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JP2008283393A - Ｍｍｓｅ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラム - Google Patents

Ｍｍｓｅ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラム Download PDF

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JP2008283393A JP2007124905A JP2007124905A JP2008283393A JP 2008283393 A JP2008283393 A JP 2008283393A JP 2007124905 A JP2007124905 A JP 2007124905A JP 2007124905 A JP2007124905 A JP 2007124905A JP 2008283393 A JP2008283393 A JP 2008283393A
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Katsutoshi Seki
克敏 関
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NEC Corp
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Abstract

【課題】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに装備されるＭＭＳＥ等化回路等を、少ない演算量で実現し、処理可能な通信容量の増大と、装置の小型化、省電力化を図ること。
【解決手段】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムに装備され、複数の送信アンテナ毎に設けられた復調部で復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路であり、ＭＩＭＯチャネルの特性を表すチャネル応答行列と，予め算定された雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡散応答行列を形成し且つ当該拡散応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成手段１９を備え、この生成されたユニタリ行列から二つの部分行列を生成し且つ前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数とを順次乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する送信ベクトル推定部１５を備えたこと。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＭＭＳＥ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラムに係り、特に、高速無線通信の実現技術であるＭＩＭＯ技術にあって１次変調にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）を用いたＯＦＤＭ通信方式におけるＭＭＳＥ等化回路、受信装置、及び通信システム、並びにその方法及びプログラムに関する。
近年、高速無線通信実現技術として、ＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)技術が注目を集めている。ＭＩＭＯ技術は、複数の送信部と送信アンテナ、及び受信アンテナと受信部とを用いて、混信が生じるチャネル( 以下、「ＭＩＭＯチャネル」という) を使用しながら、混信を除去するチャネル等化方法を用いてチャネル分離し（「空間分離」ともいう）、空間分離したチャネルに対し独立したストリームデータを送信することにより、伝送容量を大幅に増加させることができる。
ＭＩＭＯ技術の適用規格として、例えば、ＩＥＥＥ８０２. １１ｎ、ＩＥＥＥ８０２.
１６ｅが挙げられる。これらの規格は、１次変調にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）を用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式が採用されている。
ＭＩＭＯチャネル利用のＯＦＤＭ通信方式は、多数のキャリアを備え各キャリア毎の周波数帯域は狭く、周波数選択性フェージングが生ずるＭＩＭＯチャネルを、各キャリア毎に見ればその帯域内では受信信号レベル変動、位相変動が事実上周波数に依存しないで一様（周波数特性がフラット）とみなせるので、フラットフェージングのＭＩＭＯチャネルに分離することができ、優れた耐フェージング特性を示す。そのため、例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式は、通信チャネルを共有する複数の無線通信端末と、これら無線通信端末を管理する基地局からなる通信システムに採用されている。
ＭＩＭＯシステムのチャネル間の混信を除去する空間分離方式の一つとして、線形等化方式がある。線形等化方式では、受信側でＯＦＤＭ復調を行いキャリア単位に分割したＭＩＭＯチャネルの復調信号ベクトルｙに対し、等化用の重み付けフィルタ行列Ｍを掛けて等化し、送信信号ベクトルｘを分離検出する。
即ち、送信部ｊから受信部ｉまでのチャネル応答ｈｉｊを成分とするチャネル応答行列をＨとし、受信部ｉでの雑音ｎｉ を成分とする雑音ベクトルｎとすると、復調信号ベクトルｙは、「ｙ＝Ｈｘ＋ｎ」と表され、これに等化用の重み付けフィルタ行列Ｍを掛けて等化すると、等化後の推定送信信号ベクトル〈ｘ〉＝ｓは、「ｓ＝Ｍｙ」となる。
線形等化方式には、ＺＦ（Zero-forcing）法と最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ：Minimum
Mean Squared Error）法の２方式がある。
ＺＦ（Zero-forcing）法の等化処理は、原理的には、重み付けフィルタ行列ＭとしてＨの逆行列Ｈ−１を用いたものであり、推定送信信号ベクトルｓは、「ｓ＝Ｈ−１ｙ＝ｘ＋Ｈ−１ｎ」となり、各送信信号ｘをチャネル間の混信（「クロストーク」ともいう）なしに取り出すことができる。しかし、実際の等化方式として、チャネル応答行列の逆行列を直接用いることは、それを求める計算量の膨大さや、動作の安定性等の点から問題点があり、次のような手法が知られている。
即ち、チャネル応答行列ＨのＱＲ分解の結果を用いて、推定送信信号ベクトルｓを、復調信号ベクトルｙから次式のように求めるものである。
Figure 2008283393
 ここで、ＲとＱはチャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる上三角行列とユニタリ行列であり、次式の関係を有する。
尚、Ｑｔ は、Ｑのエルミート転置であり、以降、行列のエルミート転置を上付添字ｔで表す。
Figure 2008283393
 尚、このＺＦ法では、雑音が「Ｈ−１ｎ」になり、強調されて受信特性が劣化する場合がある。
一方の最小２乗平均誤差法（以下「ＭＭＳＥ法」と呼ぶ）の等化処理は、原理的には、等化用の重み付けフィルタ行列、Ｍ＝（Ｈｔ Ｈ＋σ２ Ｉ）−１Ｈｔ を用いるものであり、雑音とクロストークの総和が最小になるように等化処理を行うものである。
ここで、チャネル応答行列Ｈ及び復調信号ベクトルｙを、それぞれ次の数式３、数式４に示すように拡張した拡張チャネル応答行列Ｈ，及び拡張復調信号ベクトルｙを用いれば、等化用の重み付けフィルタ行列Ｍ＝（Ｈｔ Ｈ＋σ２ Ｉ）−１Ｈｔ を用いるＭＭＳＥ等化方式による推定送信信号ベクトルｓが、数式１と同形式の数式５から得られることが知られている（非特許文献１）。
Figure 2008283393
Figure 2008283393
 ここで、σは雑音標準偏差、ＩＮＴはＮＴ 行ＮＴ 列の単位行列、ＯＮＴはＮＴ 行１列の零ベクトルである。
Figure 2008283393
 ここで、ＲとＱは、それぞれ拡張チャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる上三角行列とユニタリ行列である。
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信方式では、前述の拡張復調信号ベクトルｙ、および拡張チャネル応答行列Ｈは、各キャリア毎に存在しており、拡張チャネル応答行列ＨのＱＲ分解を実行する場合の演算負荷が高く膨大な計算量が必要になる。
そのため、このＱＲ分解の単位時間当たりの実行回数を削減して、演算量を大幅に削減する次のような方式が提案されている（非特許文献１，２参照）。
即ち、ＯＦＤＭ通信方式の全キャリアについて直接に拡張チャネル応答行列ＨのＱＲ分解を求めるのではなく、一部のキャリアをベースポイント（内挿処理におけるいわゆる「分点」）として取り扱い、このベースポイントの拡張チャネル応答行列に対するＱＲ分解結果から、ベースポイント以外のキャリアにおけるユニタリ行列Ｑおよび上三角行列Ｒを内挿処理により求め、その後、キャリア毎に数式５を用いて推定送信ベクトルs を求める方式が提案されている（非特許文献１，２）。以下、ベースポイントに関する特性値には「ベース」を冠し、このベース特性値から内挿処理により算出されたものには「内挿」を付して区別する。
図８は、上述の内挿を利用して演算量を減らした従来技術によるＭＭＳＥ等化回路の構成例を示している。
このＭＭＳＥ等化回路１０００は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列を求めるベース応答算出部１１００、雑音標準偏差を求める雑音推定部１２００、雑音標準偏差とベース応答行列を用いて拡張応答行列をベースユニタリ行列とベース上三角行列に分解処理するＱＲ分解部１３００、ベースユニタリ行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求める内挿処理部１４００、ベース上三角行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿上三角行列を求めるＲ内挿処理部１７００、各キャリアの内挿上三角行列の逆行列を求めるＲ逆行列算出部１８００、キャリア毎に数式５を用いて推定送信ベクトルを求め出力する送信ベクトル推定部１５００とを備えて構成されている。
次に、上記ＭＭＳＥ等化回路１０００の動作を説明する。
ＯＦＤＭ復調された復調信号ベクトルがＭＭＳＥ等化回路１０００に入力されると、ベース応答算出部１１００と雑音推定部１２００と送信ベクトル推定部１５００に供給される。尚、この復調信号ベクトルは、ＮＲ 行１列のベクトルであり、その第ｉ成分は、第ｉ受信アンテナに対応している。
ベース応答算出部１１００は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列Ｈを求めＱＲ分解部１３００に供給する。ベース応答行列の第（ｉ，ｊ）成分は、第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナ間のチャネル応答ｈｉｊを表す。雑音推定部１２００は、復調信号ベクトルをチャネルの時間および周波数相関情報を基に補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差を推定し、ＱＲ分解部１３００と送信ベクトル推定部１５００へ供給する。
ＱＲ分解部１３００は、雑音標準偏差とベース応答行列を用いて拡張応答行列をＱＲ分解処理し、ベースユニタリ行列とベース上三角行列を、それぞれ、内挿処理部１４００とＲ内挿処理部１７００へ供給する。内挿処理部１４００は、ベースユニタリ行列を内挿処理し全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求め送信ベクトル推定部１５００へ供給する。Ｒ内挿処理部１７００は、ベース上三角行列を内挿処理し、全キャリアにおける内挿上三角行列を求めＲ逆行列算出部１８００へ供給する。
ここで、上記各行列の内挿処理は、ベース行列を基に、内挿行列の各要素が、ベースポイント数より低い次数のローラン（Laurent ）多項式で表現できるように内挿処理を行っている。Ｒ逆行列算出部１８００は、各キャリアの内挿上三角行列の逆行列を求め、送信ベクトル推定部１５００へ供給する。
送信ベクトル推定部１５００は、キャリア毎に上記の数式５を用いて推定送信信号ベクトルを求め出力する。
尚、上三角行列Ｒの逆行列演算Ｒ −１の代わりに、上三角行列Ｒを用いた後退代入処理により送信ベクトルを推定する方式もある。
特開２００６−３４５５００号公報 カスケト，「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける内挿に基づくＱＲ分解」（D. Cescato, Interpolation-based QR decomposition. in MIMO-OFDM systems, ）in Proc. IEEE SPAWC 2004, pp. 945949, June 2005. ヴュベン、カムヤ、「Ｐ−ＳＱＲＤを使ったアンテナ毎に符号化されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける内挿に基づく逐次干渉除去法」（D. Wubben and K.D. Kammeyer,Inter polation-Based Successive Interference Cancellation for Per-Antenna-Coded MIMO-OFDM Systems using P-SQRD）, １International ITG/IEEE Workshop on Smart Antennas (WSA 2006) ステューバ、バレ、マクローリン、リー、イングラム、プラット、「広帯域ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信」（Stuber, G.L.; Barry, J.R.; McLaughlin, S.W.; Ye Li; Ingram,M.A.; Pratt, T.G.,Broadband MIMO-OFDM wireless communications "）, Proceedings of the IEEE Volume 92, Issue 2, Feb 2004 Page(s):271 - 294 サイモン・ヘイキン, （Simon Haykin）「適応フィルタ理論」, 科学技術出版, 2001
上述した従来技術によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＭＭＳＥ等化方法および等化回路については、その実行内容にあって演算量が膨大となり演算時間が長くなるという不都合が常に存在する。その原因は、キャリア毎に演算負荷の大きな内挿上三角行列Ｒの逆行列演算が必要となり、また、更に演算負荷の大きな上三角行列Ｒの内挿処理が必要とされる点があるからである。
そのため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおけるＭＭＳＥ等化回路を実現する際に、一定の通信容量を確保するには、回路規模が大きく、且つ高速演算素子の使用により消費電力も大きくなるという実装上の問題が常に存在していた。
〔発明の目的〕
本発明は、上記課題に鑑み、少ない演算量に基づいたＭＭＳＥ等化回路，等化処理方法，及び等化処理プログラム等を実現し、これを組み込んだ装置およびシステムにおける通信容量の増大、あるいは装置の小型化、経済化、および省電力化に資することを、その目的とする。
上記目的を達成するため、本発明に係る第１の発明（ＭＭＳＥ等化回路）では、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路であって、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成手段を備え、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数とを乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出し外部出力する機能を備えた送信ベクトル推定部を装備する。そして、前述したユニタリ行列生成手段を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出部（ベース応答算出部）と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してベースユニタリ行列を算出するＱＲ分解部と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部とにより構成したことを特徴とする。
ここで、前述した送信ベクトル推定部は、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置して成る第１行列と，前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定する機能を有すると共に、前記復調信号ベクトルに前記第１行列，前記第２行列，および前記雑音標準偏差の逆数、の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能を具備した構成としてもよい。
上記目的を達成するため、本発明に係る第２の発明（ＭＩＭＯチャネル受信装置）では、ＭＩＭＯ−通信システムの一部を成すＭＩＭＯチャネル受信装置であって、受信される受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調部と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述したＭＭＳＥ等化回路と、前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定部とを備える、という構成を採っている。
ここで、前述した復調部は、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成してもよい。
上記目的を達成するため、本発明に係る第３の発明（ＭＩＭＯチャネル通信システム）では、送信信号ベクトルを入力し変調信号ベクトルを生成する送信装置と、前記変調信号ベクトルを受信信号ベクトルとして受信装置へ伝達するチャネルとを備え、前記受信装置を、前述したＭＩＭＯチャネル受信装置で構成したことを特徴とする。
ここで、前述した受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあっては、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては前記ベースポイントを周波数域で間引いて配置した構成としてもよい。又、前述した受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを時間的に間引いて配置した構成としてもよい。
更に、本発明に係るＭＩＭＯチャネル通信システムでは、所定のチャネルを介して相互に通信可能に構成された複数の通信端末と、これら各通信端末の通信状態を管理する基地局とを備えたＭＩＭＯチャネル通信システムにあって、前記通信端末と基地局の少なくとも何れか一方が、前述したＭＩＭＯチャネル受信装置を備えた構成としてもよい。
上記目的を達成するため、本発明に係る第４の発明（ＭＭＳＥ等化処理方法）では、ＭＩＭＯチャネルを利用したＯＦＤＭ通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成工程と、この工程で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定工程とを備えている。そして、上述した送信ベクトル推定工程では、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成し、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出するように構成する。更に、上述したユニタリ行列生成工程を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出工程と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理工程とを含む工程としたことを特徴とする。
上記目的を達成するため、本発明に係る第５の発明（ＭＩＭＯチャネル受信方法）では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力する場合のＭＩＭＯチャネル受信方法において、前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調工程と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述したＭＭＳＥ等化処理方法と、これにより生成された前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定工程とを備える、という構成を採っている。
又、本発明に係る第６の発明（ＭＩＭＯチャネル通信方法）では、送信信号ベクトルを受けて変調信号ベクトルを生成し出力する信号送信工程と、前記変調信号ベクトルを所定のチャネルを介して受信信号ベクトルとして受信する信号受信工程とを備え、この信号受信工程を、前述したＭＩＭＯチャネル受信方法によって実行するように構成したことを特徴とする。
上記目的を達成するため、本発明に係る第７の発明（等化処理プログラム）では、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、前述したＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成機能と、このユニタリ行列生成機能が実行されて生成されるユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定機能とを有する。そして、前述した送信ベクトル推定機能を、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する内容とする。更に、前述したユニタリ行列生成機能については、これを前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理機能とを含む内容とし、これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする。
又、本発明に係る第８の発明（受信処理プログラム）は、チャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力処理する機能を備えた受信処理プログラムにおいて、前述した受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調処理機能、この復調された復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前述した等化処理プログラム、及びこれにより生成される前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力処理する送信信号ベクトル判定機能を備え、これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする。
本発明は以上のように構成され機能するので、これによると、推定送信信号ベクトルの推定に際して従来必要とされていた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理とを使用することなく送信ベクトル推定部が推定送信信号ベクトルを算定するようにしたので、前述した上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理が不要となり、これがため、少ない演算量に基づいたＭＭＳＥ等化回路，等化処理方法，及び等化処理プログラム等を実現可能となり、更にこれを組み込んだ装置およびシステムにおける通信容量の増大を図り、装置の小型化、経済化、および省電力化を図ることができる、という従来にない優れた効果を奏する。
〔第１の実施形態〕
以下、本発明の第１実施形態を図１ないし図２に基づいて説明する。
先ず最初に、本第１実施形態の中心的な内容（本発明の要部）を説明し、続いて具体的な構成およびその動作等について説明する。
（ＭＭＳＥ等化処理の特徴）
最初に、ＭＭＳＥ等化処理の特徴について説明する。
このＭＭＳＥ等化処理の特徴は、下記の数式９で表されるように、復調信号ベクトルｙに、内挿ユニタリ行列Ｑ１ ，Ｑ２ と、雑音標準偏差σの逆数を乗算することによって推定送信信号ベクトルｓを求める点にある。
ここで、数式９は、次のように導かれる。
即ち、拡張チャネル応答行列ＨをＱＲ分解して得られる拡張ユニタリ行列Ｑを、次の数式６に示すように、部分行列Ｑ１ ，Ｑ２ に分けて表示する。ここで、Ｑ１ はＱの第１〜第ＮＴ 行から成る部分行列、Ｑ２ はＱの第〔ＮＴ ＋1 〕〜第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行から成る部分行列である。
Figure 2008283393
 ここで、Ｈ＝ＱＲの関係と、数式６の関係から、
Figure 2008283393
 の関係が成立し、したがって、σＩ＝Ｑ２ Ｒの関係が成り立つ。これから
Figure 2008283393
 の関係が導かれ、これを数式５のＲ −１に適用すれば、次式９が求まる。
Figure 2008283393
 ここで、Ｑ１ ｔ はＱ１ のエルミート転置であり、Ｑ１ ，Ｑ２ は、数式６に示すユニタリ行列Ｑのそれぞれ部分行列である。
このＭＭＳＥ等化回路は、上記数式９に示すように、復調ベクトルｙと拡張チャネル行列Ｈから作られるユニタリ行列Ｑの部分行列Ｑ１ ，Ｑ２ と、雑音標準偏差の逆数σ−１から、目的とする推定送信ベクトルｓを算定する。
この式で特徴的なのは、従来技術（数式５）で必要であった拡張上三角行列Ｒの逆行列Ｒ −１を求める演算処理が不要になり、替わってＱＲ分解の過程で算出されるＱ１ ，Ｑ２ を用いている点である。
これにより、従来技術（数式５参照）において必要であった拡張上三角行列Ｒの逆行列Ｒ −１を求める演算処理、及び多数キャリアに対する内挿処理が不要となり演算量が大幅に削減でき、一定のハードウェアで処理可能な通信容量の増大、更には装置の小型，経済化及び省電力化を図ることができる。
次に、本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路について具体的に説明する。
本実施形態及び以下の実施形態においては、送信アンテナ数をＮＴ とし受信アンテナ数をＮＲ とし、チャネル応答の時間変動が無視できるＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムにおけるＭＭＳＥ等化回路を前提にしている。
図１は、本ＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。
この等化回路１０は、ＮＴ 個の送信アンテナと、ＮＲ 個の受信アンテナから成るＭＩＭＯチャネル（図示せず）において、チャネル時間変動が無視できるＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムのＭＭＳＥ等化に用いられる。
即ち、本実施形態にあって、ＭＭＳＥ等化等化回路１０は、ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成する機能を備えている。
このＭＭＳＥ等化回路１０は、図１に示すように、前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列（ベースユニタリ行列）を生成するユニタリ行列生成手段１９を備えている。又、このユニタリ行列生成手段１９で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定部１５を備えている。
この送信ベクトル推定部１５は、詳細は後述するが前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成する機能と、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能とを備えている。
これにより、推定送信信号ベクトルを算出に際し従来技術で必要とされていた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理が不要となり少ない演算量でＭＩＭＯチャネルを利用したＭＭＳＥ等化回路の実現が可能となる。
前述したユニタリ行列生成手段１９は、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列（ベース応答行列）を算出するチャネル応答算出部（ベース応答算出部）１１と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列（ベースユニタリ行列）を算出するＱＲ分解部１３と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部１４とにより構成されている。
ここで、上述したユニタリ行列生成手段１９については、前記復調信号ベクトルを用いて前記チャネル応答行列を算出するチャネル応答算出部１１と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解部１３とにより構成し、内挿処理部１４を装備しない構成としてもよい。
又、このユニタリ行列生成手段１９には、前述した雑音標準偏差を算定する雑音推定部１２が併設されている。この雑音推定部１２は、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定すると共に当該算定した差分を雑音とする雑音算定機能を備えている。
次に、上記各構成要素及びその機能等について詳細に説明する。
前述したベース応答算出部１１は、復調信号ベクトルを用いてベースポイントにおけるチャネル応答行列であるＮＲ 行ＮＴ 列のベース応答行列を求めるように機能する。このベース応答算出部１１は、具体的には、復調信号ベクトルに基づいてベースポイントでのベース応答行列Ｈを算出する。
即ち、このベース応答算出部１１は、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列（ベース応答行列）を算出する機能を備えている。ベース応答行列Ｈは、第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナ間でのチャネル応答ｈｉｊを，その行列の第（ｉ, ｊ）成分にもつ。キャリア毎に異なる値をとることを明示するため、以下では（ｋ番目のキャリアに関するものであることを明示するため）Ｈｋ と表す。ベース応答行列Ｈｋ の算出方式として、本実施形態では、次式で表されるような復調信号ベクトルと既知パイロット信号レプリカから算出している。
Figure 2008283393
 ここで、ｙｋ，ｎ は、第〔ｎ〕ＯＦＤＭシンボルの第ｋキャリアに対する復調信号ベクトルであり、ＳはＮＴ 行ＮＴ 列の既知パイロット信号レプリカ行列であり、Ｓの第〔ｉ，ｊ〕成分は第〔ｎ＋ｊ−１〕ＯＦＤＭシンボルの第ｉ送信アンテナの第ｋキャリア成分である。Ｓは一般にユニタリ行列が用いられる。Ｂはベースポイントに対応するキャリアの集合を表しており、予め全キャリアから選択されたキャリアをベースポイントしていることを示している。
雑音推定部１２は、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正して補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差σを推定する機能を備えている。即ち、この雑音推定部１２は、チャネルの時間および周波数相関情報と復調信号ベクトルを受け、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差σを算定する。
本実施形態では、既知パイロット信号レプリカを用いる補正方式を用いている。具体的には、数式１０に従い、復調信号ベクトルとパイロット信号レプリカを用いてチャネル応答を求め、その時間平均をとった時間平均チャネル応答にパイロット信号レプリカを掛けたものを補正復調信号ベクトルとする。
ＱＲ分解部１３は、前述した雑音標準偏差σとベース応答行列を受けてＱＲ分解処理を行う。このＱＲ分解部１３は、雑音標準偏差σとベース応答行列を受け、次式に示すＱＲ分解処理を行う。
Figure 2008283393
 ここで、ＱＢｋ は〔ＮＴ + ＮＲ 〕行ＮＴ 列のベースユニタリ行列である。σは雑音標準偏差である。ＩＮＴはＮＴ 行ＮＴ 列の単位行列、Ｒｋ はＮＴ 行ＮＴ 列の上三角行列である。ＱＲ分解処理は，例えば、よく知られたＧｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔの直交化法を用いて、拡張ベース応答行列の列ベクトルを直交化することによって実行できる。
内挿処理部１４は、ベースユニタリ行列を内挿処理して全キャリアにおける内挿ユニタリ行列を求めるように機能する。この内挿処理部１４は、本実施形態では、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としている。
この内挿処理部１４は、具体的にはベースポイントにおけるベースユニタリ行列ＱＢｋ を内挿処理して、全キャリアにおける内挿ユニタリ行列Ｑｋ を求める。本実施形態では、内挿処理の方法として、内挿ユニタリ行列Ｑｋ の各要素が、ベースユニタリ行列ＱＢｋ を係数とし、ベースポイント数より低い次数のローラン（Laurent ）多項式で表現できるように内挿処理を行うようにした。
送信ベクトル推定部１５は、前述した雑音標準偏差σと内挿ユニタリ行列と復調信号ベクトルとに基づいて推定送信信号ベクトルを算定する機能を備えている。
この送信ベクトル推定部１５は、雑音標準偏差σ，内挿ユニタリ行列Ｑｋ ，復調信号ベクトルｙｋ，ｎ を受け、これに基づいて次式を用いて推定送信信号ベクトルを求め、これをＭＭＳＥ等化回路１０の出力となっている。
Figure 2008283393
 ここで、ｓｋ，ｎ は、第〔ｎ〕ＯＦＤＭシンボル、第ｋキャリアの推定送信信号ベクトルであり、その第ｉ成分は、第ｉ送信アンテナに対応している。Ｑｋ，１ は、第ｋキャリアに対応する内挿ユニタリ行列Ｑｋ の第1 〜第ＮＴ 行、Ｑｋ，２ は、内挿ユニタリ行列Ｑｋ の第〔ＮＴ ＋１〕〜第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行であり、次式の関係を持つＱｋ の部分行列である。
Figure 2008283393
 なお、チャネルが時間変動する場合は、ベースポイントをキャリア−ＯＦＤＭシンボル平面上の特定の点に拡張することによって対応できる。また、本実施形態は、周波数−時間平面上の任意のポイントのチャネル応答が行列で表されるようなシステムに適用可能である。
次に、上記ＭＭＳＥ等化回路１０の動作を図２に基づいて説明する。
先ず、復調信号ベクトルｙと既知パイロット信号レプリカから、ベース応答算出部１１において、数式１０で表されるようにベース応答行列を算出するベース応答算出工程が行なわれる（ステップＳ１００１：ベース応答算出処理）。
次に、この得られたベース応答行列Ｈと、後述する予め何らかの方法で準備されている雑音標準偏差σがＱＲ分解部１３へ供給されると、拡張ベース応答行列が構成され、更に、これをベースユニタリ行列と上三角行列の積に分解表示するＱＲ分解工程が行なわれる（ステップＳ１００２：ＱＲ分解処理）。
続いて、ベースユニタリ行列をベースポイントにして、内挿処理部１４で内挿ユニタリ行列が生成される内挿処理工程がなされる（ステップＳ１００３：内挿処理）。
最後に、内挿ユニタリ行列 [Ｑｋ，２ Ｑｋ，１ ｔ ] 、雑音標準偏差σから、数式１２により推定送信信号ベクトルｓを推定する送信ベクトル推定工程が行なわれ（ステップＳ１００４：送信ベクトル推定処理）、ＭＭＳＥ等化された信号が出力される。
ここで、雑音標準偏差σを予め準備する方法は、後述する実施形態２又は３にも示すように様々な方法がある。
本実施形態では、チャネルの時間および周波数相関情報と復調信号ベクトルを雑音推定部１２０で受けて、チャネルの時間および周波数相関情報を基に復調信号ベクトルを補正し、補正前後の差分を雑音として雑音標準偏差を算定する雑音推定工程を、少なくともＱＲ分解工程の前に備えた構成になっている（ステップＳ１００５：雑音推定処理）。
ここで、上述したの各工程については、これに対応する各処理内容をプログラム化しコンピュータに実行させるように構成してもよい。
本実施形態は、以上のように構成され動作するので、従来技術で必要とされた上三角行列の内挿処理と逆行列演算処理とが不要となり、少ない演算量でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＭＭＳＥ等化回路を実現可能にしている。これによって、ハードウェア性能を所与のものとすると、削減された演算処理機能を他へ使うことにより等化回路の通信容量の増大を図ることも可能であり、また素子の動作速度の低下に使えば、回路の小型・経済化、消費電力の削減等にも大きな効果を発揮する。
尚、上記説明では、ベース応答算出部１１及び雑音推定部１２が、本ＭＭＳＥ等化回路１０内に含まれるものとして説明して来た。実装する際には、これら各部は各別に本ＭＭＳＥ等化回路１０の外に設けられていてもよい。ベース応答算出部１１及び雑音推定部１２の処理結果を等化回路１０だけでなく受信装置の他の機能に共通に使用するような場合もあるからである。また、上記説明では一部のキャリアをベースポイントと扱ったが、例えば全キャリアについてキャリア応答行列が与えられるようなシステムにおいては内挿処理が不要となるにで、かかる場合には内挿処理１４を省くこともできる。
また、本実施形態においては、一部のキャリアをベースポイントとして取り扱い、その配置は予め決められているものとして説明してきた。しかしながら、チャネル応答が時間変動する場合には、内挿処理のベースポイントを時間軸上にも拡張したキャリア−ＯＦＤＭシンボル平面（即ち周波数―時間平面）上の点に拡張して考えることによって、時間変動のあるチャネルにも対応できる。即ち、この場合には、内挿処理は周波数軸と時間軸の両方に関して行うこととなる。このとき本実施形態及び以下の実施形態の適用範囲は、周波数時間平面上の任意のポイントのチャネル応答行列が推定乃至算定されるあらゆるシステムを含むものに拡張可能である。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明にかかるＭＭＳＥ等化回路の第２の実施形態を、図３に基づいて説明する。
この図３に示す第２の実施形態においては、雑音推定部およびその推定方法が前述した第１の実施形態（図１〜図２）と異なる点に特徴を有する。
この図３に示すＭＭＳＥ等化回路２０において、雑音推定部２２は、ベース応答算出部１１で生成されたベース応答行列と送信ベクトル推定部１５で生成された推定送信信号ベクトルｓに基づいて雑音標準偏差を推定し、これをＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ供給する。具体的には、ベースポイントに対応する推定送信信号ベクトルｓに最近接している送信信号ベクトルｘを探索し、最近接送信信号ベクトルｘと推定送信信号ベクトルｓの差分を判定雑音とする。この判定雑音にベース応答行列を掛けてスケーリングを施し、雑音標準偏差を算定し、ＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ供給する構成となっている。
その他の構成およびその動作は、前述した第１実施形態と同一となっている。
以上によって、本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、少ない演算量でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＭＭＳＥ等化回路を実現することができ、これによって、等化回路ひいては受信装置の通信容量の増大、或いは、小型・経済化、消費電力の削減に貢献できる。
尚、この第２の実施形態では、雑音の算定に、本等化回路２０の等化動作に必要な推定送信信号ベクトルｓとベース応答行列が使われるが、雑音標準偏差の算定にのみ用いられるチャネルの時間および周波数相関情報は使われない。この点は第１の実施形態に比べて簡易化されている。
〔第３の実施形態〕
次に、本発明にかかるＭＭＳＥ等化回路の第３実施形態を図４に基づいて説明する。
この図４に示すＭＭＳＥ等化回路３０においては、前述した第１（又は第２）の実施形態に係る雑音推定部１２（又は２２）に代えて、予め与えられる雑音標準偏差を記憶した記憶部１６が装備され、ＱＲ分解部１３と送信ベクトル推定部１５へ、その記憶した雑音標準偏差値を供給する構成となっている。雑音標準偏差の変動に対して受信特性の影響が無視できるような場合には、事前にシミュレーションにより求めた雑音標準偏差の典型値を、オフライン時に記憶部１６へ設定する。
その他の構成及びその動作は前述した第１又は第２の実施形態と同一となっている。
これにより、前述した第１又は第２の実施形態に比して、その雑音推定部１２の構成を簡易化できる。したがって、第１及び第２の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１０，２０の効果である通信容量の増大、回路の小型・経済化、低消費電力化に加えて、本実施形態では、さらに雑音推定部の簡易化による回路全体の小型化・経済化、低消費電力化に貢献できる。
〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態として、前述したＭＭＳＥ等化回路１０，２０又は３０を装備したＭＩＭＯ−チャネル受信装置１００について説明する。
図５にこれを示す。この図５に第４の実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル受信装置１００は、復調部１０１，ＭＭＳＥ等化回路１０，送信ベクトル判定部１０２を備えて構成されている。
ここで、各アンテナでの受信信号をその成分とする受信信号ベクトルは、入力として復調部１０１へ供給される。この復調部１０１では、受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成し、ＭＭＳＥ等化回路１０へ供給する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの場合は、復調部１０１は、受信信号ベクトルを受信アンテナ成分毎にフーリエ変換、具体的には高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)し、ＯＦＤＭ( 直交周波数分割多重) 復調する。
又、送信ベクトル判定部１０２は、推定送信信号ベクトルから送信信号ベクトルを判定し、これを受信データとして出力する機能を備えている。
ここで、ＭＭＳＥ等化回路１０は、復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成し、送信ベクトル判定部３００へ供給する。この場合、受信装置の一構成要素として、前記第１乃至第３の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１０に代えて、ＭＭＳＥ等化回路２０又は３０を装備してもよい。
これにより、本受信装置１００は、第１乃至第３の実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路１００を用いているので、前述したように、本受信装置の通信容量の増大、受信装置の小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。
〔第５の実施形態〕
次に、本発明の第５の実施形態として、前述した受信装置１００を装備したＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００について説明する。
図６にこれを示す。この図６に示す第５の実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００は、送信装置２０１，チャネル２０２，及び受信装置１００を備えて構成されている。この内、送信装置２０１は、送信データを送信信号ベクトルに変換し、これを変調処理して変調信号ベクトルを生成する。生成した変調信号ベクトルはチャネル２０２に供給される。チャネル２０２では、変調信号ベクトルを受けて受信信号ベクトルとして受信装置１００へ伝達される。
この受信装置１００は、前述した第４実施形態で説明したように、復調，ＭＭＳＥ等化および送信ベクトル判定処理を行い、受信データを出力する。この第５の実施形態における通信システム２００は、第４の実施形態における受信装置１００（図５参照）がその一構成要素として用いられている。
尚、本第５実施形態では、周波数時間平面上の任意のポイントのチャネル応答が行列で表されるあらゆるシステムに適用できる。その際、ベースポイントは、周波数時間平面上の任意の点に設定できるので、例えば、周波数領域で間引いて飛び飛びに配置したベースポイント、あるいは時間領域で間引いて飛び飛びに配置したベースポイントさらにこれら二つを組み合わせた周波数−時間領域の両方で間引いて配置したベースポイントを使うことができるので、環境に適合して最もふさわしいベースポイントを選択することが可能である。
これにより、本実施形態におけるＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００では、前述した受信装置１００、或いはＭＭＳＥ等化回路１０をその内部に用いているので、前述したように、システム全体としても、その通信容量の増大、システムの小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。
〔第６の実施形態〕
次に、本発明の第６の実施形態にかかる通信システムについて説明する。
図７にこれを示す。この図７に示す第６実施形態にあって、ＭＩＭＯ−チャネル通信システム２００は、チャネル２０２と複数の通信端末５０１ 〜５０Ｎ と、この各通信端末５０１ 〜５０Ｎ を管理する基地局４００とを備えて構成されている。
又、この図７には、一例として、通信端末１と通信端末Ｎ宛てのデータが、図示しない他の基地局等から基地局４００に送信され、それらデータがチャネル２０２を介して通信端末１と通信端末Ｎに受信され、また、通信端末１と通信端末２からの送信データがチャネル２０２を介して、基地局４００へ伝送され、さらに基地局４００から図示しない相手基地局等へ送出される様子を示している。チャネル２０２は、基地局４００と複数の通信端末５０１ 〜５０Ｍ で共有されており、また、基地局４００及び通信端末５０１ 〜５０Ｍ の少なくとも一つが、第４の実施形態（図５に記載）に開示した受信装置１００を含んで構成されている。
これにより、本通信システムでも、前記受信装置１００、あるいはＭＭＳＥ等化回路１０をその内部に用いているので、前述したように、システム全体としてもその通信容量の増大、システムの小型・経済化、低消費電力化の効果をそのまま発揮できる。
本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。 図１に開示したＭＭＳＥ等化回路の動作を示すフローチャート図である。 本発明の第２実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るＭＭＳＥ等化回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図である。 従来のＭＭＳＥ等化回路の構成例を示すブロック図である。
符号の説明
１０，２０，３０ ＭＭＳＥ等化回路
１１ ベース応答算出部（チャネル応答算出部）
１２，２２ 雑音推定部
１３ ＱＲ分解部
１４ 内挿処理部
１５ 送信ベクトル推定部
１６ 記憶部
１９ ユニタリ行列生成手段
５０１ 〜５０Ｎ 通信端末１〜通信端末Ｎ
１００ 受信装置（ＭＩＭＯチャネル受信装置）
１０１ 復調部
１０２ 送信ベクトル判定部
２００，３００ ＭＩＭＯチャネル通信システム
２０１ 送信装置
２０２ チャネル
４００ 基地局

Claims (34)

  1. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路であって、
    前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とにより拡張応答行列を形成し且つ当該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成手段を備え、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数とを乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出し外部出力する機能を備えた送信ベクトル推定部を装備し、
    前記ユニタリ行列生成手段を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし、前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出部と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してベースユニタリ行列を算出するＱＲ分解部と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理部とにより構成したことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。
  2. 前記請求項１に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記送信ベクトル推定部は、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置して成る第１行列と，前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定する機能を有すると共に、前記復調信号ベクトルに前記第１行列，前記第２行列，および前記雑音標準偏差の逆数、の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する機能を具備したことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。
  3. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記ユニタリ行列生成手段が、予め算定された雑音標準偏差を記憶する雑音標準偏差記憶機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。
  4. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を算定する雑音推定部を併設すると共に、
    この雑音推定部が、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定すると共に当該算定した差分を雑音とする雑音算定機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。
  5. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を算定する雑音推定部を併設すると共に、
    この雑音推定部が、前記推定送信信号ベクトルとこの推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とする判定雑音算定機能と、この算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるベース応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定する機能とを備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。
  6. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記内挿処理部は、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化回路。
  7. 前記請求項１又は２に記載のＭＭＳＥ等化回路において、
    前記チャネル応答算出部は、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出する機能を備えていることを特徴としたＭＭＳＥ等化回路。
  8. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成すＭＩＭＯチャネル受信装置であって、
    受信される受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調部と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項１乃至７の何れか一つに記載されたＭＭＳＥ等化回路と、前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定部とを備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信装置。
  9. 前記請求項８に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置において、
    前記復調部は、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成されていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信装置。
  10. 送信信号ベクトルを入力し変調信号ベクトルを生成する送信装置と、前記変調信号ベクトルを受信信号ベクトルとして受信装置へ伝達するチャネルとを備え、
    前記受信装置を、前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置で構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。
  11. 前記請求項１０に記載のＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
    前記ＭＩＭＯチャネル受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを周波数域で間引いて配置したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。
  12. 前記請求項１０に記載のＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
    前記受信装置が備えているＭＭＳＥ等化回路にあって、前記ベースポイントにおけるベース応答行列の算出に際しては、前記ベースポイントを時間的に間引いて配置したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信システム。
  13. 所定のチャネルを介して相互に通信可能に構成された複数の通信端末と、これら各通信端末の通信状態を管理する基地局とを備えたＭＩＭＯチャネル通信システムにおいて、
    前記通信端末と基地局の少なくとも何れか一方が、前記請求項８又は９に記載の受信装置を備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル通信システム。
  14. 前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置を装備した通信端末。
  15. 前記請求項８又は９に記載のＭＩＭＯチャネル受信装置を装備した基地局。
  16. ＭＩＭＯチャネルを利用したＯＦＤＭ通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、
    前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と，雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成すると共にこの拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成工程と、この工程で生成されたユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定工程とを備え、
    この送信ベクトル推定工程では、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成し、前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出するように構成し、
    前記ユニタリ行列生成工程を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出工程と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理工程とを含む工程としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
    。
  17. 前記請求項１６に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
    前記送信ベクトル推定工程では、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置した第１行列と、前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定し、前記復調信号ベクトルに前記第１行列、前記第２行列、前記雑音標準偏差の逆数の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出するようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
  18. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
    前記ユニタリ行列生成手段に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定工程を併設すると共に、
    この雑音推定工程では、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定しこれを雑音とするようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
  19. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
    前記ユニタリ行列生成工程に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定工程を併設すると共に、
    この雑音推定工程では、前記推定送信信号ベクトルと，この推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とし、更にこの算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるチャネル応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定するようにしたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
  20. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
    前記内挿処理工程では、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように、前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成としたことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
  21. 前記請求項１６又は１７に記載のＭＭＳＥ等化処理方法において、
    前記チャネル応答算出工程を、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するように構成したことを特徴とするＭＭＳＥ等化処理方法。
  22. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力する場合のＭＩＭＯチャネル受信方法において、
    前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調工程と、前記復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項１６乃至２１の何れか一つに記載されたＭＭＳＥ等化処理方法と、これにより生成された前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力する送信信号ベクトル判定工程とを備えていることを特徴としたＭＩＭＯチャネル受信方法。
  23. 前記請求項２２に記載のＭＩＭＯチャネル受信方法において、
    前記復調工程を、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル受信方法。
  24. 送信信号ベクトルを受けて変調信号ベクトルを生成し出力する信号送信工程と、前記変調信号ベクトルを所定のチャネルを介して受信信号ベクトルとして受信する信号受信工程とを備え、
    この信号受信工程を、前記請求項２２又は２３に記載の受信方法によって実行するように構成したことを特徴とするＭＩＭＯチャネル通信方法。
  25. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムに装備され、複数の受信アンテナ毎に設けられた復調部で各別に復調されたベースバンド信号を成分とする復調信号ベクトルを等化し、これによって推定送信信号ベクトルを生成するＭＭＳＥ等化回路にあって、
    前記ＭＩＭＯチャネルの有する特性を表して成るチャネル応答行列と雑音標準偏差を単位行列に乗算して得られる行列とに基づいて拡張応答行列を形成し且つ該拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を生成するユニタリ行列生成機能、
    このユニタリ行列生成機能が実行されて生成されるユニタリ行列と前記雑音標準偏差とを取り込む送信ベクトル推定機能とを有し、
    前記送信ベクトル推定機能を、前記ユニタリ行列に基づいて二つの部分行列を生成すると共に前記復調信号ベクトルに前記二つの部分行列と前記雑音標準偏差の逆数を乗算して前記推定送信信号ベクトルを算出する内容とし、
    前記ユニタリ行列生成機能を、前記復調信号ベクトルの一部を内挿するためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解工程と、この算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を算出する内挿処理機能とを含む内容とし、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
    。
  26. 前記請求項２５に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記送信ベクトル推定機能では、前記受信アンテナ数がＮＲ で送信アンテナ数がＮＴ のとき、前記ユニタリ行列の第１乃至第ＮＴ 行目で形成される部分行列をエルミート転置した第１行列と、前記ユニタリ行列の第〔ＮＴ ＋１〕乃至第〔ＮＴ ＋ＮＲ 〕行目で形成される第２行列とを算定し、前記復調信号ベクトルに前記第１行列、前記第２行列、前記雑音標準偏差の逆数の順に掛け算して前記推定送信信号ベクトルを算出する構成とし、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  27. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記ユニタリ行列生成機能を、前記復調信号ベクトルを用いて前記チャネル応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能とを含む内容とし、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  28. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記ユニタリ行列生成機能を、各復調信号ベクトルの一部を内挿のためのベースポイントとし前記復調信号ベクトルを用いて前記ベースポイントにおけるベース応答行列を算出するチャネル応答算出機能と、前記拡張応答行列をＱＲ分解してユニタリ行列を算出するＱＲ分解機能と、前記算出されたユニタリ行列を内挿処理して全ポイントの内挿ユニタリ行列を求める内挿処理機能とを含む内容とし、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  29. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記ユニタリ行列生成機能に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定機能を併設すると共に、
    この雑音推定機能を、前記復調信号ベクトルをチャネルの時間及び周波数相関情報に基づいて補正し且つ当該補正前後の前記復調信号ベクトルの差分を算定してこれを雑音とするように構成し、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  30. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記ユニタリ行列生成機能に、前記雑音標準偏差を推定する雑音推定機能を併設すると共に、
    この雑音推定機能を、前記推定送信信号ベクトルと，この推定送信信号ベクトルを判定した結果である判定送信信号ベクトルとの差分を算定しこれを判定雑音とし、更にこの算定された判定雑音に前記チャネル応答算出部で生成されるチャネル応答行列を掛けてスケーリングして雑音標準偏差を算定するように構成し、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  31. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記内挿処理機能を、内挿処理を適用する時間周波数範囲内の前記ベースポイント数よりも低い次数のローラン多項式で前記内挿ユニタリ行列の各要素を表現できるように前記ベースユニタリ行列を内挿処理する構成とし、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  32. 前記請求項２５又は２６に記載の等化処理プログラムにおいて、
    前記チャネル応答算出機能を、前記復調信号ベクトルと既知のパイロット信号レプリカとを用いて前記ベースポイントにおけるチャネル応答行列を算出するように構成し、
    これをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする等化処理プログラム。
  33. ＭＩＭＯチャネルを利用した通信システムの一部を成す受信装置にあって、受信した受信データを出力処理する機能を備えた受信処理プログラムにおいて、
    前記受信データである受信信号ベクトルを復調して復調信号ベクトルを生成する復調処理機能、この生成された復調信号ベクトルを等化して推定送信信号ベクトルを生成する前記請求項２５乃至３２の何れか一つに記載された等化処理プログラム、及びこれにより生成される前記推定送信信号ベクトルを判定して判定送信信号ベクトルを生成し受信データとして出力処理する送信信号ベクトル判定機能を備え、
    これらをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする受信処理プログラム。
  34. 前記請求項３３に記載の受信処理プログラムにおいて、
    前記復調機能を、前記受信信号ベクトルをフーリエ変換して直交周波数分割多重復調するように構成し、
    これをコンピュータに実行させるようにしたことを特徴とする受信処理プログラム。
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