JP2010015728A - バックライト調光制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定電圧回路を使用することなく、ＬＥＤの明るさが供給される電圧に依存されることなく、任意の明るさに設定調節でき、かつ、小型化が可能で、廉価なこと。
【解決手段】電源＋Ｂからの電力によって発光する１個以上直列接続したＬＥＤからなる発光回路２０と、その発光回路２０に直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御することによりトランジスタＴＲのエミッタ電流を可変とした電流制御回路２１と、その電流制御回路２１に直列接続され、その通電電流を決定すると共に、発光回路２０のトランジスタＴＲ0の通電電流を決定する電流出力回路２１と、発光回路２０の電流をＰＷＭする変調回路２３とを具備し、電源＋Ｂから発光回路２０に供給する電圧を電圧検出回路１０で検出し、電圧検出回路１０によって検出された電圧の値によってＰＷＭのパルス幅を調整するもので、例えば、電源電圧＋Ｂが降下して電流が減っただけ点灯時間を増加させるものである。
【選択図】図３

Description

本発明は、自動車のカーオーディオ装置、ナビゲーション装置、各種ディスプレイ、携帯電話、携帯端末等に使用する液晶画面の背後を照明するバックライトのバックライト調光制御装置に関するものである。

汎用されている従来のバックライト調光制御装置として、発光ダイオード（以下、単に『ＬＥＤ』と記す）と直列接続されたトランジスタからなるＬＥＤ直列回路を複数列、面状に配置するバックライト回路を用いた装置が公知である。この公知のバックライト調光制御装置は、ＬＥＤと直列接続されたトランジスタをパルス幅変調（以下単に『ＰＷＭ信号』と記す）でオン・オフ制御されていた。このＰＷＭ信号のオン時間とオフ時間との比（デューティ比）によって、ＬＥＤの明るさ、即ち、バックライトの明るさを調整していた。

図１は汎用されている公知の車両用のバックライト回路の電気回路図であり、（ａ）は定電圧回路を有していない回路、（ｂ）は定電圧回路を有している回路である。図２は車両用のバックライト回路の電流波形（ａ）及び電圧波形（ｂ）である。
図１（ａ）に示すように、車両用のバッテリ１の出力（電圧）を直接使用すると、ＬＥＤを直列接続された液晶ディスプレイのバックライト回路２には、図２（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号のオンで、所定の電流Ｉを流すことになり、また、ＰＷＭ信号のオフで、それまで通電していた所定の電流Ｉを切断することになる。

このとき、バッテリ１の電源電圧Ｅは、バッテリ１の内部抵抗を無視したとしても、配線抵抗Ｒによってバッテリ１の電源電圧Ｅが電圧降下Ｒ・Ｉの分だけ低下し、液晶ディスプレイのバックライト回路２に印加される電源電圧＋Ｂは、＋Ｂ＝Ｅ−Ｒ・Ｉ（Ｖ）となる。これを図示すると、電流Ｉは図２（ａ）に示すようになり、電源電圧＋Ｂは図２（ｂ）に示すようになる。
更に、車載用の液晶ディスプレイのバックライト回路２のＬＥＤ照明においては、電源電圧＋Ｂが車両のバッテリ１の場合、エンジンの回転数等により発電量の変化による電圧変動があり、図２（ｂ）に示す電圧にその変動が重畳し、電源電圧＋Ｂを車両のバッテリ１または発電機から直接使用すると、それらの電圧変動に起因してバックライト回路２の輝度の変動が生じることになる。そこで、通常、図１（ｂ）に示すように、車両のバッテリ１の負荷側に定電圧回路３を介在させている。

ところが、図１（ｂ）に示すように、定電圧回路３を介してバックライト回路２に電力を供給しているバックライト調光制御は、定電圧回路３の出力容量を大きくする必要があり、その容量を大きくすると高価となるという問題がある。また、定電圧回路３の出力容量及び内部抵抗によっては、負荷側が瞬間的により大きな電流変化をきたすと、それが図２（ｂ）に示すような電圧変動となり、しかもその値が大きいと、バックライト回路２に輝度の変動が生じる可能性がある。同時に、定電圧回路３の出力に他の機器が接続されたものでは、そのオンとオフとの電流差により、図２（ｂ）に示すような瞬間的な電圧変動が生ずると、それが他の機器に影響し、特に、オーディオ回路、画像回路に影響を与える可能性がある。この対策として、オーディオ回路、画像回路に影響を与えるような電圧変動を生じないようにするには、バックライト回路２の電源に大容量のコンデンサ等を接続する必要があり、そのスペースの確保に問題があった。

特許文献１では、ＰＷＭ信号の繰り返しパルス周波数に影響されないように、正確にＬＥＤの通電電流値を把握し、フィードバック制御により、前記定電圧回路の出力を安定化させ、ＬＥＤを所望の明るさに安定化させようとしている。
即ち、ＬＥＤを駆動する駆動信号を発生する定電圧回路と、前記駆動信号によって前記ＬＥＤが駆動されるときの、前記ＬＥＤに印加される駆動電流値、駆動電圧値、または当該ＬＥＤの輝度に応じた信号を測定する測定回路と、前記測定回路により測定された測定信号をサンプリングするサンプリング回路と、前記測定信号の波形に応じて、少なくとも前記サンプリングのタイミングを制御する制御回路を具備し、前記ＬＥＤに加える電流または電圧をどうのように変化させるかという指針となるフィードバック信号を、定電圧回路に出力している。即ち、測定回路で前記ＬＥＤに印加される駆動電圧値を監視し、これが一定となるように、定電圧回路を制御している。

このように、特許文献１においては、ＬＥＤの輝度を所定値に維持することができるように、測定回路でＬＥＤに印加される駆動電圧値を監視し、これが常に所望の値となるように制御するものである。そのため、測定信号の波形に応じてサンプリングのタイミングを制御し、所望の測定信号の波形を選んでサンプリングすることにより、測定信号が精度良くサンプリングされ、ＬＥＤの輝度を所定値に維持することができるものである。
特開２００７−２８７９６４号公報

一般に、ＬＥＤはＰＷＭ信号によってＬＥＤの明るさを調整しているが、このＰＷＭ信号の繰り返しパルス周波数の高いときでも、低いときでも、短時間に電流や電圧等の測定値を精度良くサンプリングする必要がある。そこで、特許文献１は、例えば、検出波形にオーバーシュート、アンダーシュート、リンギング等の波形の歪みがある場合には、その測定値を精度良くサンプリングすることができないという問題点をフィードバック制御によって解消しようとしたものである。

ところが、特許文献１の技術は、定電圧回路から出力される実際のＬＥＤの電流によってフィードバック制御しているが、オーバーシュート、アンダーシュート、リンギング等の波形の歪みは、元々定電圧回路内の内部抵抗及び制御系に起因する可能性が高く、また、定電圧回路を所望の出力容量とすると全体の装置が高価となる問題がある。そして、定電圧回路は、バッテリまたは発電機の電源側からみれば負荷となり、特に、定電圧回路以降の回路の負荷が大きくなるときには、電源側からみれば定電圧回路も加わり、負荷がより大きくなるから、それを補う制御は大容量のコンデンサを接続する等の対応に限られてくる。しかし、それを満たすコンデンサを使用するとなると、大型化されてしまうという問題がある。
そこで、一般的には、変動する電源電圧の最低の電圧を動作電圧とし、それが最高の電源電圧との差が大きい場合には、図１の直列抵抗Ｒを接続し、その電圧降下により熱として消費させ、所望の最低電圧を得ている。特に、その最高と最低の電圧差がＬＥＤの順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆよりも大きい場合、最低動作電圧に合わせた設計では定常時にＬＥＤ１個分以上のエネルギ損失を発生させていることになる。

そこで、この発明はかかる不具合を解決するためになされたもので、定電圧回路を使用することなくＬＥＤの明るさが供給される電圧に依存されることなく、任意の明るさに設定調節でき、かつ、小型化が可能で、エネルギ損失の少ない廉価なバックライト調光制御装置の提供を課題とするものである。

請求項１にかかるバックライト調光制御装置は、電源から供給される電力によって発光する１個以上直列接続したＬＥＤ直列回路と、前記ＬＥＤ直列回路が１回路または２回路以上並列接続してなる発光回路と、その発光回路に直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベース電圧を制御することにより前記トランジスタのエミッタ電流を設定自在とした電流制御回路と、その電流制御回路に直列接続され、その通電電流を決定すると共に、前記発光回路の前記トランジスタの通電電流を決定する電流出力回路と、前記発光回路の電流をＰＷＭする変調回路を具備し、前記電源から前記発光回路に供給する電圧を電圧検出回路で検出し、前記電圧検出回路によって検出された電圧の値によってＰＷＭのパルス幅を調整するものである。
ここで、上記発光回路を構成する１個以上直列接続したＬＥＤ直列回路には、電流調整用の抵抗を直接接続してもよいし、またはそれを省略してもよい。即ち、ＬＥＤの電流値を電源電圧に応じた所定の値に制限するものであればよく、ダイオードの使用も可能である。また、回路インピーダンスが大きいときには省略することができる。上記電力を供給する電源は、車載用バッテリまたは発電機出力とすることができる。
また、上記ＬＥＤの電流を通電制御する電流制御回路は、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベース電圧を制御することにより可変としたものであり、入力抵抗が非常に大きくなる回路であればよい。
そして、上記ＬＥＤ直列回路の前記トランジスタの通電電流を可変制御する電流出力回路は、前記電流制御回路に直列接続され、前記電流制御回路に通電される通電電流を決定するものであればよい。
更に、上記電圧検出回路は、前記電源から前記発光回路に供給している電圧を検出するものであり、高いインピーダンスを有するものであればよい。
更にまた、上記変調回路は、前記発光回路の電流をＰＷＭ信号で点滅させるものであるから、直列回路の＋Ｂ側であっても、アース側であっても、その間に接続されてもよい。何れにせよ、前記変調回路は、前記電圧検出回路によって検出された電圧の値によって、例えば、電圧が降下したときにはＬＥＤ直列回路の電流が減少するので、それを補うために幅広に、電圧が上昇したときには逆に幅狭に変調をかけ、発光回路のＬＥＤの明るさが一定になるようにする。

請求項２にかかるバックライト調光制御装置の前記電流制御回路は、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換した出力を、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベースに印加し、前記トランジスタのエミッタ電流として通電制御するものである。
ここで、ベースに印加するＤ／Ａ変換した出力は、デジタル的に明るさを調整するものであるが、デジタル処理した出力をエミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベースにアナログ出力として印加するものであり、その信号処理及び入出力までもがアナログ、デジタルを特定するものではない。

請求項３にかかるバックライト調光制御装置の前記電流出力回路は、カレントミラー回路を構成するものである。
ここで、カレントミラー回路としては、バイポーラトランジスターによるワイドラー型カレントミラー、ベース電流補償型カレントミラー、ＭＯＳ−ＦＥＴワイドラー・カレントミラー、ウイルソン・カレントミラー、高精度ウイルソン・カレントミラー、スーパーリニア・サーキット等の回路として実施することができる。

請求項４にかかるバックライト調光制御装置の前記電流制御回路は、前記電流制御回路のトランジスタのベース電圧を断続することにより、そのパルス幅変調を行うものである。このとき、前記電流制御回路の出力をＰＷＭ信号とすることにより、変調回路を兼ねることができ、回路構成が簡単化できる。

請求項１のバックライト調光制御装置によれば、電源から供給される電力によって発光するＬＥＤを１個以上直列接続してなるＬＥＤ直列回路が、１回路または２回路以上並列接続してなる発光回路と、前記発光回路に直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベース電圧を制御することにより前記ＬＥＤ直列回路のトランジスタのエミッタ電流を可変とした電流制御回路と、前記電流制御回路に直列接続され、前記電流制御回路に通電される通電電流を決定すると共に、前記発光回路の前記トランジスタの通電電流を決定する電流出力回路と、前記電源から前記発光回路に供給する電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路によって検出された電圧の値によって前記発光回路の電流をＰＷＭする変調回路とを具備するものである。
したがって、前記発光回路の１個以上直列接続してなるＬＥＤ直列回路は、前記電流制御回路のエミッタ・フォロワ接続としたＬＥＤ直列回路のトランジスタのベース電圧を制御することにより前記トランジスタのエミッタ電流を可変とすることができ、それによって明るさ調整を行うことができる。また、前記発光回路に電力を供給する電源電圧を電圧検出回路で検出し、その電源電圧に基づき前記発光回路に通電する変調回路のＰＷＭのデューティ比（オンパルスとオフパルスのパルス幅の比）を調整するものであるから、前記発光回路の印加電圧の低下した分だけパルス幅を広くすることにより、前記発光回路の明るさを所定の値に制御できる。
また、１個以上直列接続してなるＬＥＤ直列回路の動作電圧を、最高の電源電圧に設定して設計可能であり、その直列抵抗の値を大きくする必要がなくなり、電源電圧がＬＥＤの順方向電圧降下よりも大きな変動がある場合、直列抵抗を接続する代わりに１個以上のＬＥＤを接続でき、電圧調整のためのエネルギ損失を最小限とすることができる。
よって、定電圧回路を使用することなくＬＥＤの明るさが供給される電圧に依存されることなく、任意の明るさに設定調節できる。また、定電圧回路や大容量のコンデンサを不要とするから、小型化が可能であり、かつ、部品コストが低減でき、エネルギ損失が少なく、廉価とすることができる。

請求項２のバックライト調光制御装置の前記電流制御回路は、Ｄ／Ａ変換した出力を、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベースに印加し、前記トランジスタのエミッタ電流として通電制御することができるから、請求項１に記載の効果に加えて、前記電源電圧を検出する電圧検出回路と前記発光回路の電流をパルス幅変調する変調回路の信号処理を単一のマイクロコンピュータで行うことができる。

請求項３のバックライト調光制御装置の前記電流出力回路は、カレントミラー回路とするものであるから、請求項１または請求項２に記載の効果に加えて、ＬＥＤの配列個数に制限されることなく、広い面を均一な明るさ、均一な輝度にすることができる。

請求項４のバックライト調光制御装置の前記電流制御回路は、前記電流制御回路のトランジスタのベース電圧を断続して変調することにより、そのパルス幅変調を行うものであるから、請求項１乃至請求項３の何れか１つに記載の効果に加えて、前記電流制御回路で前記変調回路を兼用でき、回路構成が簡単化できる。

[実施の形態１]
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて説明する。なお、実施の形態において、図中、同一記号及び同一符号は、同一または相当する機能部分であるから、ここでは重複する説明を省略する。

図３は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の全体構成図、図４は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の要部回路図である。図５（ａ）は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の電圧とパルス幅との関係を示す特性図、（ｂ）は電源電圧と動作可能電圧範囲との関係を示す特性図である。図６は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置のＰＷＭ信号波形の説明図、図７は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の主制御回路で実行するプログラムのフローチャートである。

図において、電源電圧+Ｂはバッテリ及び／または発電機から供給されるエネルギ源の電圧である。電源電圧+Ｂの電圧は、Ａ／Ｄ変換回路からなる電圧検出回路１０でその電圧を検出している。その電圧検出回路１０の出力は、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）からなる主制御回路１１に入力している。また、マイクロコンピュータからなる主制御回路１１は、内蔵するカウンタをアップ・ダウンするスイッチを有する明暗調節器１２が接続されている。そして、主制御回路１１に内蔵するカウンタの出力は、Ｄ／Ａ変換回路１３のデジタル入力に接続されている。
なお、本実施の形態では、主制御回路１１として、アナログ入力及びアナログ出力の端子付マイクロコンピュータを使用する場合には、Ａ／Ｄ変換回路からなる電圧検出回路１０及びＤ／Ａ変換回路１３を省略し、アナログ入出力端子付マイクロコンピュータで使用することができる。

電源電圧+Ｂを印加した抵抗Ｒ0と、ＬＥＤを複数個直列接続した回路のＬＥＤ01，ＬＥＤ02，・・・，ＬＥＤ0mは、ＬＥＤ直列回路Ｓ0を構成している。このＬＥＤ直列回路Ｓ０には、必要数の抵抗Ｒ1とＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ1mからなるＬＥＤ直列回路Ｓ１、抵抗Ｒ2とＬＥＤ21，ＬＥＤ22，・・・，ＬＥＤ2mからなるＬＥＤ直列回路Ｓ２、・・・・、抵抗ＲnとＬＥＤn1，ＬＥＤn2，・・・，ＬＥＤnmからなるＬＥＤ直列回路Ｓｎが並列接続されている。ここで、抵抗Ｒ0、Ｒ1、Ｒ2、・・・は、必要に応じて配設されるものであり、必ずしも必要とするものではない。ＬＥＤ直列回路Ｓ０またはＬＥＤ直列回路Ｓ０に並列接続されたＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎは、必要数のＬＥＤを発光させる発光回路２０を構成している。なお、前記ｎは整数で、ＬＥＤ直列回路の回路数である。また、前記ｍは整数で、ＬＥＤの直列接続した個数である。

なお、ここで、トランジスタＴＲのコレクタ側の複数個直列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ０のＬＥＤ01，ＬＥＤ02，・・・，ＬＥＤ0mは、ＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの複数個直列接続したＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ1m、ＬＥＤ21，ＬＥＤ22，・・・，ＬＥＤ2m、・・・、ＬＥＤn1，ＬＥＤn2，・・・，ＬＥＤnmと直列接続する個数が少なくとも１個以上少なくなるのが一般的である。即ち、トランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電圧降下及び抵抗ｒ0による増幅補正の程度によって個数が決定される。トランジスタＴＲ0のベースとアースとの間には、トランジスタＴＲ0自体のベース・エミッタ間抵抗を介して接続されており、抵抗ｒ0、ｒ1はそれらを補正するものである。

発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ０のＬＥＤ01のカソード側は、トランジスタＴＲのコレクタ側に直列接続され、そのトランジスタＴＲのエミッタ側をアース側とし、抵抗ｒ0を介してトランジスタＴＲ0のコレクタ側に接続されている。トランジスタＴＲはエミッタ・フォロワ接続とされており、ベース抵抗ｒ1を介して加えられる電圧によってトランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電流ｉ0が決定される。このエミッタ・フォロワ接続されたトランジスタＴＲは電流制御回路２１を構成する。即ち、発光回路２０の特定のＬＥＤ直列回路Ｓ０に直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御することによりトランジスタＴＲのエミッタ電流を設定する電流制御回路２１を構成する。

電流制御回路２１に直列接続されているトランジスタＴＲ0のコレクタとベースは短絡されていて、トランジスタＴＲ0はエミッタ間にダイオードの特性を利用するものであるから、このトランジスタＴＲ0の順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆは順方向電流Ｉｆによって決定され、図５（ａ）の特性図の如くなる。トランジスタＴＲ0の順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆは他のトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲｎのベース電圧となっているから、トランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲｎは、ＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの各電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉｎをＬＥＤ直列回路Ｓ０で特定された電流ｉ0に論理的に等しい値（正確には「略等しい」）とする。このトランジスタＴＲ0は、電流制御回路２１に直列接続され、電流制御回路２１に通電される通電電流ｉ0を決定すると共に、発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続されたトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲｎの各電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉｎを決定する電流出力回路２２を構成している。そして、本実施の形態の電流出力回路２２は、電流制御回路２１に通電される通電電流ｉ0，ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnを特定するＬＥＤ直列回路Ｓ０,Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのトランジスタＴＲ0，ＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnの通電電流を均一化するカレントミラー回路を構成している。

即ち、電源電圧+ＢによってトランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電流ｉ0が決定され、それがトランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧となる。同時に、それがトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnのベース電圧となり、トランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧が印加されているので、トランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnも電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉｎを流し、複数個直列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのＬＥＤの明るさも電流ｉ0に比例する。なお、図３では、ＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの電流を電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnと個別に示しているが、トランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧がトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnのベース電圧となるから、電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnの全てが電流i0と略等しくなる。

また、トランジスタＴＲ0と、発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎに直列接続されたトランジスタＴＲ1、ＴＲ2、・・・、ＴＲｎのエミッタは一括接続され、スイッチング素子ＦＥＴを介してアースに接続されている。スイッチング素子ＦＥＴとしては、ノーマリオフ型のＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、ソース端子が電源側に接続され、ドレイン端子がアースに接続されている。スイッチング素子ＦＥＴは、ゲート抵抗ｒfを介してゲート端子に主制御回路１１の出力であるＰＷＭ信号が導かれている。このスイッチング素子ＦＥＴは、主制御回路１１と共に、電圧検出回路１０によって検出された電圧の値によって発光回路２０の電流をＰＷＭ（パルス幅変調）する変調回路２３を構成している。なお、検出された電圧の値と発光回路２０のＰＷＭのオン時間のパルス幅との関係は、マップを利用してもよいし、計算によって算出してもよい。

電流制御回路２１のベース抵抗ｒ1を介してのトランジスタＴＲの入力は、本実施の形態では、主制御回路１１に内蔵するカウンタの出力を入力するＤ／Ａ変換回路１３のアナログ出力とし、ＬＥＤの明るさを決定するものであるから、本発明を実施する場合には、独自の回路を使用してベース電圧を付与してもよい。例えば、人為的に所定の図示しない回路の出力をボリューム等で可変して所定の電圧とするものでもよい。いずれにせよ、トランジスタＴＲのベースに印加している電圧の大きさによって、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの電流ｉ0，ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnを経てＬＥＤの明るさを調節できればよい。
しかし、本実施の形態のように、主制御回路１１にＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの電流ｉ0，ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnのデータがあると、設定された明るさを基準にトランジスタＴＲのベースに印加している電圧の大きさを変更したり、ＰＷＭ信号によってオンまたはオフのパルス幅を制御することができる。

本実施の形態のバックライト調光制御装置では、トランジスタＴＲの調光、即ち、明るさを制御するベース電圧によって、トランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電流がベース電圧として決定され、それがトランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧降下となり、同時に、そのトランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧降下は、複数個並列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnのベース電圧となり、トランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnのベース・エミッタ間電圧もトランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧降下と同一とし、各ＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのＬＥＤの明るさも、それらＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの電流ｉ1，ｉ2，・・・，ｉnを電流ｉ0と同一とすることによって、トランジスタＴＲのコレクタ側のＬＥＤ直列回路Ｓ０及びＬＥＤ直列回路Ｓ０に複数個並列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ1m、ＬＥＤ21，ＬＥＤ22，・・・，ＬＥＤ2m、・・・、ＬＥＤn1，ＬＥＤn2，・・・，ＬＥＤnmの明るさを同一とすることができる。

本実施の形態のバックライト調光制御装置の主制御回路１１では、図７に示すように制御される。
図７において、ステップＳＴ１で明暗調節器１２からの明暗入力信号の到来を判断し、ステップＳＴ１で明暗入力信号の到来があったとき、ステップＳＴ２で内蔵するカウンタをアップまたはダウンさせてそのデジタル値を変化させ、Ｄ／Ａ変換回路１３のアナログ値を変更し、トランジスタＴＲのベース電圧を変更する。これによりコレクタ・エミッタ間の電流ｉ0が決定され、それがトランジスタＴＲ0のベース・エミッタ間電圧となるので、発光回路２０を構成するＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎは、変調回路２３のＰＷＭ信号によって所定のデューティ比で点滅させることができる。したがって、発光回路２０は所定の明るさとなる。

ステップＳＴ１で明暗調節器１２からの明暗入力信号の到来を判断し、ステップＳＴ１で明暗入力信号の到来がなかったとき、ステップＳＴ３で発光回路２０を所定の明るさとしたコレクタ・エミッタ間の電流ｉ0を流すトランジスタＴＲのベース電圧を出力しているＤ／Ａ変換回路１３のデジタル値ＶBを、明るさの指標としてベース電圧メモリＭBに格納する。次に、ステップＳＴ４で電源電圧メモリＭVに、このときの電圧検出回路１０で検出した電源電圧+Ｂを、現在の明るさが現在の電源電圧+Ｂに依存することを確認するため現在の電圧ＶTとして格納する。
ステップＳＴ５でこのとき、主制御回路１１から変調回路２３に出力するＰＷＭ信号の通電を行うデューティ比を特定する。これを主制御回路１１から出力するＰＷＭ信号のオンパルス幅メモリＭWにオンパルス幅ＰWとして格納する。ベース電圧メモリＭBに格納したデジタル値ＶB、電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶT、オンパルス幅メモリＭWに格納したオンパルス幅ＰWは、このルーチンの基準となるものである。このとき、図６（ａ）に示すようになる。図６（ａ）の電流ｉ0の閾値が、ステップＳＴ１及びステップＳＴ２のルーチンで設定された値である。

ステップＳＴ６でそのときの電源電圧+Ｂの現在の電圧ＶxからステップＳＴ４で電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が許容誤差ΔＶの範囲内であるか判断する。許容誤差ΔＶの範囲内であれば、ステップＳＴ１乃至ステップＳＴ６のルーチンを繰り返し実行する。
しかし、ステップＳＴ６でそのときの電源電圧+Ｂの現在の電圧ＶxからステップＳＴ４で電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が許容誤差ΔＶの範囲内でないと判断したとき、ステップＳＴ７で電源電圧+Ｂの現在の電圧Ｖxから電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が負の値のとき、先の設定よりも電源電圧+Ｂが降下したことを意味するから、それにより、電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下が低下する。この電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下は、発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続されたトランジスタＴＲ1、ＴＲ2、・・・、ＴＲｎのベース電圧の低下となり、発光回路２０の明るさが減少する。したがって、それを補償するため、主制御回路１１の出力のＰＷＭ信号のオンパルス幅ＰＷのオン時間を長くする。このとき、オンパルス幅ＰＷのオン時間は、図６（ｂ）に示すようになる。図６（ｂ）において、減少した電流と基準となるオンパルス幅の積Ｗ1は、減少した電流と増加させたオンパルス幅の積Ｗ2と略等しくなる。

逆に、ステップＳＴ７で電源電圧+Ｂの現在の電圧Ｖxから電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が正の値のとき、先の設定よりも電源電圧+Ｂが上昇したことを意味するから、それにより、電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下が高くなる。この電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下は、発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ1、Ｓ2、・・・、Ｓnに直列接続されたトランジスタＴＲ1、ＴＲ2、・・・、ＴＲｎのベース電圧の上昇となり、発光回路２０の明るさが明るくなる。したがって、それを補償するため、主制御回路１１の出力のＰＷＭ信号のオンパルス幅ＰＷのオン時間を短くする。このとき、オンパルス幅ＰＷのオン時間は、図６（ｃ）に示すようになる。図６（ｃ）において、増加した電流と制御後のオンパルス幅の積Ｗ3は、基準となる電流と減少させたオンパルス幅の積Ｗ4と略等しくなる。

図５（ｂ）に示すように、電源電圧+Ｂの現在の電圧Ｖxから電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が正または負のとき、先の設定よりも電源電圧+Ｂが上昇または降下したことを意味するから、それにより、電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下が高くなるか、低くなる。これは発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ1、Ｓ2、・・・、Ｓnに直列接続されたトランジスタＴＲ0，ＴＲ1、ＴＲ2、・・・、ＴＲｎのベース電圧の上昇または降下となり、発光回路２０の明るさが変化する。したがって、それを補償するため、主制御回路１１の出力のＰＷＭ信号のオンパルス幅ＰＷのオン時間を変化させるものである。したがって、定電圧回路を使用することなく、発光回路２０のＬＥＤの明るさを一定にできる。

このように、本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置は、電源の電源電圧+Ｂとして供給される電力によって発光する１個以上直列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎと、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続され、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎが１回路または２回路以上並列接続してなる発光回路２０と、発光回路２０の特定のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御することによりトランジスタＴＲのエミッタ電流を設定する電流制御回路２１と、電流制御回路２１に直列接続され、前記電流制御回路に通電される通電電流を決定すると共に、前記発光回路の各々のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの通電電流を決定する電流出力回路２２と、電源電圧+Ｂの電源から発光回路２０に供給している電圧を検出する電圧検出回路１０と、電圧検出回路１０によって検出された電圧の値に基づき発光回路２０の前記各々のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに流れる電流をＰＷＭするステップＳＴ３乃至ステップＳＴ７からなる変調回路２３を具備するものである。

したがって、電圧検出回路１０によって電源電圧+Ｂの現在の電圧を主制御回路１１で検出し、主制御回路１１において電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が正または負のとき、先の設定よりも電源電圧+Ｂが上昇または降下したことを意味するから、それにより、電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下が高くなるか、低くなる。これは発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎに直列接続されたトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲｎのベース電圧の上昇または降下となり、発光回路２０の明るさが変化する。それを補償するため、主制御回路１１の持つ変動電圧と増減するオンパルス幅の変動する関係をマップから、または計算で算出し、特定のＰＷＭ信号のオンパルス幅ＰＷのオン時間を選択し、その出力を変化させる。
よって、定電圧回路を使用することなく、発光回路２０のＬＥＤの明るさが供給される電圧に依存されることなく、任意の明るさに設定調節でき、しかも、小型化が可能で、廉価なバックライト調光制御ができる。

しかも、電流制御回路２１としてのエミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電流においても、電源電圧+Ｂから供給されるＬＥＤ01，ＬＥＤ02，・・・，ＬＥＤ0mからなるＬＥＤ直列回路Ｓ0も発光に寄与するように構成されているから、最も無駄のない電力使用となる。
ここで、上記ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎを構成する１個以上直列接続した発光回路２０のＬＥＤ01，ＬＥＤ02，・・・，ＬＥＤ0m、ＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ2m、ＬＥＤn1，ＬＥＤn2，・・・，Ｄnmに接続する抵抗Ｒ0,Ｒ1，・・・，Ｒnは、ＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ1m、ＬＥＤ21，ＤＬＥＤ22，・・・，ＬＥＤ2m、・・・、ＬＥＤn1，ＤＬＥＤn2，・・・，ＬＥＤnmの電流値を所定の値以下に制限するものである。したがって、ダイオードの使用も可能である。また、回路インピーダンスが大きいときには省略することもできる。

上記実施の形態のバックライト調光制御装置の電流制御回路２１は、Ｄ／Ａ変換した出力を、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベースに印加し、トランジスタＴＲのエミッタ電流として通電制御することができるから、電源電圧+Ｂを検出する電圧検出回路１０と発光回路２０の電流をＰＷＭ信号とする変調回路２３の信号処理を単一のマイクロコンピュータで行うことができる。即ち、本実施の形態の主制御回路１１として、アナログ入出力の端子付マイクロコンピュータを使用する場合には、電圧検出回路１０及びＤ／Ａ変換回路１３をそのアナログ入力端子、アナログ出力端子を使用することができる。

上記実施の形態のバックライト調光制御装置の電流制御回路２１は、カレントミラー回路とするものであるから、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳｎのＬＥＤの配列個数に制限されることなく、広い面を均一な明るさ、均一な輝度にすることができる。
[実施の形態２]

上記実施の形態のバックライト調光制御装置の電流制御回路２１は、トランジスタＴＲを定電流源とし、変調回路２３でＰＷＭ信号を出力するものであるが、本発明を実施する場合には、電流制御回路２１のトランジスタＴＲのベース電圧を断続して変調することにより、そのＰＷＭ信号を行うこともできる。
図８がその事例の回路である。図８は本発明の実施の形態２におけるバックライト調光制御装置の全体構成図である。
主制御回路１１のＰＷＭ信号を、主制御回路１１のＤ／Ａ変換回路１３の出力を断続するタイミングとするだけで実施できる。他の構成及び作用は図３に示した実施例と同一であるから、その説明を省略する。
この実施の形態では、電流制御回路２１で変調回路２３を兼用でき、回路構成が簡単化できる。

このように、本発明の実施の形態２におけるバックライト調光制御装置は、電源の電源電圧+Ｂとして供給される電力によって発光する１個以上直列接続したＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎと、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続され、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎが１回路または２回路以上並列接続してなる発光回路２０と、発光回路２０の特定のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御することによりトランジスタＴＲのエミッタ電流を設定する電流制御回路２１と、電流制御回路２１に直列接続され、前記電流制御回路に通電される通電電流を決定すると共に、前記発光回路の各々のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎの通電電流を決定する電流出力回路２２と、電源電圧+Ｂの電源から発光回路２０に供給している電圧を検出する電圧検出回路１０と、電圧検出回路１０によって検出された電圧の値に基づき発光回路２０の前記各々のＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・，Ｓｎに流れる電流を電流制御回路２１のトランジスタＴＲのベース電圧を制御することによりＰＷＭするステップＳＴ３乃至ステップＳＴ７からなる変調回路２３を具備するものである。

したがって、電圧検出回路１０によって電源電圧+Ｂの現在の電圧を主制御回路１１で検出し、主制御回路１１において電源電圧メモリＭVに格納した電圧ＶTを減算し、その差が正または負のとき、先の設定よりも電源電圧+Ｂが上昇または降下したことを意味するから、それにより、電流出力回路２２のトランジスタＴＲ0の電圧降下が高くなるか、低くなる。これは発光回路２０のＬＥＤ直列回路Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎに直列接続されたトランジスタＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲｎのベース電圧の上昇または降下となり、発光回路２０の明るさが変化する。それを補償するため、主制御回路１１の持つ変動電圧と増減するオンパルス幅の変動する関係をマップから、または計算で算出し、特定のＰＷＭ信号のオンパルス幅ＰＷのオン時間を選択し、その出力を変化させる。
よって、定電圧回路を使用することなく、発光回路２０のＬＥＤの明るさが供給される電圧に依存されることなく、任意の明るさに設定調節でき、しかも、小型化が可能で、廉価なバックライト調光制御ができる。

また、従来では、変動する電源電圧の最低の電圧を動作電圧とし、その最高の電源電圧との差が大きい場合には、図１の直列抵抗Ｒを接続し、そこで熱として消費させ、その電圧降下により所望の電圧を得ていた。しかし、本発明の実施の形態では、変動する電源電圧の最高の電圧を動作電圧として設計しても、電源電圧の変動に伴って通電時間で調整できるから、電源電圧の変動の電圧差がＬＥＤの順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆよりも大きい場合、直列抵抗に代えて、ＬＥＤ１個以上を接続できるからエネルギ損失を少なくすることができる。発光回路２０の定格電力も大きくできます。

即ち、従来の場合、電源電圧の最高の電圧と動作電圧との電圧差が、発光ダイオードの順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆ相当の場合、最低動作電圧に合わせた設計では、各ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎに対して、ＬＥＤ1個分のエネルギ損失を発生させることになるが、本実施の形態では、それをＬＥＤにすることができるので、各ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，ＳｎのＬＥＤの数を１個増やすことができ、その出力を大きくできます。ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，ＳｎのＬＥＤ01，ＬＥＤ02，・・・，ＬＥＤ0m、ＬＥＤ11，ＬＥＤ12，・・・，ＬＥＤ2m、ＬＥＤn1，ＬＥＤn2，・・・，Ｄnmに接続する抵抗Ｒ0,Ｒ1，・・・，Ｒnは、その値を順方向電圧（順方向電圧降下）Ｖｆ以下に小さくでき、それだけＬＥＤの個数を多くできる。

例えば、車両の場合、定常時、電源電圧が１３．５[Ｖ]であり、最低動作電圧が１０．５[Ｖ]とすると、３[Ｖ]分の順方向電圧（順方向電圧降下）ＶｆのＬＥＤを接続できることになる。
このとき、常に電流制御回路２１のエミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御することにより、トランジスタＴＲのエミッタ電流の電流ｉ0によって発光回路２０の明るさを設定し、変調回路２３のＰＷＭ信号によって電源電圧の変動に基づく電流ｉ0の変動を、所定のデューティ比のオンパルス幅を調整し、設定された明るさを一定としている。

このように、複数列からなるＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎは、その通電電流がアナログ制御され、電流及び電圧に変動が生じ得ない。また、必要な電力のみを通電するものであるから、エネルギの使用に無駄がない。特に、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのベース電圧を制御する電圧の供給回路とすることにより、定電圧回路の出力容量が小さくでき、しかも、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の電流が、ＬＥＤ直列回路Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，ＳｎのトランジスタＴＲ0，ＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲnのベース・エミッタ間の電圧を決定するものであるから、無駄な電流を流すことなく、エネルギ損失の少ないバックライト調光制御が可能となる。

図１は汎用されている公知の車両用のバックライト回路の電気回路図であり、（ａ）は定電圧回路を有していない回路、（ｂ）は定電圧回路を有している回路である。 図２は車両用のバックライト回路の電流波形（ａ）及び電圧波形（ｂ）である。 図３は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の全体構成図である。 図４は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の要部回路図である。 図５（ａ）は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の電圧とパルス幅との関係を示す特性図、（ｂ）は電源電圧と動作可能電圧範囲との関係を示す特性図である。 図６は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置のＰＷＭ信号波形の説明図である。 図７は本発明の実施の形態１におけるバックライト調光制御装置の主制御回路で実行するプログラムのフローチャートである。 図８は本発明の実施の形態２におけるバックライト調光制御装置の全体構成図である。

符号の説明

１０ 電圧検出回路
１１ 主制御回路
１３ Ｄ／Ａ変換回路
２０ 発光回路
２１ 電流制御回路
２２ 電流出力回路
２３ 変調回路
Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，・・・・，Ｓｎ ＬＥＤ直列回路
ＬＥＤ 発光ダイオード
ＴＲ、ＴＲ0，ＴＲ1，ＴＲ2，・・・，ＴＲn トランジスタ
ＦＥＴ スイッチング素子

Claims (4)

1. 電源から供給される電力によって発光する１個以上直列接続した発光ダイオード直列回路と、前記発光ダイオード直列回路に直列接続され、前記発光ダイオード直列回路が１回路または２回路以上並列接続してなる発光回路と、
   前記発光回路の特定の発光ダイオード直列回路に直列接続され、エミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベース電圧を制御することにより前記トランジスタのエミッタ電流を設定する電流制御回路と、
   前記電流制御回路に直列接続され、前記電流制御回路に通電される通電電流を決定すると共に、前記発光回路の前記各々の発光ダイオード直列回路の通電電流を決定する電流出力回路と、
   前記電源から前記発光回路に供給している電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路によって検出された電圧の値に基づき前記発光回路の前記各々の発光ダイオード直列回路に流れる電流をパルス幅変調する変調回路と
   を具備することを特徴とするバックライト調光制御装置。
2. 前記電流制御回路は、デジタル／アナログ変換した出力をエミッタ・フォロワ接続としたトランジスタのベースに印加し、前記トランジスタのエミッタ電流として設定することを特徴とする請求項１に記載のバックライト調光制御装置。
3. 前記電流出力回路は、カレントミラー回路とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のバックライト調光制御装置。
4. 前記電流制御回路は、前記電流制御回路のトランジスタのベース電圧を断続することにより、前記変調回路を兼ねることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１つに記載のバックライト調光制御装置。

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