JP2008005068A - 送信装置、通信システム、およびインパルス無線変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】インパルス無線通信において、繰り返しデータから生じる離散成分を抑圧すること。
【解決手段】プレフィックスビット生成部１０４は、１つまたは複数のプレフィックスビットをランダムに生成し、プレフィックスビット結合部１０６は繰り返しソースデータにプレフィックスビットを付加する。最初のプレフィックスビットは、繰り返しソースデータの先頭に付加する。差動符号化部１０８は、プレフィックスビットが付加されたシーケンス１０７に対し差動符号化を施し、ＩＲ変調部１１０は差動符号化後のシーケンス１０９に対しインパルス無線変調を施し、ＲＦ送信部１１２は、インパルス無線変調信号に所定の無線送信処理を施し、アンテナ１１４を経由して送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、インパルス無線通信システムにおいて適用される送信装置、通信システム、およびインパルス無線変調方法に関する。

インパルス無線（ＩＲ：Impulse Radio）通信は、接続時間が非常に短く、電力が小さいパルスを使用することによって無線通信を行う通信技術である。インパルス無線通信におけるパルスの接続時間は、一般に１ナノ秒のオーダーである。従って、インパルス無線信号の電力を数ＧＨｚの周波数帯域に拡散させることができる。これは、現在利用されている他の無線技術の帯域幅よりもずっと広く、高速無線通信が可能である。さらに、ＩＲ通信技術は、映像・音声の無線配信システム、位置標定／ナビゲーションアプリケーション、高速ＷＰＡＮ（Wireless Personal Area Network）など、私たちの日常生活に魅力的なアプリケーションを提供することができる。近年、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）システムとミリ波（ｍｍＷ）システムがＩＲ通信技術を採用する新しい有望な通信システムとして注目されている。

ところで、上述したＩＲ通信では、広帯域を使用して高速無線通信を可能とする一方、同一の周波数帯域で利用されている他の無線システムとの相互干渉が無視できる程度まで放射出力を低く抑える必要がある。米国のＦＣＣ（連邦通信委員会）は、非特許文献１の中で、ＵＷＢアプリケーションの放射レベルの上限を規定しており、これによると、ＵＷＢシステムは他の狭帯域通信システムと干渉する信号を発生させてはならない。

放射特性は、平均電力スペクトル密度（ＰＳＤ（Power Spectrum Density））を調べることによって把握することができる。電力スペクトル密度は、パルスの繰り返し周期と振幅レベルとに依存するため、ＩＲ通信のように接続時間が短く、振幅レベルが小さい場合には、ＩＲ通信における平均電力スペクトル密度は、例えば、１０^-11Ｗａｔｔ／Ｈｚと極めてレベルが小さい。
The FCC first report and order 02-48

しかしながら、同期プリアンブルなどのように一定の周期で繰り返される繰り返しデータが送信される場合には、繰り返しデータの周期に起因して複数のリプルを伴う離散成分が生じ、この離散成分の電力が放射レベルの上限を超えてしまう場合がある。離散成分の周期は、繰り返しデータの周期に依存するため、占有帯域幅が狭い狭帯域信号の場合には、フィルタ等で離散成分のみを除去することが可能であるが、ＵＷＢシステムやミリ波システムのようにインパルス無線信号の占有帯域幅が広い場合には、繰り返しデータの周期に起因して生じる離散成分がインパルス無線信号の占有帯域幅内に発生してしまうため、フィルタ等で離散成分のみを除去することが困難となる。したがって、送信前に出来るだけ離散成分を減少させることが受信品質の劣化を低減する上で重要な課題となる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、インパルス無線通信において、繰り返しデータから生じる離散成分を抑圧することができる送信装置、通信システム、およびインパルス無線変調方法を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため、本発明に係る送信装置は、符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成手段と、ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る付加手段と、前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る差動符号化手段と、前記符号化データ列にインパルス無線変調を施しインパルス無線変調信号を得る変調手段と、前記インパルス無線変調信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、ソースデータ列のパターンが固定でその繰り返し周期により離散成分が生じるような場合に、当該ソースデータ列に符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに付加し、プレフィックスバイナリビット付加後の結合データ列に対し差動符号化を施すことによって、差動符号化後の符号化データ列のパターンをプレフィックスバイナリビットに応じて変えることができるようになり、さらに、符号化データ列のビット値がプレフィックスバイナリビットに応じて互いに反転した関係にあるパターンを作り出すことができるため、繰り返し周期によって生じる離散成分の位相特性が互いに相殺するようになって、離散成分を抑圧することができる。また、この構成によれば、離散成分そのものを減少させることができるようになるため、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたり、固定パターンの繰り返し周期によって生じる離散成分の周期がＵＷＢの周波数帯域よりも狭く、当該周波数帯域内に離散成分が発生してしまってフィルタ等を用いて離散成分のみを除去することが困難となる場合においても、受信品質の劣化を防止することが可能となる。

本発明によれば、インパルス無線通信において、離散成分を抑圧することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１に、本発明の実施の形態に係る送信装置の要部構成を示す。図１に示す送信装置１００は、スクランブラ１０２と、プレフィックスビット生成部１０４と、プレフィックスビット結合部１０６と、差動符号化部１０８と、ＩＲ（Impulse Radio）変調部１１０と、ＲＦ（Radio Frequency）送信部１１２と、送信アンテナ１１４とを備えている。

スクランブラ１０２は、ソースデータに対し所定のスクランブル機能に従ってスクランブル処理を施し、スクランブル処理後のシーケンス１０３をプレフィックスビット結合部１０６へ出力する。なお、本実施の形態では、ソースデータが、同期プリアンブルのような固定のパターンを持つ繰り返しデータである場合について説明する。なお、ソースデータには、比較的ゆっくりと移動している場合の位置座標データなどのように、変化がゆっくりで所定期間内においては固定パターンと見なせるようなデータも含まれる。したがって、ソースデータに対し、所定の規則にしたがってスクランブル処理が施されたシーケンス１０３は、固定のパターンを持つ繰り返しデータとなる。なお、スクランブラ１０２によるスクランブル処理は、本発明においては必須でなく、複数のリプルを最小にすることによってインパルス無線信号の電力スペクトル密度をなめらかにする目的で使用される。

プレフィックスビット生成部１０４は、「０」または「１」のプレフィックスビット１０５をランダムに生成し、プレフィックスビット結合部１０６へ出力する。

プレフィックスビット結合部１０６は、１つまたは複数のプレフィックスビット１０５をシーケンス１０３に付加して、より長いシーケンス１０７を生成し、差動符号化部１０８へ出力する。

図２に、プレフィックスビット結合部１０６の要部構成を示す。プレフィックスビット結合部１０６は、クロック１０６２とスイッチ１０６４とを備えている。

クロック１０６２はクロック信号１０６３をスイッチ１０６４へ出力し、スイッチ１０６４は、クロック１０６２から出力されるクロック信号１０６３に応じて、スイッチを切り換えて、シーケンス１０３にプレフィックスビット１０５を付加する。すなわち、クロック信号１０６３によってスイッチの切換タイミングが制御されて、プレフィックスビット１０５が付加される位置が制御される。例えば、クロック１０６２がある瞬間に「アクティブ」なクロック信号１０６３をスイッチ１０６４に出力すると、スイッチ１０６４は差動符号化部１０８の入力先をプレフィックスビット生成部１０４に切り換える。そして、１ビット長経過後、スイッチ１０６４は、差動符号化部１０８の入力先をシーケンス１０３へ切り換える。さらに、所定ビット長（例えば数ビットの時間長）経過後、クロック１０６２が再び「アクティブ」なクロック信号１０６３をスイッチ１０６４へ出力すると、スイッチ１０６４は差動符号化部１０８の入力先をプレフィックスビット生成部１０４へ切り換える。なお、プレフィックスビット結合部１０６にバッファを設け、バッファにシーケンス１０３を格納して、待機中のシーケンス１０３がスイッチ１０６４の切換時に消失してしまうのを防止するようにしてもよい。プレフィックスビット結合部１０６は、プレフィックスビット付加後のシーケンス１０７を差動符号化部１０８へ出力する。

差動符号化部１０８は、プレフィックスビット付加後のシーケンス１０７に対して差動符号化処理を施す。図２に、差動符号化部１０８の要部構成を示す。差動符号化部１０８は、ＡＮＤ演算器１０８２と遅延器１０８４とを備えている。遅延器１０８４は、シーケンス１０９と同一のフィードバックシーケンス１０８３を、１ビット時間長ＴＢだけ遅延し、遅延後のフィードバックシーケンス１０８５をＡＮＤ演算器１０８２に出力する。

ＡＮＤ演算器１０８２は、シーケンス１０７とフィードバックシーケンス１０８５との間でＡＮＤ演算を行い、ＡＮＤ演算結果をシーケンス１０９としてＩＲ変調部１１０へ出力する。このとき、シーケンス１０７（ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｉ，…）とシーケンス１０９（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，…，Ｓｉ，…）とは、式（１）の関係を有することになる。

Ｓｉ＝ｂｉＡＮＤＳｉ−１（ｉ＝１，２，…） （１）

なお、差動符号化部１０８における初期ビットｂ０は、「０」または「１」のどちらでもよい。また、バイナリビットのＡＮＤ演算（以下「ＡＮＤ」と略記する）は、０ＡＮＤ０＝０、０ＡＮＤ１＝１、１ＡＮＤ０＝１、１ＡＮＤ１＝０とする。

ＩＲ変調部１１０は、シーケンス１０９に対しインパルス無線変調を施し、インパルス無線変調信号をＲＦ送信部１１２へ出力する。なお、インパルス無線変調には、パルス極性変調、パルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）、パルス位相変調、パルス周波数変調、パルス位置変調（ＰＰＭ：Pulse Position Modulation、「タイムシフト変調」または「パルス間隔変調」ともいう）、あるいはこれらのＭ−ａｒｙバージョンなど、さまざまな変調方法が存在するが、以下では、ＩＲ変調部１１０がバイナリＩＲ変調を施す場合を例に説明する。

ＲＦ送信部１１２は、インパルス無線変調信号に対して所定の無線送信処理（パルス整形等）を施し、無線送信処理後のインパルス無線変調信号を送信アンテナ１１４へ出力する。なお、パルス整形されるパルス形状は特に限定されるものではない。

送信アンテナ１１４は、インパルス無線変調信号を図示せぬ通信相手へ送信する。

図３に、本実施の形態に係る受信装置の要部構成を示す。図３に示す受信装置２００は、受信アンテナ２０２と、ＲＦ受信部２０４と、遅延検波部２０６と、同期部２０８と、積分器２１０と、ＩＲ復調部２１２と、デスクランブラ２１４とを備えている。図３において、遅延検波部２０６、同期部２０８、および積分器２１０は、差動検出部２１６を構成する。

ＲＦ受信部２０４は、受信アンテナ２０２を介してインパルス無線変調信号を受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）等を用いて増幅し、増幅後の受信信号２０５を遅延検波部２０６へ出力する。

遅延検波部２０６は、受信信号２０５を遅延検波する。図４に、遅延検波部２０６の要部構成を示す。図４に示す遅延検波部２０６は、遅延器２０６４と乗算器２０６８とを備えている。

遅延器２０６４は、１ビット時間長ＴＢだけ受信信号２０５（２０６２）を遅延させて、遅延後の遅延信号２０６６を乗算器２０６８へ出力する。

乗算器２０６８は、遅延信号２０６６と受信信号２０５（２０６１）とを乗算し、乗算して得られた結果を、遅延検波結果２０７として同期部２０８へ出力するとともに、積分器２１０へ出力する。

同期部２０８は、遅延検波結果２０７を用いて同期信号２０９を生成し、積分器２１０へ出力する。同期信号２０９は、同期獲得および同期追従のために用いる信号で、より具体的には、積分器２１０における積分の開始時刻ｔを決定するのに用いられる。

図５に、同期部２０８の一般的な要部構成を示す。同期部２０８は、クロック発生器２０８０と、第１の積分器２０８２−１と、第２の積分器２０８２−２と、比較器２０８４とを備えている。クロック発生器２０８０は、２つの異なるタイミング信号ｔ１，ｔ２（＝ｔ１＋Δｔ）を発生させ、タイミング信号ｔ１を経路２０８１−１を経由させて第１の積分器２０８２−１に出力するとともに、タイミング信号ｔ２を経路２０８１−２を経由させて第２の積分器２０８２−２に出力する。なお、Δｔは同期部２０８の分解能を示す。

第１の積分器２０８２−１および第２の積分器２０８２−２は、遅延検波部２０６から出力される遅延検波結果２０７を、異なる開始時刻ｔ１，ｔ２から同一の時間長ＴＩだけ積分し、積分結果を積分出力２０８３−１，２０８３−２として比較器２０８４へ出力する。比較器２０８４は、２つの積分出力２０８３−１，２０８３−２を比較し、開始時刻ｔ１，ｔ２のどちらの開始時刻における積分出力が大きかったか判定し、判定結果２０８５をクロック発生器２０８０にフィードバックする。

クロック発生器２０８０は、積分出力が大きいと判定された積分器のタイミング信号はそのまま維持し、他方の積分器のタイミング信号を調整する。具体的には、積分器２０８２−２の積分出力に比べ、積分器２０８２−１の積分出力が大きい場合には、積分器２０８２−２におけるタイミング信号ｔ２を、ｔ２＝ｔ１−Δｔに調整する。一方、積分器２０８２−１の積分出力に比べ、積分器２０８２−２の積分出力が大きい場合には、積分器２０８２−１におけるタイミング信号ｔ１を、ｔ１＝ｔ２＋Δｔに調整する。このようにして積分出力が小さい積分器のタイミング信号を調整していくことにより、最終的に、積分出力が大きい積分器のタイミング信号（以下「ｔ_max」と表す）が一定となり、他方のタイミング信号は、ｔ_max−Δｔとｔ_max＋Δｔとが交互となる状況において収束する。クロック発生器２０８０は、このようにして調整され一定の値に収束したタイミング信号ｔ_maxを同期信号２０９として積分器２１０に出力する。

なお、同期部２０８に備えられる積分器は２つに限られず、同期部２０８に異なる開始時刻において同じ時間長ＴＩだけ積分を行う３つ以上の積分器を設け、比較器２０８４が複数の積分器の積分出力を比較し、積分出力が最大となる積分器以外のタイミング信号をクロック発生器２０８０によって調整するようにしてもよい。積分器の数を増やすことにより、同期獲得までの処理時間を短くすることができる。

再度、図３に戻り積分器２１０について説明する。

積分器２１０は、同期部２０８から出力される同期信号２０９を用いて、開始時刻ｔを制御して、遅延検波結果２０７を所定の時間長ＴＩだけ積分する。上述したように遅延検波結果２０７は、遅延検波部２０６の乗算器２０６８によって、受信信号２０５（２０６１）と、受信信号２０５（２０６２）を１ビット時間長ＴＢだけ遅延させた遅延信号２０６６とが乗算された結果である。すなわち、積分器２１０において、遅延検波結果２０７を積分することは、受信信号の相関演算を行うのと等価となる。このため、文献によっては、乗算器２０６８と積分器２１０とが、相関器としてひとつのブロックにまとめられて記載されていることがある。

このようにして、遅延検波部２１６、同期部２０８および積分器２１０によって構成される差動検出部２１６は、受信したインパルス無線変調信号に対し、差動検出を行い、差動検出部２１６の積分器２１０は、差動検出結果２１１をＩＲ復調部２１２へ出力する。

なお、送信装置１００のプレフィックスビット結合部１０６において、プレフィックスビットが付加される数や位置に応じて、遅延検波結果２０７にプレフィックスビットに対応した遅延検波結果が残存する場合があるが、プレフィックスビットが付加される位置について受信装置２００へ予め伝えるようにしておくことにより、例えば、積分器２１０において、プレフィックスビットに対応した遅延検波結果を取り除いて、シーケンス１０３にのみ対応した積分結果を取得するようにすればよい。具体的には、積分器２１０において、遅延検波結果２０７からプレフィックスビットに対応する遅延検波結果を取り除いて、削除後の遅延検波結果２０７を積分して、シーケンス１０３にのみ対応した積分結果を取得したり、もしくは、積分後の遅延検波結果２０７からプレフィックスビットに対応する積分結果を取り除いてシーケンス１０３にのみ対応した積分結果を取得したりするようにすればよい。プレフィックスビットが付加される数および位置によって、遅延検波結果にプレフィックスビットに対応する遅延検波結果が残存する場合がある点については後述する。

ＩＲ復調部２１２は、差動検出結果２１１を復調しシーケンス２１３を取得する。なお、ＩＲ復調部２１２における復調方法は、通信相手の送信装置１００のＩＲ変調部１１０において用いられる変調方法に依存する。例えば、送信装置１００のＩＲ変調部１１０がパルス極性変調を行う場合には、ＩＲ復調部２１２に、しきい値検出器を用い、差動検出結果２１１がしきい値以上のときにはビット「１」と判定し、差動検出結果２１１がしきい値未満のときにはビット「０」と判定することにより、シーケンス２１３を得ることができる。

デスクランブラ２１４は、シーケンス２１３をデスクランブルして出力データ２１５を取得する。

なお、図６に、本実施の形態に係る受信装置の他の要部構成を示す。図６は、図３に対し、積分器２１０を削除して、しきい値比較器２２２を追加した構成を採る。しきい値比較器２２２には、予め所定のしきい値が設定されていて、遅延検波結果２０７をしきい値判定して、遅延検波結果２０７がしきい値より大きいときに受信信号を検出する。なお、しきい値比較器２２２に設定されるしきい値は、チャネル品質や受信信号電力に基づいて定期的に調整するようにする。この結果、しきい値が定期的に最適な値に調整され、検出誤りを減少させることができる。

以上、本発明の実施の形態にかかる送信装置１００および受信装置２００の構成と、各処理部について説明したが、各処理部の複数を同一のハードウェアまたはソフトウェアモジュールによって実現することも可能である。また、各処理部をハードウェア、ソフトウェア、若しくはこれら組合せにより実装することも可能である。

次いで、上記のように構成された送信装置１００および受信装置２００の動作について、具体例を示しながら説明する。

（具体例Ａ）
始めに、具体例Ａとして、プレフィックスビット結合部１０６によって、ランダムプレフィックスビットｂ_prefixがデータパケットの先頭に１ビット付加される場合について説明する。

まず、スクランブラ１０２によって、繰り返しソースデータ１０１に対し所定のスクランブル処理が施され、スクランブル処理後のシーケンス１０３は、プレフィックスビット結合部１０６へ出力される。以下では、１パケットあたり９ビットから構成されるシーケンス１０３「０１０１１１１１０」が、プレフィックスビット結合部１０６に入力される場合について説明する。なお、シーケンス１０３のパターン「０１０１１１１１０」の並びは、右端のビットが最初にプレフィックスビット結合部１０６に入力されるビットを示し、左端のビットが最後にプレフィックスビット結合部１０６に入力されるビットを示している。すなわち、ｂ１＝０，ｂ２＝１，ｂ３＝１，…，ｂ９＝０を示す。

プレフィックスビット生成部１０４によって、１パケットごとにプレフィックスビットｂ_prefixが１ビットずつランダムに生成され、プレフィックスビット結合部１０６のクロック１０６２から出力されるクロック信号１０６３によってスイッチ１０６４が切り換えられて、シーケンス１０３の先頭にプレフィックスビットｂ_prefixが付加され、シーケンス１０７が生成される。具体的には、プレフィックスビットｂ_prefixが「０」の場合、シーケンス１０７のパターンは以下のようになる。

ｂ_prefix＝０ シーケンス１０７「０１０１１１１１００」
また、プレフィックスビットｂ_prefix「１」の場合のシーケンス１０７は以下のようになる。
ｂ_prefix＝１ シーケンス１０７「０１０１１１１１０１」

そして、シーケンス１０７に対し差動符号化部１０８によって差動符号化が施され、シーケンス１０９が生成される。例えば、差動符号化部１０８の初期値がｂ０＝０の場合、プレフィックスビットｂ_prefixの値に応じて、以下のようなパターンのシーケンス１０９が生成される。

ｂ_prefix＝０ シーケンス１０９「００１１０１０１００」
ｂ_prefix＝１ シーケンス１０９「１１００１０１０１１」
上記パターンを見るとわかるように、ｂ_prefixが「０」の場合のシーケンス１０９の各ビット値と、ｂ_prefixが「１」の場合のシーケンス１０９の各ビット値とは、同一の位置において互いに反転している。つまり、シーケンス１０３の先頭にプレフィックスビットｂ_prefixを付加し、付加後のシーケンス１０７に対し差動符号化を施すことにより、差動符号化後のシーケンス１０９は、各ビット値が互いに反転するパターンを有することになる。この結果、シーケンス１０９の固定パターンの繰り返し周期に起因して発生する離散成分の位相が、プレフィックスビットｂ_prefixが「０」の場合と「１」の場合とで互いに反転することになり、これらが互いに相殺され合うようになって、離散成分を抑圧することができるようになる。また、プレフィックスビット生成部１０４によって生成されるプレフィックスビットｂ_prefixが「０」である確率と「１」である確率、つまり生成確率が等しい場合には、互いにビット値が反転し合う２つのパターンが等確率で生成されることになるため、離散成分の位相が確実に相殺され合うようになる。なお、ｂ０＝１の場合にも同様の結果を得ることができる。

シーケンス１０９は、ＩＲ変調部１１０によって、ＩＲ変調が施され、変調後のＩＲ変調信号１１１が、ＲＦ送信部１１２へ出力される。

ＩＲ変調信号１１１は、ＲＦ送信部１１２によってパルス波形整形等の所定の無線送信処理が施され、無線送信処理後のインパルス無線変調信号は、送信アンテナ１１４を経由して、通信チャネルを経て、通信相手へ送信される。図７に、インパルス無線変調信号の波形の様子を示す。図７に示すインパルス無線変調信号は、ＩＲ変調部１１０によってパルス極性変調が施され、ＲＦ送信部１１２によって正弦波モノパルスに波形整形された場合の例である。同図において、パルス５０２は、ビット「０」５０４に対する正弦波モノパルスであり、パルス５０６は、ビット「１」５０８に対する正弦波モノパルスである。パルス５０２とパルス５０４は、対応するビットが異なるため、極性が異なっている。隣り合うパルス間の時間間隔は、ビット時間長ＴＢに等しい。

なお、上記説明では、ＩＲ変調部１１０によって、シーケンス１０９にパルス極性変調が施され、ＲＦ送信部１１２によって、正弦波モノパルスに波形整形された場合について説明したが、本発明は、パルス極性変調や正弦波モノパルスのいずれにも制限されるものではない。

そして、通信相手の受信装置２００の受信アンテナ２０２を経由して受信されたインパルス無線変調信号は、ＲＦ受信部２０４によって、その振幅レベルが増幅されて、増幅後の受信信号２０５が、差動検出部２１６へ出力される。そして、差動検出部２１６によって、受信信号２０５に対して差動検出処理が行なわれる。

図８は、図７に示すインパルス無線変調信号が雑音のない通信チャネルを経て受信された場合の差動検出部２１６の遅延検波部２０６における遅延検波結果２０７を示している。図８からわかるように、送信装置１００において付加されたプレフィクスビットｂ_prefixの値によらず、ｂ_prefix＝０またはｂ_prefix＝１のいずれの場合も、遅延検波部２０６の遅延検波結果２０７は同じとなる。すなわち、データパケットの先頭にプレフィックスビットｂ_prefixを１ビット付加し、差動符号化および遅延検波による差動検出を行うと、付加されるプレフィックスビットｂ_prefixのビット値には関係なく、遅延検波結果２０７が一定となる。これは、差動符号化および遅延検波を用いた差動検出の特徴であって、この特徴は、複数のプレフィックスビットｂ_prefixの場合にもあてはまる。なお、プレフィックスビットｂ_prefixを複数付加する場合については以下の具体例Ｂにおいて説明する。

そして、積分器２１０によって遅延検波結果２０７が積分時間ＴＩとしてビット時間長ＴＢだけ積分され、積分出力の極性が復調されることにより、シーケンス２１１が取得される。上述したように、遅延検波結果２０７がプレフィックスビットｂ_prefixの値に関わらず一定となるため、遅延検波結果２０７を積分して得られるシーケンス２１１もプレフィックスビットｂ_prefixの値に関わらず一定となる。

（具体例Ｂ）
具体例Ａでは、データパケットごとにプレフィックスビットｂ_prefixを１ビットずつ先頭に付加した場合について説明したが、データパケットごとに複数のプレフィックスビットｂ_prefixを付加すると、繰り返しソースデータをさらにランダム化することが可能となり、離散成分をより抑圧することが可能となる。以下では、データパケットごとに複数のプレフィックスビットｂ_prefixを付加する場合について説明する。

具体的には、１データパケットが８ビットから構成されるシーケンス１０３「０１０１１１１０」が、プレフィックスビット結合部１０６に入力され、プレフィックスビット結合部１０６によって、プレフィックスビットｂ_prefixが４ビットごとに付加される場合について説明する。つまり、具体例Ｂでは、１データパケットあたり２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixが付加される。

１データパケットに付加されるプレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせは、「０ ０」，「０ １」，「１ ０」，「１ １」の４通りである。クロック１０６２は、シーケンス１０３の各４ビットの先頭にプレフィックスビットｂ_prefixが付加されるようにスイッチ１０６４を制御する。

以下、ｂ０＝０の場合について考える。プレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせが「０ １」のとき、シーケンス１０７は「０１０１０１１１０１」となり、差動符号化部１０８の出力１０９は「００１１００１０１１」となる。

同様に、プレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせが「０ ０」の場合、差動符号器の出力１０９は「１１００１１０１００」となり、「１ ０」の場合には「００１１０１０１００」、「１ １」の場合には「１１００１０１０１１」となる。

以下に、プレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせと対応する差動符号化部１０８のシーケンス１０９をまとめて示す。
ｂ_prefix「０ １」 シーケンス１０９「００１１００１０１１」
ｂ_prefix「０ ０」 シーケンス１０９「１１００１１０１００」
ｂ_prefix「１ ０」 シーケンス１０９「００１１０１０１００」
ｂ_prefix「１ １」 シーケンス１０９「１１００１０１０１１」

上記に示すプレフィックスビットｂ_prefixとシーケンス１０９との対応からわかるように、シーケンス１０９の前半の５ビットと後半の５ビットが、２つのプレフィックスビットｂ_prefixのパターンによって変化し、４通りのパターンのシーケンス１０９が生成される。すなわち、１データパケットあたりに付加するプレフィックスビットを２ビットにすることにより、５ビットをひと固まりとして、ひと固まりごとにビット値が反転されるようになって、付加されるプレフィックスビットが１ビットの場合よりも、シーケンス１０９として取り得るパターンを増やすことができる。この結果、シーケンス１０９のパターンがよりランダム化されるようになるため、シーケンス１０９の繰り返し周期に起因して生じる離散成分をより抑圧することができるようになる。さらに、具体例Ａと同様に、プレフィックスビットｂ_prefixとして生成される「０」と「１」の生成確率が等しい場合には、プレフィックスビットｂ_prefixの４つの組み合わせの生成確率も等しくなるため、互いにビットが反転し合うシーケンス１０９の４つのパターンの生成確率が等しくなり、この結果、離散成分の位相が確実に相殺されるようになる。

このようにして、８ビットから成る１データパケットに、２ビットのプレフィクスビットｂ_prefixが４ビットごとに付加されたシーケンス１０９に対し、具体例Ａと同様に、ＩＲ変調部１１０によってＩＲ変調が施され、変調後のＩＲ変調信号１１１に対しＲＦ送信部１１２によって波形整形が施され、波形整形後のインパルス無線変調信号が送信アンテナ１１４を経由して送信される。

図９は、２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせと、各組み合わせに対応するインパルス無線変調信号の波形（シーケンス７０２，７０４，７０６，７０８）を示している。

そして、通信相手の受信装置２００の受信アンテナ２０２を経由して受信されたインパルス無線変調信号は、ＲＦ受信部２０４によって、その振幅レベルが増幅されて、増幅後の受信信号２０５が、差動検出部２１６へ出力される。そして、差動検出部２１６によって、受信信号２０５に対して差動検出処理が行なわれる。

図１０は、シーケンス７０２，７０４，７０６，７０８に対し、差動検出部２１６の遅延検波部２０６によって遅延検波が施されて得られた出力波形８０２，８０４を示している。同図からわかるように、シーケンス７０２および７０４に対して遅延検波が施されて得られる結果は同一（出力波形８０２）となる。また、シーケンス７０６および７０８に対して遅延検波が施されて得られる結果も同一（出力波形８０４）となる。

ところで、出力波形８０２と出力波形８０４には、データパケットの先頭以外の位置に付加したプレフィックスビットｂ_prefixに対応するパルス８１０およびパルス８１２がそれぞれ残存している。しかしながら、送信装置１００から受信装置２００にプレフィックスビットｂ_prefixが付加される位置を予め通知するようにしておくことで、受信装置２００はパルス８１０とパルス８１２を取り除くことができる。具体的には、積分器２１０において、積分前にパルス８１０または８１２を取り除くようにしたり、または積分後にパルス８１０またはパルス８１２を積分した積分結果を取り除くようにしたりすることによって、プレフィックスビットｂ_prefixが取り除かれたシーケンス２０９を得ることができる。そして、最後に、ＩＲ復調部２１２によって、シーケンス２０９に対して復調処理を施すことによってシーケンス１０３を得ることができる。

このようにして、１データパケットあたり２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixを付加し、プレフィックスビット付加後のシーケンスに対し差動符号化することにより、図９に示すように４つのパターンのシーケンスを送信するようにしたので、１データパケットの先頭にプレフィックスビットｂ_prefixを１ビット付加する場合に比べ、シーケンスの固定パターンの種類が増え、固定パターンの繰り返し周期に起因して生じる離散成分をより抑圧することができるようになる。

（具体例Ｃ）
具体例Ｂでは、２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixをデータパケットの先頭と先頭以外の特定の位置に付加するようにしたが、先頭以外の位置をデータパケットごとに変更するようにしてもよい。

以下では、具体例Ｃとして、１データパケットが８ビットから構成されるシーケンス１０３「０１０１１１１０」がプレフィックスビット結合部１０６に入力され、２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixのうち１ビットが１データパケットの先頭に付加され、もう１ビットを付加する位置がデータパケットごとに選択される場合について説明する。

始めに、ｂ０＝０であって、付加される２ビットのプレフィックスビットｂ_prefixの組み合わせが「０ １」で、プレフィックスビットｂ_prefixが、データパケットのシーケンス１０３の先頭と６ビット目に付加されるようクロック１０６２がスイッチ１０６４を切り換える場合を考える。

このとき、プレフィクスビット付加後のシーケンス１０７は「０１００１１１１０１」となり、差動符号化部１０８から出力されるシーケンス１０９は「００１１１０１０１１」となる。このシーケンス１０９は、上述した具体例Ｂの４通りのパターンのいずれとも異なる。すなわち、先頭以外の位置に付加されるプレフィックスビットｂ_prefixの位置を、データパケットごとに選択していくことによって、シーケンス１０９のパターンの種類が増え、この結果、シーケンス１０９のパターンのランダム性が高まり離散成分をより減少することができるようになる。

このようにして、先頭以外の位置に付加されるプレフィックスビットｂ_prefixの位置をデータパケットごとに選択していく場合には、プレフィックスビットｂ_prefixが付加される位置によって、シーケンス１０９のパターンが変わりランダム化されるようになるため、付加することできるプレフィックスビットｂ_prefix数が限られている場合に特に有効である。なお、プレフィックスビットｂ_prefixが付加される位置は、具体例Ｂと同様に、受信装置２００に予め通知されている必要がある。

先頭以外の位置に付加されるプレフィックスビットｂ_prefixの位置を、データパケットごとに選択していく方法を実現する構成としては、図１１に示すように、クロック制御部１０６６を用いて、クロック１０６２を擬似ランダムに制御して、クロック信号１０６３によりスイッチ１０６４を切り換えるようにすればよい。擬似ランダムなパターンとしては、例えば、ＰＮ（Pseudo Noise）符号等を用いる。このように、擬似ランダムなタイミングでスイッチ１０６４が切り換えられるようにすることで、付加されるプレフィックスビットｂ_prefixの位置を擬似ランダムに変更していくことができるようになる。また、クロック制御部１０６６が生成する擬似ランダムパターンと同一のパターンを受信装置２００が予め取得するようにしておくことにより、受信装置２００は擬似ランダムな位置に付加されたプレフィックスビットｂ_prefixを取り除いて所望のシーケンス１０９を取得することができる。なお、予めメモリにＰＮ（Pseudo Noise）シーケンスを格納しておいて、ＰＮシーケンスに応じてクロック１０６２を制御して、プレフィックスビットｂ_prefixが擬似ランダムな位置に付加されるようにしてもよい。

以上のように、本実施の形態によれば、パターンが固定の繰り返しソースデータにランダムなプレフィックスビットｂ_prefixを付加し、プレフィックスビットｂ_prefix付加後のシーケンス１０７に対し差動符号化を施し、差動符号化後のシーケンス１０９にインパルス無線変調を施し送信するようにしたので、送信されるシーケンス１０９のパターンがプレフィックスビットｂ_prefixの値に応じて変わり、パターンが変動するようになって、パターンの繰り返し周期により発生する離散成分を低減させることができ、受信品質の劣化を低減することができるようになる。一般に、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたる場合、離散成分の周期がＵＷＢの周波数帯域よりも狭くなるため、ＵＷＢの周波数帯域内に離散成分が発生してしまい、フィルタ等で離散成分のみを除去することが困難となるが、本実施の形態によれば、送信前に離散成分を減少させておくことができるようになるため、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたる場合においても、受信品質の劣化を防止することが可能となる。

さらに、受信装置２００の遅延検波部２０６によって遅延検波を行い、積分器２１０によって遅延検波結果２０７を積分して差動検出を行うことにより、マルチパス干渉によって歪んだ信号を改善することができる。遅延検波と積分を用いた差動検出により、マルチパス干渉の影響を低減することができる理由について以下説明する。

マルチパス干渉が起こる原因は、発信源から送信された無線信号が受信装置に伝わるまでに、信号電力の一部が建物や壁などの障害物に当たってはねかえるためである。障害物は送信信号を反射し、障害物が多ければ多いほど何度も反射される。反射信号には、元の信号と同じ情報が含まれている。しかしながら、送信経路の長さが異なるため、反射信号は元の信号と位相がずれたり遅延したりして受信装置に到着する。この結果、受信装置において反射信号と元の信号とが合成されるときに、しばしば信号品質の劣化を招く。これをフェーディングと称する。

ＩＲシステムにおいては、送信パルスの時間長は短く１ナノ秒のオーダーである。従って、マルチパス干渉において、反射パルスと元のパルスの経路長差が３０ｃｍ（１フィート）より長いときには、これらのパルスが重なることがない。マルチパス環境下において受信された受信信号ｒ（ｔ）は、式（２）のようにモデル化することができる。

式（２）において、ｓ（ｔ）は元の送信信号であり、ｎ（ｔ）は熱雑音およびその他の広帯域雑音を表す。項Ａ_ｋｓ（ｔ−τ_ｋ）は、ｋ番目の経路からの受信信号を表し、ランダム変数τ_ｋおよびＡ_ｋは、送信器からｋ番目の経路を通って受信装置に到達する受信信号の遅延時間および振幅ゲインである。なお、Ｎは、受信信号が受信装置２００に到着するまでに経由する経路数を示す。

図１２に、送信信号ｓ（ｔ）９０２と、雑音のないマルチパスチャネル（Ｎ＝５）の場合の受信信号ｒ（ｔ）９０４の模範的な波形を示す。受信信号ｒ（ｔ）９０４は、遅延時間がそれぞれτ１，τ２，τ３，τ４，τ５の５つのモノパルス９０６，９０８，９１０，９１２，９１４を含んでいる。すべての遅延時間は、各モノパルスの到着時刻と共通の基準時刻ｔ０との時間差から算出される。５つのモノパルスの振幅ゲインは、Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５と異なり、振幅ゲインは図１２のＡ１，Ａ４のように負となる場合もある。

多くの受信装置では、一般に、マルチパスの影響による遅延時間や振幅ゲインを推定し、Ｒａｋｅ受信装置などのイコライザを用いてフェーディングによる影響を補正している。しかしながら、イコライザによってマルチパスを効果的に補正することは実際には極めて難しく、受信装置の構成も非常に複雑になる。

図１３は、インパルス無線変調信号がマルチパス環境下を経由して受信された場合の遅延検波部２０６の出力の模範的な波形を示している。送信信号１００２は、３ビットのシーケンス１０９に対応したパルス送信波形を表している。受信信号１００４は、シーケンス１０９が雑音のないマルチパスチャネルを経由して受信装置２００において受信された波形を示す。ＩＲシステムにおいては、ビット時間長ＴＢは、一般にナノ秒またはマイクロ秒のオーダーである。マルチパスフェージングは数ビット内でゆっくりと変化するため、図１３において３ビットの波形１０１４，１０１６，１０１８のマルチパス環境下における遅延スプレッドは、ビット時間長ＴＢ内にそのまま維持されることになる。すなわち、受信信号１００４の各波形１０１４，１０１６，１０１８内の遅延時間がそのまま維持されることになる。

遅延検波部２０６において、受信信号１００４は遅延経路２０６６を経由してＴＢだけ遅延され、遅延後の受信信号１００６として乗算器２０６８へ出力される。そして、乗算器２０６８において、受信信号１００４と遅延後の受信信号１００６とが乗算されて、遅延検波結果１０２４が生成される。遅延スプレッドが変化せず遅延時間がそれぞれ同じであるため、波形１０２０，１０２２は、それぞれ波形１０１６，１０１８と完全に重なる。従って、遅延検波部２０６の差動検出結果１０２４には劣悪な歪みが含まれず、各波形（１０２６，１０２８など）が積分器２１０によって積分された結果、シーケンス１０９を検出することができる。

このようにして、遅延検波部２０６において遅延検波を行い、積分器２１０によって遅延検波結果１０２４を１ビット時間長ＴＢだけ積分して相関演算を行うことで、遅延スプレッドがビット時間長ＴＢ内でそのまま維持されるような場合、チャネル推定をせずに、受信信号の電力全体を捉えることができるようになる。

なお、ＩＲシステムにおいて自己相関による方法を使用するシステムとして「US patent 2001/0053175 “Ultra-wideband communication system”」には、ＴＲ（transmitted-reference）システムが開示されている。ＴＲシステムでは、各データパルスを送信する前に基準パルスを１つ送信し、受信側では基準パルスとデータパルスとを相関処理して同期を取って復調を行っている。

しかしながら、ＴＲシステムでは、基準信号が雑音の影響を受けた場合に、パフォーマンスが低下するという欠点がある。具体的には、ＴＲシステムでは、基準パルスの信号電力およびデータパルスの信号電力がそれぞれ全体の信号電力の１／２となってしまうため、送信電力が同一の他のＩＲシステムと比べると、基準パルスおよびデータパルスの信号電力が小さく、雑音の影響による歪みが大きくなって、システム全体のパフォーマンスが低下してしまう。

これに対し、本実施の形態では、基準パルスを用いず、相関演算結果を用いて同期を取るようにしたので、信号出力をデータパルスにすべて割り当てることが可能となり、この結果、信号対雑音電力比が高まり、受信装置における検出パフォーマンスを向上させることができるようになる。

本発明に係る送信装置は、符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成手段と、ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る付加手段と、前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る差動符号化手段と、前記符号化データ列にインパルス無線変調を施しインパルス無線変調信号を得る変調手段と、前記インパルス無線変調信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、ソースデータ列のパターンが固定でその繰り返し周期により離散成分が生じるような場合に、当該ソースデータ列に符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに付加し、プレフィックスバイナリビット付加後の結合データ列に対し差動符号化を施すことによって、差動符号化後の符号化データ列のパターンをプレフィックスバイナリビットに応じて変えることができるようになり、さらに、符号化データ列のビット値がプレフィックスバイナリビットに応じて互いに反転した関係にあるようなパターンを作ることができるため、繰り返し周期によって生じる離散成分の位相特性が互いに相殺するようになって、離散成分を抑圧することができる。また、この構成によれば、離散成分そのものを減少させることができるようになるため、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたり、固定パターンの繰り返し周期によって生じる離散成分の周期がＵＷＢの周波数帯域よりも狭く、当該周波数帯域内に離散成分が発生してしまってフィルタ等を用いて離散成分のみを除去することが困難となる場合においても、受信品質の劣化を防止することが可能となる。

本発明に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記プレフィックスバイナリビットは、符号‘０’と符号‘１’とが等しい確率で出現する構成を採る。

この構成によれば、プレフィックスバイナリビット付加後の結合データ列に対し差動符号化を施し、異なるパターンの符号化データ列を得る場合に、異なるパターンの出現確率が等しくなって、ビット値が互いに反転した関係にある状態を等確率で作り出すことができるようになるため、離散成分の位相特性を確実に相殺して離散成分を抑圧することができる。

本発明に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記付加手段は、前記ソースデータ列の先頭に前記プレフィックスバイナリビットを１ビット付加する構成を採る。

この構成によれば、受信側で差動検出を行った場合に、プレフィクスバイナリビットに応じて、符号化データ列の全ビット値が互いに反転し合うようになるため、離散成分の位相特性を確実に相殺して離散成分を抑圧することができる。また、受信側において、特別な処理を行わなくても、先頭に付加されたプレフィックスバイナリビットに対応する波形が差動検出結果に含まれないようになるため、単に差動検出結果に対し復調処理を施すことにより前記ソースデータ列を取得することができる。

本発明に係る送信装置は、上記第３の態様において、前記付加手段は、前記ソースデータ列の先頭以外の位置に前記プレフィックスバイナリビットをさらに付加する構成を採る。

この構成によれば、ソースデータ列の先頭の位置にのみプレフィクスバイナリビットが付加された場合に比べ、符号化データ列のパターンの種類を増やすことができるため、符号化データ列がよりランダム化されるようになって、この結果、ソースデータ列の先頭の位置にプレフィックスバイナリビットが付加される場合に比べ、電力スペクトル密度が白色雑音化されて連続成分を有するようになり、結合データ列の固定パターンの繰り返し周期に起因して生じる離散成分が抑圧され、受信品質の劣化を防止することができる。

本発明に係る送信装置は、上記第４の態様において、前記付加手段は、前記ソースデータ列の先頭以外の位置に付加される前記プレフィックスバイナリビットの位置を、前記繰り返しソースデータ列ごとに選択する構成を採る。

この構成によれば、ソースデータ列の先頭以外の位置に付加されるプレフィックスバイナリビットの位置をソースデータ列ごとに変更して、結合データ列のパターンの種類を増やし、よりランダム化すことができるようになるため、結合データ列の固定パターンの繰り返し周期に起因して生じる離散成分をより抑圧し、受信品質の劣化を防止することができる。

本発明に係る通信システムは、符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成手段と、前記ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る付加手段と、前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る差動符号化手段と、前記符号化データ列にインパルス無線変調を施し、インパルス無線変調信号を得る変調手段と、前記インパルス無線変調信号を送信する送信手段と、を有するインパルス無線送信装置と、前記インパルス無線変調信号を受信する受信手段と、受信した前記インパルス無線変調信号に対し差動検出する差動検出手段と、前記差動検出手段により得られた差動検出結果から前記ソースデータ列を得る復調手段と、を有するインパルス無線受信装置と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、ソースデータ列のパターンが固定でその繰り返し周期により離散成分が生じるような場合に、当該ソースデータ列に符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに付加し、プレフィックスバイナリビット付加後の結合データ列に対し差動符号化を施すことによって、差動符号化後の符号化データ列のパターンをプレフィックスバイナリビットに応じて変えることができるようになり、さらに、符号化データ列のビット値がプレフィックスバイナリビットに応じて互いに反転した関係にあるようなパターンを作ることができるため、繰り返し周期によって生じる離散成分の位相特性が互いに相殺するようになって、離散成分を抑圧することができる。また、この構成によれば、離散成分そのものを減少させることができるようになるため、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたり、固定パターンの繰り返し周期によって生じる離散成分の周期がＵＷＢの周波数帯域よりも狭く、当該周波数帯域内に離散成分が発生してしまい、フィルタ等を用いて離散成分のみを除去することが困難となる場合においても、受信品質の劣化を防止することが可能となる。さらに、受信側へプレフィックスバイナリビットが付加される位置を予め通知しておくようにすることで、差動検出結果に残存するプレフィックスバイナリビットに対応した波形を取り除くことができるため、比較的簡易な構成でソースデータを復調することができる。

本発明に係る通信システムは、上記第６の態様において、前記差動検出手段は、前記インパルス無線変調信号を１ビット時間長だけ遅延して遅延信号を得る遅延手段と、前記受信手段から出力された前記インパルス無線変調信号と前記遅延信号とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段により得られた乗算結果を用いて同期を取りながら、前記乗算結果を積分する積分手段と、前記積分手段により得られた積分結果から、前記プレフィックスバイナリビットに対応する前記積分結果を除去することにより前記差動検出結果を得る除去手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、１ビット時間長がナノ秒またはマイクロ秒と極めて短く占有帯域幅が広帯域であって、マルチパスフェージングによる伝搬環境がゆっくりと変動し、数ビット内では遅延時間が一定とみなすことができるような場合には、受信したインパルス無線変調信号を１ビット時間長だけ遅延した遅延信号は、受信したインパルス無線変調信号と同一の波形となるため、乗算結果を１ビット時間長積分して差動検出を行う処理が、１ビット時間長内に異なる時刻に到着した遅延信号に対しＲａｋｅ合成を行うのと等価になり、マルチパスの影響を低減することができる。

本発明に係るインパルス無線変調方法は、符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成ステップと、前記ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る結合ステップと、前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る符号化ステップと、前記符号化データ列にインパルス無線変調を施し、インパルス無線変調信号を得る変調ステップと、を有するようにした。

この方法によれば、ソースデータ列のパターンが固定でその繰り返し周期により離散成分が生じるような場合に、当該ソースデータ列に符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに付加し、プレフィックスバイナリビット付加後の結合データ列に対し差動符号化を施すことによって、差動符号化後の符号化データ列のパターンをプレフィックスバイナリビットに応じて変えることができるようになり、さらに、符号化データ列のビット値がプレフィックスバイナリビットに応じて互いに反転した関係にあるようなパターンを作ることができるため、繰り返し周期によって生じる離散成分の位相特性が互いに相殺するようになって、離散成分を抑圧することができる。また、この構成によれば、離散成分そのものを減少させることができるようになるため、ＵＷＢのように周波数帯域が広帯域にわたり、固定パターンの繰り返し周期によって生じる離散成分の周期がＵＷＢの周波数帯域よりも狭く、当該周波数帯域内に離散成分が発生してしまい、フィルタ等を用いて離散成分のみを除去することが困難となる場合においても、受信品質の劣化を防止することが可能となる。さらに、受信側へプレフィックスバイナリビットが付加される位置を予め通知しておくようにすることで、差動検出結果に残存するプレフィックスバイナリビットに対応した波形を取り除くことができるため、比較的簡易な構成でソースデータを復調することができる。

本発明は、インパルス無線通信において、離散成分を抑圧することができ、例えば、インパルス無線通信システムにおいて用いられる送信装置、通信システム、およびインパルス無線変調方法などに有用である。

本発明の実施の形態に係るインパルス無線送信装置の要部構成を示すブロック図 プレフィックスビット結合部および差動符号化部の要部構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るインパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図 遅延検波部の代表的な構成を示すブロック図 同期部の代表的な要部構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るインパルス無線受信装置の要部構成を示すブロック図 プレフィックスビット付加後のインパルス無線変調信号の波形を示す図 差動検出部の出力波形を示す図 プレフィックスビット付加後のインパルス無線変調信号の波形を示す図 差動検出部の出力波形を示す図 プレフィックスビット結合部の要部構成を示すブロック図 送信信号ｓ（ｔ）とマルチパス伝搬路を経由した受信信号ｒ（ｔ）の波形を示す図 送信信号、マルチパス伝搬路を経由した受信信号および差動検出部の出力の波形を示す図

符号の説明

１００ 送信装置
１０２ スクランブラ
１０４ プレフィクスビット生成部
１０６ プレフィクスビット結合部
１０８ 差動符号化部
１１０ ＩＲ変調部
１１２ ＲＦ送信部
１１４ 送信アンテナ
２００ 受信装置
２０２ 受信アンテナ
２０４ ＲＦ受信部
２０６ 遅延検波部
２０８ 同期部
２１０，２０８２−１，２０８２−２ 積分器
２１２ ＩＲ復調部
２１４ デスクランブラ
２１６ 差動検出部
１０６２ クロック
１０６４ スイッチ
１０６６ クロック制御部
１０８２ ＡＮＤ演算器
１０８４，２０６４ 遅延器
２０６８ 乗算器
２０８０ クロック発生器
２０８４ 比較器

Claims (8)

1. 符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成手段と、
   ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る付加手段と、
   前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る差動符号化手段と、
   前記符号化データ列にインパルス無線変調を施しインパルス無線変調信号を得る変調手段と、
   前記インパルス無線変調信号を送信する送信手段と、
   を具備する送信装置。
2. 前記プレフィックスバイナリビットは、符号‘０’と符号‘１’とが等しい確率で出現する
   請求項１に記載の送信装置。
3. 前記付加手段は、
   前記ソースデータ列の先頭に前記プレフィックスバイナリビットを１ビット付加する
   請求項１に記載の送信装置。
4. 前記付加手段は、
   前記ソースデータ列の先頭以外の位置に前記プレフィックスバイナリビットをさらに付加する
   請求項３に記載の送信装置。
5. 前記付加手段は、
   前記ソースデータ列の先頭以外の位置に付加される前記プレフィックスバイナリビットの位置を、前記ソースデータ列の繰り返し周期ごとに選択する
   請求項４に記載の送信装置。
6. 符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成手段と、
   前記ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る付加手段と、
   前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る差動符号化手段と、
   前記符号化データ列にインパルス無線変調を施し、インパルス無線変調信号を得る変調手段と、
   前記インパルス無線変調信号を送信する送信手段と、
   を有するインパルス無線送信装置と、
   前記インパルス無線変調信号を受信する受信手段と、
   受信した前記インパルス無線変調信号に対し差動検出する差動検出手段と、
   前記差動検出手段により得られた差動検出結果から前記ソースデータ列を得る復調手段と、
   を有するインパルス無線受信装置と、
   を具備する通信システム。
7. 前記差動検出手段は、
   前記インパルス無線変調信号を１ビット時間長だけ遅延して遅延信号を得る遅延手段と、
   前記受信手段から出力された前記インパルス無線変調信号と前記遅延信号とを乗算する乗算手段と、
   前記乗算手段により得られた乗算結果を用いて同期を取りながら、前記乗算結果を積分する積分手段と、
   前記積分手段により得られた積分結果から、前記プレフィックスバイナリビットに対応する前記積分結果を除去することにより前記差動検出結果を得る除去手段と、を具備する
   請求項６に記載の通信システム。
8. 符号‘０’または符号‘１’のプレフィックスバイナリビットをランダムに生成する生成ステップと、
   前記ソースデータ列に前記プレフィックスバイナリビットを付加して結合データ列を得る結合ステップと、
   前記結合データ列に対し差動符号化することにより、符号化データ列を得る符号化ステップと、
   前記符号化データ列にインパルス無線変調を施し、インパルス無線変調信号を得る変調ステップと、
   を有するインパルス無線変調方法。
   

Images