JP2010028384A - 無線送信方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信電力の増大を抑制しつつ、マルチユーザ無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジの増大を軽減して、受信ダイナミックレンジの小さい安受信装置での受信を可能とする無線送信装置を提供する。
【解決手段】無線送信装置は、送信すべき信号からゲインを乗じてフィードバックされた信号を差し引くフィードバック処理を行うフィードバック処理部と、前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行う演算部と、前記演算後の信号に対してビームフォーミング処理を行うビームフォーマと、前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信する送信部と、前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する計算部と、前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小または前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てる割り当て部を有する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、特に複数の無線端末向けに送信を行う無線送信方法および装置に関する。

複数の送信アンテナを用いて同一周波数、同一時間に複数のユーザを多重する空間分割多元アクセス（Spatial Division Multiple Access （ＳＤＭＡ））方式は、周波数を有効活用できる技術として知られている。この技術を基地局と複数のユーザ（無線端末）との間で通信を行う無線通信システムに応用し、複数のユーザが互いに干渉することなくそれぞれのユーザ向けの送信信号のみを受信可能とする方式が知られている。

channel inversion（ＣＩ）方式は干渉を零にする規範であり、例えば基地局において複数の送信アンテナと複数のユーザとの間の複数の伝搬路状態を表す行列（以下、チャネル行列という）の逆行列に相当するウェイトＷを送信信号に乗じることでビームフォーミングを行うことにより、干渉抑圧を行う。この規範はチャネル行列の逆行列を用いてＳＤＭＡを実現するため、channel inversion（ＣＩ）と呼ばれる。

しかし、チャネル行列の逆行列を用いると、場合によっては送信信号レベルが増大してしまい、送信電力を定格送信電力に合わせるために下げて送信しなければならない。このようにＣＩ方式では送信電力を下げて送信を行うことにより、良好な特性が得られないという問題がある。

非特許文献１（G. Caire and S. Shamai (Shitz), “On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel,” IEEE Trans. on Info. Theory, vol. 49, no. 7, pp. 1691-1706, Jul. 2003.）では、ＣＩ方式の問題を解決するＺＦ(zero-forcing)−ＤＰＣ(Dirty Paper Coding)を提案している。ＺＦ−ＤＰＣ方式では、チャネル行列Ｈのエルミート転置であるＨ^ＨをＱＲ分解したＱをビームフォーミングのためのウェイトＷとして用いる。Ｑは直交行列であるから、ＣＩ方式で問題になる送信電力の増加は生じない。ビームフォーミングによって送信信号にウェイトＷを乗じると、ユーザ１の無線端末はユーザ１向けの送信信号のみを受信し、ユーザ２の無線端末はユーザ１向けの送信信号およびユーザ２向けの送信信号の両方を受信することになる。

この場合、ユーザ１に対してはユーザ１の無線端末において最大ゲインが得られるような送信ビームで信号が送信される。従って、ユーザ１に対しては干渉抑圧をする必要がないため、最大比合成のビームで送信することが可能になり、ＣＩ方式よりも特性が向上する。このとき、ユーザ１の無線端末のダイバーシチオーダは１となる。ここで、ユーザ１に対する送信ビームはユーザ２の無線端末を考慮していないため、ユーザ１向けの送信信号はユーザ２にも届いてしまう。一方、ユーザ２向けの送信信号は、ユーザ１の無線端末への干渉を抑圧する必要があるため、ユーザ１の無線端末には届かないものの、ユーザ２の無線端末にも最大利得で届かず、ユーザ２の無線端末のダイバーシチオーダは１になる。

ところで、このままではユーザ２の無線端末はユーザ１向けの送信信号からの干渉を受けてしまうため、ＺＦ−ＤＰＣでは送信信号にフィードバック処理によるプリコーディングを施す。このようにビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ１およびユーザ２の無線端末は互いに干渉することなく基地局と通信することが可能になる。この場合、ユーザ１の無線端末のダイバーシチオーダは２となり、ユーザ２の無線端末のダイバーシチオーダは１である。他方、ＣＩ方式ではいずれのユーザもダイバーシチオーダが１である。従って、ＺＦ−ＤＰＣはCIより優れた方式であるといえる。しかし、ＺＦ−ＤＰＣでは干渉除去のみのためのプリコーディングを施した場合、送信電力が増加するという問題がある。

これに対し、非特許文献２（C. Windpassinger, R. Fischer, T. Vencel, and J.B. Huber, “Precoding in multiantenna and multiuser communications,” IEEE Trans. Wireless Communication, vol.3, no.4, pp.1305-1316, July 2004.）では、Tomlinson-Harashima Precoding（ＴＨＰ）を用いた送信電力低減方法を提案している。これは複素数で構成される送信信号に対して、ＴＨＰで示されているようなモジュロ演算（非特許文献２では、モジュロリダクションと呼んでいる）を施すことで送信電力の低減を行う方法である。以下、この方法をマルチユーザＴＨＰと呼ぶことにする。マルチユーザＴＨＰは、送信電力の増加もなくユーザを同一時間、同一周波数で多重しながら、かつ一般的なＳＤＭＡ方式より受信品質を改善できる。
G. Caire and S. Shamai (Shitz), "On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel," IEEE Trans. on Info. Theory,. vol. 49, no. 7, pp. 1691-1706, Jul. 2003. C. Windpassinger, R. Fischer, T. Vencel, and J.B. Huber, "Precoding in multiantenna and multiuser communications," IEEE Trans. Wireless Communication, vol.3, no.4, pp.1305-1316, July 2004.

ところで、非特許文献２に開示されるマルチユーザＴＨＰにおいては、受信信号はモジュロ演算で付加された信号成分により変化することになる。すなわち、チャネルの状態によっては、付加される信号成分によって受信信号が大きな値になる場合もあれば、小さくなる場合もある。このように、場合によっては受信電力が大きく変動することになるため、受信装置が受信可能な受信信号のダイナミックレンジ（受信ダイナミックレンジ）は非常に大きくなり、安価な受信装置での受信が不可能になってしまうと言う問題がある。

本発明は、送信電力の増大を抑制しつつ、マルチユーザ無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジの増大を軽減して、受信ダイナミックレンジの小さい安価な無線受信装置での受信を可能とする無線送信方法および装置を提供することを目的とする。

本発明の一つの観点によると、送信信号を複数のアンテナを用いて複数の無線受信装置に同一周波数かつ同一時間に送信を行う方法であって、送信電力の増大を低減するため、送信信号が既定のレベル内になるように摂動ベクトルを付加するステップと、前記送信信号を受信する前記受信器のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法が提供される。

本発明の他の観点によると、送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うステップと、前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行うステップと、前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うステップと、前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信するステップと、前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算するステップと、前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法が提供される。

本発明の更に別の観点によると、送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うフィードバック処理部と、前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行う演算部と、前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うビームフォーマと、前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信する送信部と、前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する計算部と、前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てる割り当て部と、を具備することを特徴とする無線送信装置が提供される。

本発明によると、送信電力の増大を抑制しつつ、マルチユーザ無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジの増大を軽減して、受信ダイナミックレンジの小さい安価な無線受信装置での受信が可能となる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に従う無線送信装置および無線受信装置の概略構成について説明する。
＜無線送信装置＞
図１は、第１の実施形態に従う、マルチユーザＴＨＰを用いた無線送信装置を示している。なお、本実施形態では３本の送信アンテナを用いて３人のユーザ（無線端末）をそれぞれ１つの送信ストリームに割り当てる例について述べる。送信アンテナをさらに増やして、各ユーザを２以上の送信ストリームに割り当てることも可能であるし、ユーザ数自体を増やすことも可能である。ここで、送信ストリームとは後述する＜詳細説明＞において説明する、送信信号のベクトルの要素である。つまり、「送信ストリームに割り当てる」処理とは、何番目のユーザの信号を、送信信号ベクトルの何番目の要素に割り当てるかと言う処理である。

ウェイト系列計算部１００では、図示しない受信装置からフィードバックにより通知されるチャネル情報（伝搬路情報）を用いて、フィードバック部１０５のためのウェイトＲとビームフォーマ１０６のためのウェイトＱを計算する。ウェイトＲおよびＱの計算結果は、スケジューリング部１０１へも送られる。

一方、ユーザ１〜ユーザ３へ送信すべきデータ信号Ｄ１〜Ｄ３は、ユーザ割り当て部１０２へ入力される。ユーザ割り当て部１０２は、スケジューリング部１０１により制御され、ユーザ１〜ユーザ３へ送信するデータ信号Ｄ１〜Ｄ３をいずれかの送信ストリームに割り当てる処理を行う。データ信号Ｄ１〜Ｄ３は、図示しない変調部により従来知られている種々のデジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、ＡＳＫ(Amplitude Shift Keying）、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、あるいは６４ＱＡＭなどの変調方式によって変調されているものとする。

ユーザ割り当て部１０２から出力される送信信号sは、減算部１０３とモジュロ演算部１０４およびフィードバック部１０５からなる、破線で囲まれたフィードバック処理／モジュロ演算部により処理される。すなわち、送信信号sは減算部１０３およびフィードバック部１０５によりフィードバック処理が行われる。フィードバック部１０５では、減算部１０３から出力される信号に対して、あるゲインを乗じる処理を行う。さらにフィードバック処理後の信号に対して、モジュロ演算部１０４によりモジュロ演算が行われる。ここでいうモジュロ演算は一般的な（狭義の）モジュロ演算とは少し異なるので、その詳細については後述する。モジュロ演算部後のデータ信号ｖは、ビームフォーマ１０６に入力される。

ビームフォーマ１０６では、モジュロ演算後のデータ信号ｖに対して、複数のユーザ向けの送信ビームを形成する処理、すなわちビームフォーミング処理が行われる。直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing（ＯＦＤＭ））伝送あるいは直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）を用いる場合、ビームフォーミング処理後のデータ信号は、逆高速フーリエ変換（inverse fast Fourier transformer（ＩＦＦＴ））ユニット１０７によりＯＦＤＭ信号に変換された後、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０８によりアナログ信号に変換され、複数（ｎ）の送信ＲＦ(Radio Frequency)部１０９−１〜１０９−ｎに入力される。

なお、シングルキャリア伝送の場合、つまりＯＦＤＭ伝送やＯＦＤＭＡ伝送のようなマルチキャリア伝送を用いない場合、ＩＦＦＴユニット１０７は必要なく、ビームフォーマ１０６からの出力信号はＤＡＣ１０８に直接入力される。なお、いずれの場合もＤＡＣ１０８の前段に帯域制限のためのディジタルフィルタなどを用いることもある。

送信ＲＦ部１０９−１〜１０９−ｎは、周波数変換器（アップコンバータ）、電力増幅器および必要に応じてフィルタを有する。ＤＡＣ１０８からのアナログ信号に変換されたパイロット信号およびデータ信号は、送信ＲＦ部１０９−１〜１０９−ｎにおいてＲＦ帯の周波数にアップコンバートされ、さらに電力増幅がなされた後、送信アンテナ１１０−１〜１１０−ｎに供給されることによって送信される。

＜無線受信装置＞
図２は、第１の実施形態に従う無線受信装置を示している。図２に示す無線受信装置は基地局に備えられる図１の無線送信装置に対応して、複数ユーザの無線端末にそれぞれ備えられる。図１の無線送信装置から送信されるＲＦ信号は、受信アンテナ３０１によって受信される。受信アンテナ３０１から出力される受信信号３１は、受信ＲＦ部３０２に入力される。

受信ＲＦ部３０２は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、周波数変換器（ダウンコンバータ）、および必要に応じてフィルタを有する。受信信号３１は、受信ＲＦ部３０２において増幅された後、ＲＦ帯から例えばベースバンド帯の周波数にダウンコンバートされる。

受信ＲＦ部３０２から出力されるベースバンド帯の受信信号は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３０３によってアナログ信号からデジタル信号に変換された後、高速フーリエ変換（fast Fourier transformer（ＦＦＴ））ユニット３０４により復調（サブキャリア復調）される。ＦＦＴユニット３０４からの出力信号は、モジュロ演算部３０５およびチャネル推定部３０６に入力される。モジュロ演算部３０５およびチャネル推定部３０６からの出力信号は、復調部３０７に入力される。

ここでは、図１の無線送信装置がＯＦＤＭ伝送のようなマルチキャリア伝送を用いていることに対応して、無線受信装置にＦＦＴユニット３０４が設けられているが、シングルキャリア伝送の場合にはＦＦＴユニット３０４は不要であり、ＡＤＣ３０３からの出力信号はモジュロ演算部３０５およびチャネル推定部３０６に直接入力される。なお、いずれの場合もＡＤＣ３０３の後に帯域制限のためのディジタルフィルタを用いることもある。

モジュロ演算部３０５では、図１中のモジュロ演算部１０４に対応したモジュロ演算が行われる。チャネル推定部３０６では、無線送信装置の送信アンテナ１１０−１〜１１０−ｎと各無線受信装置との間のチャネル推定、すなわち伝搬路応答（以下、チャネル応答という）の推定が行われる。復調部３０７は、チャネル推定部３０６からのチャネル推定値に基づいてＦＦＴユニット３０４からの出力信号に対してチャネル等化を行った後、図１中の変調部１０１および１０２の変調に対応した復調処理、すなわち変調信号を信号点へデマッピングする処理を行う。

チャネル推定部３０６は、例えば図３に示されるように２つのメモリ４０１および４０２と直交処理部４０３および除算部（ビットシフト部）４０４を有する。チャネル推定部３０６の詳細な処理については後に説明する。

＜詳細説明＞
次に、本実施形態に従う無線送信装置および無線受信装置について、従来のＣＩ、ＺＦ−ＤＰＣおよびマルチユーザＴＨＰの詳細と共に詳しく説明する。
本実施形態に従う無線送信装置は、例えば基地局と複数のユーザによって所持される無線端末とを有する無線通信システムの基地局に備えられる。無線通信システムは、複数のアンテナを用いて同一周波数、同一時間に複数のユーザ（無線端末）を多重するＳＤＭＡ方式を利用している。

基地局は２つの送信アンテナTx1およびTx2（例えば、図１中のアンテナ１１０−１および１１０−２に相当）を持ち、ユーザ１およびユーザ２の無線端末はそれぞれ１本の受信アンテナRx1およびRx2を持っていると仮定する。ユーザ１およびユーザ２の無線端末への送信信号をそれぞれ

とし、ユーザ１およびユーザ２の無線端末で受信される雑音信号を

とすると、ユーザ１およびユーザ２の無線端末で受信される信号yは

と書くことができる。ここでＨは基地局と無線端末間のチャネル行列であり、h₁₁は送信アンテナTx1からユーザ１の無線端末の受信アンテナRx1までのチャネル応答、h₁₂は送信アンテナTx2から受信アンテナRx1までのチャネル応答、h₂₁は送信アンテナTx1からユーザ２の無線端末の受信アンテナRx2までのチャネル応答、h₂₂は送信アンテナTx2から受信アンテナRx2までのチャネル応答をそれぞれ示す。

ここで、ビームフォーマを用いて送信信号sに対して

というウェイトＷを乗算して送信すると、

となり、ユーザ１およびユーザ２の無線端末は互いに干渉なく、それぞれs₁およびs₂のみを受信することが可能になるため、ＳＤＭＡを実現できる。これが前述したＣＩ方式である。

一方、非特許文献１に記載されたＺＦ−ＤＰＣについて、図４および図５を用いて説明する。ＺＦ−ＤＰＣでは、前述したようにチャネル行列Ｈのエルミート転置Ｈ^ＨをＱＲ分解して得られるＱを用いる。具体的には、

として計算されたＱをウェイトＷとして用いる。ここで、Ｑは直交行列であり、かつユニタリ行列であるから、ＣＩ方式で問題になる送信電力の増加は生じない。

ビームフォーミングによって送信信号ｓにウェイトＷを乗算すると、ユーザ１およびユーザ２の無線端末の受信信号は次のようになる。

よって、ユーザ１の無線端末はユーザ１向けの送信信号ｓ₁のみを受信し、ユーザ２の無線端末はユーザ１向けの送信信号ｓ₁およびユーザ２向けの送信信号ｓ₂の両方を受信する。

図４は、このときのウェイトＷが作るビームのイメージを示している。図４の例では、ユーザ１向けの送信信号s₁はユーザ１の無線端末において最大ゲインが得られるようなビームで送信される。このユーザ１向けのビームについては、干渉抑圧を考慮する必要がないため、最大比合成ダイバーシチのためのビームとすることが可能になり、ＣＩ方式よりも特性が良い。

ユーザ１の無線端末の受信信号は、y₁=r₁₁ ^*ｓ₁ + n₁となる。このとき、ユーザ１の無線端末のダイバーシチオーダは2となる。このユーザ１向けのビームはユーザ２の無線端末を考慮していないため、ユーザ１向けの送信信号s1はユーザ２の無線端末にも届いてしまう。一方、ユーザ２向けの送信信号s₂は、ユーザ１の無線端末への干渉を抑圧する必要がある。その結果、ユーザ２向けの送信信号s₂は、ユーザ１の無線端末には届かないものの、ユーザ２の無線端末にも最大利得で届かず、ユーザ２の無線端末のダイバーシチオーダは１になる。

ところで、このままではユーザ２の無線端末はユーザ１向けの送信信号s₁からの干渉を受けてしまうことになる。すなわち、ユーザ２の無線端末の受信信号はy₂=r₂₁ ^*ｓ₁ + r₂₂ ^*ｓ₂ + n₂となり、ここでr₂₁ ^*s₁がs₁からの干渉成分である。そこで、ＺＦ−ＤＰＣでは図５に示されるように送信信号ムs₁およびs₂にフィードバック処理を含むプリコーディングを施してから、ビームフォーミングを行う。図５では、次式で示すプリコーディング信号s’を生成する。

このようなプリコーディング（フィードバック処理）を施すと、プリコーディング信号s’にウェイトＷによるビームフォーミングを施して得られる最終的な送信信号x’は次式となる。

このときの受信信号y’は次のように書くことができる。

ここでＢは

式（１０）より、ＺＦ−ＤＰＣではビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ１およびユーザ２は互いの干渉なく通信することが可能になる。

すなわち、図５に示されるようにユーザ１の無線端末の受信信号は、プリコーディングを行わない図４の場合と同様にy₁=r₁₁ ^*s₁ + n₁となる。一方、ユーザ２の無線端末の受信信号は、y₂=r₂₂ ^*s₂ + n₂となり、干渉成分r₂₁ ^*s_{1がキャンセルされる。}このようにビームフォーミングとプリコーディングを併用することにより、ユーザ１およびユーザ２の無線端末は互いの干渉なく基地局と通信を行うことが可能になる。

ところで、式（１０）で示したように送信信号に対してプリコーディング、すなわちフィードバック処理を施した場合、フィードバック処理後の信号ｓ’は式（８）に示したようになる。

ここで、s₁およびs₂の電力を１として規格化した場合でも、式（８）のs₂-s₁r₁₂ ^*/ r₂₂ ^*（s₂-s₁r₁₂ ^(1)*/ r₂₂ ^(1)*とする）は、１より大きくなってしまう可能性があるため、送信電力が増大するという問題がある。この問題を避けるため、前述したように非特許文献２においてＴＨＰを用いた送信電力低減方法、すなわち複素数で構成される送信信号にモジュロ演算を施す方法が提案されている。以下、この非特許文献２で提案されている送信電力低減方法の原理と問題点について、図６および図７を参照して説明する。図６は送信信号点のＩＱ平面上でのコンスタレーションを示し、図７は受信信号点のＩＱ平面上でのコンスタレーションを示している。

まず、キャンセリング前の送信信号のs₁およびs₂の振幅Ａを下記で表すとする。

ここで、Ｍは変調多値数、ｍは電力を１に規格化するための係数であり、ＱＰＳＫの場合はＭ＝４、ｍ＝√２である。よって、ＱＰＳＫの信号点は

となる。今、図６において左上の信号点s2＝（-1/√２＋j/√２）を送信する場合、信号点s2がプリコーディングにより右上の白抜きの点s2’に移ったとする。このとき、マルチユーザＴＨＰではプリコーディング後の信号s₂-s₁r₁₂ ^(1)*/ r₂₂ ^(1)*に対して実数Ｎ＝２√Ｍ／ｍ＝２√２の整数倍を実軸上および虚軸上で引き算あるいは足し算し、振幅がＩ相，Ｑ相共に±√Ｍ／ｍ＝±２√２以内になるようにして電力低減を行う。この処理はモジュロ演算と似ているため、C. Windpassingerらはモジュロリダクションとも呼んでいる。

今、モジュロ演算においてＩ相に対してＮを１回、Ｑ相に対してＮを１回減算し、

としたときに、振幅±√Ｍ／ｍが±√２以下になったとする。すなわち、点s₂’が矢印のように振幅が±√Ｍ／ｍ＝±２√２以内の点s₂”に移ったとする。この場合、モジュロ演算（モジュロリダクション）を行うことで、送信シンボルは±√Ｍ／ｍ＝±２√２に収まるため、送信電力を増加させることなく送信を行うことができる。

一方、受信側では雑音成分を無視すれば式（１０）に従うと

が受信される。よって、式（１５）の信号をチャネル応答に相当するゲインr₂₂ ^*で除算すると、受信信号はs₂-N-jNとなり、図７の白抜き点となる。この受信信号はフィードバック処理前の振幅±√Ｍ／ｍ＝±２√２を超えているため、受信側ではＩ相およびＱ相で１回ずつ式（１３）のＮを加算することで、信号s₂を回復することが可能になる。この方式が前述したマルチユーザＴＨＰであり、送信電力を増加させることなくユーザを同一時間、同一周波数で多重しながら、かつ従来のＳＤＭＡ方式より受信品質を改善できるという特徴がある。

ここで、式（１５）に示されるように、受信信号はモジュロ演算で付加された信号成分（−Ｎ−ｊＮ）により変化することになる。つまり、チャネル（伝搬路）の状態によっては式（１５）の値が大きくなる場合もあれば、小さくなる場合もある。このように場合によっては受信電力が大きく変動することになるため、受信装置に入力される受信信号のダイナミックレンジは非常に大きくなり、安価な受信装置での受信が不可能になってしまうという問題がある。

本実施形態では、このようなダイナミックレンジの増大を以下のようにして軽減する。以下、本実施形態における受信信号のダイナミックレンジ増大を軽減する原理について説明する。ここでは、３ユーザをそれぞれ１つの送信ストリームに割り当てて送信を行う場合を例として考える。モジュロ演算まで考慮すると、マルチユーザＴＨＰにおける受信信号をベクトルで表すと次式のように書くことができる。

ここで、ｄは式（１４）における−Ｎ−ｊＮに相当する、モジュロ演算で加えられた信号成分のベクトルであり、ｘが±√Ｍ／ｍ以内に入るように付加されたものである。以下、このベクトルｄを摂動ベクトル(perturbation vector)と呼ぶことにする。

式（１６）におけるｓ1〜ｓ3は、それぞれユーザ１〜ユーザ３への送信信号をそれぞれ表し、式（１６）の送信信号ベクトルｓの一番上の要素から順に第１送信ストリーム〜第３送信ストリームと呼ぶことにする。すなわち、式（１６）はユーザの番号と送信ストリームの番号が同じになるように各ユーザの送信信号を各送信ストリームに割り当てる場合である。式（１６）によると、受信信号のダイナミックレンジは摂動ベクトルd(d1, d2, d3)の大きさによって左右されることが分かる。次に、どのようにして摂動ベクトルdが送信側で加えられるかについて説明する。

いま、図１に示すようにフィードバック処理／モジュロ演算部の出力（モジュロ演算後の信号）をv=B^-1(s+d)と置くと、vの各要素viはv1から順に計算されて次のように書くことができる。

ここで、本実施形態でいうモジュロ演算の処理を改めて以下のように定義する。

式（１８）のMOD( )^defが狭義のモジュロ演算を表している。式（１８）は、モジュロ演算後の信号viはＩ相，Ｑ相共に±√Ｍ／ｍ以内に入るように、フィードバック処理後の信号si’に対して摂動ベクトルｄ_iが付加される、と言う意味である。また、式（１８）の処理はＩ相およびＱ相で独立に行われる。

第１送信ストリーム、つまり式（１７）の一行目で計算されるユーザ１への送信信号は、キャンセルすべき信号成分がないため摂動ベクトルはd1=0であり、モジュロ演算後の信号はv1=s1’-s1である。第２送信ストリーム、つまり式（１７）の二行目で計算されるユーザ２への送信信号は、ユーザ２への送信信号ｓ2に対して、ユーザ１への送信信号の干渉成分v1(r*12/r*22)を引いたs1’が±√Ｍ／ｍ以内に収まるように摂動ベクトルd2が加えられてv2が生成される。よって、例えばd2の実数成分は式（１８）よりreal(d2)=real(s’2)-real(v2)となる。なお、real()は実数成分を表す。同様に、第３送信ストリーム、つまり式（１７）の第三行目で計算されるユーザ３への送信信号の摂動ベクトルd3の実数成分はreal(d3)=real(s’3)-real(v3)となる。

図８に、フィードバック処理後の信号si’と摂動ベクトルdiの関係を示す。図１８に示されるように、モジュロ演算の特徴上、摂動ベクトルdiはフィードバック処理後の信号si’に対して階段状に変化することがわかる。

ここで、ユーザ３への信号ストリームs3の場合、摂動ベクトルd3の実数部が最も大きくなるのは

が最も大きくなるときと考えてよい。図８よりｓi’の増加に対してｄiは増加するから、diの最大値はｓi’の最大値のときに得られると考えてよい。よって摂動ベクトルd3の実部の最大値は、次式のようになる。

一般には、第ｋ送信ストリームにおける摂動ベクトルdkの実数成分の最大値は次式のように書くことができる。

すなわち、一般に第ｉ番目の送信ストリームに割り当てられたユーザの無線端末で受信される信号は、

となる。なお、式（２２）右辺第２項および第３項は、それぞれ摂動ベクトルdiの実数成分および虚数成分の最大値を表す。よって、

で示す摂動ベクトルdiの最大値di,maxが小さければ受信信号のダイナミックレンジは小さく、di,maxが大きければ受信信号のダイナミックレンジは大きくなることが分かる。従って、受信信号のダイナミックレンジを小さくするには、式（２３）のdi,maxを小さくすれば良いことが分かる。

ところで、di,maxは

に影響される。これはチャネル行列から式（６）に基づいて計算した値である。式（１６）では第１送信ストリームにユーザ１、第２送信ストリームにユーザ２、第３送信ストリームにユーザ３をそれぞれ割り当てたが、式（６）の性質上、ユーザ割り当てを変えると式（２４）の値も変わることがわかる。よって、各ユーザを各送信ストリームに割り当てたときのdi,maxの値を予め計算し、最もdi,maxが小さくなるように各ユーザを各送信ストリームに割り当てれば良いことになる。本実施形態では、このようにdi,maxが最も小さくなるように各ユーザを各送信ストリームに割り当てるようにすることをスケジューリングと呼ぶ。スケジューリングはスケジューリング部１０１によって行われ、実際の割り当てはユーザ割り当て部１０２によって行われる。以上が本実施形態における受信信号のダイナミックレンジを小さくする原理である。

次に、図１の各ブロックの詳細について説明する。ウェイト計算部１００およびスケジューリング部１０１は、互いに情報を共有しながら受信信号のダイナミックレンジが最小になるような（言い換えれば、di,maxが小さくなるような）ユーザ割り当てを計算により求め、これに基づきユーザ割り当て部１０２は各ユーザを各送信ストリームに割り当てる。以下、図９に示すフローチャートを用いてウェイト計算部１００およびスケジューリング部１０１の詳細な動作を説明する。

まず、最初にユーザ割り当ての候補数、すなわち複数のユーザと複数の送信ストリームとの組み合わせ数を決定する（ステップＳ１）。３ユーザを３つの送信ストリームに割り当てる場合、組み合わせ数は３×２×１＝６通りとなる。続いて、組み合わせ数に相当する６回のループがスタートする（ステップＳ２）。

ループがスタートすると、まずユーザと送信ストリームとの組み合わせに応じて各ユーザに対しチャネル行列Ｈの行を割り当てる。例えば、初期状態ではユーザ１のチャネルが第１行目、ユーザ２のチャネルが第２行目、ユーザ３のチャネルが３列目といったように割り当てを行う（ステップＳ３）。

チャネルの割り当ては次式のような行列を用いて計算される。例えば、割り当てがなされた後の見かけ上の伝搬路H’は次式のように書くことが出来る。

ここで、ストリーム１にユーザ３、ストリーム２にユーザ２、ストリーム３にユーザ１をそれぞれ割り当てるというように、ユーザの番号とストリーム番号を逆順に割り当てる場合、Ｐは次式となる。

ここでＰはある行、列において、「１」が一つ、それ以外が「０」となる行列である。スケジューリング、すなわちストリームの割り当てとは、このＰをどのように設定するかである。この見かけ上の伝搬路行列Ｈ’を用いて次に、ウェイト計算部１００によりウェイトを計算する。具体的には、式（６）に基づいてＲ’を計算し、式（１１）に基づいてＢ’を計算する（ステップＳ４）。

次に、スケジューリング部１０１において受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する（ステップＳ５）。すなわち、例えば式（２３）に示した摂動ベクトルの最大値di,maxを計算する。評価値については、式（２３）の絶対値を使っても良いし、電力を計算しても良い。また、例えば３つの送信ストリームが存在する場合、最も多くのシンボルをキャンセルする３つ目の送信ストリーム（最終送信ストリーム）に対応するdi,maxを評価値としても良いし、全ての送信ストリームに対応するdi,maxを計算し、最も大きなdi,maxを評価値としても良い。また、それぞれの送信ストリームに対応するdi,maxの値にそれぞれ重み付けをして合成した値を最終的な評価値としても良い。あるいは、式（２３）の中で割り当てによって変化する式（２４）のみを計算して比較しても良い。

次に、ユーザ割り当て部１０２により、ステップＳ５で計算された評価値の値を閾値と比較する（ステップＳ６）。閾値としては、過去に計算された組み合わせにおける評価値を用いる。di,maxは小さい方が良いため、過去に計算した組み合わせにおける評価値（閾値）の方が現在計算している組み合わせにおける評価値よりも良好な場合は、ステップＳ３に戻って次の組み合わせに進む。

もし、過去に計算した組み合わせにおける評価値（閾値）よりも現在計算している組み合わせにおける評価値の方が良好な場合は、現在の評価値を保存し（ステップＳ７）、また、現在の組み合わせで構成したチャネル行列とウェイトも保存する（ステップＳ８）。

ユーザと送信ストリームとの全ての組み合わせ（セット）についてステップＳ３〜Ｓ８の処理が終わってなければ、残りのセットについてＳ３〜Ｓ８の処理を行い、全てのセットについてＳ３〜Ｓ８の処理が終われば終了とし（ステップＳ９）、ループは終了する（ステップＳ１０）。

今、仮に第１送信ストリームにユーザ３、第２送信ストリームにユーザ２、第３送信ストリームにユーザ１をそれぞれ割り当てたときに、最も評価値di,maxが小さくなったと仮定する。このとき、ユーザ割り当て部１０２ではスケジューリング部１０１により制御され、送信ストリームsの入れ替え、すなわち各送信ストリームに対する各ユーザの割り当ての変更を行う。入れ替え後の送信ストリームのベクトルは、本例ではs’＝P×s=［s’3, s’2, s’1］^Tとなる。

次に、フィードバック処理／モジュロ演算部ではステップＳ８で保存されたウェイトを用いて処理が行われる。このようにスケジューリングを行った後のフィードバック処理／モジュロ演算部の出力（モジュロ演算後の信号）v’は、スケジューリング後のウェイトＢ’および摂動ベクトルd’を用いてv’=B’^-1(s’+d’)と表される。このモジュロ演算後の信号v’は、ビームフォーマ１０６に送られ、ステップＳ８で保存されたウェイトQ’を用いて処理が行われる。ビームフォーマ１０６の出力は、x’=Q’v’=B’^-1(s’+d’)となる。

一方、図２の無線受信装置における受信信号は、式（１６）をスケジューリング後の信号に置き換えて次のように書ける。

このときモジュロ演算により受信信号に付加されている信号成分である摂動ベクトルd’1, d’2,d’3は、図９の処理により最小になっているため、受信信号y’のダイナミックレンジは最小になる。従って、無線受信装置のアナログ回路（例えば、受信ＲＦ部３０２）およびデジタル回路（ＡＤＣ３０３およびＦＦＴユニット３０４等）に対する負担が軽減され、廉価な無線受信装置を実現することが可能になる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態では受信可能な信号のダイナミックレンジ（受信ダイナミックレンジという）の小さい廉価な無線受信装置の使用を前提とした場合に、最も特性の良い送信を行う手法について説明する。本実施形態では受信信号のダイナミックレンジを予め決められた値に制限した場合に、良好な特性が得られるようなスケジューリングを行う。

今、例えばユーザ３の無線受信装置の受信ダイナミックレンジの絶対値がV3,maxであったとする。この場合、式（１６）中に示したユーザ３の無線受信装置の受信信号のうち、s3+d3はV3,maxでしか取れないことになる。つまり一般化して、ｉ番目の無線受信装置の受信ダイナミックレンジがVi,maxである、という制約がある場合は、

となるため、摂動ベクトルにも制限がかかり、

となる。なお、

とおく。つまり、受信ダイナミックレンジに制限がある場合、フィードバック処理／モジュロ演算部の出力は±√Ｍ／ｍ以内に収まらない場合もある。

そこで、受信ダイナミックレンジに制限をかけた場合にフィードバック処理／モジュロ演算部の出力がいくつになるか計算する。

摂動ベクトルを加える前の信号の最大値は、

であるから、制限のある摂動ベクトルを加えた後の信号vの最大値は

となる。ただし、min(a,b)はaかbのうちの小さい方を出力する関数と定義する。

すなわち、制限のかかった摂動ベクトルがフィードバック処理およびモジュロ演算を施したsk,max’よりも十分に大きい場合は、第１の実施形態と同様にvi,maxは±√Ｍ／ｍ以内に抑えることができる。逆に、制限のかかった摂動ベクトルが十分に大きくない場合は、制約のある中での最小の値｜sk,max’-di,max｜となる。vi,maxが±√Ｍ／ｍを超えてしまった場合、送信装置は全体的に電力を絞って送信を行うため、受信装置では受信電力のロスが生じてしまう。つまり、vi,maxは小さければ小さいほど良い。よって受信装置の受信ダイナミックレンジに制限がある場合は、その制限の中でvi,maxを計算し、最もvi,maxを小さくできるように送信ストリーム割り当てを行えばよい。以上が第２の実施形態の原理である。

第２の実施形態に従う無線送信装置の構成は、第１の実施形態と同じく図１に示した通りであるため、説明を省略する。次に、図９を参照してスケジューリングの詳細について説明を行う。図９において、ステップＳ１からＳ４までは第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。

本実施形態では、ステップＳ５で計算される評価値は式（３２）に示されるvi,maxである。vi,maxについては、最も下位の送信ストリームの値のみ用いても良いし、全ての送信ストリームのvi,maxの和を用いても良いし、これらのvi,maxを重み付け合成して用いても良い。

次に、計算された評価値の値を閾値と比較する（ステップＳ６）。閾値としては、過去に計算された組み合わせにおける評価値を用いる。di,maxは小さい方が良いため、過去に計算した組み合わせにおける評価値（閾値）の方が現在計算している組み合わせにおける評価値よりも良好な場合は、ステップＳ３に戻って次の組み合わせに進む。

もし、過去に計算した組み合わせにおける評価値（閾値）よりも現在計算している組み合わせにおける評価値の方が良好な場合は、現在の評価値を保存する（ステップＳ７）。以降の処理は第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

このように第２の実施形態では、予め定められた受信装置の受信ダイナミックレンジの制限のなかで、最も特性が良くなる割り当て方法を決定するため、廉価な受信装置を用いても良好な通信品質を提供することが可能になる。

なお、本実施形態では各ユーザの受信装置の受信ダイナミックレンジの絶対値Vi,maxの情報が送信装置で必要であるため、なんらかの方法を用いてVi,maxの値を送信装置に通知する必要がある。

まず、一つにはVi,maxの値を量子化して例えば４ビットといったような制御情報として送信する手法が考えられる。この場合、ユーザ割り当て部１０２はスケジューリング部１０１により制御され、この制御情報に従って受信装置の受信信号のダイナミックレンジが受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるようにモジュロ演算部１０４で付加される信号成分を制限すべく送信ストリーム割り当てを行う。

他の方法として、モジュロ演算部１０４においてモジュロ演算に伴う信号成分である摂動ベクトルを何回加算、あるいは減算できるかを表す数値（加減算回数）γの制限を示す制御情報として送信しても良い。例えば、γ＝３でＱＰＳＫの場合は、γはＮ＝２√Ｍ／ｍ＝２√２の値をＩ相およびＱ相に３回までは加算、あるいは減算できるかを示す。この場合、ユーザ割り当て部１０２はスケジューリング部１０１により制御され、加減算回数γを示す制御情報に従って受信装置の受信信号のダイナミックレンジが受信ダイナミックレンジ内に収まるように、モジュロ演算部１０４における摂動ベクトルの加減算回数の制限が満たされるように送信ストリーム割り当てを行う。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。第３の実施形態では、無線送信装置で多重可能なユーザ数以上のユーザ（無線受信装置）が存在した場合、その中から多重可能な最適なユーザを抽出し、さらにそのユーザの中から第１あるいは第２の実施形態に基づいてスケジューリングを行う。

図１０は、第３の実施形態に従う無線送信装置であり、第１および第２の実施形態との唯一の違いは、ユーザ割り当て部１０２に送信装置で多重可能なユーザ数（ここでは３とする）以上のユーザへ送信すべきデータ信号Ｄ１〜Ｄ５が入力されている点である。

本実施形態の動作は、図９に示したフローチャートに従っており、第１の実施形態と唯一異なる点はユーザと送信ストリームとの組み合わせ数の違いである。本実施形態では、５ユーザから最適な３ユーザを選択して送信を行う。この場合、組み合わせ数は５×４×３＝６０通りになる。これら６０通りの組み合わせに関して、ステップＳ１からＳ９までの処理を行う。この処理に基づいて選択された最適な３ユーザへのデータ信号がユーザ割り当て部１０２によって送信ストリームに割り当てられ、送信が行われる。

ここで、第３の実施形態におけるスケジューリングでの評価値としては、第１の実施形態のように最も受信信号のダイナミックレンジが小さくなる組み合わせを選ぶこともできるし、第２の実施形態のように受信装置の受信ダイナミックレンジを制限した上で、最も受信特性の良い評価値を選択することも可能である。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態に従う無線送信装置の構成は図１と同じであるため、説明を省略する。第４の実施形態は第３の実施形態とほぼ同じであるが、スケジューリングにおける処理の流れが異なる。

図１１のフローチャートを参照して本実施形態の処理手順を説明する。本実施形態では５ユーザから、まずスケジューリング部１０１において第１の規範に従って、収容する３ユーザを選択し、次にユーザ割り当て部１０２において第２の規範で当該３ユーザの送信ストリームへの割り当てを行う。ここで、第１の規範は第１の実施形態、あるいは第２の実施形態で用いた規範が使用可能である。第１の規範については様々な方式が適用可能であるが、ここではGreedyアルゴリズムを用いた例を説明する。Greedyアルゴリズムの詳細は、Z.Tuらによる’ Multiuser Diversity for a Dirty Paper Approach’に記載されている。

まず、最初にGreedyアルゴリズムを用いて５ユーザの中から３ユーザを選択するループを開始する（ステップＳ１１）。続いて、Greedyアルゴリズムを用いて受信装置の受信信号のダイナミックレンジについての評価値を計算する（ステップＳ１２）。評価値としては、例えば既に選択されたユーザに対してビームフォーマ１０６がヌルを向けるようなフィードフォワード型のウェイトを用いた際の受信電力が用いられる。一人目のユーザを選ぶときは、既に選択されたユーザがいないため、ウェイトは最大比合成のウェイトとなる。ここでは、５番目のユーザが選択されたとする（ステップＳ１３）。

続いて、収容ユーザ数に達したかの判定を行う（ステップＳ１４）。本例では無線送信装置が１ユーザしか決定していないために、ステップＳ１２に戻ってループ処理を行う。２番目のユーザを収容する場合には、先ほど収容候補とした５番目のユーザにのみにヌルを向けた場合のフィードフォワード型のウェイトを用いて、受信信号のダイナミックレンジの評価値、すなわちユーザの受信電力を計算する（ステップＳ１２）。これに基づいて最も受信電力が大きなユーザを選択する（ステップＳ１３）。この例では、３番目のユーザが選択されたとする。同様にして、次のループで１番目のユーザが選択されたとする。

以上のように１，３，５番目のユーザを選択したら、ステップＳ１４において収容ユーザに達した判定が下されるために、ユーザ選択のためのループを終了し（ステップＳ１５）、収容ユーザが決定される（ステップＳ１６）。

続いて、今度は選択された１，３，５番目のユーザに対して受信装置の受信ダイナミックレンジを考慮したスケジューリングを行う。ステップＳ１７からＳ２５までの処理は、第１および第２の実施形態の図９中に示したステップＳ２からＳ１０までの処理と同様であるため、説明を省略する。

このように本実施形態では、マルチユーザＴＨＰにおいて収容ユーザを比較的計算量の少ないGreedyアルゴリズムを用いて決定し、その後収容ユーザ内部での送信ストリーム割り当ては受信装置の受信ダイナミックレンジを考慮して送信を行うことができる。従って、無線送信装置の演算量も減らしつつ、良好な通信品質を保ったまま簡易な無線受信装置を提供することが可能になる。

なお、本実施形態ではシングルキャリア方式を仮定して説明を行ったが、マルチキャリア方式を用いて本発明を実施することも可能である。また、本実施形態ではチャネル情報は受信装置からのフィードバックで得る例について説明をしたが、チャネル情報については送信装置を有する無線機が受信を行った際に推定したチャネル情報を用いることも可能である。

また、本実施形態では主にTomlinson-Harashima Precodingを用いる場合のダイナミックレンジ低減方法、あるいは受信装置の受信ダイナミックレンジの制約の中で最も良好な特性を得るための手法について説明したが、本発明はPeelらの”A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication\−Part II: Perturbation”に示されている摂動ベクトル計算方法およびビームフォーミング方法を用いる場合にも適用可能である。

本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従う無線送信装置を示すブロック図 同実施形態に従う無線受信装置を示すブロック図 図２中のチャネル推定部の詳細を示すブロック図 ビームフォーミングの効果を説明する図 プリコーディングおよびビームフォーミングの効果を説明する図 同実施形態を説明するためのＩＱ平面上での送信信号点のコンスタレーションを示す図 同実施形態を説明するためのＩＱ平面上での受信信号点のコンスタレーションを示す図 フィードバック処理後の信号と摂動ベクトルの関係を示す図 同実施形態における送信処理を説明するためのフローチャート 本発明の他の実施形態に従う無線送信装置を示すブロック図 同実施形態における送信処理を説明するためのフローチャート

符号の説明

１００・・・ウェイト計算部
１０１・・・スケジューリング部（評価値計算部）
１０２・・・ユーザ割り当て部
１０３・・・減算部
１０４・・・モジュロ演算部
１０５・・・フィードバック部
１０６・・・ビームフォーマ
１０７・・・ＩＦＦＴユニット
１０８・・・デジタル−アナログ変換器
１０９−１〜１０９−ｎ・・・送信ＲＦ部
１１０−１〜１１０−ｎ・・・送信アンテナ
３０１・・・受信アンテナ
３０２・・・受信ＲＦ部
３０３・・・アナログ−デジタル変換器
３０４・・・ＦＦＴユニット
３０５・・・モジュロ演算部
３０６・・・チャネル推定部
３０７・・・復調部

Claims (12)

1. 送信信号を複数のアンテナを用いて複数の無線受信装置に同一周波数かつ同一時間に送信を行う無線送信方法において、
   送信電力の増大を低減するため、送信信号が既定のレベル内になるように摂動ベクトルを付加するステップと、
   前記送信信号を受信する前記受信器のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法。
2. 前記摂動ベクトルを付加するステップは、Tomlinson-Harashima Precodingを用いることを特徴とする請求項１記載の無線送信方法。
3. 送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うステップと、
   前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行うステップと、
   前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うステップと、
   前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信するステップと、
   前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算するステップと、
   前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てるステップと、を具備することを特徴とする無線送信方法。
4. 送信すべき信号にゲインを乗じ、無線受信装置において干渉となる信号をフィードバックして前記送信すべき信号から前記干渉となる信号を差し引くフィードバック処理を行うフィードバック処理部と、
   前記フィードバック処理後の信号に対して前記フィードバック処理による送信電力の増大を低減するための演算を行う演算部と、
   前記演算後の信号に対し、前記フィードバック部で残留する干渉分を低減するためのビームフォーミング処理を行うビームフォーマと、
   前記ビームフォーミング処理後の信号を含む送信信号を送信する送信部と、
   前記送信信号を受信する無線受信装置における受信信号のダイナミックレンジを表す評価値を計算する計算部と、
   前記評価値に基づき前記受信信号のダイナミックレンジが最小となるか、または前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記送信すべき信号を少なくとも一つの送信ストリームに割り当てる割り当て部と、を具備することを特徴とする無線送信装置。
5. 前記送信部は、複数のアンテナを用いて前記送信信号を送信することを特徴とする請求項４に記載の無線送信装置。
6. 前記計算部は、複数の送信ストリームと複数の無線受信装置との全ての組み合わせについて前記評価値を計算し、
   前記割り当て部は、前記評価値が最小となる一つの組み合わせを決定し、該決定した組み合わせに基づいて前記割り当てを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線送信装置。
7. 前記割り当て部は、前記受信信号のダイナミックレンジが前記無線受信装置の受信ダイナミックレンジ内に収まるように、前記演算部で付加される信号成分を制限すべく前記割り当てを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線送信装置。
8. 前記割り当て部は、前記無線受信装置から前記受信ダイナミックレンジを示す情報を受け取ることを特徴とする請求項４または６のいずれか１項に記載の無線送信装置。
9. 前記割り当て部は、前記無線受信装置から前記演算により付加される信号成分の加減算回数の制限を示す情報を受け取り、該制限が満たされるように前記割り当てを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線送信装置。
10. 前記計算部は、複数の送信ストリームとｍ（複数）個の無線受信装置との全ての組み合わせについて前記評価値を計算し、
    前記割り当て部は、前記評価値が小さい順から前記複数の送信ストリームとｎ（ｎ＜ｍ）個の無線受信装置との組み合わせを選択し、該選択した組み合わせに基づいて前記割り当てを行うことを特徴とする請求項４に記載の無線送信装置。
11. ｍ（複数）個の無線受信装置の中からある規範を用いてｎ（ｎ＜ｍ）個の無線受信装置を選択する手段をさらに備え、前記計算部および前記割り当て部は、前記選択した無線受信装置に対応して前記評価値の計算および前記割り当てを行うことを特徴とする請求項４記載の無線送信装置。
12. 前記規範としてGreedyアルゴリズムを用いることを特徴とする請求項１１記載の無線送信装置。

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