定すると、Ｖ_ＢＥ１とＶ_ＢＥ２との電圧差ΔＶ_ＢＥは以下の数式（５）のようになる。

Ｖ_Ｔが温度に比例することから、電圧差ΔＶ_ＢＥは次式（６）のように正の温度係数をもつ。

したがって、オペアンプ１５４が設けられない場合には、温度変化よる出力変動が生じることとなる。

図２に示した連続制御型ＢＧＲ１５では、オペアンプ１５４によって、点Ｐ１の電圧Ｖ_１と点Ｐ２の電圧Ｖ_２とがほぼ等しくなるように、抵抗１５５及び１５６にかかる電圧を駆動する。ここで、抵抗１５５の抵抗値Ｒ_１と抵抗１５６の抵抗値Ｒ_２とは、Ｒ_１＝Ｒ_２を満たす。上式（１）〜（６）より、抵抗１５３を流れる電流Ｉｒは

となる。従って、出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２）は、式（８）のように表される。

上式（８）より、Ｖ_ＢＥ２の値に合わせてｎ、Ｒ_２及びＲ_３を設定すれば、温度変化による出力変動の小さな基準電圧回路を構成できるとも考えられる。しかし現実には、製造プロセスの不均一性によってオペアンプ１５４に入力オフセット電圧が発生するので、出力電圧Ｖｏｕｔに誤差及び温度特性が生じてしまう。

これに対し、本実施形態の離散制御型ＢＧＲ１６は、このような誤差及び温度特性を好適に補正することができる。図３は、離散制御型ＢＧＲ１６の構成の一例を示す回路図である。図３に示す離散制御型ＢＧＲ１６は、連続制御型ＢＧＲ１５と同様の構成（バイポーラトランジスタ１５１，１５２、抵抗１５３、オペアンプ１５４、抵抗１５５及び１５６）に加えて、スイッチ１６１及び１６２を有する。スイッチ１６１は点Ｐ１及びＰ２とオペアンプの差動入力との間に設けられており、スイッチ１６２はオペアンプ１５４の作動出力に設けられている。これらのスイッチ１６１及び１６２は、外部から入力されるクロック信号ＣＬＫによって周期的に電圧の正負を反転させる。そして、第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１としてその平均値を得ることにより、上述した誤差や、温度変化による出力変動を相殺（補償）して、安定した第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１を得ることができる。

図４は、離散制御型ＢＧＲ１６の出力電圧Ｖｏｕｔの波形の一例を示す図である。出力電圧Ｖｏｕｔは所望の電圧（ターゲット）から少しずれるが、正方向にずれた電圧と負方向にずれた電圧との平均を取ることによって、所望の安定した電圧（第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１）が得られる。離散的な信号を出力するＡ／Ｄ変換器１２では、このような離散制御型ＢＧＲ１６を用いることができる。なお、Ｄ／Ａ変換器１４については、安定した連続的な電圧を出力する必要があるので、離散制御型ＢＧＲのスイッチから生じるノイズによって好ましくない影響を受けるおそれがある。従って、Ｄ／Ａ変換器１４には連続制御型ＢＧＲが好適である。

以上の構成を備える定電力制御回路１０の作用及び効果について説明する。通常、ＢＧＲといった基準電圧回路は、回路の小型化には極めて有効である一方、温度変化による出力電圧の変動が大きいという問題がある。その出力電圧の変動量は、例えば２５０ｐｐｍ／℃程度である。図３に示した離散制御型ＢＧＲによればこのような出力変動を低減できるが、上述したように、Ｄ／Ａ変換器１４ではノイズの問題から離散制御型ＢＧＲを採用することは困難である。従って、高精度な電力制御を支えるＤ／Ａ変換器１４において工夫を要する。

本実施形態の定電力制御回路１０においては、連続制御型ＢＧＲ１５による第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２が温度によって変動し易く、離散制御型ＢＧＲ１６による第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１が温度によって変動し難いという、両者の特性差を利用する。すなわち、ヒータＨの両端の電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌの大きさに相当する検出信号Ｄ_Ｈ，Ｄ_Ｌを生成するＡ／Ｄ変換器１２に対し、ヒータＨの両端の電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌに加えて、連続制御型ＢＧＲ１５から第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２を入力する。この場合、Ａ／Ｄ変換器１２から出力される、第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２の大きさに関する離散的なモニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２は、変動し難い第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１を基準に生成されるので、温度変化等による第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２の変動量を高い精度で示すことができる。そして、制御回路１３は、この離散的なモニタ信号Ｄ_ＢＧＲ２が示す第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２の変動量に基づいて、電流源１１から出力される電流Ｉ_Ｈの大きさを制御するための制御信号ＤＡＣ_ｏｕｔを補正する。この定電力制御回路１０によれば、回路規模が小さくて済み、ヒータＨの消費電力を、温度変化によらず高い精度で一定に制御できる。

ここで、定電力制御回路１０における具体的な制御方法の一例を示す。Ａ／Ｄ変換器１２では、連続制御型ＢＧＲ１５から出力される第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２と、ヒータＨの両端の電圧Ｖ_Ｈ及びＶ_Ｌとが、離散的な信号Ｄ_ＢＧＲ２，Ｄ_Ｈ及びＤ_Ｌに変換される。ここで、離散制御型ＢＧＲ１６は温度変化による出力の変動が小さいので、離散的な信号Ｄ_ＢＧＲ２によって精度の高いモニタ値が得られる。制御回路１３では、Ａ／Ｄ変換器１２から得られた信号Ｄ_ＢＧＲ２，Ｄ_Ｈ及びＤ_Ｌを用いて、Ｄ／Ａ変換器１４へ出力する制御信号ＤＡＣ_ｉｎを算出する。このとき、ヒータＨにおける降下電圧Ｖ_{Ｈｅａｔｅｒ}は、Ｖ_{Ｈｅａｔｅｒ}＝Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌとして求まる。

仮に、温度変化による連続制御型ＢＧＲ１５の出力変動を考慮しなかった場合、制御回路１３は、算出した降下電圧Ｖ_{Ｈｅａｔｅｒ}とＤ／Ａ変換器１４の出力信号ＤＡＣ_ｏｕｔから算出される電流Ｉ_Ｈとの積を消費電力の目標値と比較し、その差分に利得を乗じた値を制御信号ＤＡＣ_ｉｎとしてＤ／Ａ変換器１４へ出力する。この場合、制御信号ＤＡＣ_ｉｎに温度変化による変動が生じる。すなわち、所望の第２の基準電圧の値をＶ_{ＢＧＲ２０}とすると、Ｄ／Ａ変換器１４の出力値は、想定に対してＶ_ＢＧＲ２／Ｖ_{ＢＧＲ２０}倍に変化していることになる。例えば、Ｄ／Ａ変換器１４のビット数をｘとし、Ｄ／Ａ変換器１４の設定値をＤＡＣ_ｉｎ（ＬＳＢ）とし、電流源１１の出力電圧がＤ／Ａ変換器１４からの制御信号ＤＡＣ_ｏｕｔの値に比例しているとし、電流源１１のコンダクタンスをｇｍ（Ａ／Ｖ）とした場合、実際の電流Ｉ_Ｈの値は、

となる。一方、制御回路１３内で用いられる電流Ｉ_Ｈの計算値Ｉ_ＨＣは、

であり、このような実際の電流Ｉ_Ｈと計算値Ｉ_ＨＣとの違いに起因して、定電力制御に誤差が生じてしまう。

これに対し、本実施形態に係る定電力制御回路１０においては、Ｄ／Ａ変換器１４へ出力される制御信号ＤＡＣ_ｉｎの値に予め（Ｖ_{ＢＧＲ２０}／Ｖ_ＢＧＲ２）を乗じておくことで、温度変化による電流Ｉ_Ｈの変動分を補正することができる。すなわち、Ｄ／Ａ変換器１４に入力される補正後の制御信号をＤＡＣ_ｉｎ’とすると、

となる。従って、実際の電流Ｉ_Ｈの値は

となり、計算値Ｉ_ＨＣと等しくなる。従って、電流モニタ回路を使用することなく高精度な定電力制御が可能となる。

なお、制御信号ＤＡＣ_ｉｎを補正する方法としては、上述したような制御信号ＤＡＣ_ｉｎを直接的に変更する方法の他に、制御回路１３の内部における計算値を変更する方法もある。例えば、制御回路１３により算出される電流Ｉ_Ｈの計算値Ｉ_ＨＣにあらかじめ（Ｖ_ＢＧＲ２／Ｖ_{ＢＧＲ２０}）を乗じることにより、補正後の計算値Ｉ_ＨＣは

となり、実際の電流Ｉ_Ｈの値と一致するので、結果的に制御信号ＤＡＣ_ｉｎが補正される。連続制御型ＢＧＲ１５における所望の第２の基準電圧Ｖ_{ＢＧＲ２０}は、電力との整合が取れていればよく、校正時に、所望の電力の測定と同時に得られる第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２と等しく設定すればよい。

本実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器１２に第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１を与える離散型基準電圧回路が離散制御型ＢＧＲによって構成されており、Ｄ／Ａ変換器１４に第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２を与える連続型基準電圧回路が連続制御型ＢＧＲによって構成されている。連続型基準電圧回路が連続制御型ＢＧＲである場合、第２の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ２は温度によって大きく変動し易い。一方、離散型基準電圧回路が離散制御型ＢＧＲである場合、第１の基準電圧Ｖ_ＢＧＲ１は極めて変動し難い。従って、上述した定電力制御回路１０による効果をより顕著に得ることができる。但し、連続型基準電圧回路及び離散型基準電圧回路は、連続制御型ＢＧＲ及び離散制御型ＢＧＲに限られるものではない。

また、本実施形態のように、定電力制御回路１０の制御対象である負荷としては、波長可変半導体レーザ素子に設けられた波長設定用のヒータＨが好適である。波長可変半導体レーザ素子の波長設定用のヒータＨにおいては、消費電力を精度良く一定に制御することが極めて重要である。従って、上述した作用効果を奏する本実施形態の定電力制御回路１０がより有効となる。

１０…定電力制御回路、１１…電流源、１２…Ａ／Ｄ変換器、１３…制御回路、１４…Ｄ／Ａ変換器、１５…連続制御型ＢＧＲ、１６…離散制御型ＢＧＲ、１００…定電力制御回路、１５１，１５２…バイポーラトランジスタ、１５４…オペアンプ、１５３，１５５，１５６…抵抗器、１６１，１６２…スイッチ、ＣＬＫ…クロック信号、ＤＡＣ_ｉｎ…離散的な制御信号、ＤＡＣ_ｏｕｔ…連続的な制御信号、Ｄ_ＢＧＲ２…モニタ信号、Ｄ_Ｈ，Ｄ_Ｌ…検出信号、Ｈ…ヒータ、Ｖ_ＢＧＲ１…第１の基準電圧、Ｖ_ＢＧＲ２…第２の基準電圧。

Claims (3)

1. 負荷に与える電力を一定に制御する定電力制御回路であって、
   前記負荷に電流を供給する電流源と、
   前記負荷の両端の電圧の大きさに相当する離散的な検出信号を生成するアナログ／ディジタル変換器と、
   前記アナログ／ディジタル変換器に第１の基準電圧を与える離散型基準電圧回路と、
   前記検出信号に基づいて、前記電流源から出力される電流の大きさを制御するための離散的な制御信号を生成する制御部と、
   前記離散的な制御信号を連続的な制御信号に変換し、該連続的な制御信号を前記電流源に与えるディジタル／アナログ変換器と、
   前記ディジタル／アナログ変換器に第２の基準電圧を与える連続型基準電圧回路と
   を備え、
   前記制御部は、前記負荷に与える電力が所定値に近づくように前記離散的な制御信号を生成するとともに、前記連続型基準電圧回路から前記アナログ／ディジタル変換器を介して前記第２の基準電圧の大きさに関する離散的なモニタ信号を入力し、前記モニタ信号が示す前記第２の基準電圧の変動量に基づいて前記離散的な制御信号を補正する、
   ことを特徴とする定電力制御回路。
2. 前記連続型基準電圧回路が連続制御型のバンドギャップ基準電圧回路であり、
   前記離散型基準電圧回路が離散制御型のバンドギャップ基準電圧回路である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の定電力制御回路。
3. 前記負荷が波長可変半導体レーザ素子に設けられた波長設定用のヒータである、ことを特徴とする請求項１または２に記載の定電力制御回路。

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