JP2009284694A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石形同期電動機の制御方式を切り換えるときのショックを低減する。
【解決手段】電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１運転モードと、電動機電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて電動機速度を速度指令値に制御する第２運転モードと、を有し、第１→第２運転モードへの切換時に、電動機電流、端子電圧、電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、拡張誘起電圧の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、磁極位置推定誤差を用いて磁極位置推定値を初期化する手段と、電流指令値の角速度を用いて速度推定値を初期化する手段と、磁極位置推定誤差を用いて端子電圧、電流が急変しないように端子電圧指令値、電流指令値を初期化する手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、電動機の速度範囲に応じて各種の制御方式を切り換える際のショックを低減して電動機をスムースに加減速運転するための制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機の制御装置をコストダウンするため、回転子の磁極位置検出器を使用しないで運転する、いわゆるセンサレスベクトル制御が実用化されている。
センサレスベクトル制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置と速度とを演算し、これらに基づいて電流制御を行うことで高精度なトルク制御や速度制御を実現するものである。センサレスベクトル制御の例は、非特許文献１や特許文献１に開示されている。

しかしながら、センサレスベクトル制御は、低速時の安定性に課題がある。このため、低速域では、特許文献２に記載されているように、電流の振幅を一定、電流の角速度を速度指令値に制御することで、永久磁石形同期電動機の回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。このような運転方式を以下、「電流引き込み制御」と呼ぶ。

一方、突極性のない永久磁石形同期電動機を停止状態から加速して中高速域における安定した速度制御を行う際に、前記電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換える技術が、特許文献３に開示されている。
この従来技術では、電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときに磁束ベクトルの位相を演算し、これを利用して磁極位置推定値を初期化してからセンサレスベクトル制御を開始している。

ところで、端子電圧の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、端子電圧の角速度を速度指令値に制御する、いわゆる、Ｖ／ｆ制御は、センサレスベクトル制御よりも演算が簡単であるため、最高速度を高くすることができる。
特許文献４に記載されている従来技術によると、速度に応じてＶ／ｆ制御とセンサレスベクトル制御とを切り換えることで速度範囲を拡大し、制御方式を切り換えるときに、端子電圧及び電流が急変しないように電圧指令値と電流指令値とを補償することで切り換え時のショックを低減している。

特許第３４１１８７８号公報（段落［０１１２］〜［０１５９］、図１等） 特開２００１−１９００９３号公報（段落［０００２］〜［０００６］、図７等） 特開２００５−１１０４７３号公報（段落［０００８］〜［００１１］、図１等） 特許第３７８６０１８号公報（段落［００５２］〜［００７０］、図４等） Takashi Aihara, Akio Toba, Takao Yanase, Akihide Mashimo, Kenji Endo, 「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO.1, JANUARY 1999

特許文献３に記載された従来技術では、その［数式２］において、磁束の演算式に用いるインダクタンス値をｄ，ｑ軸インダクタンスの平均値により近似しており、回転子に突極性のある埋込磁石構造永久磁石形同期電動機に適用する場合、磁束演算値に誤差が発生する。また、特許文献３では電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御への切り換え方法については言及しているが、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御への切り換え方法については言及していない。
更に、特許文献４の段落［００５２］〜［００６９］に記載されている、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換える際の演算は、トルクと負荷角との関係に着目したものであり、その処理内容は複雑である。

そこで、本発明の解決課題は、比較的簡単な演算処理により、各種の制御方式をショックレスにて切り換え可能として広い速度範囲における電動機のスムースな加減速運転を実現した永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
前記拡張誘起電圧の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
この発明によれば、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御へ、ショックレスで切り換えることができる。

請求項２に係る発明は、上述した第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束を演算する手段と、
前記拡張磁束の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
請求項１における拡張誘起電圧の大きさは回転子の角速度に比例するのに対し、請求項２における拡張磁束の大きさは角速度によらず一定であるため、低速時にも演算を高精度化でき、電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えることができる。

請求項３に係る発明は、前記電動機の電圧指令値の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、前記電圧指令値の角速度を前記速度指令値に制御する第３の運転モードと、
前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
前記拡張誘起電圧の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電圧指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
この発明によれば、第３の運転モードであるＶ／ｆ制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御へ、ショックレスで切り換えることができる。

請求項４に係る発明は、上述した第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張磁束を演算する手段と、
前記拡張磁束の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
前記電圧指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
この発明によれば、請求項３に係る発明と比べると、低速時にも演算を高精度化でき、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えることができる。

請求項５に係る発明は、請求項２または請求項４の第２の運転モードにおいて、
前記電動機の電流、端子電圧、前記速度推定値から前記拡張磁束を演算する手段と、
前記拡張磁束の演算値から前記速度推定値及び前記磁極位置推定値を演算する手段と、
を備え、
第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記拡張磁束の演算値が急変しないようにこの拡張磁束の演算値を初期化する手段を備えたものである。
この発明では、第２の運転モードとしてのセンサレスベクトル制御における位置・速度推定演算を、磁束オブザーバにより推定した拡張磁束推定値に基づいて実現した場合にも、ショックレスで切り換えることができる。

請求項６に係る発明は、請求項２または請求項４の第２の運転モードにおいて、
前記電動機の電流、端子電圧、前記速度推定値から第２の拡張磁束を演算する手段と、
第２の拡張磁束演算値から前記速度推定値及び前記磁極位置推定値を演算する手段と、を備え、
第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、請求項２または請求項４において求めた拡張磁束演算値を用いて第２の拡張磁束演算値を初期化する手段を備えたものである。
この発明によれば、請求項５に係る発明よりも運転モード切り換え時の演算処理を簡略化することができる。

請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した制御装置において、
第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
少なくとも、前記電動機の電流及び端子電圧からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
この発明によれば、請求項１〜６に係る発明に比べて運転モード切り換え時のショックを低減することができる。

請求項８に係る発明は、請求項７記載の制御装置におけるトルク演算を具体化したものである。
すなわち、請求項８に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した制御装置において、
第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
少なくとも、前記電動機の電流及び前記拡張誘起電圧の演算値からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。

請求項９に係る発明は、請求項７記載の制御装置におけるトルク演算を、請求項８記載の制御装置とは別の形態で具体化したものである。
すなわち、請求項９に係る発明は、請求項２，４，５または６の何れか１項に記載した制御装置において、
第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
少なくとも、前記電動機の電流、前記拡張磁束の演算値からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、を備えたものである。

請求項１０に係る発明は、前述した第２の運転モードから第１の運転モードへ切り換えるときに、
前記電動機のトルク指令値から前記電流指令値を演算する手段と、
前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を演算する手段と、
前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電流指令値の角度を初期化する手段と、
前記速度推定値を用いて前記電流指令値の角速度が急変しないように前記電流指令値の角速度を補正する手段と、
前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、を備えたものである。
この発明によれば、第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御から第１の運転モードである電流引き込み制御へ、ショックレスで切り換えることができる。

本発明によれば、電動機の運転速度範囲に応じて各種の制御方式を切り換える際の端子電圧や電流の急変を防止してショックを低減することができる。これにより、速度範囲を拡大して永久磁石形同期電動機のスムースな加減速運転を実現することが可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は請求項１，８に相当する本発明の第１実施形態のブロック図である。
この第１実施形態は、特許文献２の電流引き込み制御から、非特許文献１の拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えるためのものである。

なお、永久磁石形同期電動機は、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）と、このｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかし、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して電気角速度ω_１で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。
上記ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を図７に示す。永久磁石形同期電動機の回転子のＮ極方向をｄ軸、このｄ軸から９０°進み方向をｑ軸、前記ｄ軸に対応する推定軸をγ軸、このγ軸から９０°進み方向をδ軸と定義する。
ただし、図７において、
ω_ｒ：ｄ，ｑ軸の電気角速度，ω_１：γ，δ軸の電気角速度（＝速度推定値），θ_ｅｒｒ：ｄ，ｑ軸に対するγ，δ軸の角度（角度差または磁極位置推定誤差ともいう）
とする。

始めに、図１における主回路の構成は以下の通りである。
５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。

次に、図１における電流引き込み制御時の動作を、制御装置の構成と共に説明する。
切換スイッチ２３の入力を「Ｓ１」に設定し、γ，δ軸の角速度ω_１を速度指令値ω^＊に制御する。電気角演算器２４は、γ，δ軸の角速度ω_１を積分してγ，δ軸の角度θ_１を演算する。
また、切換スイッチ２１ａ，２１ｂの入力を「Ｓ１」に設定し、第１の電流指令演算器４１は、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を数式１のように制御する。

ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂは、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊の低周波成分ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊を演算する。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、γ，δ軸の角度θ_１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。
γ軸電流指令値ｉ_γｆ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を減算器１９ａにより演算し、この偏差を電流調節器２０により増幅してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を演算する。一方、δ軸電流指令値ｉ_δｆ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を減算器１９ｂにより演算し、この偏差を電流調節器２０により増幅してδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を演算する。
これらの電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器１５によってγ，δ軸の角度θ_１に基づき相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、及び、電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の入力電圧Ｅ_ｄｃからゲート信号を生成する。電力変換器７０は、上記ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
これらの制御により、振幅がＩ_γ ^＊、角速度が速度指令値ω^＊に等しい電流ベクトルが発生して回転子が電流ベクトルに引き込まれ、回転子の角速度ω_ｒは速度指令値ω^＊に制御される。

次に、センサレスベクトル制御時の動作について説明する。なお、説明は電流引き込み制御と異なる部分を中心に行い、重複する箇所の説明は省略する。
速度指令値ω^＊と速度推定値ω_１との偏差を減算器１６により演算し、この偏差を速度調節器１７により増幅してトルク指令値τ^＊を演算する。
切換スイッチ２１ａ，２１ｂの入力を「Ｓ２」に設定し、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊に第２の電流指令演算器１８の出力を設定する。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊に基づいて、トルク／電流が最大になる条件でγ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を演算する。

ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ、減算器１９ａ，１９ｂ、電流調節器２０、電流座標変換器１４、電圧座標変換器１５の動作は、電流引き込み制御の場合と同じであり、これらによってγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δが指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊に一致するように相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が制御される。
一方、拡張誘起電圧演算器３１には、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ及び速度推定値ω_１が入力されており、拡張誘起電圧演算器３１は数式２により拡張誘起電圧を演算する。

図８は、拡張誘起電圧と角度差との関係を示すベクトル図である。拡張誘起電圧Ｅ_ｅｘは、回転子と直交方向であるｑ軸方向に発生する。図８から明らかなように、γ，δ軸で観測した拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差（＝磁極位置推定誤差）θ_ｅｒｒと等しい。これにより、拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘから角度差θ_ｅｒｒを検出することができる。
すなわち、図１における角度演算器３２は、拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘを数式３により演算し、この角度δ_Ｅｅｘを、数式４に示す如く磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}とする。

図１における切換スイッチ２３は、入力を「Ｓ２」に設定し、速度推定器３３は、磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を入力とするＰＩ調節器により速度推定値ω_１（γ，δ軸の角速度に等しい）を数式５により演算する。この速度推定値ω_１は、電気角演算器２４及び拡張誘起電圧演算器３１に入力される。

電気角演算器２４は、速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１（γ，δ軸の角度に等しい）を演算する。
上述した拡張誘起電圧演算器３１、角度演算器３２、速度推定器３３及び電気角演算器２４により、γ，δ軸とｄ，ｑ軸との角度差θ_ｅｒｒを零に収束させることができ、これによって磁極位置θ_１及び速度ω_１を正確に推定することが可能になる。これにより、電動機８０のトルク及び速度を正確に制御することができる。

次に、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理について、図９のベクトル図を使って説明する。
図９の左側に示す電流引き込み制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒは負荷トルクの増加関数である。一方、図９の右側のセンサレスベクトル制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒは、ほぼ零に制御される。
そこで、電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換える場合には、磁極位置推定値θ_１をｄ軸の角度に初期化し、この時に電圧指令ベクトルｖ^＊とローパスフィルタ２２ａ，２２ｂの出力の電流指令ベクトルｉ_ｆ ^＊とが切り換え前後で連続するように（急変しないように）初期化する。更に、トルク指令値τ^＊は切り換え前のトルクによって初期化し、電流指令ベクトルｉ^＊を、切り換え前のトルクを出力する値に演算する。

次に、上記原理に従って電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの演算処理について説明する。
電流引き込み制御を行った状態で、図１における拡張誘起電圧演算器３１は、拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδを求め、角度演算器３２は拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘを求める。
ここで、トルク演算器１１１は、上記拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδとγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ及び速度推定値ω_１を用いて、トルク演算値τ_ｃａｌｃを数式６により求める。

上記トルク演算値τ_ｃａｌｃが入力される速度調節器１７では、その出力であるトルク指令値τ^＊をトルク演算値τ_ｃａｌｃに初期化する。
また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω_１に初期化し、電気角演算器２４の出力θ_１を数式７により初期化する。

数式７における電気角補正値δ_ｃｏｍｐには、数式８により拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘ（磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）を用いる。

数式７によってγ，δ軸の角度θ_１をδ_ｃｏｍｐだけ補正したことに伴い、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂの出力である電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊、及び、電流調節器２０の出力であるγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を、磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}と、センサレスベクトル制御へ切り換える前のγ，δ軸電流検出値の前回値ｉ_{γ（ｎ−１）}，ｉ_{δ（ｎ−１）}、及び、γ，δ軸電圧指令値の前回値ｖ_{γ（ｎ−１）} ^＊，ｖ_{δ（ｎ−１）} ^＊を用いて、それぞれ数式９，数式１０により初期化する。

数式９、数式１０により求めた電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊及びγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊に従って電力変換器７０を制御することにより、センサレスベクトル制御に切り換える際の電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止し、ショックをなくすことができる。

次に、請求項２，９に相当する本発明の第２実施形態を説明する。図２は、第２実施形態を示すブロック図である。
第２実施形態は、第１実施形態における電気角補正値δ_ｃｏｍｐを、拡張磁束を用いて演算することで、低速時にも高精度に演算できるように改良したものであり、以下では、図２のブロック図について、図１と異なる箇所を中心に説明する。

まず、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御に切り換えるときの動作を説明する。
図２において、拡張磁束演算器３４は、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδからγ，δ軸拡張磁束演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδを数式１１により演算する。

図１０は、拡張磁束と磁極位置推定誤差との関係を示すベクトル図である。図１０に示すように、拡張磁束ベクトルΨ_ｅｘと拡張誘起電圧ベクトルＥ_ｅｘとは直交関係にあり、拡張磁束ベクトルΨ_ｅｘはｄ軸方向に発生する。従って、拡張磁束の角度δ_Ψｅｘからｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒを演算することができる。
図２における角度演算器３５はγ，δ軸拡張磁束演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδから拡張磁束の角度δ_Ψｅｘを数式１２により演算し、この角度δ_Ψｅｘから数式１３のように電気角補正値δ_ｃｏｍｐを求める。

数式１３に示す電気角補正値δ_ｃｏｍｐを利用して、先の第１実施形態と同様に、電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０を初期化する。
また、トルク演算器１１２は、γ，δ軸拡張磁束演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδとγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δとを用いて、トルク演算値τ_ｃａｌｃを数式１４により求める。

更に、速度調節器１７は、その出力であるトルク指令値τ^＊を数式１４により演算したトルク演算値τ_ｃａｌｃに初期化する。
また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω_１に初期化する。以後の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してセンサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。

次に、請求項２，５，９に相当する本発明の第３実施形態を説明する。図３は、第３実施形態を示すブロック図であり、この第３実施形態は、第１実施形態における位置・速度推定演算を、磁束オブザーバにより推定した拡張磁束推定値に基づいて行うことで、低速時にも安定に運転できるようにしたものである。
以下、図３において、図１と異なる箇所を中心に説明する。

まず、センサレスベクトル制御時の位置・速度推定演算について説明する。
磁束オブザーバ３６は、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ及び速度推定値ω_１から、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}を演算する。
ここで、磁束オブザーバ３６は、例えば本出願人による先願である特願２００８−１３０７９１に記載されているように構成されている。
すなわち、拡張磁束を含むγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δの状態方程式は数式１５、数式１６によって表される。

数式１５、数式１６において、ｄ，ｑ軸電流微分値ｐｉ_ｄ，ｐｉ_ｑを零に近似すると共に、速度推定値ω_１が速度実際値ω_ｒに一致していると近似し、更に、γ，δ軸端子電圧ｖ_γ，ｖ_δがそれぞれγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊に制御できていると近似することにより、磁束オブザーバを数式１７、数式１８により構成する。

なお、数式１７の右辺１行目は、物理的にγ，δ軸電流微分値に相当し、このうち、括弧内の演算結果は過渡電圧に相当する。すなわち、数式１７の右辺１行目は、具体的には、γ，δ軸電圧指令値（ここでは、γ，δ軸電圧検出値に等しい）から電機子抵抗電圧降下、電機子反作用電圧降下及び拡張誘起電圧を減算して過渡電圧を求め、求めた過渡電圧にｄ軸インダクタンスＬ_ｄの逆数を乗算してγ，δ軸電流微分値を演算している。
また、数式１７の右辺２行目は、電流推定値ｉ_{γδｅｓｔ}と電流検出値ｉ_γδとの偏差を増幅して演算される電流補正値に相当しており、数式１７の右辺１行目のγ，δ軸電流微分値と前記電流補正値との加算結果に基づいて電流推定値ｉ_{γδｅｓｔ}が演算されると共に、数式１８により、電流推定値ｉ_{γδｅｓｔ}と電流検出値ｉ_γδとの偏差を増幅することで拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγδｅｓｔ}が演算されることを示している。

次に、図３における角度演算器３７は、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}から拡張磁束推定値の角度δ_{Ψｅｘｅｓｔ}を数式１９により演算する。

速度推定器３３の入力である磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}は、拡張磁束推定値の角度δ_{Ψｅｘｅｓｔ}から数式２０により求める。

速度推定器３３は、磁極位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を入力とするＰＩ調節器により速度推定値ω_１を演算し、電気角演算器２４は速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１を演算する。

次に、第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの初期化処理について説明する。
前述した如く、磁束オブザーバ３６は、拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}を演算し、角度演算器３７は拡張磁束推定値の角度δ_{Ψｅｘｅｓｔ}を演算する。
電気角補正値δ_ｃｏｍｐは、拡張磁束推定値の角度δ_{Ψｅｘｅｓｔ}から数式２１により演算する。

電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ、及び、電流調節器２０の初期化処理は、第２実施形態と同じである。
また、磁束オブザーバ３６の出力は、数式２２により初期化する。

トルク演算器１１２は、γ，δ軸拡張磁束推定値Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}及びγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δを用いて、数式１４に準じた以下の数式によりトルク演算値τ_ｃａｌｃを求める。
τ_ｃａｌｃ＝Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}ｉ_δ−Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}ｉ_γ
そして、速度調節器１７の出力であるトルク指令値τ^＊をトルク演算値τ_ｃａｌｃに初期化する。また、速度推定器３３の積分器出力をγ，δ軸速度ω_１に初期化する。以後の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止して、センサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。

次に、請求項２，６，９に相当する本発明の第４実施形態を説明する。図４は、第４実施形態を示すブロック図である。
この第４実施形態は、第３実施形態における各部の初期化処理を、磁束オブザーバを利用せずに、拡張誘起電圧から拡張磁束を直接演算して行うことにより演算量を低減したものである。以下では、図４において図３と異なる箇所を中心に説明する。

第１の運転モードである電流引き込み制御から第２の運転モードであるセンサレスベクトル制御への切り換え処理は、以下の通りである。
図４において、第２実施形態と同様に、拡張誘起電圧演算器３１は拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδを求め、拡張磁束演算器３４は拡張磁束演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδを求め、角度演算器３５は拡張磁束の角度δ_Ψｅｘを演算する。また、拡張磁束の角度δ_Ψｅｘから、数式１３により電気角補正値δ_ｃｏｍｐを演算する。

電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御に切り換えるときの、トルク演算器１１２、電気角演算器２４，ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０の初期化処理は、第２実施形態と同じである。
磁束オブザーバ３６の出力Ψ_{ｅｘγｅｓｔ}，Ψ_{ｅｘδｅｓｔ}は、第３実施形態と同様に数式２２により初期化する。

次いで、請求項３，８に相当する本発明の第５実施形態を説明する。この第５実施形態は、第３の運転モードであるＶ／ｆ制御から、第２の運転モードである拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御へショックレスで切り換えるためのものである。

図５は第５実施形態を示すブロック図であり、始めにＶ／ｆ制御時の動作について説明する。
図５において、切換スイッチ２６の入力を「Ｓ３」に設定し、γ，δ軸の角速度ω_１を速度指令値ω^＊に制御する。電気角演算器２４は、γ，δ軸の角速度ω_１を積分してγ，δ軸の角度θ_１を演算する。
また、切換スイッチ２５ａ，２５ｂの入力を「Ｓ３」に設定し、ｆ／Ｖ変換器４２は、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を零、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊を速度指令値ω^＊にほぼ比例して制御する。

一方、センサレスベクトル制御時には、切換スイッチ２６の入力を「Ｓ２」に設定し、γ，δ軸の角速度ω_１を速度推定器３３により演算し、切換スイッチ２５ａ，２５ｂの入力を「Ｓ２」に設定して、電流調節器２０によりγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を制御する。詳細な動作は、図１に示した第１実施形態と同様である。

次に、Ｖ／ｆ制御時からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理について、図１１のベクトル図を用いて説明する。
図１１の左側に示すように、Ｖ／ｆ制御の場合、電圧指令ベクトルｖ^＊はδ軸方向に制御され、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒは負荷トルクの増加関数である。一方、図１１の右側に示すセンサレスベクトル制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒは、ほぼ零に制御される。
そこで、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときに、磁極位置推定値θ_１をｄ軸の角度に初期化し、このときに電圧指令ベクトルｖ^＊が切り換え前後で連続するように初期化する。更に、トルク指令値τ^＊を切り換え前のトルクにより初期化し、電流指令ベクトルｉ^＊を、切り換え前のトルクを出力する値に演算する。ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂから出力される電流指令ベクトルｉ_ｆ ^＊は、切り換え前の電流値によって初期化する。

次に、Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御へ切り換えるときの演算処理について説明する。
図５において、拡張誘起電圧演算器３１は拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδを求め、角度演算器３２は、拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘを数式３により演算する。
第１実施形態と同様に、速度調節器１７の出力は、トルク演算器１１１により求めたトルク演算値τ_ｃａｌｃによって初期化し、電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０は、拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘから演算した電気角補正値δ_ｃｏｍｐを利用して初期化する。初期化方法は、第１実施形態と同じである。
この第５実施形態においても、電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してセンサレスベクトル制御に切り換える際のショックをなくすことができる。

なお、図５における拡張誘起電圧演算器３１の代わりに、図３に示したように磁束オブザーバ３６及び角度演算器３７を用いて拡張磁束の角度δ_{Ψｅｘｅｓｔ}及び位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を求め、これを電気角補正値δ_ｃｏｍｐとして用いて、センサレスベクトル制御への切り換え時に電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０を初期化しても良い。
この着想は、請求項４に係る発明に相当する。

最後に、請求項１０に相当する本発明の第６実施形態を説明する。図６は、第６実施形態のブロック図を示している。
この第６実施形態は、第２の運転モードである拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御から第１の運転モードである電流引き込み制御へショックレスで切り換えるためのものである。

まず、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御への切り換え処理の原理について、図１２のベクトル図を使って説明する。
図１２の左側に示すセンサレスベクトル制御の場合、トルク／電流が最大になるように電流指令ベクトルｉ^＊を制御するが、図１２の右側の電流引き込み制御の場合には、一般に、電流指令値を一定に制御し、電流指令ベクトルｉ^＊の方向をγ軸と定義して制御演算を行う。
そこで、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御へ切り換えるときに、切り換え前後でトルクが変化しないように電流指令値を演算し、ｄ軸と電流指令ベクトルｉ^＊との角度差δ_ｉを演算し、この角度差δ_ｉを用いてγ，δ軸の角度θ_１を初期化する。これと同時に、電圧指令ベクトルｖ^＊とローパスフィルタ２２ａ，２２ｂから出力される電流指令ベクトルｉ_ｆ ^＊とが切り換え前後で連続するように初期化する。

次に、センサレスベクトル制御から電流引き込み制御に切り換えるときの演算処理について説明する。
図６における電流指令初期値演算器１２１は、電流指令値を振幅Ｉ_γ ^＊に制御したときにトルクを指令値τ^＊に制御する。ｄ，ｑ軸におけるｑ軸電流指令値ｉ_ｑ１ ^＊を、数式２３により近似的に演算する。

一方、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ１ ^＊は、電流指令値振幅Ｉ_γ ^＊とｑ軸電流指令値ｉ_ｑ１ ^＊とから、数式２４により演算する。

ｄ軸と電流指令ベクトルｉ^＊との角度差δ_ｉは、数式２５により演算する。

電気角補正値δ_ｃｏｍｐは、角度差δ_ｉを利用して数式２６とする。

電気角演算器２４、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ及び電流調節器２０は、電気角補正値δ_ｃｏｍｐを利用して初期化する。この初期化方法は、第１実施形態と同様である。
角速度補償器１２３は、γ，δ軸の角速度ω_１が切り換え時に急変しないように、電流引き込み制御開始から角速度補償値ω_{１ｃｏｍｐ}を演算し、加算器１２４は速度指令値ω^＊と角速度補償値ω_{１ｃｏｍｐ}とを加算してγ，δ軸の角速度ω_１を演算する。
図１３は、角速度補償器１２３の動作原理を示している。角速度補償値ω_{１ｃｏｍｐ}の初期値は、速度推定値ω_１と、電流引き込み制御への切り換え直前に減算器１２２により演算した速度指令値ω^＊との偏差とし、その後、角速度補償値ω_{１ｃｏｍｐ}を所定の変化率で零に低減させる。
この第６実施形態によれば、電流引き込み制御に切り換える際の電動機８０の電流及び端子電圧の急変を防止してショックをなくすことができる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態を示すブロック図である。 γ，δ軸の定義を示す図である。 拡張誘起電圧と角度差（磁極位置推定誤差）との関係を示すベクトル図である。 電流引き込み制御からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。 拡張磁束と磁極位置推定誤差との関係を示す図である。 Ｖ／ｆ制御からセンサレスベクトル制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。 センサレスベクトル制御から電流引き込み制御への切り換え処理の原理を示すベクトル図である。 角度補償器の動作原理を示す図である。

符号の説明

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１６ 減算器
１７ 速度指令演算器
１８ 電流指令演算器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ 電流調節器
２１ａ，２１ｂ 切換スイッチ
２２ａ，２２ｂ ローパスフィルタ
２３ 切換スイッチ
２４ 電気角演算器
２５ａ，２５ｂ 切換スイッチ
２６ 切換スイッチ
３１ 拡張誘起電圧演算器
３２ 角度演算器
３３ 速度推定器
３４ 拡張磁束演算器
３５ 角度演算器
３６ 磁束オブザーバ
３７ 角度演算器
４１ 電流指令演算器
４２ ｆ／Ｖ変換器
１１１，１１２ トルク演算器
１２１ 電流指令初期値演算器
１２２ 減算器
１２３ 角速度補償器
１２４ 加算器

Claims (10)

1. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
   前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
   第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
   前記拡張誘起電圧の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
   前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
   前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
   第１の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記電流指令値の角速度から拡張磁束を演算する手段と、
   前記拡張磁束の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
   前記電流指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電圧指令値の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、前記電圧指令値の角速度を前記速度指令値に制御する第３の運転モードと、
   前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
   第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算する手段と、
   前記拡張誘起電圧の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
   前記電圧指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
   前記電動機の電圧指令値の振幅を速度指令値にほぼ比例して制御し、前記電圧指令値の角速度を前記速度指令値に制御する第３の運転モードと、
   前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
   第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記電圧指令値の角速度から拡張磁束を演算する手段と、
   前記拡張磁束の演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記磁極位置推定値を初期化する手段と、
   前記電圧指令値の角速度を用いて前記速度推定値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
   前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項２または請求項４に記載した制御装置であって、
   第２の運転モードにおいて、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記速度推定値から前記拡張磁束を演算する手段と、
   前記拡張磁束の演算値から前記速度推定値及び前記磁極位置推定値を演算する手段と、
   を備え、
   第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、前記磁極位置推定誤差の演算値を用いて前記拡張磁束の演算値が急変しないようにこの拡張磁束の演算値を初期化する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
6. 請求項２または請求項４に記載した制御装置であって、
   第２の運転モードにおいて、
   前記電動機の電流、端子電圧、前記速度推定値から第２の拡張磁束を演算する手段と、
   第２の拡張磁束演算値から前記速度推定値及び前記磁極位置推定値を演算する手段と、を備え、
   第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、請求項２または請求項４において求めた拡張磁束演算値を用いて第２の拡張磁束演算値を初期化する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
7. 請求項１〜６の何れか１項に記載した制御装置において、
   第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   少なくとも、前記電動機の電流及び端子電圧からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
8. 請求項１〜６の何れか１項に記載した制御装置において、
   第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   少なくとも、前記電動機の電流及び前記拡張誘起電圧の演算値からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
9. 請求項２，４，５または６の何れか１項に記載した制御装置において、
   第１または第３の運転モードから第２の運転モードへ切り換えるときに、
   少なくとも、前記電動機の電流、前記拡張磁束の演算値からトルクを演算する手段と、前記トルクの演算値を用いてトルク指令値を初期化する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
10. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記電動機の電流、端子電圧、磁束をベクトルとしてとらえ、
    前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、
    前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値及び速度推定値を用いて前記電動機の速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を有し、
    第２の運転モードから第１の運転モードへ切り換えるときに、
    前記電動機のトルク指令値から前記電流指令値を演算する手段と、
    前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を演算する手段と、
    前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電流指令値の角度を初期化する手段と、
    前記速度推定値を用いて前記電流指令値の角速度が急変しないように前記電流指令値の角速度を補正する手段と、
    前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電動機の端子電圧が急変しないように端子電圧指令値を初期化する手段と、
    前記電流指令値と前記磁極位置推定値との角度差を用いて前記電動機の電流が急変しないように前記電流指令値を初期化する手段と、
    を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
    

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