JP2010284013A - インバータ制御装置と電動圧縮機および家庭用電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号がオフ期間中における位置検知のタイミングを補正し転流時間の遅れを低減することにより、ブラシレスＤＣモータが脱調停止するのを防止し信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
【解決手段】ＰＷＭ信号のオン期間中における位置検知回路部２０６が出力する位置検知信号に基づいて、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータ２０３ｂの位置検知を推定することにより、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータ２０３ｂの位置検知の誤差を低減することができるという作用を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御によるインバータ制御装置に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および冷蔵庫等の家庭用電気機器に関するものである。

従来この種のインバータ制御装置は、制御の容易さの観点から１２０度通電方式が採用されており、電動圧縮機などでは使用環境、信頼性、メンテナンスの観点から、ホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧によりロータ磁極位置を検知するセンサレス方式による制御が用いられている。

この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ているものが多い。

以下、図面を参照しながら、上記従来のインバータ制御装置について説明する。

図４は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図、図５は、従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図である。

図４において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部１４０を構成している。ブラシレスＤＣモータ１０５はステータ（図示せず）と、ロータ１０５ａで構成されている。ロータ１０５ａは内部に永久磁石１０５α，１０５βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。

各対のスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚどうしの接続点は、ブラシレスＤＣモータ１０５のＹ接続された各相のステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの端子にそれぞれ接続されている。

なお、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのコレクターエミッタ端子間にそれぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚが接続されている。

抵抗１０１，１０２は、母線１０３，１０４間に直列に接続されており、その共通接続点たる検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。

コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）は抵抗１０７，１０８，１０９を介して出力端子ＯＵ，ＯＶ，ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は、検出端子ＯＮに接続されている。

そしてこれらのコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力端子は論理手段たるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３にそれぞれ接続されている。
マイクロプロセッサ１１０は電気角１周期当りのタイマ値を算出し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を決定する。

また、マイクロプロセッサ１１０は回転速度指令に基づいて、電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）変調するとともに、回転速度指令と実回転速度の偏差に基づきＰＷＭ変調信号のＯＮ／ＯＦＦ比であるデューティ量を制御し、３相分のＰＷＭ変調信号を出力する。

そして、回転速度指令に対し、実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

このＰＷＭ変調信号は出力端子Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３，Ｏ４，Ｏ５，Ｏ６からドライブ回路１２０に供給され、ドライブ回路１２０が、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚのそれぞれのベース端子に供給すべきドライブ信号を出力する。

図５において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示すものである。

これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源００１の１／２の電圧たる仮想中性点の電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗが（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示されている。

この場合、コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ，ＰＳｖａ，ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｂとからなる。

また、パルス状のスパイク電圧のＶｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータ１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に基づいて（Ｇ）に示す如き６つのモードＡからＦを認識し、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、（Ｊ）から（Ｏ）に示すように、ドライブ信号ＤＳｕ，ＤＳｖ，ＤＳｗ，ＤＳｘ，ＤＳｙ，ＤＳｚを出力する。

モードＡからＦの各時間Ｔ（Ｈ）は電気角６０度を示すものであり、ＡからＦの１／２の時間（Ｉ）即ちＴ／２は電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗに生ずる誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂからロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの変化時間Ｔを検出してステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ，１０５ｖ，１０５ｗの通電のための駆動信号を決
定して実行させるようにしている。

特開平１−８８９０号公報

しかしながら、上記従来の構成では、ブラシレスＤＣモータ１０５の回転数を可変するためにＰＷＭ制御を行なった場合、出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷに接続されているコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ，１０６ｃの各入力端子はＰＷＭ信号が重畳した電圧を検出するため、ロータ１０５ａの誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの検出電圧波形に対してもＰＷＭ信号が重畳することとなり、マイクロプロセッサ１１０はＰＷＭ信号がオン中の各コンパレータ出力を位置検知信号として判定する必要が生じる。

従って、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が低くＰＷＭ信号がオンとなる周期が長い場合や、ＰＷＭ信号のデューティ値が小さくＰＷＭ信号がオンとなる時間が短い場合は、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと仮想中性点の電圧ＶＮの比較結果が一致する時点がＰＷＭ信号のオフ期間中に発生する可能性が高くなり、その後ＰＷＭ信号がオンとなることで発生する位置検知信号出力の判定結果が得られるまでの遅れ時間が大きくなる。

このためロータ１０５ａの位置に対して転流が遅れることとなり、負荷トルク増加時にブラシレスＤＣモータが脱調停止するという課題を有していた。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ＰＷＭ信号がオフ期間中における位置検知のタイミングを補正し転流時間の遅れを低減することにより、ブラシレスＤＣモータが脱調停止するのを防止し信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する位置検知回路部と、ブラシレスＤＣモータの回転数を可変するＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御手段と、位置検知回路部で検出した誘起電圧に基づいてロータの位置検知の判定を行う位置検知判定手段と、位置検知回路部で検出した誘起電圧に基づいてブラシレスＤＣモータのステータ巻線に対してロータの永久磁石による磁極中心の相対位置の判定を行い位置信号を出力する位置検知判定手段とを備え、ＰＷＭ信号のオン期間中における位置検知回路部が出力する位置検知信号に基づいて、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータの磁極位置を推定することにより、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータの位置検知の誤差と転流の遅れを低減することができるという作用を有する。

本発明のインバータ制御装置は、インバータ出力電圧のＰＷＭ信号のキャリア周波数が低い、またはデューティ値が小さい場合においても、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータの位置検知の誤差と転流の遅れを低減することができ、低速運転時の負荷トルク増加時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止することができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図 同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示す図 同実施の形態における動作を示すフローチャート 従来のインバータ制御装置の構成を示す図 従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図

請求項１に記載の発明は、ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する位置検知回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの回転数を可変するＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御手段と、前記位置検知回路部で検出した誘起電圧に基づいて前記ブラシレスＤＣモータのステータ巻線に対してロータの永久磁石による磁極中心の相対位置の判定を行い位置信号を出力する位置検知判定手段と、前記位置検知判定手段からの位置信号に基づいて転流信号を発生する転流制御手段とを備え、ＰＷＭ信号のオン期間中における前記位置検知回路部が出力する位置検知信号に基づいてＰＷＭ信号のオフ期間中における前記ロータの磁極位置を推定することを特徴とするもので、インバータ出力電圧のＰＷＭ信号のキャリア周波数が低い、またはデューティ値が小さい場合においても、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータの位置検知の誤差と転流の遅れを低減することができ、低速運転時の負荷トルク増加時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、ＰＷＭ信号がオンしてから前記位置検知判定手段が位置検知信号の判定を開始するまでのディレイ時間をＴとし、ＰＷＭ信号がオンする直前のオフ時間をＳとした時、ロータの位置検知は、位置検知信号の検出タイミングから下記（数１）で算出される補正時間ΔＴを減じたタイミングであると推定するもので、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が低い、またはデューティ値が小さい場合においても、ＰＷＭ信号がオンした直後に発生するリンギング電圧を無視するためのディレイ時間を含めたＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータの位置検知の誤差と転流の遅れを低減することができ、請求項１に記載の発明の効果に加えてさらに、低速運転時の負荷トルク増加時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止することができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のインバータ制御装置を用いたものであり、低速運転時の負荷トルク増加時に脱調を防止することができ、信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。

請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いたものであり、低速運転時の負荷トルク増加時に脱調耐量を向上することができ、信頼性の高い冷蔵庫等の家庭用電気機器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は、同実施の形態における各部の信号波形と処理内容を示す図、図３は、同実施の形態における動作を示すフローチャートである。

図１において、インバータ制御装置２００は商用交流電源２０１と電動圧縮機２２０に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機２２０のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４を備えている。

さらにインバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検知回路部２０６とインバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７を備えている。

マイクロプロセッサ２０７は、位置検知回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検知判定手段２０８、転流信号を生成する転流制御手段２０９、位置検知判定手段２０８からの出力に対し回転速度を算出する回転速度検出手段２１０、回転速度に応じて転流信号に対しＰＷＭ変調を行うためのデューティ設定手段２１１、キャリア設定手段２１２、ＰＷＭ制御手段２１３、そして転流制御手段２０９とＰＷＭ制御手段２１３の出力によりドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１４を備えている。

ブラシレスＤＣモータ２０３は、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。

ステータ２０３ａはステータ巻線２０３ｕ，２０３ｖ，２０３ｗを備え、ロータ２０３ｂは内部に永久磁石２０３α，２０３β，２０３γ，２０３δ，２０３ε，２０３ζを配置している。

インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された環流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚより構成されている。

位置検知回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）などから構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。

位置検知判定手段２０８は、位置検知回路部２０６の出力信号からロータ２０３ｂの位置検知信号を得て位置信号を生成する。

転流制御手段２０９は、位置検知判定手段２０８の位置信号により転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を生成する。

回転速度検出手段２１０は、位置検知判定手段２０８からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定したりすることによりブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出する。

デューティ設定手段２１１は、回転速度検出手段２１０から得られた回転速度と、指令回転速度との偏差からデューティの加減演算を行ない、デューティ値をＰＷＭ制御手段２１３へ出力する。回転速度指令に対し実回転速度が低いとデューティを大きくし、逆に実回転速度が高いとデューティを小さくする。

キャリア出力手段２１２ではスイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚをスイッチングするキャリア周波数を設定する。

ＰＷＭ制御手段２１３では、デューティ設定手段２１１で設定されたデューティ値と、キャリア出力手段２１２で設定されたキャリア周波数から、ＰＷＭ変調信号を出力する。

ドライブ制御手段２１４では、転流信号とＰＷＭ変調信号を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行ない、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。

次に図２に示すインバータ制御装置の各種波形について説明する。

図２において、（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。

これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ，２０３ｖ，２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ，Ｄｘ，Ｄｖ，Ｄｙ，Ｄｗ，Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの合成波形となる。

そして、これらの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと直流電源電圧１の１／２の電圧たる仮想中性点の電圧ＶＮとを比較し、コンパレータより出力する出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗを（Ｄ），（Ｅ），（Ｆ）に示している。

この出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、供給電圧Ｖｕａ，Ｖｖａ，Ｖｗａに対応するＰＳｕａ，ＰＳｖａ，ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに対応するＰＳｕｃ，ＰＳｖｃ，ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂと仮想中性点の電圧ＶＮ比較中の期間に相当するＰＳｕｂ，ＰＳｖｂ，ＰＳｗｂとの合成信号となる。

ここで、パルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃは、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置におけるウェイトタイマである第１タイマ１２２、第２タイマ１２３と同様に、待機時間（Ｇ）によって無視するため、コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ２０７は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に基づいて（Ｈ）に示す如き６つのモードＡからＦを認識し、出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態に応じて、（Ｉ）から（Ｎ）に示すように、ドライブ信号ＤＳｕ，ＤＳｖ，ＤＳｗ，ＤＳｘ，ＤＳｙ，ＤＳｚを出力する。

つまり、（Ｈ）に示すＡからＦの各モードにおける経過時間は、マイクロプロセッサ２０７が認識する位置検出信号の状態変化の発生間隔、即ち位置検出間隔（Ｏ）を示している。

続いて、図３の位置検知判定手段２０８の動作を示すフローチャートにより詳細な動作を説明する。

まずステップ１０１において、ＰＷＭ信号のオフ時間とＰＷＭ信号がオンしてから位置検知信号の検出判定を開始するまでのディレイ時間の合計時間の１／２として、補正時間の算出を行う。

ここで上記ディレイ時間について説明する。一般にＰＷＭ信号が重畳した誘起電圧波形
は、ＰＷＭ信号がオンした直後にリンギングが生じるため、位置検知回路部２０６の検出電圧波形は、振動を生じながら誘起電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂに等しい電圧値に収束する。

このため、リンギングによる振動電圧の振幅が仮想中性点の電圧ＶＮを超えた場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗがチャタリングを起こすため、位置検知判定手段２０８は正常な判定が不可能となる。

従って、ＰＷＭ信号がオンしてから位置検知信号の判定を開始するまでディレイ時間を設けることで、リンギング電圧を無視することとしている。

即ち、ＰＷＭ信号がオンしてから位置検知信号の判定を開始するまでのディレイ時間をＴとし、ＰＷＭ信号がオンする直前のオフ時間をＳとした時、補正時間ΔＴを上記（数１）によって算出する。

次にステップ１０２において、ＰＷＭ信号の状態の判定を行う。ＰＷＭ信号がオフ中の場合は、そのまま位置検知判定手段２０８は動作を終了する。一方、ＰＷＭ信号がオンの場合は、ステップ１０３に進む。

ステップ１０３は、ＰＷＭ信号がオンとなった後のディレイ時間の経過について判定を行う。ディレイ時間未満の場合は、そのまま位置検知判定手段２０８は動作を終了する。一方、ディレイ時間を経過している場合は、ステップ１０４に進む。

そしてステップ１０４において、位置検知回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの出力状態、即ち図２における動作モード（Ｈ）の状態に応じた出力信号ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態によって位置検知信号の検出判定を行う。

一例として、図２における動作のモード（Ｈ）がＡの場合、ＰＳｕがＨレベル、ＰＳｖがＬレベル、ＰＳｗがＨレベルを検出することによってＵ相端子電圧Ｖｕの立上り検出となる。同様に、他の動作モード状態においても、ＰＳｕ，ＰＳｖ，ＰＳｗの状態を調べることにより、仮想中性点の電圧ＶＮに対する各端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの立上り検出または立下り検出を行う。

ここで、各端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの立上り検出または立下り検出は、端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの１周期中に６回発生するため、位置検知信号の検出間隔を測定することにより電気角で６０度に相当する経過時間を得ることができる。

位置検知信号が未検出の場合は、そのまま位置検知判定手段２０８は動作を終了する。一方、位置検知信号が検出された場合は、ステップ１０５に進む。

続いてステップ１０５において、位置検知信号の検出時点がディレイ時間と一致しているか判定を行う。

位置検知信号の検出時点がディレイ時間と一致した場合、即ち位置検知信号がディレイ時間の終了と同時に検出された場合、ＰＷＭ信号のオフ時間またはＰＷＭ信号がオンとなった後のディレイ時間のいずれかの期間中において位置検知信号は既に発生していたものと判定し、ステップ１０６に進む。

ステップ１０６は、位置検知信号の検出間隔をカウントしているタイマ値から前述の補
正値を減ずるとともに後述する履歴値を加えた値を位置検知間隔として算出する。その後ステップ１０７において、前ステップにおいて減じた補正値を履歴値として更新する。

一方、ステップ１０５において、位置検知信号の検出時点がディレイ時間と一致しない場合、即ち位置検知信号がディレイ時間の終了後に検出された場合、ＰＷＭ信号のオン時間において位置検知信号が発生したものと判定しステップ１０８に進む。

ステップ１０８は、位置検知信号の検出間隔をカウントしているタイマ値に後述する履歴値を加えた値を位置検知間隔として算出する。その後ステップ１０９において、履歴値をクリアする。

ステップ１０７またはステップ１０９の後、ステップ１１０において位置検知信号の検出間隔をカウントするためのタイマをクリアした後にカウント動作を開始し、そして位置検知判定手段は動作を終了する。

以上述べた動作を位置検知判定手段２０８は繰返し実行する。

従って、位置検知信号が検出された時点において測定されたタイマ値、即ち前回の位置検知信号が検出された時点からの実際の経過時間に対して、位置検知判定手段２０８によって補正された位置検知間隔は、前述の補正値を減じた分だけ短縮されることとなる。つまり、実際の位置検知信号が検出された時点より、見かけ上過去に遡って位置検知信号が検出されたものとして認識することになる。

ところでタイマ値から補正値を減じた場合、次回の位置検知信号の発生時点において測定されたタイマ値は、減じた補正値の分だけカウント値が不足することになる。このため、今回の補正値を履歴値として記憶しておき、次回の位置検知信号の検出時点における位置検知間隔の算出の際は、測定されたタイマ値に対して履歴値を加えることによって補正を行う。即ち常に位置検知信号の検出判定においてタイマ値から減じた補正値を履歴値として記憶し、新たに測定されたタイマ値には１回前の履歴値を加えることによって、位置検知判定手段２０８は位置検知間隔を算出する。

以上のようにして得られた位置検知判定手段２０８からの位置検知信号の検出情報に基づいて、転流制御手段２０９は転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ，Ｔｒｘ，Ｔｒｖ，Ｔｒｙ，Ｔｒｗ，Ｔｒｚの転流信号を生成する。即ち、転流制御手段２０９は、補正された位置検知間隔に基づいて位置検知から転流までの転流時間を設定する。

一例として、通電角１２０度、進角０度の場合は、補正された位置検知間隔によって得られた電気角６０度に対して電気角３０度に相当する転流時間を算出し、転流のタイミング設定の基点となる位置検知信号の検出時点については実際の位置検知信号の検出時点から補正値を減じた分だけ過去に遡って設定する。そしてタイマ値が転流時間を経過した時点で転流信号を出力する。

よって、インバータ出力電圧のＰＷＭ信号のキャリア周波数が低い、またはデューティ値が小さい場合においても、ＰＷＭ信号のオフ期間中におけるロータ２０３ｂの位置検知の誤差と転流の遅れを低減することができ、低速運転時の負荷トルク増加時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止することができる。

また、電動圧縮機２２０に上記インバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となり、冷蔵庫等の家庭用電気機器に上記インバータ制御装置２００を用いても、良好
なシステム運転が可能となる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ＰＷＭ信号がオフ期間中におけるロータの位置検知の誤差を低減することができ良好な運転が可能となるので、エアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車などに有用である。

２００ インバータ制御装置
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２０３ｂ ロータ
２０３α，２０３β，２０３γ，２０３δ，２０３ε，２０３ζ 永久磁石
２０４ インバータ回路部
２０６ 位置検知回路部
２０８ 位置検知判定手段
２０９ 転流制御手段
２１３ ＰＷＭ制御手段

Claims (4)

1. ロータに永久磁石を設けたブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する位置検知回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの回転数を可変するＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御手段と、前記位置検知回路部で検出した誘起電圧に基づいて前記ブラシレスＤＣモータのステータ巻線に対してロータの永久磁石による磁極中心の相対位置の判定を行い位置信号を出力する位置検知判定手段と、前記位置検知判定手段からの位置信号に基づいて転流信号を発生する転流制御手段とを備え、ＰＷＭ信号のオン期間中における前記位置検知回路部が出力する位置検知信号に基づいてＰＷＭ信号のオフ期間中における前記ロータの磁極位置を推定することを特徴とするインバータ制御装置。
2. ＰＷＭ信号がオンしてから前記位置検知判定手段が位置検知信号の判定を開始するまでのディレイ時間をＴとし、ＰＷＭ信号がオンする直前のオフ時間をＳとした時、ロータの位置検知は、位置検知信号の検出タイミングから下記（数１）で算出される補正時間ΔＴを減じたタイミングであると推定する請求項１に記載のインバータ制御装置。
   
3. 請求項１または２に記載のインバータ制御装置を用いた電動圧縮機。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置を用いた冷蔵庫等の家庭用電気機器。