JP2010017015A - Power supply device using piezoelectric transformer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、広範囲の電圧を出力する圧電トランスを用いた電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device using a piezoelectric transformer that outputs a wide range of voltages.
従来、電子写真式プリンタ、複写機、除電器、空気洗浄機等では、低圧電源ならびに高圧電源が使用されている。これらの装置には、圧電トランスを用いて数ボルトから数キロボルトまで広範囲の電圧を出力することができる電源装置が使用されている。 Conventionally, low-voltage power supplies and high-voltage power supplies are used in electrophotographic printers, copiers, static eliminators, air cleaners, and the like. In these devices, a power supply device capable of outputting a wide range of voltage from several volts to several kilovolts using a piezoelectric transformer is used.
上記のように広範囲の電圧を出力する電源装置は、ＰＷＭ制御によって生成した電圧を圧電トランスに供給して昇圧を行っている。圧電トランスの出力電圧は、ＰＷＭ制御において、パルス電圧のデューティ比を可変することによって制御している。
圧電トランスは、固有の共振周波数を複数有している。圧電トランスを、共振周波数の近傍で動作させると、入力電圧の変化に対して出力電圧が急峻に変化するようになって出力動作を制御することが難しくなる。
As described above, the power supply device that outputs a wide range of voltages supplies a voltage generated by PWM control to the piezoelectric transformer to boost the voltage. The output voltage of the piezoelectric transformer is controlled by varying the duty ratio of the pulse voltage in PWM control.
The piezoelectric transformer has a plurality of unique resonance frequencies. When the piezoelectric transformer is operated in the vicinity of the resonance frequency, it becomes difficult to control the output operation because the output voltage changes sharply with respect to the change of the input voltage.
特許文献１に記載されている電源装置では、圧電トランスが上記の共振周波数近傍で動作することを避けると共に、デューティ制御では動作を安定させることが難しい電圧を出力するとき、ドロッパ制御によって出力電圧を制御している。
この電源装置は、デューティ制御とドロッパ制御との切り替えに用いる誤差増幅器を備えている。誤差増幅器は、コンパレータ等によって回路構成されており、当該コンパレータには、電源装置の出力電圧を検出する出力検出部の出力信号と、外部から設定基準電圧値が入力される。
In the power supply device described in Patent Document 1, when the piezoelectric transformer avoids the operation near the resonance frequency and outputs a voltage that is difficult to stabilize the operation by the duty control, the output voltage is reduced by the dropper control. I have control.
This power supply apparatus includes an error amplifier used for switching between duty control and dropper control. The error amplifier is configured by a comparator or the like, and an output signal of an output detection unit that detects an output voltage of the power supply apparatus and a set reference voltage value are input to the comparator.
上記のコンパレータは、出力検出部の出力信号と設定基準電圧値との差分を求め、この差分を示す信号を増幅する。上記の差分を示す信号が、所定の閾値より高いとき出力電圧値と設定基準電圧値とを一致させるようにデューティ比を制御する。このように制御したデューティ比が所定の値より小さくなっているとき、さらに電源装置の出力電圧を低下させる場合には、デューティ比を所定の小さい値に固定して、ドロッパ制御によって入力電圧を低下させ、前述の誤差増幅器に入力される出力検出部の出力信号と外部からの設定基準電圧値が一致するまで、上記の入力電圧を低下させている。 The comparator obtains a difference between the output signal of the output detection unit and the set reference voltage value, and amplifies a signal indicating the difference. When the signal indicating the difference is higher than a predetermined threshold, the duty ratio is controlled so that the output voltage value matches the set reference voltage value. When the duty ratio controlled in this way is smaller than a predetermined value, if the output voltage of the power supply device is further reduced, the duty ratio is fixed to a predetermined small value and the input voltage is reduced by dropper control. The input voltage is lowered until the output signal of the output detector input to the error amplifier matches the reference voltage value set from the outside.
しかしながら従来の電源装置では、出力電圧値に応じてデューティ制御からドロッパ制御に切り替わったとき、安定した出力電圧が検出されるため、デューティ制御による電圧制御に切り替わる場合が生じる。即ち、出力電圧の変更に伴ってデューティ制御とドロッパ制御が切り替わるとき、動作が不安定になることがあるという問題があった。 However, in the conventional power supply device, when the duty control is switched to the dropper control according to the output voltage value, a stable output voltage is detected, so that the voltage control based on the duty control may be switched. That is, there is a problem that the operation may become unstable when the duty control and the dropper control are switched in accordance with the change of the output voltage.
本発明は上記問題を解決するために、デューティ比を設定する制御信号を用いて、デューティ制御とドロッパ制御とを切り替えることにより、出力が可能な電圧範囲における動作を安定させることができる。 In order to solve the above problem, the present invention can stabilize operation in a voltage range in which output is possible by switching between duty control and dropper control using a control signal for setting a duty ratio.
本発明に係る圧電トランスを用いた電源装置は、入力電圧を変圧する圧電トランスと、圧電トランスへ入力する電圧をＰＷＭ制御によって生成する圧電トランス駆動部と、圧電トランスへ入力する電圧をドロッパ制御によって可変する入力電圧可変部と、圧電トランスの出力電力を検出する出力検出部と、出力検出部の検出結果に応じて圧電トランス駆動部のデューティ制御と入力電圧可変部のドロッパ制御とを切り替えて圧電トランスからの出力動作を行なわせる圧電トランス駆動制御部とを有し、圧電トランス駆動制御部は、圧電トランス駆動部のデューティ比を制御する信号に応じて入力電圧可変部のドロッパ制御による動作へ移行させる。 A power supply device using a piezoelectric transformer according to the present invention includes a piezoelectric transformer that transforms an input voltage, a piezoelectric transformer driving unit that generates a voltage to be input to the piezoelectric transformer by PWM control, and a voltage to be input to the piezoelectric transformer by dropper control. A variable input voltage variable unit, an output detection unit that detects the output power of the piezoelectric transformer, and a piezoelectric transformer that switches between duty control of the piezoelectric transformer drive unit and dropper control of the input voltage variable unit according to the detection result of the output detection unit. A piezoelectric transformer drive control unit for performing an output operation from the transformer, and the piezoelectric transformer drive control unit shifts to an operation by dropper control of the input voltage variable unit according to a signal for controlling the duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit. Let
好適には、圧電トランス駆動制御部が、出力検出部の検出結果と圧電トランス駆動部のデューティ比を制御する信号とを比較し、該比較結果に応じて入力電圧可変部のドロッパ制御を行う。 Preferably, the piezoelectric transformer drive control unit compares the detection result of the output detection unit with a signal for controlling the duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit, and performs dropper control of the input voltage variable unit according to the comparison result.
好適には、圧電トランス駆動制御部が、圧電トランス駆動部のデューティ比を制御する信号が所定の値より小さいデューティ比を表すとき、入力電圧可変部のドロッパ制御を行う。 Preferably, the piezoelectric transformer drive control unit performs dropper control of the input voltage variable unit when a signal for controlling the duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit represents a duty ratio smaller than a predetermined value.
本発明によれば、広範囲の電圧を安定した動作で出力することができる。 According to the present invention, a wide range of voltages can be output with stable operation.
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
第１の実施の形態
図１は、本発明の第１の実施形態による電源装置の構成を示すブロック図である。
図示した電源装置１は、入力電圧可変部１０、圧電トランス１１、ドライブ回路１２、デューティ可変部１３、制御部１４、整流部１５、出力検出部１６、電流検出比較部１７、基準電圧生成部１８ａ，１８ｂ、および、電圧検出比較部１９を備えている。
An embodiment of the present invention will be described below.
First Embodiment FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
The illustrated power supply device 1 includes an input
入力電圧可変部１０は、ダーリントン接続された二つのバイポーラトランジスタによって構成されたドロッパ型の定電圧回路を有している。
圧電トランス１１は、１次側にドライブ回路１２が接続され、２次側に整流部１５が接続されている。また、圧電トランス１１の１次側にはドライブ回路１２を介して入力電圧可変部１０が接続されている。
The input
The
ドライブ回路１２は、インダクタおよびコンデンサによってＬＣ共振回路が構成され、当該ＬＣ共振回路の動作を制御する、例えばＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子を備えている。また、ドライブ回路１２は、上記のスイッチング素子のゲートに接続してスイッチング動作を制御する、例えば２つのバイポーラトランジスタから成るプリドライブ回路を有している。
The
デューティ可変部１３は、ドライブ回路１２の動作を制御するように、例えば前述の２つのバイポーラトランジスタのスイッチング動作を制御するように接続されており、前述のドライブ回路１２と共に、圧電トランス１１に駆動電圧を供給する圧電トランス駆動部を成す。
制御部１４は、デューティ可変部１３および入力電圧可変部１０の動作を制御するように接続されており、圧電トランス１１の駆動電圧、さらに電源装置１の出力電圧を制御する圧電駆動制御部を成す。
The
The
整流部１５は、整流ダイオードおよび平滑コンデンサ等から成る整流回路を構成しており、高電位側の直流電圧を出力する端子に接続している。
出力検出部１６は、電源装置１の出力電圧を検出する電圧検出用抵抗１６ａと、電源装置１の出力電流を検出する、抵抗、コンデンサ、ならびにコンパレータ等からなる電流検出回路１６ｂとを有し、整流部１５に接続されている。
The rectifying
The
電流検出比較部１７は、基準電圧生成部１８ａから出力される基準電圧と、出力検出部１６が検出した出力電流値とを比較するように構成されている。
電圧検出比較部１９は、基準電圧生成部１８ｂから出力される基準電圧と、出力検出部１６が検出した出力電圧値とを比較するように構成されている。
電流検出比較部１７および電圧検出比較部１９の出力信号は、制御部１４へ入力されるように接続構成されている。
The current detection comparison unit 17 is configured to compare the reference voltage output from the reference
The voltage
The output signals of the current detection comparison unit 17 and the voltage
図２は、図１の電源装置の回路構成を示す説明図である。この図は、図１に示した電源装置１の具体的な回路の一例を示している。
電源装置１の入力端子Ｔ１には、外部から直流電圧ＶＩＮが供給される。入力端子Ｔ１から入力された直流電圧ＶＩＮは、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、ツエナーダイオードＤ１によって一定の電圧となるように調整され、基準電圧Ｖｒｅfが生成される。なお、上記の各素子によって構成されている回路は、図１に示した基準電圧生成部１８ａ，１８ｂに該当する。
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a circuit configuration of the power supply device of FIG. This figure shows an example of a specific circuit of the power supply device 1 shown in FIG.
A DC voltage VIN is supplied to the input terminal T1 of the power supply device 1 from the outside. The DC voltage VIN input from the input terminal T1 is adjusted to be a constant voltage by the resistor R1, the capacitor C1, and the Zener diode D1, and the reference voltage Vref is generated. In addition, the circuit comprised by said each element corresponds to the reference
入力端子Ｔ２には、外部から制御信号が入力される。制御信号は、電源装置１の出力電圧を設定する信号である。入力端子Ｔ２から入力された例えばパルス波の制御信号は、抵抗Ｒ２、およびインバータとして動作するように回路接続されたＮＡＮＤゲート等のＩＣ１によって当該電源装置１の回路に適合する信号に変換される。このように変換された制御信号は、制御部１４へ入力されるように接続構成されている。
A control signal is input from the outside to the input terminal T2. The control signal is a signal for setting the output voltage of the power supply device 1. For example, a pulse wave control signal input from the input terminal T2 is converted into a signal suitable for the circuit of the power supply device 1 by the resistor R2 and the IC 1 such as a NAND gate connected in a circuit so as to operate as an inverter. The control signal thus converted is connected and configured to be input to the
なお、入力端子Ｔ３は、前述の入力電圧ＶＩＮの低電位側となるように外部接続され、例えば、ＧＮＤレベルに固定される。また、入力端子Ｔ４には、例えば電源装置１の出力電圧を示す表示手段等が接続される。 The input terminal T3 is externally connected so as to be on the low potential side of the aforementioned input voltage VIN, and is fixed at, for example, the GND level. The input terminal T4 is connected to, for example, a display unit that indicates the output voltage of the power supply device 1.
図２に例示した制御部１４は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１９、コンデンサＣ４〜Ｃ６、ツエナーダイオードＤ２、トランジスタＴｒ１、およびコンパレータＩＣ３によって構成されている。
コンパレータＩＣ３は、反転入力端子に抵抗Ｒ１３を介してＩＣ１から出力された制御信号を入力する。また、コンパレータＩＣ３は、反転入力端子と出力端子との間に、直列接続された抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ５によって構成された帰還経路を有している。
The
The comparator IC3 inputs the control signal output from the IC1 via the resistor R13 to the inverting input terminal. The comparator IC3 has a feedback path constituted by a resistor R14 and a capacitor C5 connected in series between the inverting input terminal and the output terminal.
コンパレータＩＣ３の正入力端子には、抵抗Ｒ１６を介して出力検出部１６の検出信号が入力されるように接続構成されている。なお、図２の制御部１４は、出力検出部１６のＩＣ７および出力電流検出部１６ｂに接続して、電源装置１の出力電流を示す信号電圧を入力するように構成している。
このような制御部１４の構成は一例であり、電源装置１の出力電圧を示す信号電圧を入力し、同様に処理ができるように当該制御部１４の回路を構成してもよい。
The positive input terminal of the comparator IC3 is connected so that the detection signal of the
Such a configuration of the
コンパレータＩＣ３の出力端子には、抵抗Ｒ１１の一端および抵抗Ｒ１２の一端が接続されている。抵抗Ｒ１２の他端には、コンデンサＣ６の一端および抵抗Ｒ１８の一端が接続されている。
コンデンサＣ６の他端および抵抗Ｒ１８の他端は、接地されている。抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１８、コンデンサＣ６の接続点には、抵抗Ｒ１７の一端および抵抗Ｒ２２の一端が接続されている。抵抗Ｒ１７の他端には、前述の基準電圧Ｖｒｅfが供給されるように接続構成されている。抵抗Ｒ２２の他端はＩＣ８の出力端子が接続されている。
One end of the resistor R11 and one end of the resistor R12 are connected to the output terminal of the comparator IC3. One end of a capacitor C6 and one end of a resistor R18 are connected to the other end of the resistor R12.
The other end of the capacitor C6 and the other end of the resistor R18 are grounded. One end of the resistor R17 and one end of the resistor R22 are connected to the connection point of the resistor R12, the resistor R18, and the capacitor C6. The other end of the resistor R17 is connected and configured to be supplied with the reference voltage Vref. The other end of the resistor R22 is connected to the output terminal of the IC8.
抵抗Ｒ１１の他端には、抵抗Ｒ１５の一端およびツエナーダイオードＤ２のカソードが接続されている。ツエナーダイオードＤ２のアノードには、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのトランジスタＴｒ１のベースが接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、接地されている。 One end of the resistor R15 and the cathode of the Zener diode D2 are connected to the other end of the resistor R11. The base of the transistor Tr1 of the NPN bipolar transistor is connected to the anode of the Zener diode D2. The emitter of the transistor Tr1 is grounded.
トランジスタＴｒ１のコレクタは、コンデンサＣ４の一端および抵抗Ｒ１９の一端に接続されている。抵抗Ｒ１９の他端は、入力電圧可変部１０に接続されている。コンデンサＣ４の他端は、抵抗Ｒ１５の他端に接続されている。
The collector of the transistor Tr1 is connected to one end of the capacitor C4 and one end of the resistor R19. The other end of the resistor R19 is connected to the input
図２の入力電圧可変部１０は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタからなるトランジスタＴｒ１０，Ｔｒ１１、抵抗Ｒ２３、および、ダイオードＤ３によってドロッパ回路を構成している。
The input
トランジスタＴｒ１０のコレクタおよびトランジスタＴｒ１１のコレクタには、入力電圧ＶＩＮが供給される。トランジスタＴｒ１０とトランジスタＴｒ１１は、ダーリントン接続され、トランジスタＴｒ１０のベースにトランジスタＴｒ１１のエミッタが接続されている。
トランジスタＴｒ１１のベースには、前述の制御部１４を構成する抵抗Ｒ１９の他端が接続されている。
The input voltage VIN is supplied to the collector of the transistor Tr10 and the collector of the transistor Tr11. The transistors Tr10 and Tr11 are Darlington-connected, and the emitter of the transistor Tr11 is connected to the base of the transistor Tr10.
The other end of the resistor R19 constituting the
トランジスタＴｒ１０のエミッタは、入力電圧可変部１０の出力点であり、直列接続された抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２５を介してインダクタＬ１へ接続されている。
抵抗Ｒ２３の一端は、トランジスタＴｒ１０,Ｔｒ１１のコレクタに接続し、抵抗Ｒ２３の他端は、トランジスタＴｒ１１のベースに接続されている。
ダイオードＤ３のアノードは、トランジスタＴｒ１０のエミッタに接続し、ダイオードＤ３のカソードは、トランジスタＴｒ１１のベースに接続されている。
The emitter of the transistor Tr10 is an output point of the input
One end of the resistor R23 is connected to the collectors of the transistors Tr10 and Tr11, and the other end of the resistor R23 is connected to the base of the transistor Tr11.
The anode of the diode D3 is connected to the emitter of the transistor Tr10, and the cathode of the diode D3 is connected to the base of the transistor Tr11.
ＩＣ８の出力端子には、前述のように抵抗Ｒ２２が接続され、さらにコンデンサＣ７の一端が接続されている。コンデンサＣ７の他端には、抵抗Ｒ２１の一端が接続されている。抵抗Ｒ２１の他端には、抵抗Ｒ２０の一端およびＩＣ８の反転入力端子が接続されている。抵抗Ｒ２０の他端には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されるように接続構成されている。
The resistor R22 is connected to the output terminal of the IC8 as described above, and one end of the capacitor C7 is further connected. One end of a resistor R21 is connected to the other end of the capacitor C7. One end of the resistor R20 and the inverting input terminal of the
ＩＣ８の正入力端子には、出力検出部１６の電圧検出用抵抗１６ｂが接続されている。
ＩＣ８、抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２、およびコンデンサＣ７によって構成される回路は、図１の電圧検出比較部１９に該当する。なお、図１の電流検出比較部１７に該当する回路は、図２の制御部１４に含めて構成している。
The
A circuit constituted by the
図２の電源装置１は、図１に示した電源装置１と同様に圧電トランス１１、ドライブ回路１２、デューティ可変部１３、整流部１５、出力検出部１６を備えている。また、圧電トランス１１の１次側へ供給する電圧のスイッチング周波数を司る発振回路２０を有している。
The power supply device 1 in FIG. 2 includes a
図２の電源装置１の動作のうち、本発明の特徴を有する制御部１４の動作を主に説明する。
図３および図４は、図２の電源装置の動作を示す説明図である。この図は、図２の電源装置１の各部で観測される信号波形を示している。
図３（Ａ）には、図２のコンパレータＩＣ３の反転入力端子で観測される波形（１）、コンパレータＩＣ３の正入力端子で観測される波形（２）、コンパレータＩＣ３の出力端子で観測される波形（３）が示されている。また、抵抗Ｒ１０と圧電トランス１１との接続点Ｐ１で観測される波形（４）が示されている。
Of the operations of the power supply device 1 of FIG. 2, the operations of the
3 and 4 are explanatory diagrams showing the operation of the power supply device of FIG. This figure shows signal waveforms observed in each part of the power supply device 1 of FIG.
3A shows the waveform (1) observed at the inverting input terminal of the comparator IC3 in FIG. 2, the waveform (2) observed at the positive input terminal of the comparator IC3, and the waveform observed at the output terminal of the comparator IC3. Waveform (3) is shown. Further, the waveform (4) observed at the connection point P1 between the resistor R10 and the
前述のように構成された回路によって基準電圧Ｖｒｅfが生成される。また、外部から入力した制御信号のレベル変換が行われる。この制御信号は、前述のように電源装置１の出力電圧を設定する信号であり、ＰＷＭ制御において生成される電圧を定めるデューティ比を表している。即ち、この制御信号は、デューティ可変部１３の動作を制御する信号である。
The reference voltage Vref is generated by the circuit configured as described above. In addition, the level of the control signal input from the outside is converted. This control signal is a signal for setting the output voltage of the power supply device 1 as described above, and represents a duty ratio that determines a voltage generated in the PWM control. That is, this control signal is a signal for controlling the operation of the
コンパレータＩＣ３は、反転入力端子へＩＣ１の出力信号、即ち前述の制御信号を入力し、正入力端子に出力検出部１６から出力される出力検出信号を入力する。
コンパレータＩＣ３の出力端子には、制御信号の電圧値と前述の出力検出値を示す電圧値との電位差を表す電圧が出力される。このように、コンパレータＩＣ３は、電源装置１から実際に出力されている値と、例えば外部から入力した制御信号によって設定される出力値との誤差を求める誤差増幅器として動作する。
The comparator IC3 inputs the output signal of the IC1, that is, the control signal described above, to the inverting input terminal, and inputs the output detection signal output from the
A voltage representing a potential difference between the voltage value of the control signal and the voltage value indicating the output detection value is output to the output terminal of the comparator IC3. As described above, the comparator IC3 operates as an error amplifier that obtains an error between a value actually output from the power supply device 1 and an output value set by, for example, an externally input control signal.
図２に例示した制御部１４は、ＰＷＭ制御においてＯＮデューティ比（以下、ＯＮデューティ比をデューティ比と記載する）が小さくなり、回路動作が不安定になるとき、コンパレータＩＣ３の出力端子の電圧が高くなる。即ち、制御部１４は、コンパレータＩＣ３が、制御信号の電圧と出力検出部１６からの検出信号の電圧とを比べることによってデューティ比を変化させるように回路構成されている。
In the
コンパレータＩＣ３の出力電圧は、デューティ可変部１３に当該出力電圧値に応じたデューティ比を設定させるとともに、トランジスタＴｒ１の動作状態、詳しくはトランジスタＴｒ１のコレクタ‐エミッタ間に流れる電流を制御する。
デューティ可変部１３が、コンパレータＩＣ３の出力電圧を用いてデューティ比を設定したとき、このデューティ比が所定の値よりも小さくなった場合には上記のツエナーダイオードＤ２に逆電流が流れる。
The output voltage of the comparator IC3 causes the
When the
具体的には、図２に示した制御部１４は、コンパレータＩＣ３から出力されて抵抗Ｒ１１を介した電圧が、ツエナーダイオードＤ２のツエナー電圧以上になったとき、トランジスタＴｒ１のコレクタ‐エミッタ間に電流が流れる。このようにトランジスタＴｒ１に電流が流れると、入力電圧可変部１０のドロッパ制御回路を構成するトランジスタＴｒ１１ならびにトランジスタＴｒ１０のベース電圧が低下する。各トランジスタのベース電圧が所定の電圧へ低下した入力電圧可変部１０は、入力電圧ＶＩＮのドロッパ制御を行って、インダクタＬ１もしくは圧電トランス１１の１次側へ供給する電圧を低下させる。
Specifically, the
図２に示した発振回路２０は、例えばコンパレータ、ペアダイオード、抵抗等によって回路構成されており、圧電トランス１１の１次側へ供給する電圧の周波数を発生させる、換言するとデューティ制御を行うパルス周波数を発生する回路である。発振回路２０は、前述の接続点Ｐ１を介して、圧電トランス１１から波形（４）のような同期信号を入力し、この信号に基づく発振動作を行う。発振回路２０の出力信号は、デューティ可変部１３へ出力される。
The oscillation circuit 20 shown in FIG. 2 is configured by a comparator, a pair diode, a resistor, and the like, for example, and generates a frequency of a voltage supplied to the primary side of the
図３（Ｂ）には、前述の波形（４）、図２のコンパレータＩＣ５の反転入力端子で観測される波形（５）、コンパレータＩＣ５の正入力端子で観測される波形（６）、コンパレータＩＣ５の出力端子で観測される波形（７）が示されている。
図４（Ａ）には、前述の波形（７）、図２のコンパレータＩＣ６の反転入力端子で観測される波形（８）、コンパレータＩＣ６の正入力端子で観測される波形（９）、コンパレータＩＣ６の出力端子で観測される波形（１０）が示されている。
3B shows the waveform (4) described above, the waveform (5) observed at the inverting input terminal of the comparator IC5 in FIG. 2, the waveform (6) observed at the positive input terminal of the comparator IC5, and the comparator IC5. The waveform (7) observed at the output terminal is shown.
4A shows the waveform (7) described above, the waveform (8) observed at the inverting input terminal of the comparator IC6 in FIG. 2, the waveform (9) observed at the positive input terminal of the comparator IC6, and the comparator IC6. The waveform (10) observed at the output terminal is shown.
図２に示したデューティ可変部１３は、コンパレータＩＣ４〜ＩＣ６によって回路構成されている。デューティ可変部１３は、前述のように発振回路２０の出力信号を入力すると共に、制御部１４を構成するコンパレータＩＣ３の出力信号を入力する。
コンパレータＩＣ４とコンパレータＩＣ６には、各々発振回路２０の出力信号が入力される。コンパレータＩＣ６は、コンパレータＩＣ４の出力信号を反転させた信号を出力するように接続されている。
The
The output signal of the oscillation circuit 20 is input to each of the comparator IC4 and the comparator IC6. The comparator IC6 is connected so as to output a signal obtained by inverting the output signal of the comparator IC4.
コンパレータＩＣ５は、制御部１４の出力信号とコンパレータＩＣ６の出力信号とを入力し、また、自らの出力信号をコンパレータＩＣ４の出力信号に重畳して、前述の入力信号に応じたデューティ比を示す波形（７）のような信号を生成する。
コンパレータＩＣ４の出力信号とコンパレータＩＣ５の出力信号とを重畳させた信号は、デューティ可変部１３の出力信号としてドライブ回路１２へ入力される。
The comparator IC5 receives the output signal of the
A signal obtained by superimposing the output signal of the
図４（Ｂ）には、前述の波形（１０）、図２のドライブ回路１２を構成するスイッチングトランジスタＴｒ３のゲートで観測される波形（１１）、スイッチングトランジスタＴｒ３とインダクタＬ１との接続点Ｐ２で観測される波形（１２）、インダクタＬ１と圧電トランス１１との接続点Ｐ３で観測される波形（１３）が示されている。
4B shows the waveform (10) described above, the waveform (11) observed at the gate of the switching transistor Tr3 constituting the
ドライブ回路１２は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３によって構成される共振回路を有し、当該共振回路の動作を、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチングトランジスタＴｒ３が制御するように回路構成されている。
インダクタＬ１の入力端部は、入力電圧可変部１０の出力電圧が供給されるように、例えば抵抗を介して当該入力電圧可変部１０の出力点に接続されている。スイッチングトランジスタＴｒ３のドレインは、インダクタＬ1の中間タップに接続され、ソースは接地されている。
また、インダクタＬ１の中間タップには、コンデンサＣ３の一端が接続されている。コンデンサＣ３の他端は、接地されている。即ち、コンデンサＣ３の両端にはスイッチングトランジスタＴｒ３のドレインとソースが各々接続されている。インダクタＬ１の出力端部は、圧電トランス１１の１次側端子、詳しくは高電位側の端子に接続されている。なお、圧電トランス１１の１次側の低電位側端子は接地されている。
The
The input end of the inductor L1 is connected to the output point of the input
Further, one end of a capacitor C3 is connected to the intermediate tap of the inductor L1. The other end of the capacitor C3 is grounded. That is, the drain and source of the switching transistor Tr3 are connected to both ends of the capacitor C3. The output end of the inductor L1 is connected to the primary side terminal of the
デューティ可変部１３の出力信号は、前述のペアトランジスタのプリドライブ回路を介してスイッチングトランジスタＴｒ３のゲートへ入力される。
スイッチングトランジスタＴｒ３は、ゲートへ入力される波形（１１）のような信号に応じてＯＮ／ＯＦＦ動作を行い、コンデンサＣ３の両端の短絡と解放とを繰り返す。このとき、スイッチングトランジスタＴｒ３のソースには波形（１２）のような電圧が生じる。
The output signal of the
The switching transistor Tr3 performs an ON / OFF operation according to a signal such as the waveform (11) input to the gate, and repeats short circuit and release at both ends of the capacitor C3. At this time, a voltage like waveform (12) is generated at the source of the switching transistor Tr3.
ドライブ回路１２は、上記のようなスイッチング動作によってインダクタＬ１とコンデンサＣ３とを共振させ、インダクタＬ１の出力端部に発生させた波形（１３）のような駆動電圧を圧電トランス１１へ供給する。
圧電トランス１１は、上記のような駆動電圧を入力し、２次側端子に所定の電圧を発生する。圧電トランス１１の出力電圧は、整流部１５によって直流電圧に整流され、例えば図１の負荷２へ供給される。
The
The
出力検出部１６は、上記のように電力を出力している整流部１５から出力電圧ならびに出力電流を検出する。出力検出部１６の検出信号は、前述のように制御部１４へ入力され、コンパレータＩＣ３によって処理が行われる。
The
図５〜図８は、図２の電源装置の動作を示す説明図である。
図５（Ａ）には、図２の電源装置１が５．３［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、コンパレータＩＣ３の反転入力端子で観測される波形（２１）が示されている。また、コンパレータＩＣ３の正入力端子で観測される波形（２２）、コンパレータＩＣ３の出力端子で観測される波形（２３）、抵抗Ｒ１０と圧電トランス１１との接続点Ｐ１で観測される波形（２４）が示されている。
図５（Ｂ）には、図２の電源装置１が２．０［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、上記の各部で観測される波形（２１）〜（２４）が示されている。
5-8 is explanatory drawing which shows operation | movement of the power supply device of FIG.
FIG. 5A shows a waveform (21) observed at the inverting input terminal of the comparator IC3 when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 5.3 [kV]. Further, a waveform (22) observed at the positive input terminal of the comparator IC3, a waveform (23) observed at the output terminal of the comparator IC3, and a waveform (24) observed at the connection point P1 between the resistor R10 and the
FIG. 5 (B) shows waveforms (21) to (24) observed in the above-described parts when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 2.0 [kV]. .
電源装置１は、自ら出力する電圧が低いとき、即ち、図５（Ａ）に示した出力電圧５．３［ｋＶ］の動作よりも出力電圧２．０［ｋＶ］の動作を示す図５（Ｂ）において、コンパレータＩＣ３の出力電圧を表す波形（２３）が高くなる。すると、入力電圧可変部１０が稼働し、ドロッパ制御が行われる。
When the voltage output by the power supply device 1 is low, that is, the operation of the output voltage 2.0 [kV] as compared with the operation of the output voltage 5.3 [kV] shown in FIG. In B), the waveform (23) representing the output voltage of the comparator IC3 increases. Then, the input
図６（Ａ）には、図２の電源装置１が５．３［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、接続点Ｐ１で観測される波形（２４）、コンパレータＩＣ５の反転入力端子で観測される波形（２５）が示されている。また、コンパレータＩＣ５の正入力端子で観測される波形（２６）、コンパレータＩＣ５の出力端子で観測される波形（２７）が示されている。
図６（Ｂ）には、図２の電源装置１が２．０［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、上記の各部で観測される波形（２４）〜（２７）が示されている。
FIG. 6A shows a waveform (24) observed at the connection point P1 when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 5.3 [kV], observed at the inverting input terminal of the comparator IC5. The resulting waveform (25) is shown. Further, a waveform (26) observed at the positive input terminal of the comparator IC5 and a waveform (27) observed at the output terminal of the comparator IC5 are shown.
FIG. 6B shows waveforms (24) to (27) that are observed in each of the above parts when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 2.0 [kV]. .
図２のコンパレータＩＣ３の出力電圧は、前述のように電源装置１の出力電圧が低くなると逆に高くなる。コンパレータＩＣ５の反転入力端子で観測した電圧、即ちコンパレータＩＣ３の出力電圧を、抵抗Ｒ１２を介して観測した電圧を表した図６（Ａ），（Ｂ）の波形（２５）は、図６（Ａ）に比べて図６（Ｂ）において高い値を示している。
また、図６（Ａ），（Ｂ）に示した波形（２７）は、デューティ可変部１３の出力信号の波形を示している。波形（２７）について、電源装置１の出力電圧が高い場合の図６（Ａ）と電源装置１の出力電圧が低い場合の図６（Ｂ）とを比べたとき、図６（Ａ）に比べて図６（Ｂ）のデューティ比が小さくなっている。
As described above, the output voltage of the comparator IC3 in FIG. 2 increases as the output voltage of the power supply device 1 decreases. The waveforms (25) in FIGS. 6A and 6B showing the voltage observed at the inverting input terminal of the comparator IC5, that is, the voltage observed through the resistor R12 of the output voltage of the comparator IC3 are shown in FIG. ) In FIG. 6B shows a higher value.
Further, the waveform (27) shown in FIGS. 6A and 6B shows the waveform of the output signal of the
図７（Ａ）には、図２の電源装置１が５．３［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、コンパレータＩＣ５の出力端子で観測される波形（２７）、コンパレータＩＣ６の反転入力端子で観測される波形（２８）が示されている。また、コンパレータＩＣ６の正入力端子で観測される波形（２９）、コンパレータＩＣ６の出力端子で観測される波形（３０）が示されている。
図７（Ｂ）には、図２の電源装置１が２．０［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、上記の各部で観測される波形（２７）〜（３０）が示されている。
FIG. 7A shows a waveform (27) observed at the output terminal of the comparator IC5 when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 5.3 [kV], and the inverting input terminal of the comparator IC6. A waveform (28) observed in FIG. Further, a waveform (29) observed at the positive input terminal of the comparator IC6 and a waveform (30) observed at the output terminal of the comparator IC6 are shown.
FIG. 7B shows waveforms (27) to (30) that are observed in each of the above parts when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 2.0 [kV]. .
デューティ可変部１３を構成する、コンパレータＩＣ４の正入力端子とコンパレータＩＣ６の反転入力端子には、波形（２８）のような信号が入力される。この信号は、前述の接続点Ｐ１で観測される信号と同一であり、圧電トランス１１からフィードバックされた同期信号である。
A signal having a waveform (28) is input to the positive input terminal of the comparator IC4 and the inverting input terminal of the comparator IC6, which constitute the
デューティ可変部１３は、上記の同期信号に同期させて各コンパレータＩＣ４〜ＩＣ６を動作させ、コンパレータＩＣ４の出力信号とコンパレータＩＣ５の出力信号とを重畳することによって波形（２７）のような出力信号を生成している。
ドライブ回路１２は、デューティ可変部１３から出力された波形（２７）のような出力信号を用いてスイッチングトランジスタＴｒ３を動作させ、インダクタＬ１とコンデンサＣ３の共振を制御する。
The
The
図８（Ａ）には、図２の電源装置１が５．３［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、コンパレータＩＣ６の出力端子で観測される波形（３０）、ドライブ回路１２を構成するスイッチングトランジスタＴｒ３のゲートで観測される波形（３１）が示されている。また、スイッチングトランジスタＴｒ３とインダクタＬ１との接続点Ｐ２で観測される波形（３２）が示されている。
図８（Ｂ）には、図２の電源装置１が２．０［ｋＶ］の電圧を出力しているとき、上記の各部で観測される波形（３０）〜（３３）が示されている。
8A shows the waveform (30) observed at the output terminal of the comparator IC6 when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 5.3 [kV], and the
FIG. 8B shows waveforms (30) to (33) that are observed in each of the above parts when the power supply device 1 of FIG. 2 outputs a voltage of 2.0 [kV]. .
図８（Ａ），（Ｂ）に示した波形（３１）は、ドライブ回路１２の出力信号である。波形（３１）は、スイッチングトランジスタＴｒ３のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す。即ち、波形（３１）は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３との共振動作のタイミングを表している。
図８（Ｂ）の波形（３１）は、図８（Ａ）の波形（３１）に比べてディーティ比が５０％から離れて小さくなっている。
図８（Ｂ）の波形（３２）は、図８（Ａ）の波形（３２）に比べて振幅が大きくなっており、圧電トランス１１の１次側へ印加される駆動電圧も、図８（Ｂ）に示す動作において、同様に大きくなる。
A waveform (31) shown in FIGS. 8A and 8B is an output signal of the
In the waveform (31) in FIG. 8B, the duty ratio is smaller than 50% compared to the waveform (31) in FIG. 8A.
The amplitude of the waveform (32) of FIG. 8B is larger than that of the waveform (32) of FIG. 8A, and the drive voltage applied to the primary side of the
ここまで説明したように、制御部１４がデューティ可変部１３ならびに入力電圧可変部１０の制御を行っている。このとき、制御部１４は、ドライブ回路１２、デューティ可変部１３などの電源装置１を構成する各回路の動作が不安定になるような小さなデューティ比で動作することを避けるように制御を行う。換言すると、制御部１４は、上記のような小さいデューティ比を用いることなく、広い範囲の電圧を出力するように各部の制御を行っている。
As described so far, the
ドライブ回路１２から出力された電圧は、圧電トランス１１の１次側へ供給する。圧電トランス１１の２次側に生じた電力は、整流部１５によって整流されて直流電力が出力される。整流部１５から出力された直流電力は、負荷２へ電源電力として供給される。
The voltage output from the
以上のように第１の実施形態の電源装置によれば、制御部１４が、外部から入力したＰＷＭ制御のデューティ比を表す制御信号と、出力検出部１６から出力された検出信号とを比較し、比較結果に応じて入力電圧可変部１０のドロッパ制御を行っている。
そのため、電源装置１が小さな電圧を出力する場合に、ＰＷＭ制御からドロッパ制御への切り替えを適切に行うことができる。
また、電源装置１が、ドロッパ制御へ移行するときの回路動作が不安定になることを防ぐことができ、可変出力電圧の安定化を図ることができる。
As described above, according to the power supply device of the first embodiment, the
Therefore, when the power supply device 1 outputs a small voltage, switching from PWM control to dropper control can be performed appropriately.
Further, it is possible to prevent the circuit operation when the power supply device 1 shifts to the dropper control from becoming unstable, and it is possible to stabilize the variable output voltage.
１…電源装置、２…負荷、１０…入力電圧可変部、１１…圧電トランス、１２…ドライブ回路、１３…デューティ可変部、１４…制御部、１５…整流部、１６…出力検出部、１６ａ…電圧検出用抵抗、１６ｂ…電流検出回路、１７…電流検出比較部、１８ａ，１８ｂ…基準電圧生成部、１９…電圧検出比較部、２０…発振回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power supply device, 2 ... Load, 10 ... Input voltage variable part, 11 ... Piezoelectric transformer, 12 ... Drive circuit, 13 ... Duty variable part, 14 ... Control part, 15 ... Rectification part, 16 ... Output detection part, 16a ... Voltage detection resistor, 16b ... current detection circuit, 17 ... current detection comparison unit, 18a, 18b ... reference voltage generation unit, 19 ... voltage detection comparison unit, 20 ... oscillation circuit.
Claims (3)
前記圧電トランスへ入力する電圧をＰＷＭ制御によって生成する圧電トランス駆動部と、
前記圧電トランスへ入力する電圧をドロッパ制御によって可変する入力電圧可変部と、
前記圧電トランスの出力電力を検出する出力検出部と、
前記出力検出部の検出結果に応じて前記圧電トランス駆動部のデューティ制御と入力電圧可変部のドロッパ制御とを切り替えて前記圧電トランスからの出力動作を行なわせる圧電トランス駆動制御部と、
を有し、
前記圧電トランス駆動制御部は、前記圧電トランス駆動部のデューティ比を制御する信号に応じて前記入力電圧可変部のドロッパ制御による動作へ移行させる、
圧電トランスを用いた電源装置。 A piezoelectric transformer that transforms the input voltage;
A piezoelectric transformer driving unit that generates a voltage input to the piezoelectric transformer by PWM control;
An input voltage variable section that varies the voltage input to the piezoelectric transformer by dropper control;
An output detector for detecting the output power of the piezoelectric transformer;
A piezoelectric transformer drive control unit that performs an output operation from the piezoelectric transformer by switching between duty control of the piezoelectric transformer drive unit and dropper control of the input voltage variable unit according to a detection result of the output detection unit;
Have
The piezoelectric transformer drive control unit shifts to an operation by dropper control of the input voltage variable unit according to a signal for controlling a duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit.
A power supply device using a piezoelectric transformer.
請求項１記載の圧電トランスを用いた電源装置。 The piezoelectric transformer drive control unit compares a detection result of the output detection unit with a signal for controlling a duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit, and performs dropper control of the input voltage variable unit according to the comparison result.
A power supply device using the piezoelectric transformer according to claim 1.
請求項１記載の圧電トランスを用いた電源装置。 The piezoelectric transformer drive control unit performs dropper control of the input voltage variable unit when a signal for controlling the duty ratio of the piezoelectric transformer drive unit represents a duty ratio smaller than a predetermined value.
A power supply device using the piezoelectric transformer according to claim 1.
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