JP2008109710A - 通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】伝送路のノイズの影響を極力少なくする通信システムおよび該通信システムに使用する送信器と受信器を提供する。
【解決手段】送信器と受信器とが伝送路を介して接続されている通信システムおいて、周波数軸上、相互に干渉しない（直交）キャリアで、入力信号を伝送する。加えて、時間軸上も相互に干渉しないキャリア信号で入力信号を伝送すると更に効果がある。伝送中にノイズの影響を受けたキャリア信号は、受信側で除去あるいは、合成配分率を低くすると、伝送路のノイズは除去することがきることになる。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信システムに関し、より詳しくは、電灯線路等の高ノイズの線路を介しての通信システムとその送信器と受信器に関するものである。

従来、伝送路における歪みやインパルスノイズ等の狭帯域雑音の影響を無視できない通信システムにおいては、送信側においてデータを拡散した後に伝送路を介して伝送し、受信側は受信した拡散後のデータを逆拡散するという拡散データ伝送方式が有用な手段として用いられている。

この従来の拡散データ伝送方式を用いたデータ伝送システムを、既存の電力線（ＡＣ１００Ｖ，５０／６０Ｈｚの電灯線）を伝送路として利用する電力線搬送によるデータ伝送システムを一例にあげて、以下に説明をする。

図１５は、従来の直接拡散方式を用いた電力線搬送によるデータ伝送システムの一例を示すブロック図である。該図１５において、送信器１００と受信器２００とが伝送路３００を介して接続されている。

送信器１００は、ミキサ１１０と、疑似雑音発生器１１１と、搬送波発振器１１２と、平衡変調器１１３とを備える。受信器２００は、ミキサ２１０と、疑似雑音発生器２１１と、搬送波発振器２１２と、平衡変調器２１３と、ＩＦ−ＢＰＦ２１４とを備える。

入力データは送信機側のミキサ１１０に入力される一方、該ミキサ１１０には疑似雑音発生器１１１よりの拡散符号（後述）も入力され、ここで、両信号が乗算されて次段の平衡変調器１１３に入力される。上記搬送波発振器１１２は、搬送波を生成して上記平衡変調器１１３に入力し、これによって、該平衡変調器１１３は、ミキサ１１０よりの信号（入力信号を拡散した信号）により搬送波を変調し、変調された搬送波を搬送波を除いて伝送路３００を介して受信器に伝送する。

受信器２００では、搬送波発振器２１２が、送信器１００側の搬送波発振器１１２が生成する搬送波と同じ周波数の搬送波を生成して平衡変調器２１３に入力する。一方、疑似雑音発生器２１１は、上記送信器１００で生成した拡散符号と逆相の逆拡散符号を生成し、上記平衡変調器２１３に入力し、これによって、該平衡変調器２１３は、搬送波発振器２１２から出力される搬送波を、疑似雑音発生器２１１から出力される逆拡散符号を用いて変調し、ミキサ２１０に出力する。該ミキサ２１０では、伝送路３００を介して入力される変調信号と上記平衡変調器２１３から入力される変調信号とを乗算し、ＩＦ−ＢＰＦ２１４に出力する。ＩＦ−ＢＰＦ２１４は、ＩＦ（intermediate frequency；中間周波）の周波数帯域を通過させるＢＰＦ（band pass filter）である。

いま、送信器１００において、ミキサ１１０に入力されるデータ信号が、図１６（ａ）に示されるようなスペクトラムを持つデータ信号であるとする。ミキサ１１０は、疑似雑音発生器１１１から与えられる拡散符号を用いて入力データ信号を乗算処理することにより、スペクトラムの拡散を行なう。この拡散を行った後の入力データ信号のスペクトラム波形を、図１６（ｂ）に示す。そして、拡散されたデータ信号は、搬送波発振器１１２から出力される搬送波を平衡変調器１１３にて変調して、伝送路３００上に出力する。ここで拡散符号とは入力"１"に対して多ビット（例えば31ビット）の例えば"1111100011011101010000100101100"（逆に入力"０"に対して"0000011100100010101111011010011"）をいう。

ここで、データ信号を伝送路３００を介して伝送している途中にインパルスノイズ（図１６（ｃ）中、斜線で示す部分）が発生して、受信器２００が図１６（ｃ）に示す信号を受信する状態になった場合を考察する。

上記したように、受信器２００の搬送波発信器２１２から出力される搬送波は平衡変調器２１３において、疑似雑音発生器２１１から与えられる逆拡散符号で変調される。また、上記ミキサ２１０は、この変調信号と伝送路３００を介して得られる拡散されたデータ信号とを乗算処理することにより、スペクトラム拡散を行う。ここで逆拡散符号とは上記拡散符号との絶対ＯＲをとると入力"１"に対して拡散符号の全ビットが"１"（逆に入力"０"に対して拡散符号の全ビットが"０"）になる符号すなわち、上記拡散符号を反転した符号をいう。

上記ミキサ２１０で行われる乗算処理において、送信器１００で拡散されているデータ信号は、逆拡散されることとなり、インパルスノイズに対しては、通常の拡散が行われることとなる。従って、上記乗算処理（すなわち、逆拡散処理）を行った後のデータ信号のスペクトラム波形は、図１６（ｄ）に示す状態、すなわち、データ信号が元の状態に復元され、逆に、伝送途中で発生したインパルス信号が拡散されて、データ信号に対するレベルは著しく低くなり、該インパルス信号がデータ信号に与える影響を軽減することができることになる。

但し、上記逆拡散が正確に実行されるためには、ミキサ２１０への伝送路よりの信号入力と平衡変調器２１３よりの変調信号の入力の同期を正確に採る必要があることは勿論である。

以上のように、従来の直接拡散方式によるデータ伝送システムでは、インパルスノイズ等の狭帯域雑音や伝送路に接続された機器の使用状態による伝送路歪みの影響（例えば、電力線（すなわち、家庭用の１００Ｖの電気コンセント）に接続された冷凍冷蔵庫のコンプレッサ起動時のラインノイズ）を、図１６（ｃ）および図１６（ｄ）に示すようにスペクトラムの拡散および逆拡散の処理を行なうことで軽減している。

なお、これらのスペクトラム拡散処理技術は、非特許文献１に詳しく述べられている。
「スペクトラム拡散通信方式」ジャテック出版、Ｐ９〜Ｐ２８

上記構成の従来の直接拡散方式によるデータ伝送方式は、上述のように狭帯域雑音や伝送路歪みの影響をある程度軽減することは可能である。しかしながら、逆に、使用する周波数の全帯域での狭帯域雑音や伝送路歪みの影響を完全には取り除くことができない欠点がある。このため、伝送途中で発生する雑音や歪みが入力データ信号のレベルに比べ非常に大きい場合には、上記従来の方法での拡散処理を行っても、該雑音や歪みを充分に軽減する効果を得られないこともある。

また、上記の拡散符号は周波数が広帯域に及ぶところから上記変調信号の専有周波数帯域も広くなり、メインローブに加えて広帯域に渡って多数のサイドローブが発生することになる。従って、該サイドローブでのエネルギー損失が多くなり伝送効率が低くなる欠点があった。更に、上記したように逆拡散処理は伝送路より得られる信号と平衡変調器より得られる信号の同期をとる必要があり、この同期処理はかなり複雑な回路あるいはプログラムで実行する場合には複雑な手順によって実行されコスト高となる上、現状では同期精度が不充分であるところからデータ検出が不可能になる場合があった。

本発明は、上記従来の事情に鑑みて提案されたものであって、狭帯域雑音や伝送路歪みの影響がない周波数帯域を積極的に利用することにより高速で高品質なデータ伝送を行なう通信システムを提供することを目的とする。更に、周波数が所定間隔の値をとる複数のキャリアを用いることによって伝送効率を向上させるとともに伝送精度を向上させることができる通信システムを提供することを目的とするものである。

本発明は上記の目的を達成するために、以下の手段を採用している。まず、本発明は送信器１と受信器２とが伝送路を介して接続されている通信システムに適用されることを前提とする。

入力信号を周波数軸上に相互に干渉しない所定間隔の値を取る複数のキャリア信号に変換して出力する送信信号生成手段１０を備えた構成とする。これによって上記複数の周波数のいずれかに干渉するノイズが伝送路で発生しても、該周波数のキャリアのみを除去することで、良好な通信結果が得られることになる。

上記送信信号生成手段１０は、周波数が所定間隔の値を取る複数のキャリア信号を生成するキャリア信号発生手段１２と、入力信号を上記各キャリア信号に乗算して、伝送路に送出する乗算手段１１とを備えた構成にする。

伝送路にノイズが発生するか否かは受信器２に伝送路特性測定手段２０を備えて、伝送路の特性を検出し、この伝送路特性測定手段２０による測定結果を受けて、送信器１あるいは受信器２に備えた選択制御手段４０で判断する。

この選択制御手段４０は送信器１よりの送信信号にその結果を反映するか、あるいは伝送路を介して受信器２に入力される受信信号に反映させることになる。すなわち、選択制御手段４０は、送信器１のキャリア信号発生手段１２でのキャリア信号の生成を制御し、特性の悪い伝送路に対してキャリア信号を伝送しない、あるいは、特性の悪い伝送路に対してキャリア信号の強度の割合を低くする。あるいは、選択制御手段４０は、受信器２の受信する信号に対して、特性の悪い伝送路よりのキャリア信号を合成対象としない、あるいは、特性の悪い伝送路よりのキャリア信号の合成強度の割合を低くするようになっている。

上記伝送路特性測定手段２０は受信信号の強度の絶対値あるいは、基準位相との位相差に基づいて伝送路の特性を測定するようになっており、この結果を選択制御手段４０に入力する。

本発明は、上記のように周波数軸上で、他の信号と干渉しない（直交という）キャリア信号を用いるだけでなく時間軸上も他の信号と干渉しないキャリア信号を形成すると、より効果を高めることができる。

すなわち、送信器１では入力信号を、周波数軸上も時間軸上も直交条件を満足する（重複直交）複数のフィルタ５２を通してキャリア信号を生成する。一方、受信器２では上記送信信号を同じであって時間的に遅延させたのみの信号を形成する複数のフィルタ６２を用いる。これによって、周波数軸上だけでなく時間軸上も狭い帯域の送信信号を形成することができ、線路に発生するノイズの影響を受けにくい送信信号を形成することができる。

この場合も、伝送特性の悪い線路に流れるキャリアを除去、あるいは、配分率を低くすることが好ましい。複数種類の入力信号がある場合、基本的には送信信号形成手段１０を該複数組必要とする。但し、上記重複直交を用いるときは、入力信号を複数のフィルタに対応する数に分割するときにエンコーダを使用するので、該エンコーダに、入力Ａに対してフィルタａ〜ｃまでを、また入力Ｂに対してフィルタｄ〜ｆまでをといった割当て機能を持たせるようにするのが好ましい。

以上の構成を採用することにより、本発明では、周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアを用いることによって伝送効率を向上させるとともに伝送精度を向上させ、また狭帯域雑音や伝送路歪みの影響がない周波数帯域を積極的に利用することにより高速で高品質なデータ伝送を行なうことができる。

以下、本発明の実施形態について、図１〜図１２を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る通信システムを示すブロック図である。図１において、本発明の第１の実施形態に係る通信システムは、送信器１と受信器２とが伝送路３を介して接続されている。

送信器１は、乗算部１１と、キャリア信号発生部１２とよりなる送信信号生成手段１０を備える。受信器２は、伝送路特性測定手段２０を構成する４つのＤＦＴ（discrete Fourier transform；離散フーリエ変換）処理部２１〜２４と相対位相検出回路２５、更に、上記伝送路特性測定手段２０の測定結果に基づいて次段の受信合成手段３０でのキャリア信号の合成配分を決定する選択制御手段４０および、上記受信合成手段３０とを備える。

送信器１において、キャリア信号発生部１２は、周波数が所定間隔の値を取る複数のキャリア信号を発生し、該各キャリア信号を乗算部１１に入力する。該乗算部１１は、変調データ（入力データを変調器（図示せず）において変調した後のデータ）と上記のようにキャリア信号発生部１２から与えられる複数のキャリア信号とを乗算して送信信号として出力する。この送信信号は、伝送路３により受信器２へ伝送される。

受信器２において、伝送路３を介して伝送されてきた送信信号は、４つのＤＦＴ処理部２１〜２４にそれぞれ入力される。この４つのＤＦＴ処理部２１〜２４は、それぞれ処理を行う信号帯域が予め定められており、これに従ってフーリエ変換処理により後述する絶対値信号ａ₁〜ａ₄と角度信号ｂ₁〜ｂ₄とを検出する。このように各ＤＦＴ処理部２１〜２４が検出したそれぞれの絶対値信号ａ₁〜ａ₄は選択制御手段４０に入力される一方、上記それぞれの角度信号ｂ₁〜ｂ₄は相対位相検出回路２５に入力される。

上記相対位相検出回路２５は、入力されるそれぞれの角度信号ｂ₁〜ｂ₄と基準位相の相対位相を検出し、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄として上記選択制御手段４０に出力する。なお、ここでの基準位相は、予め定められたものであってもよいし、伝送によって送信器１から与えられるものであってもよい。

上記選択制御手段４０は、ＤＦＴ処理部２１〜２４から入力される絶対値信号ａ₁〜ａ₄と、相対位相検出回路２５から入力される相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄とに基づいて、上記各キャリア信号のいずれを選択するかの選択信号Ｓｓを次段の受信合成手段３０に入力する。受信合成手段３０は、上記選択信号Ｓｓを利用して、上記絶対値信号ａ₁〜ａ₄または角度信号ｂ₁〜ｂ₄のいずれかあるいは両方を用いて、選択されたキャリア信号を合成するようになっている。この受信合成データを復調器（図示せず）において復調することで、最終的に出力データを得る。上記受信合成処理において必要な信号の種類は変調方式やその他の条件で決定されることになる。

以下、本実施形態においては、送信器１の乗算部１１に入力される変調データ（入力信号）が、ＰＳＫ（phase shift keying）変調を行ったＰＳＫ変調のデータである場合を一例に挙げて説明する。この変調データのスペクトラム波形は、図２（ａ）に示すものであるとする。また、キャリア信号発生部１２は、次式（１）で与えられる伝達関数Ｈ（ω）のインパルス応答に対応するキャリア信号を出力するものとし、この伝達関数Ｈ（ω）のインパルス波形は、図２（ｂ）に示すものとする。

上記式（１）より、キャリア信号発生部１２から出力されるキャリア信号は、周波数が等間隔（ωｃ）の４つの値を持つキャリア信号（周波数：ω0，ω0＋ωc，ω0＋２ωcおよびω0＋３ωc）より構成される。上記のように変調信号と複数のキャリア信号が乗算部１１に入力されると、乗算部１１よりは、図２（ｃ）に示すように、図２（ｂ）に示すそれぞれのキャリア信号をキャリアとする図２（ａ）に示すスペクトラム波形をもつ送信信号が出力されることになる。

尚、ここでキャリア信号の数を４つとしているが、これに限られるものではなく、必要に応じて任意にキャリア信号の数を設けることが可能である。受信器２において、ＤＦＴ処理部２１〜２４は、それぞれのキャリア信号におけるＤＦＴ処理、すなわち、送信信号から各キャリア信号における絶対値信号ａ₁〜ａ₄および角度信号ｂ₁〜ｂ₄を取り出す。ここで、ＤＦＴ処理部２１は周波数ω0のキャリア信号に対応し、ＤＦＴ処理部２２は周波数ω0＋ωcのキャリア信号に対応し、ＤＦＴ処理部２３は周波数ω0＋２ωcのキャリア信号に対応し、ＤＦＴ処理部２４は周波数ω0＋３ωcのキャリア信号に対応してＤＦＴ処理を行うようになっており、キャリア信号の数を上記の４つ以外の数にすると、上記ＤＦＴ処理部の数もそれに応じて変更するのに必要があるのはもちろんである。

上記ＤＦＴ処理部２１〜２４のそれぞれで検出された角度信号ｂ₁〜ｂ₄は、相対位相検出回路２５に入力され、該相対位相検出回路２５は、入力された角度信号ｂ₁〜ｂ₄とそれぞれのキャリア信号における基準位相との相対位相を検出する。この相対位相の検出は、例えば、本第１の実施形態に示すようなＰＳＫ変調信号が伝送される場合、基準位相を予め定めておき、キャリア信号の角度と基準位相との位相差を求めることで行うことができ、また、ＤＰＳＫ(differential phase shift keying）変調方式による変調信号が伝送される場合であれば、一つ前の信号と現在の信号との位相差を求めることで行うことができる。

上記ＤＦＴ処理部２１〜２４において検出されたそれぞれのキャリア信号の絶対値信号ａ₁〜ａ₄、および相対位相検出回路２５から出力される相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄は、選択制御手段４０に入力される。この選択制御手段４０は、入力された絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度および相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の値に基づいて伝送路の特性を以下のように推定し、当該推定に従って適切な選択信号Ｓｓを形成し、当該選択信号Ｓｓを受信合成手段３０に入力する。

以下、選択制御手段４０で行う伝送路特性の推定方法を、図３〜図５を参照して順に説明する。上記推定方法としては、絶対値信号ａ₁〜ａ₄をパラメータとする方法（図３）と、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄をパラメータとする方法（図４）と、絶対値信号ａ₁〜ａ₄および相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方をパラメータとする方法（図５）とがある。

まず、絶対値信号ａ₁〜ａ₄をパラメータとする方法は、絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度レベルにより何らかの歪みを受けているか否かを判断するものである。この判断は、予め任意の強度レベルのしきい値を設けておき、絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度レベルが該しきい値を超えているか否かで行う。

例えば、送信信号が伝送路３において伝送路歪みを受けて、上記ＤＦＴ処理部２１〜２４で検出されたそれぞれのキャリア信号の絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度が、図３（ａ）に示すように個々に減衰している場合は、強度レベルが予め定めたしきい値αを超えているキャリア信号は、伝送路歪みの影響は全く受けていないと判断することができる。従って、図３（ａ）の場合、選択制御手段４０においてしきい値αを超えない周波数ω0＋２ωcのキャリア信号が除外され、周波数ω0、ω0＋ωc、ω0＋３ωcの各キャリア信号が選択されることになり、これらの３つのキャリア信号が受信合成手段３０で合成されて検出データとして出力される。

また、図３（ｂ）に示すように、狭帯域雑音により一部のキャリア信号における絶対値の強度レベルが大きくなるような伝送路特性の場合は、上記の場合とは逆に、しきい値β以下の強度レベルを出力したキャリア信号は狭帯域雑音の影響を受けていないと判断することができる（すなわち、本来受信器２が受信する信号レベルは、送信器１の送信レベル以上にはならないため、それを超えるレベルの信号には何らかの雑音等が含まれていると判断できるのである）。従って、この場合、選択制御手段４０においては、しきい値βを超える周波数ω0＋ωcのキャリア信号が除外される一方、周波数ω0、ω0＋２ωc、ω0＋３ωcの各キャリア信号が選択され、これらの３つのキャリア信号の受信信号が受信合成手段３０で合成されて検出データとして出力される。

さらに、図３（ａ）に示したように、所定値を下限のしきい値αとするとともに、図３（ｂ）に示したように他の所定値を上限のしきい値βとすれば、上記いずれの場合にも対応することができることになる。

なお、上記絶対値信号ａ₁〜ａ₄をパラメータとする方法の説明においては、選択されたキャリア信号の合成時の配分率を均等に行っていたが、強度レベルに応じて該配分率を変えることでもよい。例えば、図３（ａ）においては、周波数ω0、ω0＋ωc、ω0＋３ωcの各キャリア信号の合成配分率を２：１：３とすることで、伝送路の特性に応じた信頼性の高い受信信号の選択および合成ができる。また、しきい値を設けずにすべての受信信号に対して均等な割合での合成を行なう方法であってよい。あるいは、図３（ａ）においては、周波数ω0、ω0＋ωc、ω0＋２ωc、ω0＋３ωcの各キャリア信号の合成配分率を３：２：１：４とすることで、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。

次に、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄をパラメータとする場合は、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄により何らかの雑音や歪みを受けているか否かを判断するものである。この判断は、予め任意の相対位相のしきい値（相対位相の範囲）を設けておき、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄がしきい値内（図４中、斜線の部分）にあるか否かで行う。例えば、送信信号が伝送路３において伝送路歪みを受けて、ＤＦＴ処理部２１〜２４で検出されたそれぞれのキャリア信号の相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄（図４中、●印で示す）が、図４に示すように個々に位相変動があったことを示している場合は、予め定めた位相範囲のしきい値γ₁−γ₂を超えた相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄を出力するキャリア信号については、伝送路歪みの影響は全く問題ないと判断することができる。従って、図４の場合、選択制御手段４０においては、しきい値γ₁−γ₂を超えるキャリア信号ω0＋２ωcが除外されてキャリア信号ω0とω0＋ωcとω0＋３ωcとが選択され、そしてこれらの３つのキャリア信号の受信信号が受信合成手段３０で合成されて検出データとして出力される。

なお、この相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄をパラメータとする場合においても、上記絶対値信号ａ₁〜ａ₄をパラメータとする方法の説明で述べたように、各キャリア信号の合成割合を均等ではなく変更して合成してもよい。

さらに、絶対値信号ａ₁〜ａ₄および相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方をパラメータとする場合は、絶対値信号ａ₁〜ａ₄および相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の双方により何らかの雑音や歪みを受けているか否かを判断するものである。すなわち、上記個別に説明した予め任意の絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度レベルの上下のしきい値α、βと相対位相範囲のしきい値γ₁−γ₂との双方を設けておき、強度レベルおよび相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の双方ともがしきい値内（図５中、斜線の部分）にあるか否かを判断し、この条件を満たすキャリア信号のみを合成の対象とする。

従って、図５の場合、選択制御手段４０においては、しきい値によって周波数ω0＋３ωcのキャリア信号が除外されるとともに（なお、図５では、強度レベルを中心交点から●印までの距離で表している）、相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄のしきい値によって周波数ω0＋２ωcのキャリア信号が除外されて、周波数ω0とω0＋ωcのキャリア信号とが選択され、そしてこれらの２つのキャリア信号の受信信号が受信合成手段３０で合成されて出力データとして出力される。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る通信システムは、伝送歪みによって信号電力が減衰し、ＳＮＲ(signal to noise ratio；信号対雑音比）の劣化する帯域の受信信号を合成処理段階で除外したり、あるいは合成処理において合成割合を減らすことで、全体としてのＳＮＲを向上させることができる。また、選択制御手段４０によって、複数のキャリア信号で伝送されたデータを合成することにより、周波数ダイバーシティ効果が得られ、狭帯域雑音による影響も軽減することができる。

なお、本発明の第１の実施形態に係る通信システムにおいては、各キャリア信号の絶対値信号ａ₁〜ａ₄および角度の検出を行うためにＤＦＴ処理部２１〜２４を用いているが、ＤＦＴ処理部２１〜２４に代えて狭帯域のＢＰＦを用いても同様に当該検出を行うことが可能である。また、本発明の第１の実施形態に係る通信システムの説明においては、ＰＳＫ変調されたデータを用いて説明したが、変調方式はこれに限られず、ＡＳＫ（amplitude shift keying）変調やＤＰＳＫ変調がされたデータであっても同様に実施が可能である。

さらに、本発明の第１の実施形態に係る通信システムの送信器１において、乗算部１１およびキャリア信号発生部１２を複数設け、かつ、当該複数の乗算部１１の出力をすべて合成する手段を設けることで、複数の入力データに対して多重伝送を構成することも可能である。

（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態に係る通信システムを示すブロック図である。

上記図１に示した選択制御手段４０を送信器に備えることができる。すなわち、図６において、上記ＤＦＴ処理部２１〜２４の各出力が伝送路３を介して、送信器１側に備えられた選択制御手段４０にフィードバックされた構成となっている。

上記選択制御手段４０の選択信号Ｓｓはキャリア信号発生部１２で発生すべきキャリア信号を設定するようになっている。尚、このように送信器側で絶対値信号ａ₁〜ａ₄を用いて送信すべきキャリア信号を選択するだけで、充分な信頼性がある場合には受信器側でさらに選択処理をする必要はない。但し、充分な信頼性を得られない場合には受信器側で更に相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄を用いてキャリア信号の選択を行う構成とすることもできる（図６破線参照）。

なお、本第２の実施形態におけるこれ以外の構成は、上記第１の実施形態における構成と同様であるので、以下当該構成については同一の参照番号を付してその説明を省略する。

本第２の実施形態において、乗算部１１に入力される変調データは、図２（ａ）に示したＰＳＫ変調データとする。また、キャリア信号発生部１２は、キャリア信号として選択制御部４０の制御内容を反映させた次式（２）で与えられる伝達関数Ｈ（ω）のインパルス応答に対応する複数のキャリア信号を出力する。

ここで、上記式（２）におけるパラメータ（Ａ1〜Ａ4）は、受信器２からフィードバックされた各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄に基づいた値であり、従って、上記パラメータ（Ａ1〜Ａ4）には伝送路の状態が反映されていることになる。

尚、本第２の実施形態においては、初期パラメータとしてＡ1＝Ａ2ｒ＝Ａ3＝Ａ4＝１を与える。従って、この初期状態においては、伝達関数Ｈ（ω）のインパルス波形は、図２（ｂ）に示す状態と同様であり、乗算部１１の出力である送信信号は、図２（ｃ）に示す状態と同様のスペクトラム波形を有することになる。

以下、本第２の実施形態が上記第１の実施形態と異なる処理を行う部分を中心に説明を行う。受信器側の各ＤＦＴ処理部２１〜２４は、上記第１の実施形態の場合と同様に、各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄および角度信号ｂ₁〜ｂ₄を検出して、該絶対値信号ａ₁〜ａ₄を伝送路３を介して送信器側の選択制御手段４０にフィードバックするとともに、該角度信号ｂ₁〜ｂ₄を相対位相検出回路２５に入力する。

選択制御手段４０は、上記各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄を受けてその強度レベルを判定し、この判定結果に基づいてパラメータ（Ａ1〜Ａ4）を生成する。

具体的には、例えば、選択制御手段４０は、受信器よりフィードバックされる各キャリア信号の絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度レベルが伝送路歪み等の影響により図７（ａ）に示すようにそれぞれ減衰している場合には、しきい値αを下回る周波数ω0＋ωcおよびω0＋２ωcのキャリア信号に対応するパラメータＡ2およびＡ3を"０"にし、周波数ω0およびω0＋３ωcのキャリア信号に対応するパラメータＡ1およびＡ4を"１"するようキャリア信号発生部１２を制御する。この制御により、キャリア信号発生部１２から出力する伝達関数Ｈ（ω）のインパルス応答は図７（ｂ）に示すようになり、従って、当該制御の後に乗算部１１から送信する信号のスペクトラム波形は図７（ｃ）に示すようになる。これにより、伝送路歪みのあるキャリア信号の使用を回避してデータを伝送することができる。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る通信システムは、伝送路の特性を反映した各キャリア信号の絶対値を受信器２から送信器１へフィードバックさせ、該絶対値信号ａ₁〜ａ₄を用いて、送信器１が伝送路歪みにより信号電力が減衰してＳＮＲの劣化する帯域におけるデータ伝送を行なわないようにするため、送信信号全体としてのＳＮＲを向上させることができる。

上記の説明において、下限しきい値αを使用する場合についてのみ説明したが、上記実施の形態１に示したように上限しきい値βを使用する場合、あるいは、上下のしきい値の両方を用いる場合にも適用できる。

尚、本発明の第２の実施形態においては、選択制御手段４０にフィードバックさせてキャリア信号を制御する信号として各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄を用いたが、これに代えて各キャリア信号に対応する相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄を用いた場合でも同様の効果が得られ、更に、絶対値信号ａ₁〜ａ₄と相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方を用いる場合でも同様の効果が得られることはもちろんである。

また、選択制御手段４０で行うパラメータの制御では、しきい値を下回る絶対値信号ａ₁〜ａ₄に対応してパラメータに"０"を設定するようにしたが、例えばＡ1＝１．２，Ａ2＝０．５、Ａ3＝０．５，Ａ2＝１．２のように、絶対値信号ａ₁〜ａ₄の値に応じた値を設定してもよい。

更に、本発明の第２の実施形態において、上記したように受信器側にも選択制御手段４０'を備え、送信器側の選択制御手段４０が絶対値信号ａ₁〜ａ₄を利用している場合には該受信器側の選択制御手段４０'では相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄を利用して、キャリア信号の選択制御処理を行うようにしてもよい。

（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る通信システムを示すブロック図である。

図６と図８とを比較してわかるように、本第３の実施形態は、上記第２の実施形態の送信器１に配設された選択制御手段４０を受信器２に配設した点が異なる。なお、本第３の実施形態におけるこれ以外の構成は、上記第２の実施形態における構成と同様であるので、その説明を省略する。

上記のように、本発明の第３の実施形態に係る通信システムは、選択制御手段４０を受信器側に構成し、キャリア信号発生部１２を制御する（パラメータ）信号を送信器側にフィードバックさせるようにしている。このため、上記第２の実施形態に係る通信システムが奏する効果に加え、フィードバック伝送路３の構成が容易となる。

（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係る通信システムを示すブロック図である。

図９において、送信器１と受信器２とが、送信器１から受信器２への伝送経路３と、受信器２から送信器１への伝送経路６との２つの伝送路を介して接続されている。

送信器１は、２つの乗算部１１ａ，１１ｂと、２つのキャリア信号発生部１２ａ，１２ｂと、２つの選択制御手段４０ａ，４０ｂと、送信合成部１４とを備える。受信器２は、４つのＤＦＴ処理部２１〜２４と、相対位相検出回路２５と、受信合成手段３０とを備える。

ここで、図６と図９とを比較してわかるように、本第４の実施形態の送信器１は、上記第２の実施形態の送信器１の構成を２系統備え、さらに送信合成部１４を備えた点が異なる。また、本第４の実施形態の受信器２は、基本的には、上記第２の実施形態の受信器２と同様であるが、本第４の実施形態の受信合成手段３０は、受信器７に入力される変調データ（送信器１の入力データ）の数だけ検出データを出力する。なお、本第４の実施形態におけるこれ以外の構成は、上記第１および第２の実施形態における構成と同様であるので、以下当該構成については同一の参照番号を付してその説明を省略する。

選択制御手段４０ａおよび４０ｂには、受信器２における各ＤＦＴ処理部２１〜２４がより得られる各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄を伝送路３を介して入力される。そして、選択制御手段４０ａおよび４０ｂは、当該絶対値信号ａ₁〜ａ₄に基づいてそれぞれキャリア信号発生部１２ａおよび１２ｂを制御する。キャリア信号発生部１２ａおよび１２ｂは、上記制御に基づいて各々キャリア信号を発生し、該キャリア信号を乗算部１１ａおよび１１ｂに入力する。

上記乗算部１１ａは、キャリア信号発生部１２ａから入力される各キャリア信号と第１の変調データとを乗算して出力し、また、上記乗算部１１ｂは、キャリア信号発生部１２ｂから出力される各キャリア信号と第２の変調データとを乗算して出力する。更に、上記送信合成部１４は、乗算部１１ａおよび１１ｂの出力を合成し、伝送路３へ出力する。

このように、本第４の実施形態は、第２の実施形態の受信器４の構成を２系統持つことにより、異なる２つの変調信号（入力信号）に対してキャリア信号をそれぞれ複数割当て、各キャリア信号を上記２つの入力データで変調して同時に伝送するようにしたものである。ただし、以下の説明においては、上記第１および第２の実施形態の場合と同じ回路規模で構成するものとして全キャリア信号を４つにしているが、伝送品質を上記の各実施の形態と同等にするためには、上記異なる２つの変調データごとにキャリア信号を４つ割り当てるのが好ましい。

また、入力する変調データは、２つに限られるものではなく、入力する変調データの数に対応した数の乗算部、キャリア信号発生部および選択制御手段を設ければ、さらに多くの入力にも対応することができる。

本第４の実施形態において、乗算部１１ａに入力される第１の変調データは、図１０（ａ）に示したＰＳＫ変調データとし、乗算部１１ｂに入力される第２の変調データは、図１０（ｂ）に示したＰＳＫ変調データとする。また、キャリア信号発生部１２ａは、キャリア信号として選択制御手段４０ａの制御内容を反映させた次式（３）で与えられる伝達関数Ｈａ（ω）のインパルス応答に対応する複数のキャリア信号を出力し、キャリア信号発生部１２ｂは、キャリア信号として選択制御手段４０ｂの制御内容を反映させた次式（４）で与えられる伝達関数Ｈｂ（ω）のインパルス応答に対応する複数のキャリア信号を出力する。

ここで、Ａ1〜Ａ4およびＢ1〜Ｂ4は、受信器２からフィードバックされた絶対値信号ａ₁〜ａ₄に基づいて得られるパラメータである。なお、本第４の実施形態においては、キャリア信号発生部１２ａに設定されるパラメータはＡ1＝Ａ2＝１およびＡ3＝Ａ4＝０であり、キャリア信号発生部１２ｂに設定されるパラメータはＢ3＝Ｂ4＝１およびＢ1＝Ｂ2＝０である。

従って、この初期状態においては、伝達関数Ｈａ（ω）およびＨｂ（ω）のインパルス波形（キャリア信号）は、それぞれ図１０（ｃ）および図１０（ｄ）に示す状態となり、送信合成部１４の出力である送信信号は、図１０（ｅ）に示すスペクトラム波形を呈することになる。

以下、本第４の実施形態が上記第１および第２の実施形態と異なる処理を行う部分を中心に説明を行う。各ＤＦＴ処理部２１〜２４は、上記第２の実施形態の場合と同様に、各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄および角度信号ｂ₁〜ｂ₄を検出し、該絶対値信号ａ₁〜ａ₄を伝送路３を介して、送信器１の選択制御手段４０ａおよび４０ｂへフィードバックするとともに、角度信号ｂ₁〜ｂ₄を相対位相検出回路２５に入力する。

上記のように絶対値信号ａ₁〜ａ₄のフィードバックを受けた選択制御手段４０ａは、上記絶対値信号ａ₁〜ａ₄を受けて第１の変調データに関する強度レベルを判定し、この判定結果に基づいてパラメータ（Ａ1〜Ａ4）を制御する。また、選択制御手段４０ｂは、上記絶対値信号ａ₁〜ａ₄を受けて第２の変調データに関する強度レベルを判定し、この判定結果に基づいてパラメータ（Ｂ1〜Ｂ4）を制御する。

基本的には、この選択制御手段４０ａおよび４０ｂは、上記第１の実施形態の選択制御手段４０における絶対値信号ａ₁〜ａ₄に関する選択処理と同様の処理を行う。すなわち、例えば、各キャリア信号に対応する絶対値信号ａ₁〜ａ₄の強度レベルが伝送路歪み等の影響により図１１（ａ）に示すように個々に減衰している場合には、選択制御手段４０ａは、しきい値を下回る周波数ω0＋ωcのキャリア信号についてのパラメータＡ2をＡ3およびＡ4と共に"０"にするようキャリア信号発生部１２ａを制御し、選択制御手段４０ｂは、しきい値を下回る周波数ω0＋２ωcのキャリア信号についてのパラメータＢ3をＢ1およびＢ2と共に"０"にするようキャリア信号発生部１２ｂを制御する（なお、図１１においては、第１の変調データに関する信号強度レベルを白矢印で、第２の変調データに関する信号強度レベルを斜線矢印で示している）。この制御により、送信合成部１４から送信する信号のスぺクトラムは図１１（ｂ）に示すようになり、２つの情報信号を伝送路歪みのあるキャリア信号を回避して同時にデータ伝送することができる。

また、上記の場合、第１のキャリア信号発生部１２ａにおいてパラメータＡ1およびＡ4を"１"に、パラメータＡ2，Ａ3およびＢ1〜Ｂ4を"０"に設定すれば、キャリア信号ω0＋３ωcには第２ではなく第１の変調データが重畳され、図１１（ｃ）のようになる。この場合、第１の変調データの情報しか伝送できないが、周波数ダイバーシティ効果により、第１の変調データに関し狭帯域雑音の影響を低減できる。

以上のように、本発明の第４の実施形態に係る通信システムは、独立した複数のデータを伝送する多重伝送や、データを複数のキャリア信号に分割して高速にデータ伝送を行なう場合、スペクトラム拡散を行う上記構成を当該データごとに設け、かつ、伝送路特性を受信器２から送信器１へそれぞれフィードバックさせることにより、伝送路歪みにより信号電力が減衰してＳＮＲの劣化する帯域があれば、該劣化する帯域に対応してデータの多重数を減らしたり、データレートを落すことで、ＳＮＲを向上させ高品質なデータ伝送を実現できる。

なお、本発明の第４の実施形態においては、上記第２の実施形態の場合と同様に、選択制御手段４０ａおよび４０ｂにフィードバックさせてキャリア信号を制御する信号として絶対値信号ａ₁〜ａ₄を用いたが、これに代えて相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄を用いた場合でも、あるいはその両方を用いた場合でも同様の効果が得られる。

また、上記の説明では設定されたしきい値を下回るキャリア信号に対応するパラメータを"０"に設定して任意のキャリア信号を使用しないようにしたが、各キャリア信号の使用配分を変更するようにパラメータを制御してもよい。

また、上記の説明では下限のしきい値のみを用いたが、上限のしきい値あるいは上下限のしきい値を用いるようにしてもよいことはもちろんであり、更に、所定範囲内の位相を示す位相信号ｆ₁〜ｆ₄を併用してもよいことはもちろんである。

さらに、受信器側にも選択制御手段４０'を設け、相対位相検出回路２５の出力を利用して更なる選択処理を並行して行うことによって、より高品質なデータ伝送が可能となる。

（第５の実施形態）
図１２は、本発明の第５の実施形態に係る通信システムを示すブロック図である。図９と図１２とを比較してわかるように、本第５の実施形態は、上記第４の実施形態の送信器１に構成していた選択制御手段４０ａおよび４０ｂを受信器２に構成した点が異なる。なお、本第５の実施形態におけるこれ以外の構成は、上記第４の実施形態における構成と同様であるので、その説明を省略する。

上記のように、本発明の第５の実施形態に係る通信システムは、選択制御手段４０ａおよび４０ｂを受信器２に構成し、キャリア信号発生部１２ａおよび１２ｂを制御する（パラメータ）信号を送信器２にフィードバックさせるようにしている。このため、上記第４の実施形態に係る通信システムが奏する効果に加え、フィードバック伝送路３の構成が容易となる。

（第６の実施形態）
以上入力信号とキャリア信号を乗算する場合について説明したが、キャリア信号は入力信号からフィルタを用いて直接抽出することもできる。この場合、単に入力信号を周波数軸上で所定間隔の中心周波数を持つ複数のフィルタで、周波数軸上に相互に干渉のない（以下直交という）信号を抽出することに加えて、時間軸上でも先の信号と後の信号との間に干渉のない（この場合も直交という）ようにするとより有効である。

図１３および図１４は上記周波数軸上も時間軸上も直交する重複直交を用いた通信システムの基本的な構成図である。送信器１では入力信号はエンコーダ５０に入力され、ここで次段のフィルタ５２ａ〜５２ｄに対応する数の入力分割信号が生成される。ここで説明を分かりやすくするために、上記入力信号はディジタルの"１"であるとするが、実施の形態１〜５に示したような変調信号をもちいてもよいことは勿論である。

上記のように生成された信号は、アップサンプル手段５１ａ〜５１ｄで同じビットレート内で更に複数にアップサンプルされる。具体的には入力"１"の後ろに複数個（Ｍ−１）の"０"を挿入する。この挿入される"０"の数は特に限定されないが、例えば３個（従ってＭ＝４）の"０"を挿入すると入力信号に対応する"１"の１ビットレートに占める時間は１／４となる。従って、挿入される"０"の数が多い程"１"の１ビットレートに占める時間は短くなり、後に説明するようにノイズの影響を少なくするためには、挿入される"０"の数が多い程好ましい。

このようにアップサンプルされた入力信号は中心周波数が所定間隔の値を取る複数（ここでは４）のフィルタ５２ａ〜５２ｄに入力される。ここでこの送信器のフィルタの各サンプルに対するインパルス応答は
ｆ_i(n),｛i=1,2,..M｝ …(10)
で現わすことができ、フィルタの設計条件を

ただし
Ｌ：フィルタのタップ数ｉ
i₂：任意のキャリア信号を示す添字
ｌ：重複係数
Ｍ；データ１ビットあたりのサンプル数
Ａ；Ａ＞０の整数
δ：デルタ関数
とすると、上記のように時間軸上も周波数軸上も直交条件を満足するフィルタが得られることになる。上記１１式はｌ＝０すなわち他のサンプルと重複しないときか、ｉ₁=ｉ₂すなわち他の周波数のキャリア信号と重複しないときに値をもつことになり、それ以外の場合は"０"となり、その結果時間帯域と周波数帯域がともに無限小のキャリア信号が形成されることになる。

このように設計された各フィルタ５２ａ〜５２ｄの出力を合成手段５３により合成して伝送路を介して送信することになり、これによって、送信信号は、周波数上で所定間隔の値を持つキャリア信号となる。

このように伝送された送信信号は受信器１に備えられた上記送信器１のフィルタ５２ａ〜５２ｄの数と同じ数のフィルタであって、各フィルタの中心周波数も上記フィルタ５２ａ〜５２ｄにそれぞれ対応しているフィルタ６２ａ〜６２ｄに入力される。ここで、受信器２の各フィルタの各サンプルに対するインパルス応答は
ｈ_i (n),｛i=1,2,..M｝ …(21)
で現すことができ、フィルタの設計条件を以下の２２式のようにする。

Ｈ_i (z)＝z ^-(l-1)Ｆ_i (z^-1) …(22)
すなわち、フィルタ６２ａ〜６２ｄからの出力が、フィルタ５２ａ〜５２ｄの入力と時間軸上に遅れた同一の信号となるように設計すると、該フィルタ６２ａ〜６２ｄは、下記の直交条件を満足することになる。

これによって、各フィルタ６２ａ〜６２ｄの中心周波数であって、かつ、時間的に同一（上記例では１ビットレートの最初の１／４時間）に発生したノイズでない限り出力に影響を与えないことになる。

上記受信器２のフィルタ６２ａ〜６２ｄの出力はダウンサンプル手段６１ａ〜６１ｄに入力され、上記送信時にアップサンプル手段５１ａ〜５１ｄで追加されたサンプルに対応するデータを除去して受信合成手段であるデコーダ６０に合成に必要な信号（角度信号、絶対値信号、あるいはダウンサンプル手段６１ａ〜６１ｄの出力するそのままの実信号）が入力される。

一方、上記ダウンサンプル手段６１ａ〜６１ｄの出力は絶対値信号ａ₁〜ａ₄と角度信号ｂ₁〜ｂ₄を検出する変換手段７０に導かれ、ここで、上記実施の形態１〜５に示したＤＴＦ処理部２１〜２４と同様に、送信信号の各周波数成分の絶対値と角度が検出され、この角度信号ｂ₁〜ｂ₄は更に相対位相検出手段２５に入力されて相対位相が検出される。ここで、このように検出された絶対値信号ａ₁〜ａ₄と相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方あるいはいずれか一方は、送信器１あるいは受信器２に備えた選択制御手段４０に入力されて上記第１〜第５の各実施の形態で説明したと同様に送信信号の制御、あるいは、受信信号の制御に利用される。

ここで、図１３に示す例では、上記の絶対値信号ａ₁〜ａ₄と相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方が利用されて信号選択手段４０でキャリアの選択、あるいは配分率の付与がなされることになり、デコーダはこの結果に基づいてデコード処理をすることになる。

また、図１４の示す例では上記変換手段７０よりの絶対値信号ａ₁〜ａ₄を送信器１のエンコーダ５０にフィードバックし、該エンコーダ５０でのキャリアの選択、あるいは配分率の付与がなされることになる。この場合も、受信器側で相対位相検出手段２５よりの相対位相信号ｆ₁〜ｆ₄の両方を利用して更に選択制御処理をしてもよいこともちろんである。

上記において、送信器１への入力信号が複数ある場合、上記エンコーダ５０は該複数の入力信号にフィルタ５２ａ〜５２ｄのいずれを割当てるかを決定する。これによって、図９に示すように入力信号の数に対応した数の処理回路を持つ必要がなくなることになる。

以上のように本実施の形態によると、時間軸上も周波数軸上も相互に干渉しない送信信号を形成できるので、伝送経路において時間（サンプル時間）、周波数ともに一致したノイズが発生しない限りフィルタ６２ａ〜６２ｄの出力にノイズの影響は現れないことになり、極めて高い伝送効率を得ることができる。更に、たとえフィルタ６２ａ〜６２ｄの出力にノイズの影響が現れても、選択制御手段４０によって該影響を受ける周波数の信号を除くことができることになる。

本発明は、周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアを用いることによって伝送効率を向上させるとともに伝送精度を向上させ、また狭帯域雑音や伝送路歪みの影響がない周波数帯域を積極的に利用することにより高速で高品質なデータ伝送を行なうことができ、電灯線路のような高ノイズの線路を介しての通信システムなどに有用である。

本発明の第１の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 図１の受信器におけるキャリア信号の伝達関数およびデータのスペクトラム波形の一例を示す図 図１の受信合成手段で行われる絶対値信号によるキャリア信号の選択処理の一例を示す図 図１の選択合成回路で行われる相対位相信号によるキャリア信号の選択処理の一例を示す図 図１の選択合成回路で行われる絶対値信号および相対位相信号の双方によるキャリア信号の選択処理の一例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 図６の選択制御手段およびキャリア信号発生部で行われる絶対値信号によるキャリア信号の選択処理の一例を示す図 本発明の第３の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 図９の受信器におけるキャリア信号の伝達関数およびデータのスペクトラム波形の一例を示す図 図９の選択制御手段およびキャリア信号発生部で行われる絶対値信号によるキャリア信号の選択処理の一例を示す図 本発明の第５の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る通信システムの構成を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る通信システムの別の構成を示すブロック図 従来のデータ伝送システムの構成の一例を示すブロック図 従来の送信器および受信器におけるスペクトラム波形の一例を示す図

符号の説明

１…送信器
２…受信器
３…伝送路
１１、１１ａ、１１ｂ…乗算部
１２、１２ａ、１２ｂ…キャリア信号発生部
１４…送信合成部
２１〜２４…ＤＦＴ処理部
２５…相対位相検出回路
３０…選択合成回路
４０ａ、４０ｂ…選択制御部

Claims (5)

1. 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの全部または一部を用いて通信を行う送信装置であって、
   受信装置が送信した、前記複数のキャリアのうち通信に用いないキャリアを示す情報を含んだ制御信号を受信する制御信号受信部と、
   前記制御信号で指定された通信に用いないキャリアについてはデータによる変調を行わずに送信信号を生成し、前記送信信号を前記受信装置に対して送信する送信部とを備えた送信装置。
2. 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの全部または一部を用いて通信を行う受信装置であって、
   前記複数のキャリアのうち通信に用いないキャリアを示す情報を含んだ制御信号を送信装置に対して送信する制御信号送信部と、
   前記制御信号で指定された通信に用いないキャリアについてはデータによる変調を行わずに生成された信号を受信する受信部とを備えた受信装置。
3. 送信装置が受信装置との間で、周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの全部または一部を用いて通信を行う送信方法であって、
   受信装置から送信され、前記複数のキャリアのうち通信に用いないキャリアを示す情報を含んだ制御信号を受信し、
   前記制御信号で指定された通信に用いないキャリアについてはデータによる変調を行わずに送信信号を生成し、前記送信信号を前記受信装置に対して送信する送信方法。
4. 受信装置が送信装置との間で、周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの全部または一部を用いて通信を行う受信方法であって、
   前記複数のキャリアのうち通信に用いないキャリアを示す情報を含んだ制御信号を前記送信装置に対して送信し、
   前記制御信号で指定された通信に用いないキャリアについてはデータによる変調を行わずに生成された信号を受信する受信方法。
5. 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの全部または一部を用いた通信を行う送信器に用いられる信号生成装置であって、
   受信器から送信された制御信号に含まれる前記複数のキャリアのうち通信に用いないキャリアを示す情報に基づいて、前記制御信号で指定された通信に用いないキャリアについてはデータによる変調を行わずに前記受信器に送信される信号を生成する信号生成部を備えた信号生成装置。

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