JP2010286953A - 電源制御用半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流検出レベルの調整が容易であり出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性となる過電流保護機能を備えるとともに、寄生トランジスタによって所望の特性からはずれてしまうのを防止できるシリーズレギュレータの制御用ＩＣを提供する。
【解決手段】入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタ（Ｑ１）と、該制御用トランジスタを駆動制御する制御回路（１１，Ｑ２）と、制御用トランジスタにより流される電流に比例した電圧を出力する電流−電圧変換回路（１２）と、該電流−電圧変換回路の出力電圧を監視する過電流保護回路（１３）とを設け、過電流によって電流−電圧変換回路の出力電圧が所定レベル以上になった場合に前記制御回路に帰還電流を供給して前記制御用トランジスタ（Ｑ１）により流される電流を低減させるとともに出力電圧を低下させるように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源装置を構成する電源制御用半導体集積回路に関し、例えば出力の過電流保護機能を備えたシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。

シリーズレギュレータにおいては、例えば負荷が短絡するなどして出力端子から過電流が流れ出すと、電流制御用トランジスタが発熱してＩＣのチップ温度が上昇して内部回路が誤動作したり素子が破壊される等の不具合が発生するおそれがある。

従来、シリーズレギュレータにおいては、上記のような過電流からチップを保護するため、出力電流Ｉｏｕｔが所定の値を越えると、例えば図７（Ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させながら出力電流Ｉｏｕｔを減少させて、いわゆる「フ」の字の出力電圧−出力電流特性になるように制御する過電流保護機能を設けることが行なわれている。

また、電源投入時に出力電流がコンデンサに一気に流れ込むいわゆるラッシュ電流を制限するために過電流保護回路を設けるようにした発明も提案されている（特許文献１）。

特開２００３−１７３２１１号公報

上記先願発明における過電流保護機能は、過電流検出レベルのばらつきを補償して高精度の検出を行なえるようにするため、ＩＣ内部に不揮発性メモリを設けて、該メモリに記憶された制御情報に応じて過電流検出レベルを調整する調整回路を設けるようにしており、不揮発性メモリを内蔵させる必要があるためプロセスの工程数が増加してコストアップを招くという不具合がある。

本発明者らは、抵抗値を調整するだけで過電流検出レベルを調整することができ、しかも出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性となる過電流保護回路を有するシリーズレギュレータとして、図６に示すような回路を開発した。図６の回路にあっては、出力電流Ｉｏｕｔが所定の値を越えると、過電流検出回路１３から出力制御用トランジスタＱ１を制御する誤差アンプ１１にフィードバックがかかってトランジスタＱ１に流れる電流を抑える機能を有するとともに、例えば抵抗Ｒ３またはＲ４と並列にトリミング用の抵抗を設けておいて、抵抗値を調整することで過電流検出レベルの調整が可能である。

しかしながら、図６の回路にあっては、図７（Ｂ）に示すように、過電流を検出すると出力電圧Ｖｏｕｔがある電圧Ｖａに下がるところまでは出力電流Ｉｏｕｔを「フ」の字特性に沿って減少させることはできるものの、Ｖａ以下になると出力電流Ｉｏｕｔが増加してしまい、所望の「フ」の字特性が得られないという課題があることを見出した。

そこで、その原因について検討を行なった。その結果、回路を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタＱ１１として、例えば図５に示すような構造のトランジスタを使用した場合、本来のトランジスタＱ１１の他にＰ型基板との間に寄生トランジスタＱｓが存在しており、過電流を検出して保護回路が働いて出力電圧Ｖｏｕｔが下がると、これに応じて抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ０の電位Ｖ０が下がるため、トランジスタＱ１１のコレクタ電圧がベース電圧よりも高くなる。つまり、Ｑ１１に寄生するトランジスタＱｓのエミッタ電圧がベース電圧よりも高くなってＱｓがオンされてしまう。そのため、Ｑ１３に電流が流れなくなり、誤差アンプ１１に供給される帰還電流Ｉｆが減少して出力電流Ｉｏｕｔが増加してしまい、所望の「フ」の字特性が得られなくなるという不具合があることが明らかとなった。

この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性となる過電流保護機能を備えるシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路を提供することにある。

また、本発明は、過電流保護回路を構成するトランジスタに寄生するトランジスタによって出力電圧−出力電流特性が所望の特性からはずれてしまうのを防止できるシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、この発明は、
入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタと、
出力のフィードバック電圧に応じて出力電圧が一定になるように前記制御用トランジスタを制御する制御回路と、
前記制御用トランジスタにより流される電流に比例した電圧を出力する電流−電圧変換回路と、
前記電流−電圧変換回路の出力電圧を監視する過電流保護回路と、を備え、
前記過電流保護回路は、
出力電圧を分圧する分圧回路と、前記電流−電圧変換回路の出力端子と接地点との間に直列に接続された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、該第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成する第３のトランジスタとを備え、前記分圧回路により分圧された電圧に応じた電圧が前記第１のトランジスタのベース端子に印加され、出力電流が所定値以上流れることによって前記電流−電圧変換回路の出力電圧が所定レベル以上になった場合に前記第１および第２のトランジスタに電流が流れ、前記カレントミラー回路によって前記制御回路に帰還電流を供給されるように構成したものである。

上記した手段によれば、出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性となる過電流保護機能を備える従来にない構成の過電流保護回路を提供することができるとともに、制御用トランジスタと直列に出力電流検出用の抵抗を設ける必要がないため損失を減らすことができる。

また、望ましくは、前記過電流保護回路は、前記分圧回路により分圧された電圧を高い方へシフトするレベルシフト回路をさらに備え、前記レベルシフト回路によりシフトされた電圧が前記第１のトランジスタのベース端子に印加されるように構成する。これにより、過電流保護回路を構成する第１のトランジスタに寄生するトランジスタによって出力電圧−出力電流特性が所望の特性からはずれてしまうのを防止することができる。

さらに、望ましくは、前記電流−電圧変換回路は、前記制御用トランジスタのサイズに縮小比例したサイズ（１／Ｎ）を有し前記制御用トランジスタと並列に設けられ、前記制御回路から前記制御用トランジスタのベース端子に印加される電圧と同一の電圧がベース端子に印加されて出力電流に比例した電流が流されるトランジスタおよび該トランジスタと直列に接続された電流−電圧変換素子を備えるように構成する。これにより、出力電流に比例した監視用の電流を生成して精度の高い過電流検出が行えるようになる。

さらに、前記制御回路は、出力電圧を分圧した電圧と所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプと、該誤差アンプの出力がベース端子に印加され、コレクタ端子が前記制御用トランジスタのベース端子に接続されたトランジスタとを備えるように構成する。これにより、従来の構成を大幅に変更することなく過電圧保護機能を備えたシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路を実現することができ、回路の設計が容易となり、システム全体のコストアップを抑えることができる。

また、前記分圧回路は、直列形態に接続された複数の抵抗を備え、前記複数の抵抗のいずれか一つは抵抗値が調整可能に構成する。これにより、分圧回路の抵抗値を変更するだけで容易に過電流検出レベルの調整が可能になる。

本発明によると、出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性となる過電流保護機能を備えるシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路を提供することができる。また、過電流保護回路を構成するトランジスタに寄生するトランジスタによって出力電圧−出力電流特性が所望の特性からはずれてしまうのを防止できるシリーズレギュレータの制御用半導体集積回路を提供することができるという効果がある。

本発明を適用したシリーズレギュレータの制御用ＩＣの一実施形態を示す回路構成図である。 図１のシリーズレギュレータの制御用ＩＣのより具体的な回路例を示す回路図である。 実施例のシリーズレギュレータの制御用ＩＣにおける出力電流と出力電圧および各部の電位との関係を示す電流−電圧特性図である。 実施例のシリーズレギュレータの制御用ＩＣにおける出力電流と帰還電流との関係を示すグラフである。 実施例のシリーズレギュレータの制御用ＩＣを構成するＰＮＰトランジスタのデバイス構造を示す断面図である。 本発明に先立って検討したシリーズレギュレータの制御用ＩＣを示す回路構成図である。 図７（Ａ）はシリーズレギュレータにおける過電流保護回路の理想的な（フの字特性）を示す電流−電圧特性図、図７（Ｂ）は本発明に先立って検討した図６（改善前）のシリーズレギュレータにおける過電流保護回路の電流−電圧特性を示す特性図である。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明を適用したシリーズレギュレータの一実施形態を示す。なお、特に限定されるわけではないが、図１において一点鎖線Ａで囲まれている部位の回路を構成する素子は、１個の半導体チップ上に形成され、半導体集積回路（シリーズレギュレータＩＣ）１０として構成される。Ｃ１は入力電圧Ｖｉｎを安定化させる外付けのコンデンサ、Ｃ２は出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる外付けのコンデンサである。

この実施形態におけるシリーズレギュレータＩＣ１０は、直流電圧源２０からの直流電圧Ｖｉｎが印加される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続されたＰＮＰバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタと称する）からなる制御用トランジスタＱ１と、Ｑ１のベース電圧を制御するオープンコレクタのＮＰＮトランジスタＱ２と、出力電圧Ｖｏｕｔを直列抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧したフィードバック電圧ＶFBと参照電圧Ｖrefとの電位差に応じて前記トランジスタＱ２を介して制御用トランジスタＱ１を制御するための誤差アンプ１１とを備える。この実施形態のシリーズレギュレータは、誤差アンプ１１によるトランジスタＱ１のフィードバック制御によって、出力電流Ｉｏｕｔがある値以下では出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保持するように動作する。

また、この実施形態のシリーズレギュレータは、上記トランジスタＱ２のコレクタ電圧を受けて制御用トランジスタＱ１によって流される出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流を生成し電圧に変換する電流−電圧変換回路１２と、該電流−電圧変換回路１２で生成された電圧に基づいて出力電流Ｉｏｕｔが所定の値に達した場合に、上記誤差アンプ１１に対して帰還電流Ｉｆを供給して誤差アンプ１１のゲインあるいは出力レベルを変化させて、制御用トランジスタＱ１がそれ以上大きな電流を流さないようにフィードバックをかける過電流保護回路１３とが設けられている。

過電流保護回路１３は、上記抵抗Ｒ１，Ｒ２とは異なる比で出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する直列抵抗Ｒ３，Ｒ４と、抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ０の電位Ｖ０を高い方へシフトするレベルシフト回路ＬＳと、上記電流−電圧変換回路１２の出力端と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ５、ＰＮＰトランジスタＱ１１、ＮＰＮトランジスタＱ１２と、Ｑ１２とベースが共通接続されたＮＰＮトランジスタＱ１３とを有するように構成されている。回路を構成する素子の定数の設定の仕方によっては、抵抗Ｒ５を省略して、電流−電圧変換回路１２の出力端に直接トランジスタＱ１１のエミッタ端子を接続しても良い。

上記トランジスタＱ１２はベースとコレクタが結合されたいわゆるダイオード接続とされ、Ｑ１２により電流−電圧変換された電圧がトランジスタＱ１２とＱ１３のベースに共通に印加されることで、Ｑ１２とＱ１３はそのエミッタサイズの比に比例した電流が流れるカレントミラー回路を構成している。Ｑｓは、トランジスタＱ１１のコレクタとエミッタおよび基板との間に存在する図５に示すような寄生トランジスタを図示したものである。

次に、この実施形態のシリーズレギュレータＩＣにおける過電流保護回路１３の動作について説明する。

図１の実施形態のシリーズレギュレータＩＣは、出力電流Ｉｏｕｔが所定の値Ｉｃ以下の範囲では、図３に示すように、出力電流Ｉｏｕｔの大きさにかかわらず出力電圧Ｖｏｕｔがほぼ一定になるように制御される。一方、このような正常動作範囲においては、電流−電圧変換回路１２が出力電流Ｉｏｕｔに比例した電流を生成し電圧に変換するため、その電圧を受ける過電流保護回路１３においては、抵抗Ｒ５とトランジスタＱ１１の接続ノードの電位Ｖ１が図３に示すように、出力電流Ｉｏｕｔの大きさに比例して高くなる。また、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ０の電位Ｖ０およびそれをシフトするレベルシフト回路ＬＳの出力電位Ｖ２はほぼ一定である。

しかして、出力電流Ｉｏｕｔが供給される図示しない負荷において短絡等の事故が発生して出力電流Ｉｏｕｔが増加し、所定の値Ｉｃに近づくと、Ｒ５とＱ１１の接続ノードの電位Ｖ１とレベルシフト回路ＬＳの出力電位Ｖ２との差が開き、トランジスタＱ１１のエミッタ・ベース間順方向電圧Ｖｆを越える。そのため、トランジスタＱ１１にコレクタ電流が流れ、その電流がＱ１２とＱ１３のカレントミラー回路によって転写され、帰還電流Ｉｆとして誤差アンプ１１に供給されるようになる。

誤差アンプ１１は、この帰還電流Ｉｆの大きさに応じて制御用トランジスタＱ１に流れる電流を抑制するようにトランジスタＱ２を制御するため、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧抵抗による出力電圧のフィードバック制御系が有効に働かなくなり、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔが共に下がり始める。出力電流Ｉｏｕｔが減少すると電流−電圧変換回路１２の出力電圧およびＱ１１のエミッタ側の電圧Ｖ１が下がるが、ノードＮ０の電位Ｖ０およびそれをレベルシフトしたＱ１１のベース電位Ｖ２も下がるため、Ｑ１１に電流が流れ続け、帰還電流Ｉｆが供給され続ける。

過電流保護回路１３の上記のような動作は、Ｑ１１の導通後、Ｖ１−Ｖ２≧Ｖｆが保たれるように抵抗Ｒ３〜Ｒ５の値を設定することで可能である。図４に、本実施形態における帰還電流Ｉｆの変化の様子を示す。図４に示されているように、本実施形態においては、過電流保護回路１３により過電流状態が検出されると出力電流Ｉｏｕｔが減少し、帰還電流Ｉｆが増加する。その結果、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔが「フ」の字特性に従って低下するようになる。

レベルシフト回路ＬＳを持たない過電流保護回路を備えた図６のようなシリーズレギュレータにあっては、出力電圧Ｖｏｕｔがある程度下がると抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ０の電位Ｖ０がトランジスタＱ１１のコレクタ電圧Ｖ３よりも低くなる。そのため、寄生トランジスタＱｓがオンして帰還電流Ｉｆが流れなくなって、出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性から外れてしまうおそれがあった。

これに対し、本実施形態の過電流保護回路にあっては、出力電圧Ｖｏｕｔがかなり下がるまでレベルシフト回路ＬＳの出力電位Ｖ２すなわちトランジスタＱ１１のベース電圧がコレクタ電圧Ｖ３よりも低くならないため、寄生トランジスタＱｓがオンしなくなって、出力電圧−出力電流特性が「フ」の字特性から外れにくくなる。また、この実施形態のシリーズレギュレータＩＣにおいては、抵抗Ｒ３またはＲ４と並列にトリミング用の抵抗を設けて、抵抗値を調整することで過電流検出レベル（上記Ｉｃの値）の調整が可能である。

図２は、上記実施形態のシリーズレギュレータＩＣのより具体的な回路例を示す。この実施例では、電流−電圧変換回路１２は、制御用トランジスタＱ１の１／Ｎのサイズを有し、エミッタがＱ１のエミッタに接続されベースにＱ１のベースに印加される電圧と同一の電圧が印加されることで、Ｑ１の電流すなわち出力電流Ｉｏｕｔの１／Ｎの大きさの電流を流すトランジスタＱ３と、該トランジスタＱ３のコレクタと接地点との間に接続されＱ３のコレクタ電流を電圧に変換する抵抗Ｒ６とを備え、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ６との接続ノードに過電流保護回路１３が接続されている。Ｎは数１００〜数１０００というかなり大きな値とすることができ、それによって電流−電圧変換回路１２に流れる電流を小さくすることができる。

レベルシフト回路ＬＳは、定電流源ＣＳと、該定電流源ＣＳがエミッタに接続され抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続ノードＮ０にベースが接続されたＰＮＰトランジスタＱ１５と、Ｑ１５のコレクタと抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続ノードＮ０との間に接続された抵抗Ｒ７とを備え、トランジスタＱ１５のコレクタにトランジスタＱ１１のベースが接続されることで、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続ノードＮ０の電位Ｖ０を高い方へシフトした電位がトランジスタＱ１１のベースに印加されるように構成されている。

この実施例のレベルシフト回路ＬＳにあっては、定電流源ＣＳおよびトランジスタＱ１５によって抵抗Ｒ７に流される電流をｉ、抵抗Ｒ７の抵抗値をｒとおくと、ノードＮ０の電位Ｖ０よりもΔＶ（＝ｉ・ｒ）だけ高い電圧をトランジスタＱ１１のベースに印加することができる。なお、レベルシフト回路ＬＳはこのような構成に限定されず、同様な機能を有するものであればどのようなものであっても良い。

図２のシリーズレギュレータＩＣの動作は図１のシリーズレギュレータＩＣの動作と同じであるので、説明は省略する。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば前記実施形態では、出力分圧用の抵抗Ｒ１〜Ｒ４はオンチップの素子で構成されていると説明したが、外付けの素子を用いるように構成してもよい。

また、図１や図２のレギュレータにおいては、ＩＣの保護機能として、過電流保護回路１３を設けたものを示したが、過電流保護回路の他に、入力電圧の低電圧状態を検出する低電圧検出回路や入力電圧の過電圧状態を検出する過電圧保護回路を備えるように構成してもよい。

以上の説明では、本発明をシリーズレギュレータＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、二次電池を充電する充電装置を構成する充電制御用ＩＣにも利用することができる。

１１ 誤差アンプ
１２ 電流−電圧変換回路
１３ 過電流保護回路
ＬＳ レベルシフト回路
Ｑ１ 制御用トランジスタ
Ｑｓ 寄生トランジスタ

Claims (5)

1. 入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタと、
   出力のフィードバック電圧に応じて出力電圧が一定になるように前記制御用トランジスタを制御する制御回路と、
   前記制御用トランジスタにより流される電流に比例した電圧を出力する電流−電圧変換回路と、
   前記電流−電圧変換回路の出力電圧を監視する過電流保護回路と、を備え、
   前記過電流保護回路は、
   出力電圧を分圧する分圧回路と、前記電流−電圧変換回路の出力端子と接地点との間に直列に接続された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、該第２のトランジスタと共にカレントミラー回路を構成する第３のトランジスタとを備え、前記分圧回路により分圧された電圧に応じた電圧が前記第１のトランジスタのベース端子に印加され、出力電流が所定値以上流れることによって前記電流−電圧変換回路の出力電圧が所定レベル以上になった場合に前記第１および第２のトランジスタに電流が流れ、前記カレントミラー回路によって前記制御回路に帰還電流を供給されるように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体集積回路。
2. 前記過電流保護回路は、前記分圧回路により分圧された電圧を高い方へシフトするレベルシフト回路をさらに備え、前記レベルシフト回路によりシフトされた電圧が前記第１のトランジスタのベース端子に印加されていることを特徴とする請求項１に記載の電源制御用半導体集積回路。
3. 前記電流−電圧変換回路は、前記制御用トランジスタのサイズに縮小比例したサイズを有し前記制御用トランジスタと並列に設けられ、前記制御回路から前記制御用トランジスタのベース端子に印加される電圧と同一の電圧がベース端子に印加されて出力電流に比例した電流が流されるトランジスタおよび該トランジスタと直列に接続された電流−電圧変換素子を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電源制御用半導体集積回路。
4. 前記制御回路は、出力電圧を分圧した電圧と所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプと、該誤差アンプの出力がベース端子に印加され、コレクタ端子が前記制御用トランジスタのベース端子に接続されたトランジスタとを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源制御用半導体集積回路。
5. 前記分圧回路は、直列形態に接続された複数の抵抗を備え、前記複数の抵抗のいずれか一つは抵抗値が調整可能にされていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源制御用半導体集積回路。

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