JP2010226846A

JP2010226846A - Motor control device and electric power steering device

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Publication number: JP2010226846A
Application number: JP2009070194A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Tomita; 晃弘冨田; Hideaki Sato; 秀昭佐藤
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2009-03-23
Filing date: 2009-03-23
Publication date: 2010-10-07
Anticipated expiration: 2029-03-23
Also published as: JP5332786B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor control device for improving a voltage utilization factor while highly precise current detection is guaranteed. <P>SOLUTION: A microcomputer extends on-time t0_a of FET, which corresponds to a current detection impossible phase, with respect to a first PWM output corresponding to a current detection timing out of two motor control signal outputs (PWM output), which are made in an update period of respective DUTY instruction values Dx. In a second PWM output, which corresponds to a non-current detection timing, the extended time (Δt=t0_a-t0) is distributed and the second on-time t0_b is shortened. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device.

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置において、そのモータ制御信号に基づきモータに対する駆動電力の供給を実行する駆動回路（ＰＷＭインバータ）は、通常、直列接続された一対のスイッチング素子（スイッチングアーム）を各相に対応して並列に接続することにより形成される。そして、このようなモータ制御装置には、その駆動回路を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に電流センサが設けられたものがある（例えば、特許文献１参照）。 In a motor control device used in an electric power steering device (EPS) or the like, a drive circuit (PWM inverter) that supplies drive power to a motor based on the motor control signal is usually a pair of switching elements ( Switching arms) are connected in parallel corresponding to each phase. Such motor control devices include one in which a current sensor is provided on the low potential side (ground side) of each switching arm constituting the drive circuit (see, for example, Patent Document 1).

即ち、ＥＰＳのような円滑なモータ回転と高い静粛性が要求される用途では、正弦波通電によりモータに対する駆動電力の供給を行なうのが一般的であるが、その実行には、各相電流値のフィードバックが不可欠である。このため、その駆動電力の出力部となる駆動回路に、各相の電流検出を行なうための各電流センサを設けているのである。 That is, in applications such as EPS where smooth motor rotation and high quietness are required, it is common to supply drive power to the motor by sine wave energization. Feedback is essential. For this reason, each current sensor for detecting the current of each phase is provided in the drive circuit serving as the output portion of the drive power.

さて、このようなモータ制御装置において、その駆動回路の低電位側（接地側）に設けられた各電流センサによる各相電流値の検出は、駆動回路を構成する低電位側（下段）のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで行なわれる。 In such a motor control device, detection of each phase current value by each current sensor provided on the low potential side (ground side) of the drive circuit is performed by switching on the low potential side (lower stage) constituting the drive circuit. This is performed at the timing when all the elements are turned on.

具体的には、図９に示すように、モータ制御信号の生成は、通常、電流フィードバック制御の実行により演算される各相のＤＵＴＹ指示値（Ｄu，Ｄv，Ｄw）と三角波（δ１，δ２）との比較に基づき行なわれる。尚、この例では、駆動回路を構成する各スイッチング素子のオン／オフ時、各スイッチングアームにおける高電位側（上段）のスイッチング素子と低電位側（下段）のスイッチング素子との間の短絡（アーム短絡）を防止するデッドタイムを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。 Specifically, as shown in FIG. 9, the motor control signal is normally generated by the DUTY instruction values (Du, Dv, Dw) and triangular waves (δ1, δ2) of each phase calculated by executing the current feedback control. It is based on the comparison with. In this example, when each switching element constituting the drive circuit is turned on / off, a short circuit (arm) between the switching element on the high potential side (upper stage) and the switching element on the lower potential side (lower stage) in each switching arm. In order to set a dead time for preventing a short circuit), two triangular waves δ1 and δ2 (δ1> δ2) shifted in the vertical direction are used.

即ち、三角波δ１の値よりも各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側（上段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成され、三角波δ２の値よりもＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成される。そして、各相電流値の検出は、そのモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングで行なわれる。 That is, when each DUTY instruction value Du, Dv, Dw is higher than the value of the triangular wave δ1, a motor control signal for turning on the switching element on the high potential side (upper stage) corresponding to the phase is generated. When the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw are lower than the value of the triangular wave δ2, a motor control signal for turning on the switching element on the low potential side (lower stage) corresponding to the phase is generated. Each phase current value is detected at a timing when the triangular waves δ1 and δ2 used for generating the motor control signal become “mountains”.

しかし、上記のように「低電位側のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで電流検出を行なう」とはいえ、実際には、電流検出にもある程度の時間を要する。従って、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のスイッチング素子のオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなり、当該相の電流検出ができない場合が生ずる。 However, as described above, although “current detection is performed at the timing when all of the switching elements on the low potential side are turned on”, actually, a certain amount of time is also required for current detection. Therefore, when each DUTY instruction value Du, Dv, Dw increases, the on-time t0 of the switching element on the low potential side corresponding to the phase becomes shorter than the detection time ts of the phase current value, and the current detection of the phase is performed. There are cases where it cannot be done.

そのため、従来は、その相電流値の検出時間ｔsを考慮して（例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間）、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxが設定されていた。 Therefore, conventionally, in consideration of the detection time ts of the phase current value (for example, the time obtained by adding the dead time td for turning off both switching elements to prevent the arm short circuit as a margin to the detection time ts) The upper limit value Dmax was set for the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw of each phase.

特開２００９−１０５５号公報JP 2009-1055 A

しかしながら、このようにＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定することで、当然ながら、その電圧利用率は低下することになる。例えば、相電流値の検出時間ｔsを約４μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約８％とし、上記デッドタイムｔdを約１μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約２％とすると、上限値Ｄmaxは約９０％（１００％−８％−２％＝９０％）となる。即ち、本来の出力性能を十分に活かしきれないという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。 However, by setting the upper limit value Dmax for the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw as described above, the voltage utilization rate is naturally reduced. For example, if the detection time ts of the phase current value is about 4 μsec and about 8% in duty conversion, the dead time td is about 1 μsec and about 2% in duty conversion, the upper limit value Dmax is about 90% (100% −8% −2% = 90%). That is, there is a problem that the original output performance cannot be fully utilized. In this respect, there is still room for improvement.

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device and an electric power steering device capable of improving the voltage utilization rate while ensuring highly accurate current detection. Is to provide.

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づき前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、所定の検出周期で更新される前記相電流値に基づいて複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記相電流値の検出タイミングに対応する前記スイッチング素子のオン時間を延長して該相電流値の検出を可能とするとともに、その延長した分の時間を非電流検出タイミングに対応する前記オン時間に振り分けて該オン時間を短縮するような前記モータ制御信号の出力を実行すること、を要旨とする。 In order to solve the above problems, the invention described in claim 1 includes control signal output means for outputting a motor control signal, and a drive circuit for outputting three-phase drive power based on the motor control signal. The drive circuit is formed by connecting a switching arm formed by connecting in series a pair of switching elements that are turned on / off based on the motor control signal in parallel corresponding to each phase, and each switching arm. A current sensor for detecting a phase current value of each phase corresponding to each switching arm is provided on the low potential side, and the control signal output means includes a switching element on the low potential side in each switching arm. In the motor control device that generates the motor control signal based on the phase current value of each phase detected at the timing when all are turned on, the control The signal output means executes the output of the motor control signal a plurality of times based on the phase current value updated at a predetermined detection cycle, and turns on any of the switching elements on the low potential side. When the time is shorter than the detection time of the phase current value, the on-time of the switching element corresponding to the detection timing of the phase current value is extended to enable detection of the phase current value, and The gist is to distribute the extended time to the on-time corresponding to the non-current detection timing and execute the output of the motor control signal so as to shorten the on-time.

上記構成によれば、その出力電圧の増大により電流検出不能相が生ずる領域においても、全相について、その相電流値の検出が可能になる。また、所定の検出周期（Ｔ３）で更新される相電流値に基づき複数回のモータ制御信号出力（出力周期Ｔ１）を実行するモータ制御の一周期（Ｔ２）の間において、その相に対応する低電位側スイッチング素子の各オン時間の合計値を調整前の値と等しく保つことで、モータの円滑な回転を確保することができる。これにより、全相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）において相電流値の検出時間を確保するために設定される出力電圧制限を廃しても高精度の電流検出を担保することができる。その結果、その電圧利用率を向上させることができるようになる。 According to the above configuration, the phase current value can be detected for all phases even in a region where a current undetectable phase occurs due to an increase in the output voltage. Further, during one cycle (T2) of motor control in which a plurality of times of motor control signal output (output cycle T1) is executed based on the phase current value updated at a predetermined detection cycle (T3), this phase corresponds to that phase. By keeping the total value of the ON times of the low potential side switching elements equal to the value before adjustment, smooth rotation of the motor can be ensured. As a result, highly accurate current detection can be ensured even if the output voltage limit set for securing the detection time of the phase current value in all phases (U, V, W) is eliminated. As a result, the voltage utilization rate can be improved.

請求項２に記載の発明は、前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値と三角波との比較に基づいて前記モータ制御信号を生成するとともに、前記ＤＵＴＹ指示値が更新される一周期の間に、該ＤＵＴＹ指示値に基づく複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記ＤＵＴＹ指示値に基づいて、前記複数回のモータ制御信号出力のそれぞれに対応する複数の新たなＤＵＴＹ指示値を生成すること、を要旨とする。 According to a second aspect of the present invention, the control signal output means calculates a voltage command value of each phase by executing current feedback control based on the detected phase current value of each phase, and corresponds to each voltage command value. The motor control signal is generated based on the comparison between the DUTY instruction value and the triangular wave, and the motor control signal is output a plurality of times based on the DUTY instruction value during one cycle in which the DUTY instruction value is updated. And when the ON time of any one of the switching elements on the low potential side is shorter than the detection time of the phase current value, the plurality of times based on the DUTY instruction value The gist is to generate a plurality of new DUTY instruction values corresponding to each of the motor control signal outputs.

即ち、電流検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間を確保する値とし、その本来のＤＵＴＹ指示値との差分を非電流検出タイミングに振り分ける。これにより、ＤＵＴＹ指示値の更新周期におけるＰＷＭ出力に用いられる新たなＤＵＴＹ指示値に示されるＤＵＴＹ比の平均は、これら新たなＤＵＴＹ指示値の基礎となった本来のＤＵＴＹ指示値と等しくなる。従って、上記構成によれば、簡素な構成にて、モータの円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができる。 That is, the new DUTY instruction value corresponding to the current detection timing is set to a value that secures the above-described on-time capable of current detection for the phase, and the difference from the original DUTY instruction value is distributed to the non-current detection timing. . As a result, the average of the DUTY ratios indicated in the new DUTY instruction value used for the PWM output in the update cycle of the DUTY instruction value becomes equal to the original DUTY instruction value that is the basis of these new DUTY instruction values. Therefore, according to the said structure, the voltage utilization factor can be improved with a simple structure, ensuring the smooth rotation of a motor.

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、その電圧利用率の向上によるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。 The gist of the invention described in claim 3 is an electric power steering apparatus provided with the motor control device described in claim 1 or claim 2.
According to the above configuration, it is possible to reduce the size of the apparatus by utilizing the increase in the motor output due to the improvement of the voltage utilization rate.

本発明によれば、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus and electric power steering apparatus which can aim at the improvement of a voltage utilization factor are ensured, ensuring a highly accurate electric current detection.

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。The schematic block diagram of an electric power steering device (EPS). ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。The block diagram which shows the electric constitution of EPS. モータ制御信号出力部の電気的構成を示すブロック図。The block diagram which shows the electric constitution of a motor control signal output part. モータ制御信号の出力周期及びＤＵＴＹ指示値の更新周期、並びに電流検出タイミングの関係を示す説明図。Explanatory drawing which shows the relationship between the output period of a motor control signal, the update period of a DUTY instruction value, and current detection timing. 電流検出補償制御の態様を示す説明図。Explanatory drawing which shows the aspect of electric current detection compensation control. 電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence of electric current detection compensation control. 別例の電流検出補償制御の態様を示す説明図。Explanatory drawing which shows the aspect of the electric current detection compensation control of another example. 別例の電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。The flowchart which shows the process sequence of the electric current detection compensation control of another example. 電流検出の態様を示す説明図。Explanatory drawing which shows the aspect of electric current detection.

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により操舵輪６の舵角が変更されるようになっている。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of the invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the EPS 1 of the present embodiment. As shown in the figure, a steering shaft 3 to which a steering wheel (steering) 2 is fixed is connected to a rack 5 via a rack and pinion mechanism 4. It is converted into a reciprocating linear motion of the rack 5 by the and pinion mechanism 4. The rudder angle of the steered wheels 6 is changed by the reciprocating linear motion of the rack 5.

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。 Further, the EPS 1 includes an EPS actuator 10 as a steering force assisting device that applies an assist force for assisting a steering operation to the steering system, and an ECU 11 as a control unit that controls the operation of the EPS actuator 10. .

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する。 The EPS actuator 10 of the present embodiment is a so-called rack-type EPS actuator in which a motor 12 that is a driving source thereof is arranged coaxially with the rack 5, and an assist torque generated by the motor 12 is a ball screw mechanism (not shown). Is transmitted to the rack 5 via. In addition, the motor 12 of this embodiment is a brushless motor, and rotates by receiving supply of three-phase (U, V, W) driving power from the ECU 11. And ECU11 as a motor control apparatus controls the assist force given to a steering system by controlling the assist torque which this motor 12 generate | occur | produces.

本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。 In the present embodiment, a torque sensor 14 and a vehicle speed sensor 15 are connected to the ECU 11. Then, the ECU 11 executes the operation of the EPS actuator 10, that is, power assist control, based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, respectively.

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。 Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the ECU 11 supplies three-phase drive power to the motor 12 based on the microcomputer 17 serving as motor control signal output means for outputting a motor control signal and the motor control signal output from the microcomputer 17. And a drive circuit 18.

本実施形態の駆動回路１８は、スイッチング素子としての複数のＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる。具体的には、駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続してなり、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗはそれぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。 The drive circuit 18 of this embodiment is formed by connecting a plurality of FETs 18a to 18f as switching elements. Specifically, the drive circuit 18 is formed by connecting in parallel a series circuit of each set of FETs 18a and 18d, FETs 18b and 18e, and FETs 18c and 18f. Points 19u, 19v, and 19w are connected to motor coils 12u, 12v, and 12w of each phase of the motor 12, respectively.

即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態を規定するゲートオン／オフ信号となっている。 That is, the drive circuit 18 of the present embodiment is formed by connecting three switching arms 18u, 18v, and 18w corresponding to each phase in parallel with a pair of switching elements connected in series as a basic unit (switching arm). It is configured as a known PWM inverter. The motor control signal output from the microcomputer 17 is a gate on / off signal that defines the switching state of each of the FETs 18a to 18f constituting the drive circuit 18.

そして、それぞれのゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆがオン／オフし、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗへの通電パターンが切り替わることにより、車載電源（バッテリ）２０の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換され、モータ１２へと出力されるようになっている。 Then, in response to the motor control signals applied to the respective gate terminals, the FETs 18a to 18f are turned on / off, and the energization patterns to the motor coils 12u, 12v, 12w of the respective phases are switched. ) 20 DC voltage is converted into three-phase (U, V, W) driving power and output to the motor 12.

また、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗが設けられている。本実施形態では、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、駆動回路１８内、詳しくは、並列接続されることによりモータ１２の各相に対応する上記３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ、即ちＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の低電位側（接地側、図２中下側）に設けられている。 Further, the ECU 11 is provided with current sensors 21u, 21v, and 21w for detecting respective phase current values Iu, Iv, and Iw that are energized to the motor 12. In the present embodiment, the current sensors 21u, 21v, and 21w are connected in the drive circuit 18, more specifically, the three switching arms 18u, 18v, and 18w corresponding to the phases of the motor 12 by being connected in parallel, that is, the FET 18a. , 18d, FETs 18b, 18e, and FETs 18c, 18f are provided on the low potential side (ground side, lower side in FIG. 2).

本実施形態の各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、回路に対して直列接続された抵抗（シャント抵抗）の端子間電圧に基づき電流検出を行う公知の構成を有している。具体的には、その各抵抗は、上記各相に対応する各スイッチング素子対、即ち各組のＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆを並列接続する接続点１９Ｈ，１９Ｌのうちの接地側の接続点１９Ｌと接地側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆとの間において、回路に対して直列に接続されている。そして、本実施形態のマイコンは、所定のサンプリング周期、詳しくは、上記低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミング、即ちモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングにおいて（図９参照）、これら各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。 Each of the current sensors 21u, 21v, and 21w of the present embodiment has a known configuration that performs current detection based on the voltage between terminals of a resistor (shunt resistor) connected in series to the circuit. Specifically, each of the resistors is connected to the ground of the connection points 19H and 19L that connect the switching element pairs corresponding to the respective phases, that is, the FETs 18a and 18d, the FETs 18b and 18e, and the FETs 18c and 18f in parallel. Between the side connection point 19L and the ground side FETs 18d, 18e, and 18f, they are connected in series to the circuit. The microcomputer according to the present embodiment has a predetermined sampling period, specifically, the timing at which all of the FETs 18d, 18e, and 18f on the low potential side are turned on, that is, the triangular waves δ1 and δ2 used for generating the motor control signal. At the timing of “mountain” (see FIG. 9), the phase current values Iu, Iv, Iw are detected based on the output signals of these current sensors 21u, 21v, 21w.

本実施形態のマイコン１７には、これらの各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwとともに、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖ、並びにモータ１２に設けられた回転角センサ２２により検出される同モータ１２の回転角（電気角）θが入力される。そして、マイコン１７は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、上記駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。 In the microcomputer 17 of this embodiment, the steering current τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, and the rotation provided in the motor 12, together with the phase current values Iu, Iv, and Iw. The rotation angle (electrical angle) θ of the motor 12 detected by the angle sensor 22 is input. The microcomputer 17 outputs a motor control signal to the drive circuit 18 based on the phase current values Iu, Iv, Iw, the rotation angle θ, the steering torque τ, and the vehicle speed V.

詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御の実行により上記モータ制御信号を生成する。 More specifically, the microcomputer 17 according to the present embodiment determines an assist force (target assist force) to be applied to the steering system based on the steering torque τ and the vehicle speed V, and causes the motor 12 to generate the assist force. The motor control signal is generated by executing current control based on the detected phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ.

具体的には、本実施形態のマイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいて、駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する制御信号出力手段としてのモータ制御信号出力部２４とを備えている。 Specifically, the microcomputer 17 according to the present embodiment includes an assist command applied to the steering system, that is, a current command value calculation unit 23 that calculates a current command value as a control target value of the motor torque, and a current command value calculation unit 23. A motor control signal output unit 24 is provided as control signal output means for executing output of a motor control signal to the drive circuit 18 based on the calculated current command value.

電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０に発生させるべき目標アシスト力を演算し、それに対応するモータトルクの制御目標値として電流指令値（Ｉq*）を演算する。具体的には、電流指令値演算部２３は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力を演算する。そして、電流指令値演算部２３は、その目標アシスト力に対応する電流指令値をモータ制御信号出力部２４に出力する。 The current command value calculator 23 calculates a target assist force to be generated by the EPS actuator 10 based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, and the motor torque corresponding thereto is calculated. The current command value (Iq *) is calculated as the control target value. Specifically, the current command value calculation unit 23 calculates a larger target assist force as the input steering torque τ is larger and the vehicle speed V is smaller. Then, the current command value calculation unit 23 outputs a current command value corresponding to the target assist force to the motor control signal output unit 24.

一方、モータ制御信号出力部２４には、電流指令値演算部２３の出力する電流指令値とともに、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及びモータ１２の回転角θが入力される。ここで、本実施形態の電流指令値演算部２３は、モータ制御信号出力部２４に対し、その電流指令値として、ｑ軸電流指令値Ｉq*を出力する。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を出力する。 On the other hand, the motor control signal output unit 24 receives the current command values output from the current command value calculation unit 23 and the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ of the motor 12. Here, the current command value calculation unit 23 of the present embodiment outputs the q-axis current command value Iq * as the current command value to the motor control signal output unit 24. The motor control signal output unit 24 outputs a motor control signal by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ (electrical angle). To do.

さらに詳述すると、図３に示すように、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりモータ１２の回転角θに基づくｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。 More specifically, as shown in FIG. 3, the phase current values Iu, Iv, and Iw input to the motor control signal output unit 24 are input to the three-phase / two-phase conversion unit 25, and the three-phase / 2 The phase conversion unit 25 converts the d / q coordinate system into a d-axis current value Id and a q-axis current value Iq based on the rotation angle θ of the motor 12. The q-axis current value Iq is input to the subtractor 26q together with the q-axis current command value Iq * input from the current command value calculation unit 23, and the d-axis current value Id is the d-axis current command value Id * (Id). * = 0) and input to the subtractor 26d.

各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。 The d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq calculated in the subtracters 26d and 26q are input to the corresponding F / B control units 27d and 27q, respectively. In each of the F / B control units 27d and 27q, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculation unit 23 are the d-axis current value Id and the actual current value. Feedback control is performed to follow the q-axis current value Iq.

即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。そして、その演算されたｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*が、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力されることにより、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*が演算される。 That is, the F / B control units 27d and 27q multiply the inputted d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq by a predetermined F / B gain (PI gain), thereby obtaining a d-axis voltage command value Vd * and The q-axis voltage command value Vq * is calculated. Then, the calculated d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq * are input to the 2-phase / 3-phase converter 28 together with the rotation angle θ, so that the 2-phase / 3-phase converter At 28, three-phase phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are calculated.

次に、これら各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部２９に入力され、同ＰＷＭ変換部２９において当該各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づく各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwが生成される。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwと三角波δ１，δ２との比較に基づきＰＷＭ出力部３０が演算するゲートオン／オフ信号（図９参照）、即ち上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定する信号を生成し、モータ制御信号として出力する。 Next, these phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are input to the PWM conversion unit 29, and the PWM conversion unit 29 uses the phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * based on the respective phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. DUTY instruction values Du, Dv, Dw are generated. Then, the motor control signal output unit 24 outputs a gate on / off signal (see FIG. 9) calculated by the PWM output unit 30 based on the comparison between the DUTY instruction values Du, Dv, Dw and the triangular waves δ1, δ2. A signal that defines the switching state (ON / OFF operation) of the FETs 18a to 18f is generated and output as a motor control signal.

そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御信号出力部２４の出力するモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、モータ１２に対する駆動電力の供給を通じて、同モータ１２の作動を制御する構成となっている。 The microcomputer 17 of the present embodiment outputs the motor control signal output from the motor control signal output unit 24 to each switching element (the gate terminal thereof) constituting the drive circuit 18, thereby driving power to the motor 12. Is configured to control the operation of the motor 12.

ここで、図４に示すように、本実施形態のマイコン１７においては、ＰＷＭ出力部３０によるモータ制御信号の出力周期Ｔ１の長さは（例えば、Ｔ１＝５０μ秒）、上記ＰＷＭ変換部２９が各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを生成する周期（更新周期Ｔ２）の長さの半分（例えば、Ｔ２＝１００μ秒）となっている。そして、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出周期Ｔ３の長さは、上記各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２と等しく設定されている。 Here, as shown in FIG. 4, in the microcomputer 17 of the present embodiment, the length of the output period T1 of the motor control signal by the PWM output unit 30 is (for example, T1 = 50 μsec). It is half the length (for example, T2 = 100 μsec) of the cycle (update cycle T2) for generating each DUTY instruction value Du, Dv, Dw. The length of the detection period T3 of each phase current value Iu, Iv, Iw is set equal to the update period T2 of each DUTY instruction value Dx.

即ち、本実施形態のマイコン１７は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出に基づいて各ＤＵＴＹ指示値Ｄxを生成する一周期（Ｔ２）の間に、二回のモータ制御信号出力を実行可能な性能を有している。そして、上記ＰＷＭ出力部３０は、上記ＰＷＭ変換部２９から入力される一のＤＵＴＹ指示値Ｄx（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が更新されるまでの間、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて二回のモータ制御信号出力を実行する。つまり、所定の検出周期Ｔ３で更新される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいて二回のモータ制御信号出力を実行する。 That is, the microcomputer 17 of the present embodiment executes the motor control signal output twice during one cycle (T2) in which each DUTY instruction value Dx is generated based on the detection of each phase current value Iu, Iv, Iw. It has possible performance. Then, the PWM output unit 30 is based on the DUTY instruction value Dx until the one DUTY instruction value Dx (X = U, V, W) input from the PWM conversion unit 29 is updated. The motor control signal is output once. That is, the motor control signal is output twice based on the phase current values Iu, Iv, and Iw updated at the predetermined detection cycle T3.

そして、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づく各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出は、その一回目に出力されるモータ制御信号出力に基づいて、駆動回路１８において低電位側のスイッチング素子を構成する各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆがオンとなるタイミングで行なわれるようになっている。 The detection of each phase current value Iu, Iv, Iw based on the output signal of each current sensor 21u, 21v, 21w is performed on the low potential side in the drive circuit 18 based on the first motor control signal output. This is performed at the timing when each FET 18d, 18e, 18f constituting the switching element is turned on.

そして、本実施形態では、このようにモータ制御信号の出力周期Ｔ１を各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２及び各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出周期Ｔ３よりも短く設定することにより、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの発するスイッチングノイズが可聴周波数領域（約２０〜２０ｋＨｚ）に入ることを回避する構成となっている。 In this embodiment, the motor control signal output cycle T1 is set to be shorter than the update cycle T2 of each DUTY instruction value Dx and the detection cycle T3 of each phase current value Iu, Iv, Iw. It is the structure which avoids that the switching noise which each FET18a-18f which comprises the circuit 18 emits enters into an audible frequency area | region (about 20-20kHz).

（電流検出補償制御）
次に、本実施形態における電流検出補償制御の態様を説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて、その低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミングで各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。しかしながら、この場合、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定しないとすれば、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなることで、当該相の電流検出ができない場合が生ずることになる。 (Current detection compensation control)
Next, a mode of current detection compensation control in the present embodiment will be described.
As described above, the microcomputer 17 according to this embodiment is configured so that the switching arms 18u, 18v, and 18w constituting the driving circuit 18 are turned on at the timing when all of the low-potential-side FETs 18d, 18e, and 18f are turned on. Current values Iu, Iv, and Iw are detected. However, in this case, if the upper limit value Dmax is not set for each of the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw, when the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw increase, the low-potential side FET corresponding to the phase is turned on. When the time t0 is shorter than the detection time ts of the phase current value, a case where the current of the phase cannot be detected occurs.

そこで、本実施形態のマイコン１７は、各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、その電流検出タイミングにおける当該ＦＥＴのオン時間、及び非電流検出タイミングにおける当該電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間を調整する。 Therefore, the microcomputer 17 according to the present embodiment detects the current when the ON time t0 of each of the low potential side FETs 18d, 18e, and 18f corresponding to each phase is shorter than the current value detection time ts. The FET on-time at the timing and the FET on-time corresponding to the current non-detectable phase at the non-current detection timing are adjusted.

具合的には、図５に示すように、マイコン１７は、各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内において行なう二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）のうち、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長するものとする。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けて当該二回目のオン時間ｔ０_bを短縮するものとする。 Specifically, as shown in FIG. 5, the microcomputer 17 performs the first time corresponding to the current detection timing among the two motor control signal outputs (PWM outputs) performed within the update period T2 of each DUTY instruction value Dx. For the PWM output, the on-time t0_a of the FET corresponding to the current undetectable phase is extended. For the second PWM output corresponding to the non-current detection timing, the extended time (Δt = t0_a−t0) is distributed to shorten the second on-time t0_b.

より具体的には、一回目のオン時間ｔ０_aについては、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」延長する一方、二回目のオン時間ｔ０_bについては、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」短縮する。 More specifically, for the first on-time t0_a, the original on-time t0 is extended by “Δt / 2” before and after, while for the second on-time t0_b, the original on-time t0 is changed to “ Δt / 2 ”is shortened.

即ち、一回目のオン時間ｔ０_aを延長することで、本来は電流検出不能相となるはずの相についても、その相電流値の検出が可能になる。そして、その各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のオン時間ｔ０_a，ｔ０_bの合計値が調整前の値（Ｔ０×２）と等しくなるように二回のオン時間ｔ０_bを短縮することで、モータ１２の円滑な回転を確保する構成となっている。 That is, by extending the first on-time t0_a, it is possible to detect the phase current value of a phase that should originally be a current undetectable phase. Then, the two ON times t0_b are shortened so that the total value of the two ON times t0_a and t0_b within the update cycle T2 of each DUTY instruction value Dx is equal to the value before adjustment (T0 × 2). Thus, the motor 12 is configured to ensure smooth rotation.

詳述すると、図３に示すように、本実施形態のＰＷＭ出力部３０には、電流検出補償制御部３１が設けられている。そして、同電流検出補償制御部３１は、ＰＷＭ変換部２９からＰＷＭ出力部３０に入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxの値が、そのＸ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも相電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて、新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。 More specifically, as shown in FIG. 3, the PWM output unit 30 of the present embodiment is provided with a current detection compensation control unit 31. The current detection / compensation control unit 31 has a DUTY instruction value Dx input from the PWM conversion unit 29 to the PWM output unit 30 corresponding to the X phase (X = U, V, W). When the phase current value detection time ts becomes shorter than the FET on-time t0, new DUTY instruction values d1 and d2 are generated based on the DUTY instruction value Dx.

具体的には、電流検出補償制御部３１は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力のそれぞれに対応する二つの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。 Specifically, the current detection compensation control unit 31 generates two new DUTY instruction values d1 and d2 corresponding to the two PWM outputs within the update period T2 of the DUTY instruction value Dx.

即ち、その一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間ｔ０_aを確保する値とする。尚、この「当該相の電流検出が可能となる上記オン時間ｔ０_aを確保する値」としては、例えば、上述のように各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限を設定すると仮定した場合におけるその上限値Ｄmaxを用いるとよい（ｄ１＝Ｄmax）。 That is, the DUTY instruction value d1 corresponding to the first PWM output is a value that secures the on-time t0_a that allows the current detection for the phase. The “value for ensuring the on-time t0_a at which the current of the phase can be detected” is, for example, the case where it is assumed that an upper limit is set for each of the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw as described above. The upper limit value Dmax may be used (d1 = Dmax).

つまり、新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１を低い値とすることで、低電位側のＦＥＴのオン時間は長くなり、これにより相電流値の検出時間ｔsを確保することができる（図９参照）。また、二回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２は、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxと上記新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１となる上限値Ｄmaxとの差分を加えた値とする（ｄ２＝Ｄx＋（Ｄx−Ｄmax））。そして、本実施形態のＰＷＭ出力部３０は、これら新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力を実行する構成になっている。 In other words, by setting the new DUTY instruction value d1 to a low value, the on-time of the low-potential side FET is lengthened, thereby ensuring the phase current value detection time ts (see FIG. 9). The DUTY instruction value d2 corresponding to the second PWM output is a value obtained by adding a difference between the original DUTY instruction value Dx and the upper limit value Dmax that becomes the new DUTY instruction value d1. (D2 = Dx + (Dx−Dmax)). The PWM output unit 30 of the present embodiment is configured to sequentially execute PWM output twice within the update period T2 of the DUTY instruction value Dx based on these new DUTY instruction values d1 and d2. Yes.

次に、本実施形態における電流検出不能相発生時のＰＷＭ出力の態様について説明する。
図６のフローチャートに示すように、ＰＷＭ出力部３０（電流検出補償制御部３１）は、ＰＷＭ変換部２９から入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxと当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに上述のような上限を設定すると仮定した場合におけるその上限値Ｄmaxに相当する閾値Ｄthとを比較する（ステップ１０１）。尚、この場合における上限値Ｄmaxの値とは、電流値の検出時間ｔsを考慮して決定される値である（図９参照、例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間に相当する値）。そして、その入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超える場合（Ｄx＞Ｄth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、その電流検出補償制御部３１が、上記のように、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を演算する（ｄ１＝Ｄmax，ｄ２＝Ｄx＋（Ｄx−Ｄmax）、ステップ１０２）。 Next, a mode of PWM output when a current undetectable phase occurs in the present embodiment will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 6, when the PWM output unit 30 (current detection compensation control unit 31) sets the above-described upper limit for the DUTY instruction value Dx and the DUTY instruction value Dx input from the PWM converter 29. The threshold value Dth corresponding to the upper limit value Dmax in the assumed case is compared (step 101). In this case, the value of the upper limit value Dmax is a value determined in consideration of the detection time ts of the current value (see FIG. 9, for example, to prevent the arm short circuit as a margin at the detection time ts). A value corresponding to a time obtained by adding the dead time td for turning off both switching elements). When the input DUTY instruction value Dx exceeds the predetermined threshold Dth (Dx> Dth, step 101: YES), the current detection compensation control unit 31 performs the DUTY instruction value as described above. Based on Dx, new DUTY instruction values d1 and d2 are calculated (d1 = Dmax, d2 = Dx + (Dx−Dmax), step 102).

そして、ＰＷＭ出力部３０は、その電流検出補償制御部３１が演算する新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力を実行する（ステップ１０３、図５参照）。 Then, the PWM output unit 30 sequentially executes two PWM outputs within the update period T2 of the DUTY instruction value Dx based on the new DUTY instruction values d1 and d2 calculated by the current detection compensation control unit 31. (Step 103, see FIG. 5).

尚、上記ステップ１０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄth以下である場合（Ｄx≦Ｄth、ステップ１０１：ＮＯ）、ＰＷＭ出力部３０は、その本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づくＰＷＭ出力を実行する（ステップ１０４、図４参照）。 In step 101, when the DUTY instruction value Dx is equal to or less than the predetermined threshold Dth (Dx ≦ Dth, step 101: NO), the PWM output unit 30 outputs a PWM output based on the original DUTY instruction value Dx. Execute (see step 104, FIG. 4).

以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）マイコン１７は、各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内において行なう二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）のうち、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長するものとする。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けて当該二回目のオン時間ｔ０_bを短縮するものとする。 As described above, according to the present embodiment, the following operations and effects can be obtained.
(1) The microcomputer 17 detects the current of the first PWM output corresponding to the current detection timing among the two motor control signal outputs (PWM outputs) performed within the update cycle T2 of each DUTY instruction value Dx. It is assumed that the on-time t0_a of the FET corresponding to the impossible phase is extended. For the second PWM output corresponding to the non-current detection timing, the extended time (Δt = t0_a−t0) is distributed to shorten the second on-time t0_b.

即ち、一回目のオン時間ｔ０_aを延長することで、本来は電流検出不能相となる相についても、その相電流値の検出が可能になる。そして、その各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のオン時間ｔ０_a，ｔ０_bの合計値が調整前の値（Ｔ０×２）と等しくなるように二回のオン時間ｔ０_bを短縮することで、モータ１２の円滑な回転を確保することができる。従って、上記構成によれば、各相電流値の検出時間ｔsを確保するための各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの制限を廃しても、高精度の電流検出を担保することができる。その結果、より高いＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを使用して電圧利用率を向上させることができる。そして、これによるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。 That is, by extending the first on-time t0_a, it is possible to detect the phase current value of a phase that is originally a current undetectable phase. Then, the two ON times t0_b are shortened so that the total value of the two ON times t0_a and t0_b within the update cycle T2 of each DUTY instruction value Dx is equal to the value before adjustment (T0 × 2). Thus, smooth rotation of the motor 12 can be ensured. Therefore, according to the above configuration, high-precision current detection can be ensured even if the restriction of each DUTY instruction value Du, Dv, Dw for securing the detection time ts for each phase current value is eliminated. As a result, the voltage utilization factor can be improved by using higher DUTY instruction values Du, Dv, Dw. The apparatus can be reduced in size by utilizing the increase in the motor output.

（２）マイコン１７（ＰＷＭ出力部３０）は、電流検出補償制御部３１を備える。そして、同電流検出補償制御部３１は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが、そのＸ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力のそれぞれに対応する二つの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。 (2) The microcomputer 17 (PWM output unit 30) includes a current detection compensation control unit 31. Then, the current detection compensation control unit 31 has a current value detection time ts that is greater than the ON time t0 of the low-potential side FET corresponding to the X phase (X = U, V, W). If it becomes shorter, two new DUTY instruction values d1 corresponding to each of the two PWM outputs within the update period T2 of the DUTY instruction value Dx based on the DUTY instruction value Dx. , D2 is generated.

即ち、その一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間ｔ０_aを確保する値とする一方、二回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２は、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxと上記新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１との差分を加えた値とする。これにより、これらＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力に用いられる新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に示されるＤＵＴＹ比の平均は、該新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２の基礎となった本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxと等しくなる。従って、上記構成によれば、簡素な構成にて、モータ１２の円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができる。 That is, for the DUTY instruction value d1 corresponding to the first PWM output, the DUTY instruction value corresponding to the second PWM output is set while ensuring the on-time t0_a that allows current detection for the phase. d2 is a value obtained by adding a difference between the original DUTY instruction value Dx and the new DUTY instruction value d1 to the original DUTY instruction value Dx. Thereby, the average of the DUTY ratios indicated by the new DUTY instruction values d1 and d2 used for the two PWM outputs within the update period T2 of the DUTY instruction value Dx is the basis of the new DUTY instruction values d1 and d2. It becomes equal to the original DUTY instruction value Dx. Therefore, according to the above configuration, it is possible to improve the voltage utilization rate while ensuring smooth rotation of the motor 12 with a simple configuration.

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。 In addition, you may change the said embodiment as follows.
In the above embodiment, the present invention is embodied in the ECU 11 as a motor control device that controls the operation of the motor 12 that is the drive source of the EPS actuator 10. However, the present invention is not limited to this and may be applied to uses other than EPS.

・上記実施形態では、本発明をＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものに具体化した。しかし、これに限らず、本発明は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に三回以上のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものに適用してもよい。 In the above-described embodiment, the present invention is embodied to perform the motor control signal output (PWM output) twice within the update period of the DUTY instruction value Dx. However, the present invention is not limited to this, and the present invention may be applied to an apparatus that outputs a motor control signal (PWM output) three or more times within the update period of the DUTY instruction value Dx.

具体的には、例えば、図７に示されるようなＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に三回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものにおいて、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長する。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目及び三回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けてそれぞれのオン時間ｔ０_b，ｔ０_cを短縮するものとする。 Specifically, for example, in the case where the motor control signal output (PWM output) is performed three times within the update cycle of the DUTY instruction value Dx as shown in FIG. 7, the first PWM output corresponding to the current detection timing For, the on-time t0_a of the FET corresponding to the current undetectable phase is extended. For the second and third PWM outputs corresponding to the non-current detection timing, the on-time t0_b and t0_c are shortened by distributing the extended time (Δt = t0_a−t0).

ここで、このような場合、その非電流検出タイミングに対応するオン時間ｔ０_b，ｔ０_cについての短縮時間の振り分けは、電流検出タイミングに対応するオン時間ｔ０_aの延長時間（Δｔ）を均等に振り分けるとよい。即ち、一回目のオン時間ｔ０_aについて、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」だけ延長した場合、二回目のオン時間ｔ０_b及び三回目のオン時間ｔ０_cについては、それぞれえ本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／４」短縮する。具体的には、一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１の減少分（差分値）を「ΔＤ」とすると（ΔＤ＝Ｄx−Ｄmax）、二回目及び三回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２，ｄ３に、それぞれ「ΔＤ／２」だけ加算するとよい。これにより、上記実施形態と同様、簡素な構成にて、容易に、モータ１２の円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができるようになる。 Here, in such a case, as for the allocation of the shortened time for the on times t0_b and t0_c corresponding to the non-current detection timing, it is preferable to equally distribute the extension time (Δt) of the on time t0_a corresponding to the current detection timing. . That is, for the first on-time t0_a, when the original on-time t0 is extended by “Δt / 2” before and after, the second on-time t0_b and the third on-time t0_c t0 is shortened back and forth by “Δt / 4”. Specifically, if the decrease (difference value) in the DUTY instruction value d1 corresponding to the first PWM output is “ΔD” (ΔD = Dx−Dmax), the DUTY corresponding to the second and third PWM outputs. It is preferable to add “ΔD / 2” to the instruction values d2 and d3, respectively. As a result, similar to the above-described embodiment, the voltage utilization factor can be easily improved with a simple configuration while ensuring smooth rotation of the motor 12.

次に、こうした均等振り分け法を用いたＦＥＴオン時間調整の処理手順を説明する。
図８のフローチャートに示すように、先ず、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超えるか否かに基づいての電流検出不能相の発生判定を行なう（ステップ２０１）。尚、この場合における閾値Ｄthには、上記実施形態と同様、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限を設定すると仮定した場合の上限値Ｄmaxを用いるとよい。 Next, a process procedure for adjusting the FET on-time using such a uniform distribution method will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 8, first, the occurrence determination of the current undetectable phase is performed based on whether or not the DUTY instruction value Dx exceeds the predetermined threshold value Dth (step 201). As the threshold value Dth in this case, the upper limit value Dmax when it is assumed that the upper limit is set for each of the DUTY instruction values Du, Dv, and Dw may be used as in the above embodiment.

次に、このステップ２０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超える場合（Ｄx＞Ｄth、ステップ２０１：ＹＥＳ）には、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxから上記の上限値Ｄmaxを差し引いた差分値ΔＤを演算する（ΔＤ＝Ｄm−Ｄmax、ステップ２０２）。そして、その差分値ΔＤに基づいて、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期におけるＰＷＭ出力回数を「ｎ」とした場合における非電流検出タイミングに対応する各ＤＵＴＹ指示値ｄｎを演算するための調整値γを演算する（ステップ２０３）。 Next, in step 201, when the DUTY instruction value Dx exceeds the predetermined threshold value Dth (Dx> Dth, step 201: YES), the difference obtained by subtracting the upper limit value Dmax from the original DUTY instruction value Dx The value ΔD is calculated (ΔD = Dm−Dmax, step 202). Based on the difference value ΔD, an adjustment value γ for calculating each DUTY instruction value dn corresponding to the non-current detection timing when the number of PWM outputs in the update period of the DUTY instruction value Dx is “n”. Calculation is performed (step 203).

即ち、上記実施形態と同様、一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１に上限値Ｄmaxを用いる場合、非電流検出タイミングに対応する各ＤＵＴＹ指示値ｄｎの調整値γは、上記差分値ΔＤを「（ｎ−１）」で割ることにより求めることができる。そして、その調整値γ及び上記の上限値Ｄmaxから、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回のＰＷＭ出力に対応した新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１〜ｄｎを演算する（（ｄ１＝Ｄmax，ｄｎ＝Ｄx＋γ）、ステップ２０４）。 That is, as in the above embodiment, when the upper limit value Dmax is used for the DUTY instruction value d1 corresponding to the first PWM output, the adjustment value γ of each DUTY instruction value dn corresponding to the non-current detection timing is the difference value ΔD. Is divided by “(n−1)”. Then, new DUTY instruction values d1 to dn corresponding to a plurality of PWM outputs within the update period of the DUTY instruction value Dx are calculated from the adjustment value γ and the upper limit value Dmax ((d1 = Dmax, dn = Dx + γ), step 204).

そして、これらの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１〜ｄｎに基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回のＰＷＭ出力を実行する（ステップ２０５）。尚、上記ステップ２０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄth以下である場合（Ｄx≦Ｄth、ステップ２０１：ＮＯ）、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づくＰＷＭ出力を実行する（ステップ２０６）。 Then, based on these new DUTY instruction values d1 to dn, a plurality of PWM outputs are sequentially executed within the update period of the DUTY instruction value Dx (step 205). In step 201, if the DUTY instruction value Dx is equal to or less than the predetermined threshold value Dth (Dx ≦ Dth, step 201: NO), PWM output based on the original DUTY instruction value Dx is executed (step 206).

・また、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回の非電流検出タイミングでＰＷＭ出力を行なうものであっても、当該非電流検出タイミングに対応するスイッチング素子のオン時間について短縮時間の振り分けは、必ずしも均等でなくともよい。即ち、何れかに集中させてもよく、また不均等に振り分けてもよい。 In addition, even when PWM output is performed at a plurality of non-current detection timings within the update cycle of the DUTY instruction value Dx, the shortening time distribution for the on-time of the switching element corresponding to the non-current detection timing is as follows: It does not necessarily have to be equal. In other words, it may be concentrated on any one of them or may be distributed unevenly.

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を記載する。
（付記１）請求項２に記載のモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、前記相電流値の検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値を低減するとともに、その低減分を非電流検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値の少なくとも何れかに振り分けて加算すること、を特徴とするモータ制御装置。 Next, technical ideas that can be grasped from the above embodiments will be described.
(Appendix 1) In the motor control device according to claim 2, the control signal output means reduces a new DUTY instruction value corresponding to the detection timing of the phase current value, and uses the reduced amount as a non-current detection timing. A motor control device that distributes and adds to at least one of the new DUTY instruction values corresponding to.

（付記２）請求項１又は請求項２、若しくは上記付記１に記載のモータ制御装置において、前記相電流値を検出する一周期の間に二回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記相電流値の検出は、一回目のモータ制御信号に基づき前記低電位側のスイッチング素子がオンとなるタイミングで行なわれること、を特徴とするモータ制御装置。 (Appendix 2) In the motor control device according to claim 1 or claim 2 or appendix 1, the motor control signal is output twice during one cycle of detecting the phase current value. The phase control unit detects the phase current value at a timing when the low potential side switching element is turned on based on a first motor control signal.

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０…車載電源、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ…電流センサ、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２９…ＰＷＭ変換部、３０…ＰＷＭ出力部、３１…電流検出補償制御部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、Ｖu，Ｖv，Ｖw…相電圧指令値、Ｄu，Ｄv，Ｄw，Ｄx，Ｄ１，Ｄ２，Ｄｎ…ＤＵＴＹ指示値、Ｄmax…上限値、Ｄth…閾値、ΔＤ…差分値、γ…調整値…、δ１，δ２…三角波、ｔ０…オン時間、ｔs…検出時間、ｔd…デッドタイム、Ｔ１…出力周期、Ｔ２…更新周期、Ｔ３…検出周期、Δｔ…時間。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Electric power steering apparatus (EPS), 10 ... EPS actuator, 11 ... ECU, 12 ... Motor, 12u, 12v, 12w ... Motor coil, 17 ... Microcomputer, 18 ... Drive circuit, 18a-18f ... FET, 18u, 18v , 18w ... switching arm, 20 ... in-vehicle power supply, 21u, 21v, 21w ... current sensor, 23 ... current command value calculation unit, 24 ... motor control signal generation unit, 29 ... PWM conversion unit, 30 ... PWM output unit, 31 ... Current detection compensation control unit, Iu, Iv, Iw ... phase current value, Vu, Vv, Vw ... phase voltage command value, Du, Dv, Dw, Dx, D1, D2, Dn ... DUTY instruction value, Dmax ... upper limit value, Dth ... threshold, ΔD ... difference value, γ ... adjusted value, δ1, δ2 ... triangular wave, t0 ... on time, ts ... detection time, td ... dead time, T1 ... output cycle, T2 ... update cycle, T3 ... detection cycle, Δt ... time.

Claims

A control signal output means for outputting a motor control signal; and a drive circuit for outputting three-phase drive power based on the motor control signal, wherein the drive circuit is turned on / off based on the motor control signal. A switching arm formed by connecting switching elements in series is connected in parallel corresponding to each phase, and the phase of each phase corresponding to each switching arm is provided on the low potential side of each switching arm. A current sensor for detecting a current value is provided, and the control signal output means is based on a phase current value of each phase detected at a timing when all of the low potential side switching elements in each switching arm are turned on. In the motor control device that generates the motor control signal,
The control signal output means executes the output of the motor control signal a plurality of times based on the phase current value updated at a predetermined detection cycle,
When the ON time of any one of the low potential side switching elements is shorter than the detection time of the phase current value, the ON time of the switching element corresponding to the detection timing of the phase current value is extended. Executing the output of the motor control signal that enables detection of the phase current value and distributes the extended time to the on-time corresponding to the non-current detection timing to shorten the on-time. The motor control apparatus characterized by these.

The motor control device according to claim 1,
The control signal output means calculates a voltage command value of each phase by executing current feedback control based on the detected phase current value of each phase, and compares the DUTY instruction value corresponding to each voltage command value with a triangular wave The motor control signal is generated based on the DUTY instruction value, and the motor control signal is output a plurality of times based on the DUTY instruction value during one cycle in which the DUTY instruction value is updated.
When the ON time of any one of the low potential side switching elements is shorter than the detection time of the phase current value, it corresponds to each of the plurality of times of motor control signal output based on the DUTY instruction value. Generating a plurality of new DUTY indication values to
A motor control device.

An electric power steering device comprising the motor control device according to claim 1.