JP2011160565A

JP2011160565A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2011160565A
Application number: JP2010020106A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Ikuma; 俊明井熊
Original assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Current assignee: Sinfonia Technology Co Ltd
Priority date: 2010-02-01
Filing date: 2010-02-01
Publication date: 2011-08-18

Abstract

【課題】負荷電流の動的な変動による、出力電圧の安定性及び応答性を向上させることができるスイッチング電源装置を提供すること。
【解決手段】第１の変流器５１及び第２の変流器５２により得られる各電流Ｉ_L及びＩ_outの差分値であるフィードバック電流値Ｉ_fbが算出され、これが制御部６へフィードバックされる。各電流Ｉ_L及びＩ_outは、負荷９の電流の変動に対応して変動するので、これらの差分値が算出されることにより、その変動に影響されないコンデンサ４の電流値Ｉ_c（差分値）を得ることができる。このように、負荷電流の変動に影響されないフィードバック電流値Ｉ_fbがフィードバックされることにより、制御部６による制御が安定化し、また、フィードバック電流値Ｉ_fbの変動が少ないことによりオーバーシュートも抑制されるので、制御の応答性も向上させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、チョッパ回路により電力変換を行うスイッチング電源装置に関する。

直流電圧値を可変に制御して出力するために、チョッパ回路を用いたスイッチング電源装置がある。特許文献１では、例えば電気自動車等のバッテリを模擬したバッテリシミュレータ用の電源装置として、降圧チョッパ回路を搭載したスイッチング電源装置が開示されている。

この電源装置では、負荷電流の動的な変動に対応する電流変化を監視するために、リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器が接続されている。また、出力電圧を監視するために、電圧検出器がコンデンサの両端に接続されている。この電源装置は、その出力電圧を一定に保つように入力電圧を制御するために、出力電圧値を自動電圧調整器（ＡＶＲ）にフィードバックし、かつ、電流検出器により検出された電流値を、自動電流調整器（ＡＣＲ）にフィードバックする。電流検出器は、上記した負荷電流の変動分に対応する電流の変動を刻々と検出するものである。したがって、この電源装置は、このような負荷電流の変動分に対応する電流を、その変動を補償するようにリアクトルを介してコンデンサに流し、コンデンサの両端の電圧を一定にすることで、出力電圧を一定に保つようにしている。

なお、２つのスイッチング素子が用いられるのは、力行動作及び回生動作の両方を実現するためである。

特開２０００−２９５８６９号公報

しかしながら、フィードバックされるリアクトルに流れる検出電流値は負荷電流の変動分に対応するため、この負荷電流の変動が大きい場合、制御の安定性及び応答性、つまり、出力電圧の安定性及び応答性が悪くなるという問題がある。

コンデンサに流れる電流を直接検出することも考えられるが、インダクタンスが大きくなり、回路定数が変わってくるため問題があった。

以上のような事情に鑑み、本発明の目的は、負荷電流の動的な変動による、出力電圧の安定性及び応答性を向上させることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の一形態に係るスイッチング電源装置は、チョッパ部と、リアクトルと、接続線と、コンデンサと、電流検出手段と、制御手段とを具備する。
前記リアクトル部は、前記チョッパ部の出力側に接続されている。
前記接続線は、前記リアクトルを負荷に接続することが可能である。
前記コンデンサは、前記接続線から分岐して前記負荷に並列に接続される。
前記電流検出手段は、前記コンデンサへの分岐前に前記接続線に流れる電流と、前記コンデンサへの前記分岐後に前記接続線に流れる電流との差分値を検出する。
前記制御手段は、少なくとも、前記電流検出手段により検出された前記差分値に基づき、前記負荷への出力電圧が一定となるように、前記チョッパ部を制御する。

コンデンサへの分岐前に接続線に流れる電流は、例えばリアクトルから出力される電流であり、分岐後に接続線に流れる電流は、例えば負荷への出力電流である。これら分岐前後に流れる電流は、負荷電流の変動に対応して変動するので、電流検出手段は、これらの差分を取ることにより、その変動に影響されない、コンデンサの電流値（差分値）を得ることができる。この差分値が制御手段へフィードバックされ、制御手段は、少なくともこの差分値に基づいて出力電圧が一定となるようにチョッパ部を制御する。このように、負荷電流の変動に影響されない差分値がフィードバックされることにより、制御手段による制御が安定化し、また、差分値の変動が少ないことによりオーバーシュートも抑えられるので、制御の応答性も向上させることができる。

また、本発明では、コンデンサに流れる電流を直接に検出せず、負荷への接続線において、コンデンサへの分岐前後の電流の差分値が検出されるので、回路のインダクタンスが大きくなるという問題を回避することができる。

前記コンデンサの両端の電圧値を検出する電圧検出手段をさらに具備してもよい。この場合、前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記差分値及び前記電圧検出手段により検出された前記電圧値に基づき、前記負荷への出力電圧が一定となるように、前記チョッパ部を制御する。

電圧検出手段により検出されたコンデンサの両端の電圧が、制御手段にフィードバックされる。上記差分値及び電圧検出手段により検出されたコンデンサ両端の電圧値の両方に基づきチョッパ部が制御されるので、より高精度な制御を実現することができる。

前記制御手段は、電圧基準値を取り込み前記電圧基準値を微分する微分処理部と、前記電圧検出手段により検出された前記電圧値を前記電圧基準値に近づけるために比例積分処理を実行する比例積分処理部とを有してもよい。この場合、前記制御手段は、前記微分処理部から出力される出力値と、前記比例積分処理部から出力される出力値とを加算し、前記加算により得られた値を、前記コンデンサに対する電流指令値として出力し、前記電流検出手段により検出された前記差分値を前記電流指令値に近づけるように前記チョッパ部を制御する。

本発明では、制御手段は、比例積分処理部に加え、電圧基準値を微分する微分処理部を有する。比例積分処理部だけでは、制御の応答性が犠牲になるため、本発明では、微分処理部により電圧基準値が微分され、その値が比成績分制御器から出力される出力値と加算されることにより、電圧基準値に対する応答性の高い電流指令値を得ることができる。

以上、本発明によれば、負荷電流の動的な変動による、出力電圧の安定性及び応答性を向上させることができる。

本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す図である。力行時のスイッチング電源装置の動作であって、コンデンサに充電されるときの電流ループを示す図である。力行時のスイッチング電源装置の動作であって、コンデンサが放電されるときの電流ループを示す図である。負荷への出力電流値、コンデンサの電流値及び電圧指令値を示す波形である。第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の各部位の電流及び電圧のシミュレーションの波形図である。リアクトル電流値がフィードバックされるときの各部位の電流及び電圧のシミュレーションの波形図である。本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。

[第１の実施形態]
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す図である。

このスイッチング電源装置１００は、例えば電気自動車に搭載されるバッテリユニットを模擬したバッテリシミュレータ（バッテリエミュレータ）である。あるいは、スイッチング電源装置１００は、電気自動車に実際に搭載される製品としてのスイッチング電源装置１００であってもよい。

スイッチング電源装置１００は、入力コンデンサ２、チョッパ部１、リアクトル３、コンデンサ４、電圧検出器８、電流検出部５及び制御部６を含む。

チョッパ部１は、トランジスタによる２つのスイッチング素子１１及び１２を含む。これらの２つのスイッチング素子１１及び１２には、ダイオード１３及び１４が逆方向でそれぞれ並列に接続されている。スイッチング素子１１及び１２は、典型的にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子が用いられるが、これに限られず、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）が用いられてもよい。

なお、スイッチング電源装置１００が２つのスイッチング素子１１及び１２を備えるのは、力行及び回生の動作の両方を実行するためである。

入力コンデンサ２の両端には、図示しない商用電源等の一次電源が接続される。リアクトル３の一端は、チョッパ部１の出力側に接続され、リアクトル３の他端には接続線７を介して負荷９を接続することが可能となっている。コンデンサ４は、バッテリ（二次電池）を模擬したものであり、接続線７から分岐して負荷９に並列に接続される。負荷９としては、典型的には供試体としてのインバータが用いられる。

リアクトル３及びコンデンサ４は、チョッパ部１の出力を平滑化する平滑フィルタの機能を有する。チョッパ部１、リアクトル３及びコンデンサ４により降圧チョッパ回路が構成される。

電流検出部５は、接続線７からコンデンサ４へ分岐する前の電流（つまりリアクトル３の電流Ｉ_L）を検出する第１の変流器５１と、その分岐後の電流である負荷への出力電流Ｉ_outを検出する第２の変流器５２とを有する。電流検出部５は、これら第１の変流器５１及び第２の変流器５２で検出された各電流値Ｉ_L及びＩ_outの差分値（フィードバック電流値Ｉ_fb）を算出する。電流検出部５は、算出した差分値を制御部６へ出力する。

なお、第２の変流器５２で検出される電流値は、力行時においては、このスイッチング電源装置１００から負荷９への出力電流Ｉ_outとなるが、回生時においては負荷９からスイッチング電源装置１００への入力電流となる。

電圧検出器８は、コンデンサ４の両端の電圧値（フィードバック電圧値Ｖ_fb）を検出する電圧検出器８を備えている。

制御部６は、電流検出部５で検出されたフィードバック電流値Ｉ_fb、及び、電圧検出器８により検出されたコンデンサ４の両端の電圧値Ｖ_fbに基づき、負荷９への出力電圧Ｖ_outが一定となるようにチョッパ部１を制御するものである。

具体的には、制御部６は、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）６１、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）６２及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部６３を有し、フィードバック電圧値Ｖ_fbを取り込む。また、制御部６は、例えば図示しないブロックで生成された電圧基準値Ｖ_refを取り込む。

ＡＶＲ６１は、フィードバック電圧値Ｖ_fbを電圧基準値Ｖ_refに近づけるための電流指令値Ｉ_refを生成し、これを出力する。ＡＣＲ６２は、上記電流検出部５から出力された上記フィードバック電流値Ｉ_fbをその電流指令値Ｉ_refに近づけるための電圧指令値Ｖ_Drefを生成し、これを出力する。

ＰＷＭ制御部６３には、ＡＣＲ６２から出力された電圧指令値Ｖ_Drefが入力され、ＰＷＭ制御部６３は、この電圧指令値Ｖ_Drefに基づいて、２つのスイッチング素子１１及び１２に加えられるゲート信号をそれぞれ制御する。

以上のように構成されたスイッチング電源装置１００の動作を説明する。図２及び図３は、その動作を説明するための図である。太線の矢印は、電流のループを示している。

まず、チョッパ部１のチョッパ出力を得るために、スイッチング素子１１がＯＮとされ、スイッチング素子１２がＯＦＦとされる。これにより、負荷９に電圧及び電流が印加され、負荷９により電力が消費される。

次に、図３に示すようにスイッチング素子１１がＯＦＦとされ、スイッチング素子１２がＯＮとされる。これにより、図２に示した動作時にコンデンサ４に充電された電荷が放電される。

なお、力行時においてスイッチング素子１２がＯＮとされる。これは、スイッチング素子１１及び１２を交互にＯＮとする制御が実行されているからであり、チョッパ回路の原理では、コンデンサ４に充電された電荷が放電されるためには、必ずしもスイッチング素子１２がＯＮである必要はない。

回生時においても、力行時と同様に、スイッチング素子１１及び１２は、交互にＯＮとなるようにスイッチングされる。スイッチング素子１１がＯＮのときも、スイッチング素子１２がＯＮのときも、負荷９からスイッチング電源装置１００側へ電力が供給される。

次に、スイッチング電源装置１００の制御部６の動作について説明する。

制御部６は、ＡＶＲ６１により、フィードバック電圧値Ｖ_fbを電圧基準値Ｖ_refに近づけるための電流指令値Ｉ_refを生成する。制御部６は、ＡＣＲ６２により、フィードバック電流値Ｉ_fbを電流指令値Ｉ_refに近づけるように、ＰＷＭ制御部６３への電圧指令値Ｖ_Drefを生成する。そして、ＰＷＭ制御部６３は、その電圧指令値Ｖ_Drefに基づき、２つのスイッチング素子１１及び１２を制御する。

すなわち、制御部６は、電流検出部５で検出された上記差分値、及び、フィードバック電圧値Ｖ_fbに基づき、負荷９への出力電圧Ｖ_outが一定となるようにチョッパ部１を制御する。

図４（Ａ）は、第２の変流器５２で検出される負荷９への出力電流Ｉ_outと、コンデンサ４の電流値Ｉ_cを示している。例えば力行動作時においては、図４（Ａ）の出力電流Ｉ_outに示すように、負荷９での消費電力分の電流が増加する。このとき、出力電流Ｉ_outの増加分だけ、図４（Ａ）のようにＩ_cが減る、つまりコンデンサ４が放電する。制御部６は、コンデンサ４の電圧（負荷９への出力電圧Ｖ_out）が一定となるように、つまりそのコンデンサ４の放電を補償するように、図４（Ｂ）に示すような電圧指令値Ｖ_Drefを生成する。

回生時においては、上記力行動作時とは逆に、負荷９からスイッチング電源装置１００へ電流が供給され、そのときの電流の一部がコンデンサ４に蓄積される。したがって、制御部６は、コンデンサ４の電圧が一定となるように、つまりそのコンデンサ４への充電によるコンデンサ４の電圧上昇を抑えるように電圧指令値Ｖ_Drefを生成する。

以上のように、本実施形態では、第１の変流器５１及び第２の変流器５２により得られる各電流Ｉ_L及びＩ_outの差分値であるフィードバック電流値Ｉ_fbが算出され、これが制御部６へフィードバックされる。各電流Ｉ_L及びＩ_outは、負荷電流の変動に対応して変動するので、これらの差分値が算出されることにより、その変動に影響されないコンデンサ４の電流値Ｉ_c（差分値）を得ることができる。このように、負荷電流の変動に影響されないフィードバック電流値Ｉ_fbがフィードバックされることにより、制御部６による制御が安定化し、また、フィードバック電流値Ｉ_fbの変動が少ないことによりオーバーシュートも抑制されるので、制御の応答性も向上させることができる。

また、本実施形態では、コンデンサ４に流れる電流を直接に検出せず、負荷９への接続線７において、コンデンサ４への分岐前後の電流の差分値が検出されるので、回路のインダクタンスが大きくなるという問題を回避することができる。

図５は、スイッチング電源装置１００の各部位の電流及び電圧のシミュレーションの波形図である。特に、図５（Ｄ）に示すように、第１の変流器５１及び第２の変流器５２により得られる各電流Ｉ_L及びＩ_outは、負荷変動に対応して変動しているが、それらの差分値は変動が少なくなっている。

図６は、例えば従来のように、リアクトル電流値Ｉ_Lがフィードバックされ、そのリアクトル電流値Ｉ_L（＝Ｉfb）に基づき電圧ＡＣＲにより電圧指令値が生成されたときのシミュレーション波形を示す。図６（Ａ）〜（Ｅ）は、図５（Ａ）〜（Ｅ）にそれぞれ対応する図である。図６（Ｄ）に示すように、負荷変動の影響を受けているリアクトル電流値Ｉ_L（＝Ｉfb）がフィードバックされるため、図６（Ｂ）に示すように出力電圧Ｖ_outが不安定となる。

[第２の実施形態]
図７は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す図である。これ以降の説明では、上記第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１００が含む素子や機能等について同様のものは説明を簡略化または省略し、異なる点を中心に説明する。

本実施形態に係るスイッチング電源装置２００の制御部６は、微分（Ｄ）処理部１６２と、比例積分（ＰＩ）処理部１６１とを有する。比例積分処理部１６１は、例えば図１に示した実施形態におけるＡＶＲ６１に相当する。微分処理部１６２は、電圧基準値Ｖ_refを取り込み、それを微分して出力する。比例積分処理部１６１は、フィードバック電圧値Ｖ_fbを電圧基準値Ｖ_refに近づけるために、それらの値の差分の比例積分演算を実行して出力する。比例積分処理部１６１からの出力値Ｉ_refPIは、微分処理部１６２からの出力値Ｉ_refDと加算される。この加算により得られた値が、電流指令値Ｉ_refとしてＡＣＲ６２に入力される。

そして、上記第１の実施形態と同様に、制御部６は、電流検出部５により検出された、第１及び第２の変流器５２からの各電流の差分値であるフィードバック電流値Ｉ_fbを、電流指令値Ｉ_refに近づけるように制御を実行する。

以上のように、制御部６は、比例積分処理部１６１に加え、電圧基準値Ｖ_refを微分する微分処理部１６２を有する。比例積分処理部１６１だけでは応答性が犠牲になるため、微分処理部１６２により電圧基準値Ｖ_refが微分され、その出力値Ｉ_refDが比例績分処理部１６１から出力される出力値Ｉ_refPIと加算されることにより、電圧基準値Ｖ_refに対する応答性の高い電流指令値Ｉ_refを得ることができる。

一般的に、バッテリユニットを模擬した電源装置では、大容量のコンデンサ４により内部抵抗が大きいため、電圧指令に対する追従、すなわち応答性が悪くなる傾向がある。制御において安定性と応答性とはトレードオフの関係にあり、電源装置では応答性よりも安定性が優先され、安定性を高めるためにコンデンサ４の容量がより大きいものが用いられる。したがって、本実施形態に係るスイッチング電源装置２００では、上記のように微分処理部１６２により電圧基準値Ｖ_refが微分される。

また、本実施形態に係る微分処理部１６２では、フィードバック電圧値Ｖ_fbと電圧基準値Ｖ_refとの差分が微分されるのではなく、電圧基準値Ｖ_refが微分される。フィードバック電圧値Ｖ_fbと電圧基準値Ｖ_refとの差分は、本来負荷電流の変化により安定しないものである。したがって、フィードバック電圧値Ｖ_fbと電圧基準値Ｖ_refとの差分がＰＩＤ処理される場合に比べ、本実施形態では安定性を高めることができる。

本発明に係る実施形態は、以上説明した実施形態に限定されず、他の種々の実施形態が考えられる。

上記各実施形態に係るスイッチング電源装置１００及び２００は、力行動作及び回生動作を実現するために、２つのスイッチング素子１１及び１２を備えていた。しかし、スイッチング電源装置１００及び２００は、例えば力行動作時のみの制御を実現すべく、一般的なチョッパ回路のように１つのスイッチング素子を備えたものであってもよい。

上記実施形態に係るスイッチング電源装置１００及び２００では、制御部６は、電流検出部５で検出された差分値、及び、電圧検出器８により検出されたコンデンサ４の両端の電圧値Ｖ_fbに基づき、チョッパ部１を制御した。しかし、制御部６は、電流検出部５で検出された差分値のみに基づきＰＷＭ制御部６３への電圧指令値Ｖ_Drefを生成し、チョッパ部１を制御してもよい。

１…チョッパ部
３…リアクトル
４…コンデンサ
５…電流検出部（電流検出手段に相当）
６…制御部（制御手段に相当）
７…接続線
８…電圧検出器（電圧検出手段に相当）
９…負荷
１１…スイッチング素子
１２…スイッチング素子
１００、２００…スイッチング電源装置
１６１…比例積分処理部
１６２…微分処理部

Claims

チョッパ部と、
前記チョッパ部の出力側に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを負荷に接続することが可能な接続線と、
前記接続線から分岐して前記負荷に並列に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサへの分岐前に前記接続線に流れる電流と、前記コンデンサへの前記分岐後に前記接続線に流れる電流との差分値を検出する電流検出手段と、
少なくとも、前記電流検出手段により検出された前記差分値に基づき、前記負荷への出力電圧が一定となるように、前記チョッパ部を制御する制御手段と
を具備するスイッチング電源装置。
請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
前記コンデンサの両端の電圧値を検出する電圧検出手段をさらに具備し、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された前記差分値及び前記電圧検出手段により検出された前記電圧値に基づき、前記負荷への出力電圧が一定となるように、前記チョッパ部を制御するスイッチング電源装置。
請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御手段は、電圧基準値を取り込み前記電圧基準値を微分する微分処理部と、前記電圧検出手段により検出された前記電圧値を前記電圧基準値に近づけるために比例積分処理を実行する比例積分処理部とを有し、前記微分処理部から出力される出力値と、前記比例積分処理部から出力される出力値とを加算し、前記加算により得られた値を、前記コンデンサに対する電流指令値として出力し、前記電流検出手段により検出された前記差分値を前記電流指令値に近づけるように前記チョッパ部を制御するスイッチング電源装置。