JP2009147494A - 送信回路及び通信機器 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作する送信回路を提供する。
【解決手段】信号生成部１１は、振幅信号Ｍと角度変調信号Ｓθとを生成する。適応補償フィルタ１２は、振幅信号Ｍの大きさに応じて、振幅信号Ｍに対して波形整形処理を行う。振幅増幅部１４は、適応補償フィルタ１２で波形整形された信号の大きさに比例した信号を出力する。振幅変調部１５は、角度変調信号を振幅増幅部１４から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する。適応補償フィルタ１２の特性は、振幅増幅部１４の入力と振幅変調部１５の出力との間の伝達特性に対して逆特性である。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路に関し、より特定的には、広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に送信信号を出力する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。

従来、包絡線変動成分を含む変調信号を増幅する高周波電力増幅器には、包絡線変動成分を線形に増幅するためにＡ級又はＡＢ級の線形増幅器が用いられていた。このような線形増幅器は、線形性には優れている反面、常時直流バイアス成分に伴う電力を消費しているために、Ｃ級ないしＥ級等の非線形増幅器に比べて電力効率が低い。このため、このような高周波電力増幅器を、電池を電源とする携帯型の通信機器に適用した場合、高周波電力増幅器の電力消費量が多いため、使用時間が短くなってしまうという問題点があった。また、このような高周波電力増幅器を、大電力の送信回路を複数設置する無線システムの基地局装置に適用した場合においては、装置の大型化や発熱量の増大を招いてしまうという問題点があった。

そこで、高効率に動作する送信回路として、ポーラ変調方式が適用された送信回路が従来から提案されている。図１９は、ポーラ変調方式が適用された従来の送信回路５００の構成を示すブロック図である。図１９において、従来の送信回路５００は、極座標信号生成部５０１、角度変調部５０２、レギュレータ５０４、及び振幅変調部５０５を備える。

極座標信号生成部５０１は、振幅信号及び位相信号を生成する。振幅信号は、レギュレータ５０４に入力され、位相信号は、角度変調部５０２に入力される。レギュレータ５０４には、直流電圧が供給されている。レギュレータ５０４は、入力された振幅信号に応じた電圧を振幅変調部５０５に供給する。角度変調部５０２は、入力された位相信号を角度変調して角度変調信号を生成し、振幅変調部５０５に出力する。振幅変調部５０５は、角度変調部５０２が出力する角度変調信号をレギュレータ５０４から供給された電圧で振幅変調して、変調信号として出力する。この変調信号が、送信信号として出力される。

また、ポーラ変調方式が適用された送信回路には、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性によって、送信信号に歪みが生じることがある。この問題に対し、ポーラ変調方式が適用された送信回路において、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性を補償フィルタで補償して送信信号の歪みを改善させる手法が、従来から開示されている（例えば、特許文献１を参照）。

このような手法を用いた従来の送信回路６００を、図２０に示す。この従来の送信回路６００は、従来の送信回路５００に補償フィルタ６０１をさらに加えた構成である。補償フィルタ６０１は、レギュレータ５０４の入力から振幅変調部５０５の出力までの伝達特性と逆特性を有しており、極座標信号生成部５０１が生成した振幅信号の波形整形を行って、レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５の周波数特性を補償する。これにより、レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制でき、広帯域を用いる変調方式においても低歪みかつ高効率に動作する送信回路を実現することができる。
国際公開第２００６／１１８３１７号パンフレット

上述したレギュレータ５０４と振幅変調部５０５との構成は、図２１に示すように増幅部５１１と乗算部５１３との間にローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１２が挿入された等価回路で表すことができる。増幅部５１１から出力される振幅信号の大きさによっては、ＬＰＦ５１２の影響でカットオフ周波数が変化する場合があることがわかった。このため、固定値の補償フィルタ６０１を使用する上記従来の送信回路６００では、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の周波数帯域の補償が困難となり、送信信号の歪み抑制が不十分になるという問題が残る。

それ故に、本発明の目的は、広帯域を用いる変調方式においても、振幅信号の大きさにかかわらず、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。

本発明の目的は、入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、信号生成部、適応補償フィルタ、振幅増幅部、及び振幅変調部を備える。

信号生成部は、データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号及び角度変調信号を生成する。適応補償フィルタは、振幅信号の大きさに応じたフィルタ値を選択し、当該選択したフィルタ値で得られる特性に従って振幅信号に波形整形処理を施す。振幅増幅部は、適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力する。振幅変調部は、角度変調信号を振幅増幅部から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する。この適応補償フィルタにおける選択したフィルタ値で得られる特性は、振幅増幅部の入力から振幅変調部の出力までの伝達特性の逆特性である。

好ましい適応補償フィルタは、振幅信号の大きさに応じたフィルタ値であるフィルタ係数を格納したテーブルと、振幅信号の大きさを判断し、当該判断に応じたフィルタ係数をテーブルから選択する制御部と、制御部で選択されたフィルタ係数を用いて、振幅信号に波形整形処理を施すフィルタとを含む。振幅増幅部は、シリーズレギュレータ及びスイッチングレギュレータのいずれか、又は次の構成であることが好ましい。

信号生成部が、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力する場合には、振幅増幅部を、電力情報を入力し、当該電力情報によって制御された電圧を出力するスイッチングレギュレータと、スイッチングレギュレータから出力される電圧が供給され、適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するシリーズレギュレータとで構成することもできる。又は、振幅増幅部を、電力情報を入力し、当該電力情報によって制御された電流を出力するスイッチングレギュレータと、適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた電流を出力するシリーズレギュレータと、スイッチングレギュレータの出力とシリーズレギュレータの出力とを加算して出力する加算部とで構成することもできる。

また、振幅信号と電力情報とを乗算する乗算部を設け、適応補償フィルタで乗算部が出力する信号の大きさに応じたフィルタ値を選択し、この選択したフィルタ値で得られる特性に従って乗算部が出力する信号に波形整形処理を施してもよい。この場合、テーブルには乗算部が出力する信号に応じたフィルタ値としてフィルタ係数を格納し、制御部が乗算部が出力する信号を判断すればよい。

また、適応補償フィルタで、振幅信号の大きさと電力情報とに応じたフィルタ値を選択し、この選択したフィルタ値で得られる特性に従って振幅信号に波形整形処理を施し、適応補償フィルタで波形整形処理された信号と電力情報とを乗算して振幅増幅部へ出力する乗算部をさらに設けてもよい。この場合、テーブルには振幅信号の大きさと電力情報との組み合わせに応じたフィルタ値としてフィルタ係数を格納し、制御部が振幅信号の大きさ及び電力情報をそれぞれ判断すればよい。

また、適応補償フィルタで波形整形処理された信号に所定の演算処理を施して出力する振幅演算部をさらに設け、振幅増幅部を、振幅演算部の出力信号を入力し、当該出力信号によって制御された電圧を出力するスイッチングレギュレータと、スイッチングレギュレータから出力される電圧が供給され、適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するシリーズレギュレータとで構成することもできる。

さらに、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する上述したいずれかの送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。

上記本発明によれば、適応補償フィルタが、信号生成部が出力する振幅信号を、振幅増幅部の入力から振幅変調部の出力までの伝達特性と逆特性になるように補償する動作を、振幅信号の大きさに応じて、又は振幅信号の大きさと電力情報に応じて動的に行う。これにより、振幅増幅部及び振幅変調部の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。従って、広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に送信信号を出力することが可能な送信回路を実現できる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成を示す図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１１と、適応補償フィルタ１２と、振幅増幅部１４と、振幅変調部１５とを備える。適応補償フィルタ１２は、テーブル１２１、制御部１２２、及びフィルタ１２３を含む。

信号生成部１１は、入力データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号Ｍ及び角度変調信号Ｓθを出力する。この振幅信号Ｍは、適応補償フィルタ１２において振幅信号Ｍの大きさに応じた波形整形が行われた後、振幅増幅部１４に入力される。振幅増幅部１４は、入力された振幅信号によって制御された信号を出力する。典型的には、振幅増幅部１４は、入力された振幅信号の大きさに比例した信号を出力する。振幅増幅部１４が出力した信号は、振幅変調部１５に入力される。角度変調信号Ｓθは、振幅変調部１５に入力される。振幅変調部１５は、角度変調信号Ｓθを振幅増幅部１４から入力された信号で振幅変調して、この角度変調及び振幅変調された変調信号を送信信号として出力する。

以下、図２〜図５をさらに参照して、適応補償フィルタ１２を構成するテーブル１２１、制御部１２２、及びフィルタ１２３の詳細について説明する。なお、この例では、フィルタ１２３が、図３Ａ及びＢに示すデジタルフィルタであるため、フィルタ１２３に用いられるフィルタ値が「フィルタ係数」である場合を説明する。しかし、フィルタ１２３が図３Ｃに示すアナログフィルタの場合には、フィルタ値は可変容量の「容量値」となる。

テーブル１２１には、フィルタ１２３に用いられるフィルタ値、この実施例ではフィルタ係数が、振幅信号Ｍの大きさに応じてそれぞれ格納されている。図２のテーブル１２１では、フィルタ１２３としてＦＩＲフィルタ（図３Ａ）又はＩＩＲフィルタ（図３Ｂ）を用い、かつ、振幅信号Ｍの大きさ（正確には、後述する制御部１２２内のテーブル参照部１２２３に入力される信号ｍの大きさ）を４つに区分した場合における、フィルタ係数ｂ０、ｂ１、及びａ１を示している。このテーブル１２１に格納されているフィルタ係数は、それぞれの振幅信号Ｍの大きさにおいて、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性をフィルタ１２３に持たせることができる値に予め設定されている。このフィルタ係数の設定は、典型的には以下の手法で行われる。

まず、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの間の伝達特性Ｈ（ｓ）を、振幅増幅部１４への入力信号Ｘ（ｓ）と、振幅変調部１５からの出力信号の包絡線成分Ｙ（ｓ）とを用いて、次式［１］に基づいて求める。
Ｈ（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｘ（ｓ） … ［１］

図４は、伝達特性Ｈ（ｓ）を求める具体的な方法を説明する図である。図４において、信号源１７１は、信号生成部１１が出力する角度変調信号Ｓθの中心周波数と等しい周波数の正弦波信号を出力する。また、信号源１７２は、信号生成部１１が出力する振幅信号Ｍが有する周波数のいずれかを含む周波数の正弦波信号を出力する。なお、信号源１７２から出力される信号としては、ステップ信号等を用いてもよい。

信号源１７１から出力された正弦波信号は、振幅変調部１５に入力される。一方、信号源１７２から出力された正弦波信号は、振幅増幅部１４で増幅された後、振幅変調部１５に入力される。振幅変調部１５は、信号源１７１から出力された正弦波信号を、振幅増幅部１４を介して入力された正弦波信号で振幅変調して、変調信号として出力する。包絡線検波部１７３は、振幅変調部１５から出力された変調信号の包絡線成分を検波し、検波した包絡線成分を包絡線信号Ｙ１（ｓ）として、オシロスコープ１７４に出力する。なお、包絡線検波部１７３には、伝達特性が既知のものが用いられる。

また、オシロスコープ１７４には、振幅増幅部１４への入力信号Ｘ（ｓ）が信号源１７２から入力される。すなわち、オシロスコープ１７４によって、包絡線信号Ｙ１（ｓ）を測定し、振幅増幅部１４への入力信号Ｘ（ｓ）の周波数をスイープすることによって、振幅増幅部１４の入力から包絡線検波部１７３の出力までの伝達特性Ｈ１（ｓ）を求めることができる。ここで、包絡線検波部１７３の伝達特性をＨ２（ｓ）とすると、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性Ｈ（ｓ）は、次式［２］で表すことができる。
Ｈ（ｓ）＝Ｈ１（ｓ）／Ｈ２（ｓ） … ［２］

このように、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性Ｈ（ｓ）を求めた後、伝達特性Ｈ（ｓ）と逆特性となるフィルタ１２３を実現するためのフィルタ係数を求める。そして、この設定処理を、信号源１７２から出力する正弦波信号の大きさを適宜変更して繰り返し行うことにより、図２に示すようなテーブル１２１を作成することができる。

なお、伝達特性Ｈ（ｓ）は、ある周波数ｆ０以下で「１」となる。この周波数ｆ０は、送信回路として低歪みを実現するために必要な周波数である。すなわち、フィルタ１２３に持たせる逆特性は、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性に対して完璧な逆特性でなくても、アナログ部の帯域制限によって信号が低域濾過されることのない周波数ｆ０より大きい周波数に応じて設定すればよい。

図５は、制御部１２２の構成例を示す図である。図５に示す制御部１２２は、ＬＰＦ１２２１、ダウンサンプリング部１２２２、テーブル参照部１２２３、及びフィルタ制御部１２２４を含む。信号生成部１１が出力する振幅信号Ｍは、ＬＰＦ１２２１及びダウンサンプリング部１２２２を介して所望の信号ｍに整形された後、テーブル参照部１２２３に入力される。テーブル参照部１２２３は、入力される信号ｍの大きさを判断し、テーブル１２１を参照して、この判断した大きさに対応付けられているフィルタ係数を選択する。フィルタ制御部１２２４は、テーブル参照部１２２３で選択されたフィルタ係数を適用すべく、フィルタ１２３を制御する。

例えば、テーブル参照部１２２３に入力される信号ｍが「ｍ１≦ｍ＜ｍ２」であった場合、テーブル１２３からフィルタ係数「ｂ０＝ｂ０２」、「ｂ１＝ｂ１２」、及び「ａ１＝ａ１２」が選択される。そして、これらのフィルタ係数が、フィルタ制御部１２２４によって図３Ａに示すフィルタや図３Ｂに示すフィルタに適用される。

次に、図６Ａ〜図８Ｂを参照して、信号生成部１１、振幅増幅部１４、及び振幅変調部１５の詳細な構成について説明する。

まず、信号生成部１１は、例えば、極座標信号を生成する構成を用いて構築することができる。図６Ａは、極座標信号生成部１１１を用いた信号生成部１１ａの一例を示す図である。この信号生成部１１ａは、極座標信号生成部１１１及び角度変調部１１２を含む。極座標信号生成部１１１は、入力データを変調して、振幅信号Ｍと位相信号θとを生成する。振幅信号Ｍはそのまま、位相信号θは角度変調部１１２で角度変調信号Ｓθへ角度変調された後に、出力される。

また、信号生成部１１は、例えば、直交信号を生成する構成を用いて構築してもよい。図６Ｂは、直交信号生成部１１５を用いた信号生成部１１ｂの一例を示す図である。この信号生成部１１ｂは、直交信号生成部１１５、ベクトル変調部１１６、包絡線検波部１１７、及びリミッタ１１８を含む。直交信号生成部１１５は、直交データであるＩＱ信号からなるベースバンド信号を生成する。ベクトル変調部１１６は、直交信号生成部１１５が出力するＩＱ信号をベクトル変調する。このベクトル変調部１１６には、例えば直交変調器が用いられる。包絡線検波部１１７は、ベクトル変調部１１６から出力された信号の包絡線成分を検波し、検波した包絡線成分を振幅信号Ｍとして出力する。リミッタ１１８は、ベクトル変調部１１６から出力された信号の包絡線成分を一定の大きさに制限し、大きさを制限した信号を角度変調信号Ｓθとして出力する。

次に、振幅増幅部１４は、例えば図７Ａに示す電圧駆動型のシリーズレギュレータ１４ａで構成することができる。図７Ａに示すシリーズレギュレータ１４ａは、比較部１４２及び電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１４４を含む。入力端子１４１には、適応補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。振幅信号は、比較部１４２を介してＦＥＴ１４４のゲートに入力される。ＦＥＴ１４４のドレインには、電源端子１４３から直流電圧が供給されている。ＦＥＴ１４４は、入力された振幅信号の大きさに比例した電圧をソースから出力する。ＦＥＴ１４４のソースから出力された電圧は、比較部１４２にフィードバックされる。比較部１４２は、フィードバックされた電圧に基づいて、ＦＥＴ１４４のゲートに入力される振幅信号の大きさを調整する。このようにして、シリーズレギュレータ１４ａは、振幅信号の大きさに応じて制御された電圧を出力端子１４５から安定して供給することができる。なお、ＦＥＴ１４４は、バイポーラトランジスタ（ＢＴ）に置き換えてもよい。

また、振幅増幅部１４は、例えば図７Ｂに示す電圧駆動型のスイッチングレギュレータ１４ｂで構成することができる。図７Ｂに示すスイッチングレギュレータ１４ｂは、信号変換部１４６、増幅部１４７、及びＬＰＦ１４８を含む。入力端子１４１には、適応補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。信号変換部１４６は、入力された振幅信号をＰＷＭやデルタシグマ変調された信号に変換する。増幅部１４７は、信号変換部１４６で変換された信号を増幅して出力する。なお、増幅部１４７には、電源端子１４３から直流電圧が供給されている。増幅部１４７には、Ｄ級アンプ等の高効率スイッチングアンプが用いられる。ＬＰＦ１４８は、増幅部１４７が出力した信号から量子化雑音やスイッチング雑音等のスプリアス成分を除去する。ＬＰＦ１４８でスプリアス成分が除去された信号は、振幅信号の大きさに応じて制御された電圧として出力端子１４５に出力される。なお、スイッチングレギュレータ１４ｂでは、出力電圧を安定化させるために、ＬＰＦ１４８から出力される信号を信号変換部１４６にフィードバックさせる構成にしてもよい。送信回路１は、振幅増幅部１４に高効率なスイッチングレギュレータ１４ｂを用いることで、消費電力を低減することができる。

また、振幅増幅部１４は、例えば図７Ｃに示す電流駆動型のレギュレータ１４ｃで構成することができる。図７Ｃに示す電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙを含む。入力端子１４１には、適応補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。電源端子１４３には、直流電圧が供給されている。入力された振幅信号は、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙを介して、振幅信号の大きさに応じて制御された電流として出力端子１４５に出力される。このような電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、振幅変調部１５がバイポーラトランジスタで構成されているときに有用である。なお、トランジスタ１４４ｘ及び１４４ｙは、ＦＥＴであってもＢＴであっても同様の効果が得られる。

次に、振幅変調部１５は、例えば図８Ａに示す構成にすることができる。図８Ａに示す振幅変調部１５ａは、整合回路１５２、バイアス回路１５３、バイポーラトランジスタ（ＢＴ）１５５、バイアス回路１５６、及び整合回路１５８を含む。入力端子１５１には、信号生成部１１から角度変調信号Ｓθが入力される。角度変調信号Ｓθは、整合回路１５２を介して、ＢＴ１５５のベースに入力される。電源端子１５４には、直流電圧が印加されている。すなわち、ＢＴ１５５のベースには、電源端子１５４及びバイアス回路１５３を介して、バイアス電圧が供給される。入力端子１５７には、振幅増幅部１４から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。振幅信号の大きさに応じて制御された信号は、バイアス回路１５６を介して、ＢＴ１５５のコレクタに入力される。ＢＴ１５５は、角度変調信号Ｓθを振幅信号の大きさに応じて制御された信号によって振幅変調して、角度変調及び振幅変調された変調信号として出力する。ＢＴ１５５から出力された変調信号は、整合回路１５８を介して出力端子１５９に出力される。なお、ＢＴ１５５は、ＦＥＴであってもよい。また、振幅変調部１５ａは、電源端子１５４と入力端子１５７とに入力される信号を入れ替えてもよく、この場合も同様の効果を得ることができる。

なお、振幅変調部１５は、上述した振幅変調部１５ａとは異なる構成であってもよい。図８Ｂは、振幅変調部１５ｂの構成例を示す図である。この振幅変調部１５ｂは、基本的には、図８Ａに示す振幅変調部１５ａを直列に２つ接続した構成である。ＢＴ１５５のベースには、バイアス回路１５３を介して、電源端子１５４からバイアス電圧が供給される。ＢＴ１６１のベースには、バイアス回路１６５を介して、電源端子１６０からバイアス電圧が供給される。ＢＴ１５５のコレクタには、バイアス回路１５６を介して、振幅増幅部１４から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。また、ＢＴ１６１のコレクタには、バイアス回路１６２を介して、振幅増幅部１４から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。この構成によって、振幅変調部１５ｂは、図８Ａに示した振幅変調部１５ａと比較して、より大きなダイナミックレンジを持った信号を出力することができる。なお、振幅変調部１５ａ及び１５ｂにおいて、トランジスタをＢＴとしたが、ＦＥＴとしてもよい。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、適応補償フィルタ１２が、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性になるように振幅信号Ｍを補償する動作を、振幅信号Ｍの大きさに応じて動的に行う。これにより、振幅増幅部１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。従って、送信回路１は、広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作することができる。

なお、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとを比較すると、一般的に、スイッチングレギュレータには、高効率であるという利点があるが、帯域が狭いという欠点がある。しかしながら、送信回路１は、適応補償フィルタ１２を用いることで、帯域が狭くても低歪みに動作することから、従来はシリーズレギュレータでなければ変調帯域が確保できなかった場合も、高効率なスイッチングレギュレータを適用することができる。従って、第１の実施形態に係る送信回路１は、低消費電力をより低減することができる。

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成を示す図である。図９において、送信回路２は、信号生成部２１と、乗算部２３と、適応補償フィルタ１２と、振幅増幅部１４と、振幅変調部１５とを備える。適応補償フィルタ１２は、テーブル１２１、制御部１２２、及びフィルタ１２３を含む。

この第２の実施形態に係る送信回路２は、上記第１の実施形態に係る送信回路１と、信号生成部２１及び乗算部２３の構成が異なる。以下、送信回路２の説明を、送信回路１と同じ構成は同一の参照符号を付して省略し、異なる構成について行う。

信号生成部２１は、入力データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号Ｍ及び角度変調信号Ｓθを出力することに加えて、ベースバンドに基づいて設定される電力情報Ｐを出力する。電力情報Ｐは、例えばＷ−ＣＤＭＡシステムの場合、基地局から送られた電力に基づいて決定される。乗算部２３は、信号生成部２１が出力する振幅信号Ｍと電力情報Ｐとを乗算する。この乗算された信号は、適応補償フィルタ１２に入力され、以後は上記第１の実施形態で説明した処理が行われる。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、適応補償フィルタ１２が、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性になるように振幅信号Ｍを補償する動作を、電力情報Ｐが加えられた振幅信号Ｍの大きさに応じて動的に行う。これにより、振幅増幅部１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。従って、送信回路２は、広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作することができる。

（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成を示す図である。図１０において、送信回路３は、信号生成部２１と、適応補償フィルタ３２と、乗算部３３と、振幅増幅部１４と、振幅変調部１５とを備える。適応補償フィルタ３２は、テーブル３２１、制御部３２２、及びフィルタ３２３を含む。

この第３の実施形態に係る送信回路３は、上記第２の実施形態に係る送信回路２と、適応補償フィルタ３２及び乗算部３３の構成が異なる。以下、送信回路３の説明を、送信回路１及び２と同じ構成は同一の参照符号を付して省略し、異なる構成について行う。

テーブル３２１には、フィルタ３２３に用いられるフィルタ係数が、電力情報Ｐ及び振幅信号Ｍの大きさに応じてそれぞれ格納されている。図１１のテーブル３２１では、フィルタ３２３としてＦＩＲフィルタ（図３Ａ）又はＩＩＲフィルタ（図３Ｂ）を用い、電力情報Ｐを３つに区分しかつ振幅信号Ｍの大きさ（図２と同様に信号ｍの大きさ）を４つに区分した場合における、フィルタ係数ｂ０、ｂ１、及びａ１を示している。このテーブル３２１に格納されているフィルタ係数は、それぞれの電力情報Ｐ及び振幅信号Ｍの大きさにおいて、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性をフィルタ３２３に持たせることができる値に予め設定されている。このフィルタ係数の設定手法は、上記第１の実施形態で説明したとおりである。

制御部３２２は、信号生成部２１が出力する電力情報Ｐと振幅信号Ｍとを入力し、その大きさを判断する。そして、制御部３２２は、テーブル３２１を参照して、この判断した大きさに対応付けられているフィルタ係数を選択する。フィルタ３２３は、制御部３２２で選択されたフィルタ係数を用いて、振幅信号Ｍの周波数特性を補償する。乗算部３３は、信号生成部２１が出力する電力情報Ｐと、適応補償フィルタ３２が出力する信号とを乗算する。この乗算された信号は、振幅増幅部１４に入力され、以後は上記第１の実施形態で説明した処理が行われる。

以上のように、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３によれば、適応補償フィルタ３２が、振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性になるように振幅信号Ｍを補償する動作を、振幅信号Ｍの大きさと電力情報Ｐとの両方に応じて動的に行う。これにより、振幅増幅部１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。従って、送信回路３は、広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作することができる。

（第４の実施形態）
図１２Ａは、本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成を示す図である。図１２Ａにおいて、送信回路４は、信号生成部２１と、適応補償フィルタ１２と、振幅増幅部４４と、振幅変調部１５とを備える。振幅増幅部４４は、電圧駆動型であり、スイッチングレギュレータ４４ａ及びシリーズレギュレータ４４ｂを含む。

この第４の実施形態に係る送信回路４は、上記第１の実施形態に係る送信回路１と、信号生成部２１及び振幅増幅部４４の構成が異なる。以下、送信回路４の説明を、送信回路１と同じ構成は同一の参照符号を付して省略し、異なる構成について行う。

信号生成部２１は、入力データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号Ｍ及び角度変調信号Ｓθを出力することに加えて、ベースバンドに基づいて設定される電力情報Ｐを出力する。電力情報Ｐは、例えばＷ−ＣＤＭＡシステムの場合、基地局から送られた電力に基づいて決定される。この電力情報Ｐは、スイッチングレギュレータ４４ａに入力される。

スイッチングレギュレータ４４ａは、電源端子から供給される直流電圧を電力情報Ｐによって制御し、制御した電圧をシリーズレギュレータ４４ｂに与える。電力情報Ｐは、振幅信号Ｍと比べて周波数が低いため、スイッチングレギュレータ４４ａを高効率に動作させることができる。なお、スイッチングレギュレータ４４ａから出力される制御電圧は、シリーズレギュレータ４４ｂから出力される電圧の最大値と同等か、少し高い電圧となるように設定される。

シリーズレギュレータ４４ｂは、スイッチングレギュレータ４４ａから与えられる制御電圧が最適に制御されているため、高効率に動作することができる。このため、送信回路４は、シリーズレギュレータ４４ｂでの損失を小さくし、消費電力を低減することができる。また、送信回路４は、補償フィルタ１２が、シリーズレギュレータ４４ｂ及び振幅変調部１５の周波数特性を補償するので、送信信号の線形性を高めることができる。

なお、この振幅増幅部４４は、図１２Ｂに示す構成によって電流駆動型とすることもできる。スイッチングレギュレータ４４ｃは、電源端子から供給される直流電圧を電力情報Ｐによって制御し、制御した電流を加算部４４ｅに出力する。シリーズレギュレータ４４ｄは、補償フィルタ１２で波形整形処理された信号の大きさに応じた電流を、加算部４４ｅに出力する。加算部４４ｅは、スイッチングレギュレータ４４ｃの出力電流とシリーズレギュレータ４４ｄの出力電流とを加算して、振幅変調部１５へ与える。

（第５の実施形態）
図１３は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路５の構成を示す図である。図１３において、送信回路５は、信号生成部１１と、適応補償フィルタ１２と、振幅演算部５１と、振幅増幅部４４と、振幅変調部１５とを備える。

この第５の実施形態に係る送信回路５は、上記第１の実施形態に係る送信回路１と、振幅演算部５１の構成が異なる。以下、送信回路５の説明を、送信回路１と同じ構成は同一の参照符号を付して省略し、異なる構成について行う。

振幅演算部５１は、所定時間毎に、振幅信号Ｍと１つ以上のしきい値とを比較して、振幅信号Ｍの大きさに応じて選択された離散値Ｖを出力する。図１４は、振幅演算部５１が出力する離散値Ｖと振幅信号Ｍとの関係を示す図である。図１４に示すように、振幅演算部５１は、所定時間Ｔを、振幅信号Ｍの包絡線が変動する時間よりも長い時間に設定する。すなわち、送信回路５は、所定時間Ｔ毎に送信信号の電力を制御することができる。

図１５は、振幅演算部５１の構成の一例を示すブロック図である。図１５において、振幅演算部５１は、判定量子化部５２ａ及びＤＡコンバータ５２３を含む。判定量子化部５２ａには、信号生成部１１から振幅信号Ｍが入力される。判定量子化部５２ａは、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを持つ。判定量子化部５２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍの最大値がしきい値を超えるか否かを判定し、その判定結果に応じて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力する。

なお、判定量子化部５２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍの最大値がしきい値を超えるか否かを判定すると説明したが、必ずしも振幅信号Ｍの最大値がしきい値を超えるか否かを判定する必要はない。判定量子化部５２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍがしきい値を超えるか否かを判定し、その判定結果に基づいて出力する離散値を選択してもよい。

判定量子化部５２ａは、例えば、最大振幅検出部５２１と量子化部５２２とで構成することができる。最大振幅検出部５２１は、所定の検出時間Ｔ毎に、振幅信号Ｍの最大値を検出する。図１６Ａは、最大振幅検出部５２１に入力される振幅信号Ｍの波形の一例を示す図である。

量子化部５２２は、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持している。量子化部５２２は、サンプリング点の最大値がしきい値以上であるかどうかの判定結果に基づいて、出力する離散値を選択する。これによって、量子化部５２２は、振幅信号Ｍを２つ以上の離散値によって離散化された信号に変換する。図１６Ｂは、量子化部５２２が出力する信号の波形の一例を示す図である。図１６Ｂに示すように、量子化部５２２は、サンプリング点の最大値の大きさが、しきい値Ａ以上のときは離散値Ｂ１を、それ以外のときは離散値Ｂ２を出力する。ここで、Ｂ１＞Ｂ２である。量子化部５２２が出力した信号は、ＤＡコンバータ５２３でアナログ信号に変換される。

なお、上述した説明では、量子化部５２２が１つのしきい値Ａを設定して、２つの離散値Ｂ１及びＢ２を出力する場合を示したが、量子化部５２２は、２つのしきい値を設定して３つの離散値を出力してもよいし、更に多くのしきい値を設定して多くの離散値を出力してもよい。

また、振幅演算部５１は、ＤＡコンバータ５２３を含まない構成であってもよい。このような場合、振幅演算部５１は、判定量子化部５２ａが出力した信号をデジタル信号のまま出力し、デジタル信号でスイッチングレギュレータ４４ｂを制御する。

以上のように、本発明の第５の実施形態に係る送信回路５によれば、振幅演算部５１が所定の時間毎に振幅信号Ｍの最大値に応じて選択された離散値を出力するので、振幅増幅部４４は、振幅変調部１５に供給する電圧を最適に制御することができる。

なお、振幅演算部５１へは、適応補償フィルタ１２から出力される振幅信号Ｍに代えて、信号生成部１１へ入力されるＩＱ信号を直接入力してもよい（図１７）。

（第６の実施形態）
図１８は、本発明の第６の実施形態に係る通信機器２００の構成例を示す図である。図１８において、通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０は、上述した第１〜５の実施形態のいずれかに記載の送信回路１〜５である。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。

従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。

この第６の実施形態に係る通信機器２００は、第１〜５の実施形態に係る送信回路１〜５を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器等の分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として長時間の使用が可能となる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。

本発明の送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮのような通信機器等に利用可能であり、特に広帯域を用いる変調方式においても、低歪みかつ高効率に送信信号を出力したい場合等に適している。

本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成を示す図 テーブル１２１の一例を示す図 フィルタ１２３の詳細な構成例（ＦＩＲ）を示す図 フィルタ１２３の詳細な構成例（ＩＩＲ）を示す図 フィルタ１２３の詳細な構成例（アナログ）を示す図 振幅増幅部１４の入力から振幅変調部１５の出力までの間の伝達特性Ｈ（ｓ）を求める方法を説明する図 制御部１２２の詳細な構成例を示す図 信号生成部１１ａの詳細な構成例を示す図 信号生成部１１ｂの詳細な構成例を示す図 レギュレータ１４ａの詳細な構成例を示す図 レギュレータ１４ｂの詳細な構成例を示す図 レギュレータ１４ｃの詳細な構成例を示す図 振幅変調部１５ａの詳細な構成例を示す図 振幅変調部１５ｂの詳細な構成例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成を示す図 本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成を示す図 テーブル３２１の一例を示す図 本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成を示す図 本発明の第４の実施形態に係る他の送信回路４の構成を示す図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路５の構成を示す図 振幅演算部５１が出力する離散値Ｖと振幅信号Ｍとの関係を示す図 振幅演算部５１の詳細な構成例を示す図 最大振幅検出部５２１に入力される振幅信号Ｍの波形例を示す図 量子化部５２２が出力する信号の波形例を示す図 本発明の第５の実施形態に係る他の送信回路５の構成を示す図 本発明の第６の実施形態に係る通信機器２００の構成を示す図 従来の送信回路５００の構成例を示す図 従来の送信回路６００の構成例を示す図 レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５による構成の等価回路を示す図

符号の説明

１〜４、５００、６００ 送信回路
１１、１１ａ、１１ｂ、２１ 信号生成部
１２、３２ 適応補償フィルタ
１４、４４ 振幅増幅部
１４ａ〜１４ｃ、４４ａ〜４４ｄ、５０４ レギュレータ
１５、１５ａ、１５ｂ、５０５ 振幅変調部
２３、３３、５１３ 乗算部
４４ｅ 加算部
５１ 振幅演算部
５２ａ 判定量子化部
１１１、５０１ 極座標信号生成部
１１２、５０２ 角度変調部
１１５ 直交信号生成部
１１６ ベクトル変調部
１１７、１７３ 包絡線検波部
１１８ リミッタ
１２１、３２１ テーブル
１２２、３２２ 制御部
１２３、３２３、６０１ フィルタ
１４２ 比較部
１４４、１４４ｘ、１４４ｙ、１５５、１６１ トランジスタ
１４６ 信号変換部
１４７、５１１ 増幅部
１４８、５１２、１２２１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１４９ 可変電流源
１５２、１５８、１６３ 整合回路
１５３、１５６、１６２、１６５ バイアス回路
１７１、１７２ 信号源
１７４ オシロスコープ
２００ 通信機器
２１０ 送信回路
２２０ 受信回路
２３０ アンテナ共用器
２４０ アンテナ
５２１ 最大振幅検出部
５２２ 量子化部
５２３ ＤＡコンバータ
１２２２ ダウンサンプリング部
１２２３ テーブル参照部
１２２４ フィルタ制御部

Claims (17)

1. 入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路であって、
   前記データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号及び角度変調信号を生成する信号生成部と、
   前記振幅信号の大きさに応じたフィルタ値を選択し、当該選択したフィルタ値で得られる特性に従って前記振幅信号に波形整形処理を施す適応補償フィルタと、
   前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力する振幅増幅部と、
   前記角度変調信号を前記振幅増幅部から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備え、
   前記適応補償フィルタにおける前記選択したフィルタ値で得られる特性は、前記振幅増幅部の入力から前記振幅変調部の出力までの伝達特性の逆特性であることを特徴とする、送信回路。
2. 前記適応補償フィルタは、
   前記振幅信号の大きさに応じたフィルタ値としてフィルタ係数を格納したテーブルと、
   前記振幅信号の大きさを判断し、当該判断に応じたフィルタ係数を前記テーブルから選択する制御部と、
   前記制御部で選択されたフィルタ係数を用いて、前記振幅信号に波形整形処理を施すフィルタとを含む、請求項１に記載の送信回路。
3. 前記振幅増幅部は、シリーズレギュレータである、請求項１に記載の送信回路。
4. 前記振幅増幅部は、スイッチングレギュレータである、請求項１に記載の送信回路。
5. 前記信号生成部は、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力し、
   前記振幅増幅部は、
   前記電力情報を入力し、当該電力情報によって制御された電圧を出力するスイッチングレギュレータと、
   前記スイッチングレギュレータから出力される電圧が供給され、前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するシリーズレギュレータとを含む、請求項１に記載の送信回路。
6. 前記信号生成部は、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力し、
   前記振幅増幅部は、
   前記電力情報を入力し、当該電力情報によって制御された電流を出力するスイッチングレギュレータと、
   前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた電流を出力するシリーズレギュレータと、
   前記スイッチングレギュレータの出力と前記シリーズレギュレータの出力とを加算して出力する加算部とを含む、請求項１に記載の送信回路。
7. 入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路であって、
   前記データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号及び角度変調信号を生成すると共に、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報を出力する信号生成部と、
   前記振幅信号と前記電力情報とを乗算する乗算部と、
   前記乗算部が出力する信号の大きさに応じたフィルタ値を選択し、当該選択したフィルタ値で得られる特性に従って前記乗算部が出力する信号に波形整形処理を施す適応補償フィルタと、
   前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力する振幅増幅部と、
   前記角度変調信号を前記振幅増幅部から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備え、
   前記適応補償フィルタにおける前記選択したフィルタ値で得られる特性は、前記振幅増幅部の入力から前記振幅変調部の出力までの伝達特性の逆特性であることを特徴とする、送信回路。
8. 前記適応補償フィルタは、
   前記乗算部が出力する信号に応じたフィルタ値であるフィルタ係数を格納したテーブルと、
   前記乗算部が出力する信号を判断し、当該判断に応じたフィルタ係数を前記テーブルから選択する制御部と、
   前記制御部で選択されたフィルタ係数を用いて、前記乗算部が出力する信号に波形整形処理を施すフィルタとを含む、請求項７に記載の送信回路。
9. 前記振幅増幅部は、シリーズレギュレータである、請求項７に記載の送信回路。
10. 前記振幅増幅部は、スイッチングレギュレータである、請求項７に記載の送信回路。
11. 入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号及び角度変調信号を生成すると共に、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報を出力する信号生成部と、
    前記振幅信号の大きさと前記電力情報とに応じたフィルタ値を選択し、当該選択したフィルタ値で得られる特性に従って前記振幅信号に波形整形処理を施す適応補償フィルタと、
    前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号と前記電力情報とを乗算する乗算部と、
    前記乗算部が出力する信号の大きさに応じた信号を出力する振幅増幅部と、
    前記角度変調信号を前記振幅増幅部から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備え、
    前記適応補償フィルタにおける前記選択したフィルタ値で得られる特性は、前記振幅増幅部の入力から前記振幅変調部の出力までの伝達特性の逆特性であることを特徴とする、送信回路。
12. 前記適応補償フィルタは、
    前記振幅信号の大きさと前記電力情報との組み合わせに応じたフィルタ値であるフィルタ係数を格納したテーブルと、
    前記振幅信号の大きさ及び前記電力情報をそれぞれ判断し、当該判断に応じたフィルタ係数を前記テーブルから選択する制御部と、
    前記制御部で選択されたフィルタ係数を用いて、前記振幅信号に波形整形処理を施すフィルタとを含む、請求項１１に記載の送信回路。
13. 前記振幅増幅部は、シリーズレギュレータである、請求項１１に記載の送信回路。
14. 前記振幅増幅部は、スイッチングレギュレータである、請求項１１に記載の送信回路。
15. 入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号及び角度変調信号を生成する信号生成部と、
    前記振幅信号の大きさに応じたフィルタ値を選択し、当該選択したフィルタ値で得られる特性に従って前記振幅信号に波形整形処理を施す適応補償フィルタと、
    前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号に所定の演算処理を施して出力する振幅演算部と、
    前記振幅演算部の出力信号を入力し、当該出力信号によって制御された電圧を出力するスイッチングレギュレータと、
    前記スイッチングレギュレータから出力される電圧が供給され、前記適応補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するシリーズレギュレータと、
    前記角度変調信号を前記振幅増幅部から出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備え、
    前記適応補償フィルタにおける前記選択したフィルタ値で得られる特性は、前記振幅増幅部の入力から前記振幅変調部の出力までの伝達特性の逆特性であることを特徴とする、送信回路。
16. 通信機器であって、
    送信信号を生成する請求項１、７、１１、及び１５のいずれかに記載の送信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える、通信機器。
17. 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備える、請求項１６に記載の通信機器。

Images