JP2008235782A - 非接触電力伝送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力伝送効率を極力向上させることができると共に二次側の電圧を極力高めることができる非接触電力伝送装置を提供する。
【解決手段】非接触電力伝送装置は、ギャップ付き変圧器１の一次巻線６ｐの巻数をＮ_１［回］、二次巻線６ｓの巻数をＮ_２［回］、一次及び二次コア２及び３の直径をＤ［ｍｍ］、これらコア２，３部分における磁路幅をＴｗ［ｍｍ］、負荷８の等価抵抗をＲｆ［Ω］、補正係数Ｋを０．８×１０^６〜２０×１０^６、一次巻線６ｐに接続される交流電源の周波数をｆ［Ｈｚ］としたとき、これらが、
ｆ＝［Ｋ／（Ｎ_１ ^２・Ｎ_２ ^２・Ｄ・Ｔｗ）^１／２］・Ｒｆ
なる関係式を満たすように設定されている。
【選択図】図２

Description

本発明は、ギャップを有して対向配置された一次コアと二次コアとを備えたギャップ付き変圧器を具備した非接触電力伝送装置に関する。

上記非接触電力伝送装置におけるギャップ付き変圧器は、一次コアに巻装された一次巻線と、二次コアに巻装された二次巻線とを備えて構成されており、一次巻線から入力される電力が二次巻線から出力されるようになっている。このギャップ付き変圧器は、ギャップが無い通常のコアを備えた変圧器に比し電力の伝送効率が低くなる問題がある。ギャップはコアに比べて磁気抵抗が大きいので、一次巻線に流れる電流によって生じた磁束が両コア内を通る際に、その磁束の一部がコア外に漏れて周回（ショートカット）し、二次巻線と鎖交する磁束が少なくなるからである。

そこで、この種の非接触電力伝送装置においては、ギャップ付き変圧器のギャップによって生じる漏れ磁束を少なくするため、一次及び二次コアの夫々に磁束の方向に沿って導体層を設けるなどの工夫がされている（例えば特許文献１参照）。このギャップ付き変圧器の一次及び二次コアはE型あるいは中空状をなし、前記導体層は銅板から構成されている。この銅板は、両コアの内側（及び外側）に沿って張られていて、一次及び二次巻線と鎖交するコア内の主磁束の方向に対して平行に配置されている。
特開２００１−３３８８２０号公報

上記構成によれば、コア外に漏れようとする磁束が銅板を横切る際に、銅板にその磁束を打ち消すような渦電流が発生するので、漏れ磁束を減少させることができる。しかし、
その反面、渦電流によってジュール損失が生じるため、依然として電力伝送効率の低下の問題を内在している。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電力伝送効率を極力向上させることができると共に二次側の電圧を極力高めることができる非接触電力伝送装置を提供することにある。

上記の目的を達成するために本発明は、環状の一次コアと、この一次コアに巻装された一次巻線と、ギャップを有して前記一次コアに対向して配置された二次コアと、この二次コアに巻装された二次巻線とを備えたギャップ付き変圧器を具備し、当該ギャップ付き変圧器の前記二次巻線に負荷が接続される非接触電力伝送装置であって、前記一次巻線の巻数をＮ_１［回］、前記二次巻線の巻数をＮ_２［回］、前記一次及び二次コアの直径をＤ［ｍｍ］、当該一次及び二次コア部分における磁束の方向に垂直な磁路幅をＴｗ［ｍｍ］、前記負荷の等価抵抗をＲｆ［Ω］、補正係数Ｋを０．８×１０^６〜２０×１０^６、前記一次巻線に接続される交流電源の周波数をｆ［Ｈｚ］としたとき、これらが、
ｆ＝［Ｋ／（Ｎ_１ ^２・Ｎ_２ ^２・Ｄ・Ｔｗ）^１／２］・Ｒｆ
なる関係式を満たすように設定されていることを特徴とする。

本発明の非接触電力伝送装置によれば、ギャップ付き変圧器のコア部のみならず、一次及び二次巻線、負荷の等価抵抗、周波数など種々の要素につき上記関係式を満たすように設定することで、ギャップ付き変圧器の二次側の電圧を極力高めることができる共に、電力伝送効率を極力向上させることができる。

以下、本発明の一実施例について図１〜図８を参照しながら説明する。
図１は非接触電力伝送装置に用いられるギャップ付き変圧器の概略的な斜視図を示し、図２はこの変圧器の周方向に対する断面を拡大して示している。図１に示すように、ギャップ付き変圧器（以下、変圧器と略す）１は、全体として円環状をなし、同心状の一次コア２と二次コア３とを備えている。これらコア２，３はフェライトコアからなり、一次コア２は固定され、二次コア３は図示しない回転保持機構により軸線の回りに回転自在に配置されている。

変圧器１は、一次コア２と二次コア３とが軸方向にギャップ４を有して対向配置された所謂アキシャルギャップ構造を備えている。一次コア２は、二次コア３側（図２中、下側）が開放された断面「コ」の字状に形成されており、その溝部５ａには、周方向に沿って一次巻線６ｐが図示しない絶縁材を介して固定されている。

他方、二次コア３も、一次コア２側が開放された断面「コ」の字状に形成されており、その溝部５ｂには、周方向に沿って二次巻線６ｓが巻装されている。一次コア２及び二次コア３は、そのコア２，３部分における磁束の方向に垂直な厚み（以下、磁路幅Ｔｗと称す）が一定となるように形成されている。また、一次コア２と二次コア３との間のギャップ４，４は、空隙（例えば空気層）とされ、両ギャップ長は全周にわたって相等しく設定されている。

図３は、非接触電力伝送装置としての変圧器１を用いた電力伝送形態の一例を示している。変圧器１の一次巻線６ｐには周波数変換手段としてのインバータ装置７が接続され、二次巻線６ｓには負荷８が接続されている。インバータ装置７は、単相ブリッジ接続されたダイオード９ａ〜９ｄからなる整流回路９、平滑用のコンデンサ１０、昇圧回路１１、および単相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｄからなるインバータ回路１２から構成されており、その入力端子は交流電源１３に接続されている。

また、インバータ装置７は、制御回路１４と駆動回路１５とを備えている。詳しい図示は省略するが、制御回路１４は、マイクロコンピュータを主体に構成されていて、内部にＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリ、入力インターフェース、出力インターフェース、それらを結ぶバス等を有する。ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｄの各ゲートには、制御回路１４から駆動回路１５を介してＰＷＭ信号が与えられ、インバータ装置７は、変圧器１に対し正弦波状の単相交流電圧（例えば１００Ｖ）を出力するようになっている。一次巻線６ｐに電流が流れると、一次コア２及び二次コア３に図２に破線で示すような磁束が発生し、変圧器１を介して負荷８に電力が伝送される。

さて、本実施例の非接触電力伝送装置は、負荷８に流れる二次電流Ｉ_２を検出する電流検出手段としての変流器１６及び電流検出回路１７と、二次電圧Ｖ_２を検出する電圧検出手段としての電圧検出器１８とを備え、これら二次電流Ｉ_２及び二次電圧Ｖ_２の検出結果に基づいて、インバータ装置７から所定の周波数をもつ一次電圧Ｖ_１が出力されるようになっている。

制御回路１４は、周波数演算手段に相当し、一次巻線６ｐの巻数をＮ_１［回］、二次巻線６ｓの巻数をＮ_２［回］、一次及び二次コア２及び３の直径をＤ［ｍｍ］、磁路幅をＴｗ［ｍｍ］、負荷８の等価抵抗をＲｆ［Ω］、補正係数をＫとしたとき、以下の関係式（１）によって、好適な周波数ｆ［Ｈｚ］を演算する。
ｆ＝［Ｋ／（Ｎ_１ ^２・Ｎ_２ ^２・Ｄ・Ｔｗ）^１／２］・Ｒｆ ・・・（１）
この式は、巻線の自己共振、つまり巻線本来のインダクタンスと、巻回された巻線同士で形成されたコンデンサ（線間容量）との共振時における固有周波数に基づいたものである。ここで、等価抵抗Ｒｆは、上記した二次電流Ｉ_２及び二次電圧Ｖ_２から、次式（２）で算出される。
Ｒｆ＝Ｖ_２／Ｉ_２ ・・・（２）
また、補正係数Ｋは後述するように、例えば０．８×１０^６〜２０×１０^６、より好ましくは３×１０^６〜１０×１０^６、最も好ましい値として６×１０^６に設定される。尚、上記コア２，３の直径Ｄは、図１、図２に示すようにコア２，３の外径寸法と内径寸法の中間値（つまり、外径寸法と内径寸法の和を２で除した値）である。

変圧器１に対しインバータ装置７から一次電圧Ｖ_１が出力された運転状態において、制御回路１４は、変流器１６及び電流検出回路１７により検出された二次電流Ｉ_２と、電圧検出器１８により検出された二次電圧Ｖ_２とに基づいて等価抵抗Ｒｆを算出し、上記関係式（１）により周波数ｆを演算する。インバータ装置７は、制御回路１４により演算された周波数ｆをもつ一次電圧Ｖ_１を出力する。

次に、図４、図５を参照しながら、上記構成を有する非接触電力伝送装置の周波数特性について説明する。図４及び図５は、巻数比が１対１で巻数が５回、１０回、２０回、４０回の変圧器（モデルＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）の夫々について、電力伝送効率及び二次電圧Ｖ_２を数値計算により求めたものである。これら変圧器（モデルＡ〜Ｄ）は、全て直径Ｄが３００ｍｍ、磁路幅Ｔｗが５ｍｍに設定された同一寸法のものである。また、一次電圧Ｖ_１を１００Ｖ、負荷８の等価抵抗Ｒｆを５Ωとし、負荷の変動はないものとする。

図４は、モデルＡ〜Ｄの変圧器１について、一次電圧Ｖ_１の周波数を増大させたときの、電力伝送効率（入力電力に対する出力電力の比率）を示している。全ての変圧器（モデルＡ〜Ｄ）は、周波数の増大に伴い電力伝送効率が向上しており、巻数が多い変圧器（モデルＤ参照）ほど、比較的低い周波数で電力伝送効率が高くなっている。図５は、周波数を増大させたときの二次電圧Ｖ_２を示している。全ての変圧器は、夫々巻数の違いにより特性のずれが生じているものの、低い周波数では二次電圧Ｖ_２が低下している。この二次電圧Ｖ_２は、周波数の増大に伴い一旦、高くなり、更に周波数を増大させると、低下する傾向にある。この低下傾向は、巻数が多い変圧器（モデルＡ、Ｂ）ほどより低い周波数領域で生じている。

このような結果が得られたのは、以下のように考えられる。変圧器１は、低い周波数においてコア２，３が磁気飽和状態となるため、周波数の増大に伴い二次電圧Ｖ_２が高くなると共に電力伝送効率も向上している。更に周波数を増大させると、インダクタンスの影響により、二次電圧Ｖ_２が低くなる。これにより変圧器１の出力電力が低下するが、入力電力も低下するため、図４に示すように見かけ上、効率が向上しているものと考えられる。

以上の結果を全体的に考察すると、モデルＡ〜Ｄの変圧器１は、電力伝送効率および二次電圧Ｖ_２の夫々について、巻数に依拠する周波数特性を有するものといえる。従って、変圧器１の周波数を、巻数に応じて決定するのが好ましい。具体的には、電力伝送効率および二次電圧Ｖ_２の双方が極力高まる最適な周波数は、図４及び図５より、モデルＤの変圧器では約５００Ｈｚ、モデルＣの変圧器では約２ｋＨｚ、モデルＢの変圧器では約８ｋＨｚ、モデルＡの変圧器では２５〜３５ｋＨｚとされる。これらの値は、前記関係式（１）に、当該数値計算における設定値（Ｎ_１＝Ｎ_２＝１０〜４０、Ｄ＝３００、Ｔｗ＝５、Ｒｆ＝５）を代入し、補正係数Ｋを６×１０^６としたときの周波数ｆの値と略一致する。以下、この補正係数Ｋについて図６〜図８を参照しながら説明する。

図６〜図８は、モデルＢ〜Ｄの変圧器１について、夫々電力伝送効率、電圧変化率および評価指数を数値計算により求めたものである。この場合、負荷８の等価抵抗Ｒｆを１０Ωとし、その余の設定値は先の数値計算と同じものとする。ここで、電圧変化率は一次電圧Ｖ_１に対する二次電圧Ｖ_２の比率であり、評価指数は、最適な周波数の指標とすべく電力伝送効率に電圧変化率を乗じたものである。

図６は、モデルＤの変圧器１の周波数特性を示すものであり、先の数値計算（図４、図５参照）と同様、周波数の増大に伴い電圧変化率（二次電圧Ｖ_２）が低下しつつ電力伝送効率が向上している。図７及び図８のモデルＣ及びモデルＢの変圧器についても、夫々先の数値計算と同様の特性を示している。もっとも、このような特性は、等価抵抗Ｒｆを先の数値計算より大きな値に設定したため、より高い（略２倍の）周波数領域で生じている。

また、図６〜図８において、ｆ_１〜ｆ_５の周波数領域にあっては、略０．５以上の高い評価指数を示し、電力伝送効率および電圧変化率の双方が高まる。また、ｆ_２〜ｆ_４の周波数領域では、より高い評価指数となり、ｆ_３は、最も評価指数が高い最適な周波数となっている。以上の結果から、関係式（１）に、周波数（ｆ_１〜ｆ_５，ｆ_２〜ｆ_４，ｆ_３）を代入することで、補正係数Ｋ（０．８×１０^６〜２０×１０^６、３×１０^６〜１０×１０^６、６×１０^６）が帰納される。

更に、発明者らは、実際に変圧器を用いて実験を行った。この場合、前記補正係数Ｋ、当該変圧器の直径Ｄ、磁路幅Ｔｗなどを関係式（１）に代入して周波数ｆを求め、この周波数ｆをもつ一次電圧Ｖ_１を当該変圧器に印加した。このとき、変圧器の二次電圧Ｖ_２が極力高くなり、電力伝送効率も極力向上することが確認された。

以上のように本実施例では、補正係数Ｋを０．８×１０^６〜２０×１０^６（より好ましくは３×１０^６〜１０×１０^６）とし、これを関係式（１）に代入して周波数ｆを求め、この周波数ｆをもつ一次電圧Ｖ_１を変圧器１に印加したので、電力伝送効率を向上させることができると共に、二次電圧Ｖ_２を高めることができる。また、補正係数Ｋを６×１０^６に設定することで、電力伝送効率を極力向上させることができると共に、二次電圧Ｖ_２を極力高めることができる。

具体的には、負荷８に流れる電流を検出する変流器１６及び電流検出回路１７と、この電流の検出結果に基づいて関係式（１）により周波数ｆを演算する制御回路１４とを具備し、インバータ装置７を、制御回路１４により演算された周波数ｆを持つ電圧を出力するように構成した。従って、前記運転状態において負荷が変動しても、インバータ装置７によって、電力伝送効率及び二次電圧Ｖ_２の双方が極力高まる最適な周波数に自動的に制御することができる。

本発明は、上記形状の一次コア２及び二次コア３に限られず、断面形状がＣ型、Ｕ型などのコアを備えたギャップ付き変圧器全般にも適用できるものである。
上記実施例では、インバータ装置７によって周波数を調整（制御）することにより、電力伝送効率と二次電圧Ｖ_２の双方を高めたが、これに限定されるものではない。即ち、変圧器１における巻数Ｎ_１、巻数Ｎ_２、直径Ｄ、磁路幅Ｔｗや等価抵抗Ｒｆについて、関係式（１）を満たすように設定することで、電力伝送効率と二次電圧Ｖ_２の双方を高めるようにしてもよい。この場合、周波数ｆを２０ｋＨｚを超える値に設定することで、可聴域のノイズがでない非接触電力伝送装置を提供することができる。

前記電圧Ｖ_１、巻数Ｎ_１，Ｎ_２、直径Ｄ、磁路幅Ｔｗの寸法などは、一例を示すものであり適宜変更してもよい。非接触電力伝送装置は、変圧器１とインバータ装置７等を一体化した構成にしてもよい。

また、本発明の非接触電力伝送装置は、三相のギャップ付き変圧器にも適用できるものである。つまり、三相変圧器の一次巻線に三相交流電圧を出力するインバータ装置を接続すると共に、二次巻線に三相の負荷を接続して、電力伝送効率と二次電圧Ｖ_２の双方を高めるようにしてもよい。

変圧器１は、一次コアが、二次コアの内周側或いは外周側にて径方向にギャップを有して対向配置された所謂ラジアルギャップ構造であってもよいし、一次コアのみを回転可能に設けるようにしてもよい。このように、一次コアと二次コアとをギャップを有して同心状に配置することで、回転体等に対し所定の空隙距離を確保しながら非接触で電力を供給することができる。

このほか、本発明は、一次コア２及び二次コア３を積層された電磁鋼板から構成する等、要旨を逸脱しない範囲で適宜変更して実施し得る。

本発明の一実施例を示すものであり、変圧器の全体を示す概略的な斜視図 変圧器の拡大断面図 変圧器を用いた電力伝送形態の一例を示す概略図 効率と周波数との関係を示す図 二次電圧と周波数との関係を示す図 変圧器（モデルＤ）の周波数特性を示す図 変圧器（モデルＣ）の周波数特性を示す図 変圧器（モデルＢ）の周波数特性を示す図

符号の説明

図面中、１は変圧器（ギャップ付き変圧器）、２は一次コア、３は二次コア、４はギャップ、６ｐは一次巻線、６ｓは二次巻線、７はインバータ装置（周波数変換手段）、８は負荷、１３は交流電源、１４は制御回路（周波数演算手段）、１６は変流器（電流検出手段）、１７は電流検出回路（電流検出手段）、１８は電圧検出器（電圧検出手段）である。

Claims (4)

1. 環状の一次コアと、この一次コアに巻装された一次巻線と、ギャップを有して前記一次コアに対向して配置された二次コアと、この二次コアに巻装された二次巻線とを備えたギャップ付き変圧器を具備し、当該ギャップ付き変圧器の前記二次巻線に負荷が接続される非接触電力伝送装置であって、
   前記一次巻線の巻数をＮ_１［回］、前記二次巻線の巻数をＮ_２［回］、前記一次及び二次コアの直径をＤ［ｍｍ］、当該一次及び二次コア部分における磁束の方向に垂直な磁路幅をＴｗ［ｍｍ］、前記負荷の等価抵抗をＲｆ［Ω］、補正係数Ｋを０．８×１０^６〜２０×１０^６、前記一次巻線に接続される交流電源の周波数をｆ［Ｈｚ］としたとき、これらが、
   ｆ＝［Ｋ／（Ｎ_１ ^２・Ｎ_２ ^２・Ｄ・Ｔｗ）^１／２］・Ｒｆ
   なる関係式を満たすように設定されていることを特徴とする非接触電力伝送装置。
2. 前記一次巻線に接続された周波数変換手段と、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段による電流の検出結果から得た前記負荷の等価抵抗に基づいて前記関係式により前記周波数を演算する周波数演算手段とを具備し、
   前記周波数変換手段は、前記周波数演算手段により演算された周波数を持つ電圧を出力するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の非接触電力伝送装置。
3. 前記補正係数Ｋを３×１０^６〜１０×１０^６に設定したことを特徴とする請求項１または２記載の非接触電力伝送装置。
4. 前記補正係数Ｋを６×１０^６に設定したことを特徴とする請求項３記載の非接触電力伝送装置。

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