JP2011223309A - 電流双方向検出機能付き負荷駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電流双方向切替スイッチを備えた電流双方向検出機能付き負荷駆動回路を実現する。
【解決手段】第１の配線５から第２の配線６に向う方向に第１の順方向電流が流れ、第２の配線６から第１の配線５に向う方向に第１の逆方向電流が流れる電流双方向切替スイッチ１と、電流双方向切替スイッチ１に流れる第１の順方向電流に相関した第２の順方向電流が流れ込む順方向電流検出用スイッチ２と、電流双方向切替スイッチ１に流れる第１の逆方向電流に相関した第２の逆方向電流が流れ込む逆方向電流検出用スイッチ３と、順方向電流検出用スイッチ２と接続され、順方向電流検出用スイッチ２から流れ出た第２の順方向電流を検出する順方向電流検出回路１０と、逆方向電流検出用スイッチ３と接続され、逆方向電流検出用スイッチ３から流れ出た第２の逆方向電流を検出する逆方向電流検出回路１１と、スイッチ制御回路４とを備える電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流双方向検出機能付き負荷駆動回路に関するものである。

直流電源から負荷に向けて単方向で電流を供給して当該負荷を駆動する負荷駆動回路の電流ループには、当該負荷に供給される電流を制御するためのスイッチング素子が一般的に設けられている。また、スイッチング素子の過電流保護を目的として、スイッチング素子を介して負荷に流れる電流を検出して監視する必要があるので、負荷に流れる電流を検出するための機能が負荷駆動回路に設けられている。

例えば、特許文献１には、自動車用の電動式パワーステアリングシステムに適用される直流電動機のチョッパ制御システムにおいて、スイッチング素子として電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）によってチョッパ制御されることが記載されている。また、特許文献１の第１の図には、直流電動機（負荷）に流れる電流を検出するため電流検出回路の構成が開示されている。以下では、特許文献１の第１図を表現した図１０に示す従来の単方向電流検出機能付き負荷駆動回路について説明する。

図１０に示す従来の単方向電流検出機能付き負荷駆動回路は、バッテリ等の直流電源側配線５１によって駆動される直流電動機から成る負荷５２を、不図示の制御装置からのゲート信号によりオンオフされるチョッパ制御用のＦＥＴ（以下、主ＦＥＴという）５３に基づいてチョッパ制御するものである。また、図１０に示す従来の単方向電流検出機能付き負荷駆動回路は、負荷５２のチョッパ制御時に流れる電流Ｉ_１を電流検出用のＦＥＴ（以下、副ＦＥＴという）５４によって検出するように動作する。詳述すると、副ＦＥＴ５４は、主ＦＥＴ５３に供給されるゲート信号により、主ＦＥＴ５３と同じタイミングでオンオフ制御される。また、差動増幅器５５は、非反転入力端子に印加される主ＦＥＴ５３のソース電圧Ｖ_１と反転入力端子に印加される副ＦＥＴ５４のソース電圧Ｖ_２とが等しくなるように、副ＦＥＴ５４に向けて所定値のソース電流Ｉ_２を供給すべく動作している。

ここで、主ＦＥＴ５３のオン抵抗が副ＦＥＴ５４のオン抵抗の(１／ｎ)倍であるとすると、主ＦＥＴ５３に流れる電流Ｉ_１と副ＦＥＴ５４に流れる電流Ｉ_２との関係は次式で表される。

Ｉ_２＝(１／ｎ)・Ｉ_１ ・・・（１）
また、抵抗５６の抵抗値をＲ、抵抗５６の電圧降下をＶ_Ｉとすると、Ｖ_１とＩ_２との関係は次式で表される。

Ｖ_１＝Ｒ・Ｉ_２ ・・・（２）
従って、式（１）と式（２）とにより、Ｖ_ＩとＩ_１との関係は次式で表される。

Ｖ_１＝(１／ｎ)・Ｒ・Ｉ_１ ・・・（３）
式（３）によれば、抵抗５６の電圧降下Ｖ_Ｉを検出することによって、負荷５２に流れる電流Ｉ_１を間接的に検出できることが分かる。また、抵抗５６の電圧降下Ｖ_Ｉを検出することによって、電圧降下Ｖ_Ｉが所定の閾値Ｖｔｈを超えた時、ひいては電圧降下Ｖ_Ｉに応じた電流Ｉ_１が以下の式（４）で表される閾値Ｉｔｈを超えた時、主ＦＥＴ５３を強制的にオフさせる過電流保護を実現できる。

Ｉｔｈ＝ ｎ・(Ｖｔｈ／Ｒ) ・・・（４）

特開平１−８３１５６号公報

近年、マトリクスコンバータ等のＡＣ−ＡＣ電力変換器が注目されている。このＡＣ−ＡＣ電力変換器に使用される半導体スイッチング素子には、双方向に電流を流せる機能と、ＡＣ商用電源によって印加される高電圧に耐えられる性能とが要求される。さらに、ＡＣ−ＡＣ電力変換器では、安全対策上、半導体スイッチング素子を過電流から保護することが要求される。

ところで、低耐圧仕様のＦＥＴ（例えば、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）系）の場合、ドレイン電極とソース電極とが区別されない対称型の構造が採用されている。一方、パワーエレクトロニクス分野向けに設計された高耐圧仕様のＦＥＴ（パワーＦＥＴ）の場合、低耐圧仕様と比べてゲート電極に非常に高いゲート電圧が印加されるので、ゲート−ソース間耐圧の点で問題が生じる。例えば、電源電圧が６００Ｖである場合、ゲート電極には上限一杯の６００Ｖのゲート電圧が印加される状態（フルスイング）も想定されるが、ゲート−ソース間電圧としては最大５Ｖが通常であるのでゲート−ソース間耐圧が持たない。このため、高耐圧仕様のＦＥＴの場合には、ゲート電極に非常に高いゲート電圧を印加できるように、ドレイン電極とソース電極とが区別される非対称型の構造が採用されている。

しかし、非対称型の構造を持ったＦＥＴである場合には、単方向（例えば、ドレイン電極からソース電極に向う方向）にのみ電流を流すことができる。このため、交流ノード電圧（電圧）から所望の大きさ及び周波数の交流出力電圧に変換されるマトリクスコンバータの交流スイッチ等、制御端子以外の一方の主端子と他方の主端子との間で電流を双方向に切り替え可能なスイッチ（以下、電流双方向切替スイッチという）として採用することができない。

特許文献１は、図１０の主ＦＥＴ５３の構造に関して特に言及していないが、仮に主ＦＥＴ５３が非対称型の構造である場合には、直流電源側配線５１を交流電源に置き換えたところで、電流双方向切替スイッチとして機能しえない。それ故に、図１０に示す副ＦＥＴ５４、差動増幅器５５、抵抗５６によって構成される電流検出回路は、主ＦＥＴ５３に流れるソース電流Ｉ１に応じた副ＦＥＴ５４に流れるソース電流Ｉ２として単方向の電流のみを検出できるにすぎず、双方向に流れる電流をそれぞれ検出して過電流保護をかけることができない。

本発明は、上記のような従来の課題を解決するためになされたものであり、負荷に供給する電流の向きを双方向に切り替え可能な電流双方向切替スイッチと、当該電流双方向切替スイッチに双方向に流れる電流を各方向で検出可能な電流双方向検出機能とを備える負荷駆動回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路は、電源及び負荷の一方に接続される第１の配線と電源及び負荷の他方に接続される第２の配線との間に接続され、当該第１の配線から当該第２の配線に向う方向（以下、順方向という）に流れる第１の順方向電流と当該第２の配線から当該第１の配線に向う方向（以下、逆方向という）に流れる第１の逆方向電流とを切り替えて流す電流双方向切替スイッチと、前記第１の配線と接続され、前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の順方向電流に相関した第２の順方向電流が流れる順方向電流検出用スイッチと、前記第２の配線と接続され、前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の逆方向電流に相関した第２の逆方向電流が流れる逆方向電流検出用スイッチと、前記順方向電流検出用スイッチと接続され、前記順方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の順方向電流が流れ、当該流れる第２の順方向電流を検出する順方向電流検出回路と、前記逆方向電流検出用スイッチと接続され、前記逆方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の逆方向電流が流れ、当該流れる第２の逆方向電流を検出する逆方向電流検出回路と、前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の順方向電流及び前記順方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の順方向電流が同じタイミングで流れるように、かつ前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の逆方向電流及び前記逆方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の逆方向電流が同じタイミングで流れるように、前記電流双方向切替スイッチ、前記順方向電流検出用スイッチ、及び前記逆方向電流検出用スイッチのスイッチングを制御するスイッチ制御回路と、を備えるものである。

この構成によれば、負荷に供給する電流の向きを双方向に切り替え可能な電流双方向切替スイッチを備えた負荷駆動回路を対象として、当該電流双方向切替スイッチに双方向に流れる電流を各方向で検出可能な電流双方向検出機能を実現することができる。

上記の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路において、前記電流双方向切替スイッチは、前記第１の配線に接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第１の４端子電界効果トランジスタであり、前記順方向電流検出用スイッチは、前記第１の配線に接続された第１の主端子と、前記順方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第２の４端子電界効果トランジスタであり、前記逆方向電流検出用スイッチは、前記逆方向電流検出回路に接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第３の４端子電界効果トランジスタである、としてもよい。

この構成によれば、電流双方向切替スイッチ、順方向電流検出用スイッチ、及び逆方向電流検出用スイッチを、低損失（オン抵抗が小さい）かつ高耐圧の高電力スイッチング素子（パワーＦＥＴ）として使用することができる。

上記の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路において、前記電流双方向切替スイッチは、第１の主端子と、前記第１の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第１の３端子電界効果トランジスタと、前記第１の３端子電界効果トランジスタの前記第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第２の３端子電界効果トランジスタと、を備え、前記順方向電流検出用スイッチは、第１の主端子と、前記第１の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第３の３端子電界効果トランジスタと、前記第３の３端子電界効果トランジスタの前記第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記順方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第４の３端子電界効果トランジスタと、を備え、前記逆方向電流検出用スイッチは、第１の主端子と、前記逆方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第５の３端子電界効果トランジスタと、前記第５の３端子電界効果トランジスタの第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第６の３端子電界効果トランジスタと、を備える、としてもよい。

この構成によれば、電流双方向切替スイッチ、順方向電流検出用スイッチ、及び逆方向電流検出用スイッチを、低損失（オン抵抗が小さい）かつ高耐圧の高電力スイッチング素子（パワーＦＥＴ）として使用することができる。

上記の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路において、前記電流双方向切替スイッチ、前記順方向電流検出用スイッチ、及び前記逆方向電流検出用スイッチは、窒化ガリウム（ＧａＮ）系トランジスタにより構成されている、としてもよい。

この構成によれば、電流双方向切替スイッチ、順方向電流検出用スイッチ、及び逆方向電流検出用スイッチを構成する電界効果トランジスタをより低損失かつ高耐圧にすることができる。

上記の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路において、前記順方向電流検出回路は、非反転入力端子に前記第２の配線の電圧が印加され、反転入力端子に前記順方向電流検出用スイッチと前記順方向電流検出回路との間の第１のノード電圧が印加され、第１の出力端子から前記第２の配線の電圧と前記第１のノード電圧とを等しくさせるような第１の出力電流が流れ出す第１の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器の出力端子と前記第１の差動増幅器の反転入力端子との間に設けられ、前記第２の順方向電流に相関した前記第１の出力電流を検出する第１の電流検出器と、を備え、前記逆方向電流検出回路は、非反転入力端子に前記第１の配線の電圧が印加され、反転入力端子に前記逆方向電流検出用スイッチと前記逆方向電流検出回路との間の第２のノード電圧が印加され、出力端子から前記第１の配線の電圧と前記第２のノード電圧とを等しくさせるような第２の出力電流が流れ出す第２の差動増幅器と、前記第２の差動増幅器の出力端子と前記第２の差動増幅器の反転入力端子との間に設けられ、前記第２の逆方向電流に相関した前記第２の出力電流を検出する第２の電流検出器と、を備える、としてもよい。

この構成によれば、順方向電流検出回路及び逆方向電流検出回路を適切に実現することができる。

本発明によれば、負荷に供給する電流の向きを双方向に切り替え可能な電流双方向切替スイッチと、当該電流双方向切替スイッチに双方向に流れる電流を各方向で検出可能な電流双方向検出機能とを備える負荷駆動回路を実現することができる。

図１は本発明に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。 図２は本発明の第１の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。 図３は本発明の第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。 図４は本発明の第３の実施の形態に係る白熱灯駆動回路の構成を示す回路図である。 図５は図４に示す白熱灯駆動回路の動作を示す波形図である。 図６は本発明の第４の実施の形態に係るマトリクスコンバータの構成を示した図である。 図７は図６に示すマトリクスコンバータの電流双方向切替スイッチの動作を示すタイミングチャートである。 図８はノード電圧ＶＡＣが正の場合のマトリクスコンバータの動作を示す波形図である。 図８はノード電圧ＶＡＣが負の場合のマトリクスコンバータの動作を示す波形図である。 従来の単方向電流検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
（本発明の概念）
最初に図１を参照して本発明の概念を説明する。

図１は本発明に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。図１に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路は、電流双方向切替スイッチ１、順方向電流検出用スイッチ２、逆方向電流検出用スイッチ３、スイッチ制御回路４、電源８と接続され、電源８から交流電圧が供給される第１の配線５、負荷９と接続され、負荷９に交流電圧を供給する第２の配線６、順方向電流検出回路１０、逆方向電流検出回路１１を備えている。なお、第１の配線５が負荷９と接続され、第２の配線６が電源８と接続されてもよい。

なお、同図において、Ｉ（ＭＳＷ１）は第１の配線５から第２の配線６に向う方向（以下、便宜上順方向という）に電流双方向切替スイッチ１に流れる順方向電流（本発明における第１の順方向電流）、Ｉ（ＭＳＷ２）は第２の配線６から第１の配線５に向う方向（以下、便宜上逆方向という）に電流双方向切替スイッチ１に流れる逆方向電流（本発明における第１の逆方向電流）、Ｉ（ＳＳＷ１）はＩ（ＭＳＷ１）と相関が有り、かつ第１の配線５から順方向電流検出用スイッチ２に流れる順方向電流（本発明における第２の順方向電流）、Ｉ（ＳＳＷ２）はＩ（ＭＳＷ２）と相関が有り、かつ第２の配線６から逆方向電流検出用スイッチ３に流れる逆方向電流（本発明における第２の逆方向電流）、O(SＳＷ1)は順方向電流検出回路１０の順方向電流検出信号、O(SＳＷ２)は逆方向電流検出回路１１の逆方向電流検出信号を表している。以下では、上記の定義した順方向及び逆方向を前提として説明するが、第２の配線６から第１の配線５に向う電流の方向を順方向とし、かつ第１の配線５から第２の配線６に向う電流の方向を逆方向としてもよい。

電流双方向切替スイッチ１は、電源８と接続された第１の配線５と負荷９と接続された第２の配線６との間に接続されている。電流双方向切替スイッチ１は、スイッチ制御回路４から出力される制御電圧に応じて、第１の配線５から第２の配線６に向う順方向に順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と、第２の配線６から第１の配線５に向う逆方向に逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）とを切り替えて流す。

順方向電流検出用スイッチ２は、第１の配線５と接続されている。スイッチ制御回路４から出力される制御電圧に応じて、順方向電流検出用スイッチ２、は電流双方向切替スイッチ１に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）に相関した順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れる。なお、電流双方向切替スイッチ１に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と、順方向電流検出用スイッチ２に流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）との間に成立する相関関係とは、例えば、順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）及び順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）に関して、一方の電流値が増加すると他方の電流値も同じ変化率で増加し、同様に一方の電流値が減少すると他方の電流値も同じ変化率で減少する関係のことを指す。

逆方向電流検出用スイッチ３は、第２の配線６と接続されている。逆方向電流検出用スイッチ３は、スイッチ制御回路４から出力される制御電圧に応じて、電流双方向切替スイッチ１に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）に相関した逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が流れる。なお、電流双方向切替スイッチ１に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）と、逆方向電流検出用スイッチ３に流れる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）との間に成立する相関関係とは、例えば、逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）及び逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）に関して、一方の電流値が増加すると他方の電流値も同じ変化率で増加し、同様に一方の電流値が減少すると他方の電流値も同じ変化率で減少する関係のことを指す。

順方向電流検出回路１０は、順方向電流検出用スイッチ２と接続されている。順方向電流検出回路１０は、順方向電流検出用スイッチ２から流れ出た順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れ込み、この流れ込んだ順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）を検出する。

逆方向電流検出回路１１は、逆方向電流検出用スイッチ３と接続されている。逆方向電流検出回路１１は、逆方向電流検出用スイッチ３から流れ出た逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が流れ込み、この流れ込んだ逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）を検出する。

スイッチ制御回路４は、電流双方向切替スイッチ１に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）及び順方向電流検出用スイッチ２に流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が同じタイミングで流れるように、かつ電流双方向切替スイッチ１に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）及び逆方向電流検出用スイッチ３に流れる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が同じタイミングで流れるように、電流双方向切替スイッチ１、順方向電流検出用スイッチ２、及び逆方向電流検出用スイッチ３を制御する。

具体的には、スイッチ制御回路４から出力される制御電圧に基づいて電流双方向切替スイッチ１がオンする場合、第１の配線５の電圧ＶＳＷと第２の配線６の電圧ＶＧＮＤとの間の差電圧（＝ＶＳＷ-ＶＧＮＤ）に基づいて電流双方向切替スイッチ１には順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）又は逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）が流れることとなる。

ここで、電流双方向切替スイッチ１に順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が流れる場合、スイッチ制御回路４は、電流双方向切替スイッチ１がオンするタイミングと同じタイミングで順方向電流検出用スイッチ２をオンさせる。この結果、順方向電流検出用スイッチ２においても同じタイミングで順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れることとなる。なお、この場合、逆方向電流検出回路１１は動作しないように構成されているので、逆方向電流検出用スイッチ３はオンしてもよいし、オフしてもよい。従って、順方向電流検出回路１０は、順方向電流検出用スイッチ２から流れ込まれる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）を検出することにより、電流双方向切替スイッチ１に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）を間接的に検出できる。特に、順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）に対してＩｔｈ（ＳＳＷ1)の閾値を設定して過電流保護をかけるようにすると、順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）との間の相関関係により、Ｉｔｈ（ＳＳＷ1)に比例した電流Iｔｈ(MＳＷ1)が電流双方向切替スイッチ１に流れた場合に過電流保護をかけることが可能になる。

一方、電流双方向切替スイッチ１がオンして逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）を流す場合、スイッチ制御回路４は、電流双方向切替スイッチ１がオンするタイミングと同じタイミングで逆方向電流検出用スイッチ３をオンさせる。この結果、逆方向電流検出用スイッチ３にも逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が流れることとなる。なお、この場合、順方向電流検出回路１０は動作しないように構成するので、逆方向電流検出用スイッチ３はオンしてもよいし、オフしてもよい。従って、逆方向電流検出回路１１は、逆方向電流検出用スイッチ３から流れ込まれる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）を検出することにより、電流双方向切替スイッチ１に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）を間接的に検出できる。特に、逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）に対してＩｔｈ（ＳＳＷ２）の閾値を設定して過電流保護をかけるようにすると、逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）と逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）との間の相関関係により、Ｉｔｈ（ＳＳＷ２）に比例した電流Ｉｔｈ（ＭＳＷ２)が電流双方向切替スイッチ１に流れた場合に過電流保護をかけることが可能になる。

以上のように、電流双方向切替スイッチ１において双方向に流れる電流（順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）、逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２））それぞれの検出が可能になり、例えば電流双方向切替スイッチ１において双方向に流れる電流それぞれに閾値を設定することができ、この結果として、双方向の過電流保護が可能になる。

以下、本発明の具体的な実施の形態を説明する。
（第１の実施の形態）
図２は本発明の第１の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。

電流双方向切替スイッチ１は、第１の配線５から順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が流れ込む主端子Ｓ１（本発明における第１の主端子）と、第２の配線６から逆方向電流(IMＳＷ２)が流れ込む主端子Ｓ２（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ１が印加される制御端子Ｇ１（本発明における第１の制御端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ２が印加される制御端子Ｇ２（本発明における第２の制御端子）と、を備えた４端子電界効果トランジスタ１２（本発明における第１の４端子電界効果トランジスタ）として構成されている。このように、本発明においては、トランジスタの負荷電流が流れる端子（例えば、電界効果トランジスタにおけるソース及びドレイン並びにバイポーラトランジスタにおけるエミッタ及びコレクタ）を主端子と呼び、トランジスタの制御電圧が印加される端子（例えば、電界効果トランジスタにおけるゲート及びバイポーラトランジスタにおけるベース）を制御端子と呼ぶ。

順方向電流検出用スイッチ２は、第１の配線８から順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れ込む主端子Ｓ１（本発明における第３の主端子）と、順方向電流検出回路１０に向けて順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れ出す主端子Ｓ２（本発明における第４の主端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ１が印加される制御端子Ｇ１（本発明における第３の制御端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ２が印加される制御端子Ｇ２（本発明における第４の制御端子）と、を備えた４端子電界効果トランジスタ１３（本発明における第２の４端子電界効果トランジスタ）として構成されている。

逆方向電流検出用スイッチ３は、逆方向電流検出回路１１に向けて逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が流れ出す主端子Ｓ１（本発明における第５の主端子）と、第２の配線６から逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が流れ込む主端子Ｓ２（本発明における第６の主端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ１が印加される制御端子Ｇ１（本発明における第５の制御端子）と、スイッチ制御回路４から制御電圧ＶＧ２が印加される制御端子Ｇ２（本発明における第６の制御端子）と、を備えた４端子電界効果トランジスタ１４（本発明における第３の４端子電界効果トランジスタ）として構成されている。

順方向電流検出回路は、非反転入力端子と反転入力端子と出力端子とを備えた差動増幅器１５（本発明における第１の差動増幅器）と、電流検出器１６（本発明における第１の電流検出器）とにより構成されている。差動増幅器１５は、非反転入力端子には第２の配線６の電圧ＶＧＮＤが印加され、反転入力端子には順方向電流検出用スイッチ２と順方向電流検出回路１０との間（厳密には、４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ２と電流検出器１６との間のノード）のノード電圧Ｖ（ＳＳＷ１）が印加され、仮想短絡により出力端子から第２の配線６の電圧ＶＧＮＤとノード電圧Ｖ（ＳＳＷ１）とを等しくさせる出力電流が流れ出るように動作する。電流検出器１６は、差動増幅器１５の出力端子と反転入力端子との間に設けられており、順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）に相関した出力電流を検出する。電流検出器１６は、例えば抵抗や電流センサ等を採用することができる。

逆方向電流検出回路１１は、非反転入力端子と反転入力端子と出力端子とを備えた差動増幅器１７（本発明における第２の差動増幅器）と、電流検出器１８（本発明における第２の電流検出器）とにより構成されている。差動増幅器１７は、非反転入力端子には第１の配線５の電圧ＶＳＷが印加され、反転入力端子には逆方向電流検出用スイッチ３と逆方向電流検出回路１１との間（厳密には、４端子電界効果トランジスタ１４の主端子Ｓ１と電流検出器１８との間のノード）のノード電圧Ｖ（ＳＳＷ２)が印加され、仮想短絡により出力端子から第１の配線５の電圧ＶＳＷとノード電圧Ｖ（ＳＳＷ２)とを等しくさせるような出力電流が流れ出すように動作する。電流検出器１８は、差動増幅器１７の出力端子と反転入力端子との間に設けられ、逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）に相関した出力電流を検出する。電流検出器１８は、例えば抵抗や電流センサ等を採用することができる。

なお、電流双方向切替スイッチ１を構成する４端子電界効果トランジスタ１２は、後述の白熱灯３０や３相モータ３４等の交流負荷を駆動するために大電流かつ高電圧動作（第１の配線５の電圧ＶＳＷと第２の配線６の電圧ＶＧＮＤとの間の差電圧が高い場合）が要求される場合には、窒化ガリウム（ＧａＮ）系トランジスタによって構成されることが好ましい。順方向電流検出用スイッチ２を構成する４端子電界効果トランジスタ１３、及び逆方向電流検出用スイッチ３を構成する４端子電界効果トランジスタ１４についても、電流双方向切替スイッチ１を構成する４端子電界効果トランジスタ１２と制御端子Ｇ１,Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ１,ＶＧ２が共通しているので、窒化ガリウム系トランジスタによって構成されることが好ましい。窒化ガリウムは、周期表の３族に属するガリウム（Ｇａ）と窒素（Ｎ）との化合物であり、電気的にはバンドギャップの大きい半導体として知られている。なお、バンドギャップが大きな材料ほど電気的な耐圧は高いので、窒化ガリウム系トランジスタは、低損失（オン抵抗が小さい）かつ高耐圧の高電力スイッチング素子（パワーＦＥＴ）として利用できる。

また、４端子電界効果トランジスタ１２、１３、１４を窒化ガリウム系トランジスタによって構成する場合、２つの制御端子Ｇ１,Ｇ２を設けるようにすれば、２つの制御端子Ｇ１,Ｇ２間の耐圧は両者間の距離を長くすることにより従来のＦＥＴのゲート−ソース間耐圧よりも高くできるので、非対称型のトランジスタ構造のように、例えば主端子Ｓ１の電圧は主端子Ｓ２の電圧よりも高くなければならないという制約が必要なくなる。つまり、主端子Ｓ２の電圧が主端子Ｓ１の電圧よりも高くてもよい。例えば、“−６００〜＋６００Ｖ”の高電圧の交流電源を使用する場合、主端子Ｓ１の電圧を“０Ｖ”、制御端子Ｇ１の電圧ＶＧ１を“０〜５Ｖ”、主端子Ｓ２の電圧を“−６００〜＋６００Ｖ”、制御端子Ｇ２の電圧を“主端子Ｓ２の電圧＋０〜５Ｖ”とすることができる。この場合、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１（＝ＶＧ１−ＶＳ１）は“０〜５V”、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２（＝ＶＧ２−ＶＳ２）は“０〜５Ｖ”であるので、従来のＦＥＴのゲート−ソース間耐圧と同様の耐圧を満足することができる。

つぎに、図２に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の順方向電流の検出動作について説明する。

スイッチ制御回路４から出力される制御電圧ＶＧ１,ＶＧ２が４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１,Ｇ２に印加される時に、４端子電界効果トランジスタ１２はオンする。このとき、４端子電界効果トランジスタ１２は主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）を流す。

４端子電界効果トランジスタ１３は制御端子Ｇ１,Ｇ２を４端子電界効果トランジスタ１２と共有しているために、４端子電界効果トランジスタ１２に順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が流れる時に、４端子電界効果トランジスタ１３には主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が流れる。ここで、差動増幅器１５は、第２の配線６の電圧ＶＧＮＤと反転入力端子に印加されるノード電圧Ｖ（ＳＳＷ１）とが同電位になるように動作する。すると、４端子電界効果トランジスタ１２、１３は、制御端子Ｇ１,Ｇ２及び主端子Ｓ１を共有しており、双方の主端子Ｓ２の電位は同電位となる。従って、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と４端子電界効果トランジスタ１３に流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）とはトランジスタのサイズ比に比例した関係になる。ここで、４端子電界効果トランジスタ１３のサイズが４端子電界効果トランジスタ１２のサイズの（１／ｎ１）倍である場合、順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）との関係は次式で表される。

Ｉ（ＳＳＷ１）＝（１／ｎ１）・Ｉ（ＭＳＷ１） ・・・（５）
従って、順方向電流検出回路１０は、４端子電界効果トランジスタ１３の主端子Ｓ２から流れ込む順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）を検出することにより、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）を間接的に検出できる。特に、順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）に対してＩｔｈ（ＳＳＷ1)の閾値を設定すると、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が次式で表される電流値になった時に、順方向の過電流保護をかけることができるようになる。

Ｉｔｈ（ＭＳＷ1)＝ｎ１・Ｉｔｈ（ＳＳＷ1) ・・・（６）
つぎに、図２に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の逆方向電流の検出動作について説明する。

スイッチ制御回路４から出力される制御電圧ＶＧ１,ＶＧ２が４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１,Ｇ２に印加される時に、４端子電界効果トランジスタ１２はオンする。このとき、４端子電界効果トランジスタ１２は主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）を流す。

４端子電界効果トランジスタ１４は制御端子Ｇ１,Ｇ２を４端子電界効果トランジスタ１２と共有しているために、４端子電界効果トランジスタ１２に逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）が流れる時に、４端子電界効果トランジスタ１４は主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）を流す。ここで、差動増幅器１７は、第１の配線５の電圧ＶＳＷと反転入力端子に印加されるノード電圧Ｖ（ＳＳＷ２)とが仮想短絡により同電位になるように動作する。すると、４端子電界効果トランジスタ１２、１４は、制御端子Ｇ１,Ｇ２及び主端子Ｓ２を共有しており、双方の主端子Ｓ１の電位は同電位となる。従って、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）と４端子電界効果トランジスタ１４に流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）とはトランジスタのサイズ比に比例した関係になる。ここで、４端子電界効果トランジスタ１４のサイズが４端子電界効果トランジスタ１２のサイズの（１／ｎ２）倍である場合、逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）と逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）との関係は次式で表される。

Ｉ（ＳＳＷ２）＝（１／ｎ２）・Ｉ（ＭＳＷ) ・・・（７）
従って、逆方向電流検出回路１１は、４端子電界効果トランジスタ１４の主端子Ｓ１から流れる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）を検出することにより、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）を間接的に検出できる。特に、逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）に対してＩｔｈ（ＳＳＷ２）の閾値を設定すると、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）が、次式で表される電流値になった時に、逆方向の過電流保護をかけることができる。

Ｉｔｈ２（ＭＳＷ) ＝ｎ２・Ｉｔｈ（ＳＳＷ２） ・・・（８）
以上のように、本発明の第１の形態によれば、４端子電界効果トランジスタ１２に双方向に流れる電流それぞれの検出が可能となる。また、例えば電流双方向切替スイッチ１に双方向に流れる電流それぞれに閾値を設けることができ、双方向の過電流保護が可能になる。
（第２の実施の形態）
図３は本発明の第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の構成を示す回路図である。

図３に示す第２の実施の形態において、図２に示す第１の実施の形態と相違する点は、電流双方向切替スイッチ１、順方向電流検出用スイッチ２、及び逆方向電流検出用スイッチ３の構成において直列接続した２個の３端子電界効果トランジスタを用いたことである。

電流双方向切替スイッチ１は、ドレインＤ１（本発明における第１の主端子）と、第１の配線５に接続されたソースＳ１（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ１（本発明における第１の制御電圧）が印加されるゲートＧ１（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２１と、ドレインＤ１と接続されたドレインＤ２（本発明における第１の主端子）と、第２の配線６に接続されたソースＳ２（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ２が印加されるゲートＧ２（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２２と、を備えている。

順方向電流検出用スイッチ２は、ドレインＤ１（本発明における第１の主端子）と、第１の配線５に接続されたソースＳ１（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ１が印加されるゲートＧ１（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２３と、ドレインＤ１と接続されたドレインＤ２（本発明における第１の主端子）と、順方向電流検出回路１０に接続されたソースＳ２（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ２が印加されるゲートＧ２（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２４と、を備えている。

逆方向電流検出用スイッチ３は、ドレインＤ１（本発明における第１の主端子）と、逆方向電流検出回路１１に接続されたソースＳ１（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ１が印加されるゲートＧ１（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２５と、ドレインＤ１と接続されたドレインＤ２（本発明における第１の主端子）と、第２の配線６に接続されたソースＳ２（本発明における第２の主端子）と、スイッチ制御回路４からゲート電圧ＶＧ２が印加されるゲートＧ２（本発明における単独の制御端子）と、を備えた３端子電界効果トランジスタ２６と、を備えている。

なお、電流双方向切替スイッチ１を構成する３端子電界効果トランジスタ２１、２２は、後述の白熱灯３０や３相モータ３４等の交流負荷を駆動するために大電流かつ高電圧動作（第１の配線５の電圧ＶＳＷと第２の配線６の電圧ＶＧＮＤとの間の差電圧が高い場合）が要求される場合には、低損失（オン抵抗が小さい）かつ高耐圧の高電力スイッチング素子（パワーＦＥＴ）を構成する必要がある。このため、窒化ガリウム（ＧａＮ）系トランジスタによって構成されることが好ましい。順方向電流検出用スイッチ２を構成する３端子電界効果トランジスタ２３、２４、逆方向電流検出用スイッチ３を構成する３端子電界効果トランジスタ２５、２６についても同様である。

また、２つの制御端子Ｇ１,Ｇ２を設けるようにすれば、２つの制御端子Ｇ１,Ｇ２間の耐圧は、両者間の距離を長くすることにより従来のＦＥＴのゲート−ソース間耐圧よりも高くできるので、非対称型の構造のように例えば主端子Ｓ１の電圧は主端子Ｓ２の電圧よりも高くなければならないという制約が必要なくなる。よって、第１の実施の形態と同様に、主端子Ｓ１と主端子Ｓ２との間の電圧（第１の配線５の電圧ＶＳＷと第２の配線６の電圧ＶＧＮＤとの間の差電圧）を“６００Ｖ”にすることができる。

図３に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の動作については図２に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の動作と同様であるので説明を省略する。

以上の本発明の第２の実施の形態によれば、本発明の第１の実施の形態と同様に、４端子電界効果トランジスタ１２において双方向に流れる電流それぞれの検出が可能となる。また、例えば電流双方向切替スイッチ１に双方向に流れる電流それぞれに閾値を設けることができ、双方向の過電流保護が可能になる。
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態は、第１及び第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の応用例を示すものである。図４は本発明の第３の実施の形態に係る白熱灯駆動回路の構成を示す回路図である。なお、以下では、図２に示す本発明の第１の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路を用いる場合を説明するが、図３に示す本発明の第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路も同様に用いることができる。

図４に示す白熱灯駆動回路は、図２に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路における４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１と主端子Ｓ２との間に、単相交流電源３２及び交流負荷としての白熱灯３０を直列に接続して構成されている。換言すると、本実施の形態では、第１の配線５が負荷（白熱灯３０）に接続され、第２の配線６が電源（単相交流電源３２）に接続されている。なお、４端子電界効果トランジスタ１２がオンした時に白熱灯３０がオンし、４端子電界効果トランジスタ１２がオフした時に白熱灯３０がオフするように動作する。

図５は図４に示す白熱灯駆動回路の動作を示す波形図である。同図の中で、ＶＧＮＤは４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ２に接続されるノードの電圧（説明の便宜上、接地電位０Ｖと規定する）であり、ＶＡＣは単相交流電源３２と白熱灯３０との間のノードの電圧、ＶＳＷは４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１と白熱灯３０との間のノードの電圧（差動増幅器１７の非反転入力端子への印加電圧）、ＶＧ１は４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＧ２は４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ２に印加される制御電圧、ＶＧＳ１ｔｈは４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１をオンするのに必要な主端子Ｓ１を基準とした制御端子Ｇ１の電圧の閾値、ＶＧＳ２ｔｈは４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ２をオンするのに必要な主端子Ｓ２を基準とした制御端子Ｇ２の電圧の閾値を表している。また、Ｉ（ＭＳＷ)は４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流又は逆方向電流、Ｉ（ＳＳＷ１）は４端子電界効果トランジスタ１３に流れる順方向電流、Ｉ（ＳＳＷ２）は４端子電界効果トランジスタ１４に流れる逆方向電流を表している。

４端子電界効果トランジスタ１２において制御端子Ｇ１に印加される制御電圧ＶＧ１と制御端子Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ２とは、４端子電界効果トランジスタ１２のオンオフのタイミングに応じてスイッチ制御回路４によって制御される。

ここで、４端子電界効果トランジスタ１２を全体としてオフする場合には、実使用上は、電圧ＶＧＳ１＝０Ｖ、電圧ＶＧＳ２＝０Ｖ、すなわち主端子Ｓ１と制御端子Ｇ１との間の電位差を０Ｖとし、かつ主端子Ｓ２と制御端子Ｇ２との間の電位差を０Ｖとする。４端子電界効果トランジスタ１２をオフする時、４端子電界効果トランジスタ１２には電流が流れないので、白熱灯３０と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１との間のノード電圧ＶＳＷは、単相交流電源３２と白熱灯３０との間のノードの電圧ＶＡＣと等しくなる。このとき、差動増幅器１５は、４端子電界効果トランジスタ１３の主端子Ｓ２の電圧Ｖ（ＳＳＷ１）と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ２の電圧ＶＧＮＤとが等しくなるように動作する。なお、４端子電界効果トランジスタ１２、１３において、制御端子Ｇ１，Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ１，ＶＧ２は共通なので、４端子電界効果トランジスタ１３においても、主端子Ｓ１と制御端子Ｇ１との間の電位差は０Ｖとなり、主端子Ｓ２と制御端子Ｇ２との間の電位差も０Ｖとなる。このため、順方向電流検出用スイッチ２（４端子電界効果トランジスタ１３）には電流が流れない。同様に、差動増幅器１７は、逆方向電流検出用スイッチ３の４端子電界効果トランジスタ１４の主端子Ｓ１の電圧Ｖ（ＳＳＷ２）と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１の電圧ＶＳＷが等しくなるように動作する。なお、４端子電界効果トランジスタ１２、１４において、制御端子Ｇ１，Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ１，ＶＧ２は共通なので、４端子電界効果トランジスタ１４においても、主端子Ｓ１と制御端子Ｇ１との電位差は０Ｖとなり、主端子Ｓ２と制御端子Ｇ２との間の電位差も０Ｖとなる。このため、逆方向電流検出用スイッチ３（４端子電界効果トランジスタ１４）には電流が流れない。

一方、４端子電界効果トランジスタ１２を全体としてオンするためには、４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１及び制御端子Ｇ２がオンする必要がある。すなわち、４端子電界効果トランジスタ１２がオンの時には、４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１（＝ＶＧ１−ＶＳＷ）が閾値ＶＧＳ１ｔｈ以上にして、４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ１をオンする必要がある。同様に、４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ２を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２（＝ＶＧ２−ＶＧＮＤ）が閾値ＶＧＳ２ｔｈ以上にして、４端子電界効果トランジスタ１２の制御端子Ｇ２をオンする必要がある。なお、４端子電界効果トランジスタ１２がオンの時には、白熱灯３０と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１との間のノード電圧ＶＳＷは、単相交流電源３２の単相交流電圧ＶＡＣを、白熱灯３０のインピーダンスと４端子電界効果トランジスタ１２のＯＮ抵抗とに基づいて分割した電圧となる。

４端子電界効果トランジスタ１２に順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が流れる時、差動増幅器１５は、４端子電界効果トランジスタ１３の主端子Ｓ２の電圧Ｖ（ＳＳＷ１）と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ２の電圧ＶＧＮＤとが等しくなるように動作する。４端子電界効果トランジスタ１２、１３において、制御端子Ｇ１，Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ１，ＶＧ２は共通なので、４端子電界効果トランジスタ１３には４端子電界効果トランジスタ１２とのサイズ比に応じた電流が流れる。ここで、４端子電界効果トランジスタ１３のサイズが４端子電界効果トランジスタ１２のサイズの（１／ｎ１）倍である場合、順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）と順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）との関係は式（５）で表される。従って、順方向電流検出回路１０は、４端子電界効果トランジスタ１３の主端子Ｓ２から流れ込む順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）を検出することにより、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）を間接的に検出できる。特に、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる順方向電流Ｉ（ＭＳＷ１）が、式（６）で表される電流値になった時に、４端子電界効果トランジスタ１２を強制的にオフさせる順方向の過電流保護がかけられる。

４端子電界効果トランジスタ１２に逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）が流れる時、差動増幅器１７は、逆方向電流検出用スイッチ３の４端子電界効果トランジスタ１４の主端子Ｓ１の電圧Ｖ（ＳＳＷ２）と４端子電界効果トランジスタ１２の主端子Ｓ１の電圧ＶＳＷが等しくなるように動作する。なお、４端子電界効果トランジスタ１２、１４において、制御端子Ｇ１，Ｇ２に印加される制御電圧ＶＧ１，ＶＧ２は共通なので、４端子電界効果トランジスタ１４には４端子電界効果トランジスタ１２とのサイズ比に応じた電流が流れる。ここで、４端子電界効果トランジスタ１４のサイズが４端子電界効果トランジスタ１２のサイズの(1/n2)倍である場合、逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）と逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）との関係は式（７）で表される。

従って、逆方向電流検出回路１１は、４端子電界効果トランジスタ１４の主端子Ｓ１から流れ込む逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）を検出することにより、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）を間接的に検出できる。特に、逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）に対してＩｔｈ（ＳＳＷ２）の閾値を設定すると、４端子電界効果トランジスタ１２に流れる逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ２）が、式（８）で表される電流値になった時に、４端子電界効果トランジスタ１２を強制的にオフさせる逆方向の過電流保護がかけられる。

（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態は、第１及び第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路の応用例としてマトリクスコンバータを示すものである。図６は本発明の第４の実施の形態に係るマトリクスコンバータの構成を示した図である。なお、以下では、図２に示す本発明の第１の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路を用いる場合を説明するが、図３に示す本発明の第２の実施の形態に係る電流双方向検出機能付き負荷駆動回路も同様に用いることができる。

図６に示すマトリクスコンバータは、単相交流電源３６から直流電圧への変換を介せず直接的に３相交流電圧（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）を作り出し、交流負荷としての３相モータ３４を駆動するものである。図６に示すマトリクスコンバータは、Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の各相毎に、かつ高電位側（ＵＰ,ＶＰ,ＷＰ）及び低電位側(ＵＮ,ＶＮ,ＷＮ)毎に、図２に示す電流双方向検出機能付き負荷駆動回路を設けて構成されている。つまり、単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）との間には、Ｕ相高電位側ＵＰの電流双方向切替スイッチ１ａ及びＵ相低電位側ＵＮの電流双方向切替スイッチ１ｂのペアと、Ｖ相高電位側ＶＰの電流双方向切替スイッチ１ｃ及びＶ相低電位側ＶＮの電流双方向切替スイッチ１ｄのペアと、Ｗ相高電位側ＷＰの電流双方向切替スイッチ１ｅ及びＷ相低電位側ＷＮの電流双方向切替スイッチ１ｆのペアとが接続されている。なお、ＶＡＣは単相交流電源３６と高電位側の電流双方向切替スイッチ（１ａ、１ｃ、１ｅ）の主端子Ｓ１との間のノードの電圧を表し、ＶＧＮＤは単相交流電源３６と低電位側の電流双方向切替スイッチ（１ｂ、１ｄ、１ｆ）の主端子Ｓ２との間のノードの電圧（説明の便宜上、接地電位０Ｖと規定）を表している。

そして、電流双方向切替スイッチ１ａ乃至１ｆそれぞれに対して、順方向電流検出用スイッチ（２ａ乃至２ｆ）、逆方向電流検出用スイッチ（３ａ乃至３ｆ）、順方向電流検出回路（１５ａ乃至１５ｆ、１６ａ乃至１６ｆ）、逆方向電流検出回路（１７ａ乃至１７ｆ、１８ａ乃至１８ｆ）が設けられている。電流双方向切替スイッチ（１ａ乃至１ｆ）、順方向電流検出用スイッチ（２ａ乃至２ｆ）、及び逆方向電流検出用スイッチ（３ａ乃至３ｆ）を統括制御するスイッチ制御回路４が設けられている。スイッチ制御回路４は、電流双方向切替スイッチ（１ａ乃至１ｆ）の制御端子Ｇ１，Ｇ２に向けて制御電圧ＶＧ１，ＶＧ２を出力する。また、スイッチ制御回路４は、電流検出器（１６ａ乃至１６ｆ、１８ａ乃至１８ｆ）の出力が入力される。

このように、本実施の形態では、高電位側の負荷駆動回路では、第１の配線が電源（単相交流電源３６）に接続されるとともに第２の配線が負荷（３相モータ３４）に接続されており、かつ、低電位側の負荷駆動回路では、第１の配線が負荷（３相モータ３４）に接続されるとともに第２の配線が電源（単相交流電源３６）に接続されている。

図６に示すマトリクスコンバータの構成を詳述すると、電流双方向切替スイッチ１ａにおいて、主端子Ｓ１は単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と接続され、主端子Ｓ２は電流双方向切替スイッチ１ｂの主端子Ｓ１及び３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）と接続される。なお、電流双方向切替スイッチ１ａの主端子Ｓ２と電流双方向切替スイッチ１ｂの主端子Ｓ１との間のノードの電圧が、３相モータ３４のＵ相に印加されるＶＵとなる。順方向電流検出用スイッチ２ａにおいては、主端子Ｓ１は単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と接続され、主端子Ｓ２は差動増幅器１５ａの反転入力端子と接続される。差動増幅器１５ａにおいて、非反転入力端子は３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）に接続され、出力端子は電流検出器１６ａを介して順方向電流検出用スイッチ２の主端子Ｓ２に接続される。逆方向電流検出用スイッチ３ａにおいては、主端子Ｓ１は差動増幅器１７ａの反転入力端子と接続され、主端子Ｓ２は３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）と接続される。差動増幅器１７ａにおいて、非反転入力端子は単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と接続され、出力端子は電流検出器１８ａを介して逆方向電流検出用スイッチ３の主端子Ｓ１に接続される。電流双方向切替スイッチ１ｃ、１ｅそれぞれの周辺回路についても電流双方向切替スイッチ１ａと同様の接続である。

一方、電流双方向切替スイッチ１ｂにおいて、主端子Ｓ１は３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）に接続され、主端子Ｓ２は単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）に接続される。順方向電流検出用スイッチ２ｂにおいては、主端子Ｓ１は３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）に接続され、主端子Ｓ２は差動増幅器１５ｂの反転入力端子に接続される。差動増幅器１５ｂにおいて、非反転入力端子は単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）に接続され、出力端子は電流検出器１６ｂを介して順方向電流検出用スイッチ２ｂの主端子Ｓ２に接続される。逆方向電流検出用スイッチ３ｂにおいては、主端子Ｓ１は差動増幅器１７ｂの反転入力端子に接続され、主端子Ｓ２は単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）に接続される。差動増幅器１７ｂにおいて、非反転入力端子は３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）に接続され、出力端子は電流検出器１８ｂを介して逆方向電流検出用スイッチ３ｂの主端子Ｓ１に接続される。電流双方向切替スイッチ１Ｄ１ｆそれぞれの周辺回路についても電流双方向切替スイッチ１ｂと同様の接続である。

ここで、ＶＵＰＧ１は電流双方向切替スイッチ１ａの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＵＰＧ２は電流双方向切替スイッチ１ａの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧、ＶＶＰＧ１は電流双方向切替スイッチ１ｂの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＶＰＧ２は電流双方向切替スイッチ１ｂの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧、ＶＷＰＧ１は電流双方向切替スイッチ１ｃの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＷＰＧ２は電流双方向切替スイッチ１ｃの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧をそれぞれ表すものとする。また、ＶＵＮＧ１は電流双方向切替スイッチ１ｄの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＵＮＧ２は電流双方向切替スイッチ１ｄの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧、ＶＶＮＧ１は電流双方向切替スイッチ１ｅの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＶＮＧ２は電流双方向切替スイッチ１ｅの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧、ＶＷＮＧ１は電流双方向切替スイッチ１ｆの制御端子Ｇ１に印加される制御電圧、ＶＷＮＧ２は電流双方向切替スイッチ１ｆの制御端子Ｇ２に印加される制御電圧をそれぞれ表すものとする。

また、ＶＵＰＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ａに対応する電流検出器１６ａの出力、ＶＵＰＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ａに対応する電流検出器１８ａの出力、ＶＶＰＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ｃに対応する電流検出器１６ｃの出力、ＶＶＰＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ｃに対応する電流検出器１８ｃの出力、ＶＷＰＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ｅに対応する電流検出器１６ｅの出力、ＶＷＰＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ｅに対応する電流検出器１８ｅの出力をそれぞれ表すものとする。また、ＶＵＮＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ｂに対応する電流検出器１６ｂの出力、ＶＵＮＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ｂに対応する電流検出器１８ｂの出力、ＶＶＮＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ｄに対応する電流検出器１６ｄの出力、ＶＶＮＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ｄに対応する電流検出器１８ｄの出力、ＶＷＮＣＤ１は電流双方向切替スイッチ１ｆに対応する電流検出器１６ｆの出力、ＶＷＮＣＤ２は電流双方向切替スイッチ１ｆに対応する電流検出器１８ｆの出力をそれぞれ表すものとする。

また、ＳＷＵＰは単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ａ、ＳＷＶＰは単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と３相モータ３４のＶ相の電源ライン（ＶＶ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ｃ、ＳＷＷＰは単相交流電源３６の一方の電源出力の電源ライン（ＶＡＣ）と３相モータ３４のＷ相の電源ライン（ＶＷ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ｅをそれぞれ表すものとする。また、ＳＷＵＮは単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）と３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ｂ、ＳＷＶＮは単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）と３相モータ３４のＶ相の電源ライン（ＶＶ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ｄ、ＳＷＷＮは単相交流電源３６の他方の電源出力の電源ライン（ＶＧＮＤ）と３相モータ３４のＶ相の電源ライン（ＶＷ）との間に設けられた電流双方向切替スイッチ１ｆをそれぞれ表すものとする。

図７は図６に示すマトリクスコンバータの電流双方向切替スイッチの動作を示すタイミングチャートである。具体的には、図７は、上記のとおり構成されたマトリクスコンバータの電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ，ＳＷＵＮ，ＳＷＶＰ，ＳＷＶＮ，ＳＷＷＰ，ＳＷＷＮの動作例を示した図である。同図に示すように、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ，ＳＷＵＮは、同時にオンして貫通電流が流れないようにするため、一方がオンした場合には他方がオフするように制御される。電流双方向切替スイッチＳＷＶＰ，ＳＷＶＮ との間、及び電流双方向切替スイッチＳＷＷＰ，ＳＷＷＮとの間についても同様のことがいえる。

単相交流電源３６は数十Ｈｚ（商用電源入力なので５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）であり、一方、マトリクスコンバータの動作周波数および３相交流出力は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚであるので、マトリクスコンバータが動作する１周期の中では、単相交流電源３６の電圧は殆ど変化しないものと考える。そこで、説明を簡略化するために、単相交流電源３６の他方の電源出力（ＶＧＮＤ）が接地電圧０Ｖであるものとし、単相交流電源３６の一方の電源出力（ＶＡＣ）が正の場合と負の場合とに場合分けを行う。なお、ノード電圧ＶＡＣが正の場合のマトリクスコンバータの動作を示す波形図を図８に示し、ノード電圧ＶＡＣが負の場合のマトリクスコンバータの動作を示す波形図を図９に示す。

まず、図８に示すノード電圧ＶＡＣが正である場合のマトリクスコンバータの動作を説明する。なお、以下では、３相モータ３４のＵ相の電源ラインに接続される電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ,ＳＷＵＮに限定して説明する。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰに主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れている状態でターンオフすることにより、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮがオンして当該電流双方向切替スイッチＳＷＵＮには主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れるようになるという前提で説明する。なお、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰに逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れている状況でターンオフする場合とは、ノード電圧ＶＡＣが負である場合として説明する。

電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオンし、かつ電流双方向切替スイッチＳＷＵＮがオフの時には、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は閾値ＶＧＳ１ｔｈより高くなるよう制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２は閾値ＶＧＳ２ｔｈより高くなるよう制御される。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は０Ｖになるように制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２も０Ｖになるように制御される。このとき、３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）の電圧は、ノード電圧ＶＡＣに略等しくなる。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ側の電流検出回路は白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオンしている時の動作と同様に動作し、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮ側の電流検出回路は白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオフしている時の動作と同様に動作する。つまり、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰには主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れているので、スイッチ制御回路４は、順方向電流検出用スイッチ２ａにおいて主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）が閾値Ｉｔｈ（ＳＳＷ1）になった時に過電流を検出し、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰを強制的にオフさせるとともに、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮを強制的にオンさせる。

一方、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオフし、かつ電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオンの時には、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は０Ｖになるように制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２も０Ｖになるように制御される。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は閾値ＶＧＳ１ｔｈより高くなるよう制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２は閾値ＶＧＳ２ｔｈより高くなるよう制御される。このとき、３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）の電圧は、ノード電圧ＶＧＮＤに略等しくなる。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ側の電流検出回路は白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオフしている時の動作と同様に動作し、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮ側の電流検出回路は白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオンしている時の動作と同様に動作する。電流双方向切替スイッチＳＷＵＮには主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れているので、スイッチ制御回路４は、逆方向電流検出用スイッチ３ａにおいて主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて流れる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）がＩｔｈ（ＳＳＷ２）になった時に過電流を検出して、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰを強制的にオンさせるとともに、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮを強制的にオフさせる。

次に、図９に示すノード電圧ＶＡＣが負である場合のマトリクスコンバータの動作を説明する。なお、以下では、３相モータ３４のＵ相の電源ラインに接続される電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ,ＳＷＵＮに限定して説明する。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰに主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れている状態でターンオフすることにより、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮがオンして当該電流双方向切替スイッチＳＷＵＮには主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れるようになる前提で説明する。なお、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰに順方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れている状況でターンオフする場合とは、ノード電圧ＶＡＣが正である場合として説明する。

電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオンし、かつ電流双方向切替スイッチＳＷＵＮがオフの時には、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は閾値ＶＧＳ１ｔｈより高くなるよう制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２は閾値ＶＧＳ２ｔｈより高くなるよう制御される。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は０Ｖになるように制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２も０Ｖになるように制御される。このとき、３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）の電圧はノード電圧ＶＡＣに略等しくなる。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ側の電流検出回路は、白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオンしている時と同様に動作し、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮ側の電流検出回路は、白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオフしているときの動作と同様に動作する。電流双方向切替スイッチＳＷＵＰには主端子Ｓ２から主端子Ｓ１に向けて逆方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れているので、スイッチ制御回路４は、逆方向電流検出用スイッチ３ａに流れる逆方向電流Ｉ（ＳＳＷ２）が閾値Ｉｔｈ（ＳＳＷ２）になった時に過電流を検出して、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰを強制的にオフさせるとともに、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮを強制的にオンさせる。

一方、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオフし、かつ電流双方向切替スイッチＳＷＵＰがオンの時には、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は０Ｖになるように制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２も０Ｖになるように制御される。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮにおいて、主端子Ｓ１の電圧を基準とした制御端子Ｇ１の電圧ＶＧＳ１は閾値ＶＧＳ１ｔｈより高くなるよう制御されるとともに、主端子Ｓ２の電圧を基準とした制御端子Ｇ２の電圧ＶＧＳ２は閾値ＶＧＳ２ｔｈより高くなるよう制御される。このとき、３相モータ３４のＵ相の電源ライン（ＶＵ）の電圧は、ノード電圧ＶＧＮＤに略等しくなる。また、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰ側の電流検出回路は、白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオフしている時の動作と同様に動作し、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮ側の電流検出回路は、白熱灯駆動回路の４端子電界効果トランジスタ１２がオンしている時の動作と同様に動作する。電流双方向切替スイッチＳＷＵＮには主端子Ｓ１から主端子Ｓ２に向けて順方向電流Ｉ（ＭＳＷ)が流れているので、順方向電流検出用スイッチ２ａに流れる順方向電流Ｉ（ＳＳＷ１）がＩｔｈ（ＳＳＷ１）になった時に過電流を検出して、電流双方向切替スイッチＳＷＵＰを強制的にオンさせるとともに、電流双方向切替スイッチＳＷＵＮを強制的にオフさせる。

上記の説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

本発明の電流双方向切替スイッチを備えた電流双方向検出機能付き負荷駆動回路は、白熱灯駆動回路やマトリクスコンバータ等のパワーエレクトロニクス分野に適用される負荷駆動回路にとして有用である。

１…電流双方向切替スイッチ
２…順方向電流検出用スイッチ
３…逆方向電流検出用スイッチ
４…スイッチ制御回路
５…第１の配線
６…第２の配線
８…電源
９…負荷
１０…順方向電流検出回路
１１…逆方向電流検出回路
１２…４端子電界効果トランジスタ（電流双方向切替スイッチ）
１３…４端子電界効果トランジスタ（順方向電流検出用スイッチ）
１４…４端子電界効果トランジスタ（逆方向電流検出用スイッチ）
１５…差動増幅器（第１の差動増幅器）
１６…電流検出器（第１の電流検出器）
１７…差動増幅器（第２の差動増幅器）
１８…電流検出器（第２の電流検出器）
２１…３端子電界効果トランジスタ（第１の電界効果トランジスタ）
２２…３端子電界効果トランジスタ（第２の電界効果トランジスタ）
２３…３端子電界効果トランジスタ（第３の電界効果トランジスタ）
２４…３端子電界効果トランジスタ（第４の電界効果トランジスタ）
２５…３端子電界効果トランジスタ（第５の電界効果トランジスタ）
２６…３端子電界効果トランジスタ（第６の電界効果トランジスタ）
３０…白熱灯
３２…単相交流電源
３４…３相モータ
３６…単相交流電源

Claims (5)

1. 電源及び負荷の一方に接続される第１の配線と電源及び負荷の他方に接続される第２の配線との間に接続され、当該第１の配線から当該第２の配線に向う方向（以下、順方向という）に流れる第１の順方向電流と当該第２の配線から当該第１の配線に向う方向（以下、逆方向という）に流れる第１の逆方向電流とを切り替えて流す電流双方向切替スイッチと、
   前記第１の配線と接続され、前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の順方向電流に相関した第２の順方向電流が流れる順方向電流検出用スイッチと、
   前記第２の配線と接続され、前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の逆方向電流に相関した第２の逆方向電流が流れる逆方向電流検出用スイッチと、
   前記順方向電流検出用スイッチと接続され、前記順方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の順方向電流が流れ、当該流れる第２の順方向電流を検出する順方向電流検出回路と、
   前記逆方向電流検出用スイッチと接続され、前記逆方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の逆方向電流が流れ、当該流れる第２の逆方向電流を検出する逆方向電流検出回路と、
   前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の順方向電流及び前記順方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の順方向電流が同じタイミングで流れるように、かつ前記電流双方向切替スイッチに流れる前記第１の逆方向電流及び前記逆方向電流検出用スイッチに流れる前記第２の逆方向電流が同じタイミングで流れるように、前記電流双方向切替スイッチ、前記順方向電流検出用スイッチ、及び前記逆方向電流検出用スイッチのスイッチングを制御するスイッチ制御回路と、
   を備える電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。
2. 前記電流双方向切替スイッチは、前記第１の配線に接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第１の４端子電界効果トランジスタであり、
   前記順方向電流検出用スイッチは、前記第１の配線に接続された第１の主端子と、前記順方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第２の４端子電界効果トランジスタであり、
   前記逆方向電流検出用スイッチは、前記逆方向電流検出回路に接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される第１の制御端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される第２の制御端子と、を備えた第３の４端子電界効果トランジスタである、
   請求項１に記載の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。
3. 前記電流双方向切替スイッチは、
   第１の主端子と、前記第１の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第１の３端子電界効果トランジスタと、
   前記第１の３端子電界効果トランジスタの前記第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第２の３端子電界効果トランジスタと、
   を備え、
   前記順方向電流検出用スイッチは、
   第１の主端子と、前記第１の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第３の３端子電界効果トランジスタと、
   前記第３の３端子電界効果トランジスタの前記第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記順方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第４の３端子電界効果トランジスタと、
   を備え、
   前記逆方向電流検出用スイッチは、
   第１の主端子と、前記逆方向電流検出回路に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第１の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第５の３端子電界効果トランジスタと、
   前記第５の３端子電界効果トランジスタの第１の主端子と接続された第１の主端子と、前記第２の配線に接続された第２の主端子と、前記スイッチ制御回路から前記第２の制御電圧が印加される単独の制御端子と、を備えた第６の３端子電界効果トランジスタと、
   を備える請求項１に記載の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。
4. 前記電流双方向切替スイッチ、前記順方向電流検出用スイッチ、及び前記逆方向電流検出用スイッチは、窒化ガリウム（ＧａＮ）系トランジスタにより構成されている、
   請求項２又は３に記載の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。
5. 前記順方向電流検出回路は、
   非反転入力端子に前記第２の配線の電圧が印加され、反転入力端子に前記順方向電流検出用スイッチと前記順方向電流検出回路との間の第１のノード電圧が印加され、第１の出力端子から前記第２の配線の電圧と前記第１のノード電圧とを等しくさせるような第１の出力電流が流れ出す第１の差動増幅器と、
   前記第１の差動増幅器の出力端子と前記第１の差動増幅器の反転入力端子との間に設けられ、前記第２の順方向電流に相関した前記第１の出力電流を検出する第１の電流検出器と、
   を備え、
   前記逆方向電流検出回路は、
   非反転入力端子に前記第１の配線の電圧が印加され、反転入力端子に前記逆方向電流検出用スイッチと前記逆方向電流検出回路との間の第２のノード電圧が印加され、出力端子から前記第１の配線の電圧と前記第２のノード電圧とを等しくさせるような第２の出力電流が流れ出す第２の差動増幅器と、
   前記第２の差動増幅器の出力端子と前記第２の差動増幅器の反転入力端子との間に設けられ、前記第２の逆方向電流に相関した前記第２の出力電流を検出する第２の電流検出器と、
   を備える請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電流双方向検出機能付き負荷駆動回路。

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