JP2007235407A - 適応等化器および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数領域の適応等化において、良好な伝送路推定の速度および精度を実現する適応等化器を得ること。
【解決手段】オーバーラップ保存法を用い、等化器３が周波数領域において受信信号の歪みを補償する適応等化器であって、等化器３の出力信号を時間領域に変換しさらにＰＳ変換を行った信号について、Ｍポイントブロック毎の前半のオーバーラップ系列を破棄し、その他の系列を出力する後半ブロック保存部６と、前記その他の系列を保持し次回の等化処理の際に出力するブロックメモリ７と、ブロックメモリ７の出力系列と前記その他の系列とを結合する結合部８と、参照系列と結合系列に基づいて誤差系列を算出する誤差算出部９と、当該誤差系列に対してＳＰ変換を行いさらに周波数領域に変換した後の誤差系列および周波数領域の受信信号に基づいてタップ係数を推定するタップ係数推定部１２と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、周波数選択性フェージングの影響を受ける可能性のある通信環境で動作する通信装置に関するものであり、特に、周波数領域において受信信号の歪みを補償する適応等化器および通信装置に関するものである。

以下、従来の周波数領域における等化器について説明する。移動体通信では、反射，回折，散乱波によってマルチパス伝送路が形成され、送信波形は周波数選択性フェージングの影響を受ける。

上記周波数選択性フェージングの影響を克服するための技術として、近年、周波数領域での適応等化方式が着目され、周波数領域での適応等化方式の一手法として、オーバーラップ保存法を用いた適応等化手法が提案されている（下記非特許文献１参照）。なお、等化処理を行うためには、伝送路の情報を予め知っているか、何らかの処理にて伝送路を推定する必要があり、特に、伝送路を推定する機能をもつ等化器を適応等化器という。

つづいて、従来の適応等化器について説明する。適応等化器は等化器と伝送路（タップ係数）推定器を備えている。等化器は、伝送路推定処理において推定されたタップ係数を用いて等化処理を行うフィルタである。また、伝送路推定器は、等化器に入力される前の周波数領域での系列と、適応フィルタの出力を時間領域に変換した後の系列と参照系列との誤差系列を周波数領域に変換した系列と、に基づいて、伝送路を推定する。なお、上記参照系列とは、既知信号系列や、適応フィルタ出力後の信号を判定した信号系列、を意味する。

また、オーバーラップ保存法を用いた場合は、等化器入力信号に対してＬ（Ｌは自然数）ポイントオーバーラップさせるシリアル／パラレル変換を行い、その後、周波数領域に変換して、伝送路推定処理において推定されたタップ係数を用いて等化を行う。また、等化後の出力は時間領域に変換され、さらにパラレル／シリアル変換を行った後、オーバーラップしたＬポイントのデータ系列を破棄し、残るデータ系列が等化出力となる。

また、一般に、上記オーバーラップ保存法を用いた場合、タップ係数の推定に用いる誤差系列として、適応等化器出力である残されたデータ系列と、残されたデータ系列に対応する参照系列と、から誤差を算出し、０補間によってオーバーラップ分であるＬポイント拡張を行い、その後、周波数変換を行った系列、が用いられる。

S.Haykin,"Adaptive Filter Theory",fourth edition,Prentice-Hall,2002.Chapter7.3

しかしながら、上記従来のオーバーラップ保存法を用いた手法においては、設定されるタップ係数系列のポイント数に対し、誤差系列算出のポイント数はオーバーラップ数だけ破棄された系列から算出されるため、０補間にてその破棄ポイントを補っている。そのため、他の手法と比べ（たとえばサイクリックプレフィックスを付加する手法：「D.Falconer,S.L.Ariyavisitakul,A.Benyamin-Seeyar and B.Eidson,“Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems,"IEEE Commun.Mag.,Vol.40,pp.58-66,Apr.2002.」参照）、タップ係数推定速度が低下する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、周波数領域の適応等化において、良好な伝送路推定速度および伝送路推定精度を実現する適応等化器および通信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる適応等化器は、時間領域の受信信号に対してＭ（Ｍは自然数）ポイントブロック単位にＬ（Ｌは自然数：Ｍ＞Ｌ）ポイントオーバーラップを行いながらＳＰ変換を行い、その後、ＳＰ変換後の信号を周波数領域に変換し、等化器が、所定の伝送路推定処理において推定されたタップ係数を用いて、周波数領域において受信信号の歪みを補償する適応等化器であって、たとえば、前記等化器の出力信号を時間領域に変換し、さらに、各時間領域信号に対してＰＳ変換を行う第１の変換手段と、前記第１の変換手段の出力系列のうち、前記Ｍポイントブロック毎の時間的に古いＬポイントオーバーラップ系列を破棄し、その他の系列を出力する出力手段と、前記出力手段から出力された系列を保持し、次回の等化処理の際に出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力系列と前記出力手段の出力系列とを結合する結合手段と、参照系列と前記結合後の系列に基づいて誤差系列を算出する誤差算出手段と、前記誤差系列に対してＳＰ変換を行い、さらに、ＳＰ変換後の信号を周波数領域に変換する第２の変換手段と、前記周波数領域の誤差系列および前記周波数領域に変換後の受信信号に基づいて前記タップ係数を推定するタップ係数推定手段と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、０補間を用いることなく誤差系列を算出することができるので、従来技術と比較して、良好な伝送路推定速度および伝送路推定精度を実現することができる。

以下に、本発明にかかる適応等化器および通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる適応等化器の構成例を示す図であり、ＳＰ変換器１と、周波数領域変換器２と、等化器３と、時間領域変換器４と、ＰＳ変換器５と、後半ブロック保存部６と、ブロックメモリ７と、結合部８と、誤差算出部９と、ＳＰ変換器１０と、周波数領域変換器１１と、タップ係数推定部１２と、判定部１３と、を備えている。また、図２は、上記適応等化器が用いるフレームフォーマットの一例を示す図であり、トレーニングブロック，…,データブロック，…から構成されている（データブロックは単一または複数のいずれであってもよい）。

ここで、トレーニングブロックは予め既知のデータであり、データとしては、ＰＮ（pseudo noise）系列のほかに、Chu系列やFrank-Zadoff系列のような、CAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列の信号が主に使用される（「D.Falconer,S.L.Ariyavisitakul,A.Benyamin-Seeyar and B.Eidson,“Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems"IEEE Commun.Mag.,Vol.40,pp.58-66,Apr.2002.」参照）。これらの系列は周波数領域の振幅スペクトルが一定という性質を持つ。

つづいて、上記のように構成される実施の形態１の適応等化器の動作を説明する。まず、位相変調や振幅変調など、変調された入力信号に対して、所定の受信処理でベースバンドデジタル複素信号に変換された信号がＳＰ変換器１に対して入力される。ここで、簡単のため受信信号系列は１倍オーバーサンプリングとするが、Ｋ倍オーバーサンプル（Ｋは自然数）でも容易に拡張可能である。

ＳＰ変換部１では、時間軸上直列に入力される信号を並列にするシリアル／パラレル変換処理を行う。ここで、図２に示すように、１回の等化処理でＭポイントだけＳＰ変換した場合（Ｍは自然数）、２回目の等化処理のためのＳＰ変換は、ＬポイントずれたところからＭポイントだけＳＰ変換を行う（Ｌは自然数）。つまり、Ｌポイントオーバーラップを行いながらＳＰ変換を行う。ここでは、一例として、Ｍ＝２Ｌである５０％オーバーラップの場合を仮定する。

周波数領域変換器２では、ＳＰ変換器１の出力である２Ｌポイントのブロックを時間領域から周波数領域へ変換する。そして、周波数領域に変換されたトレーニングブロックを、等化器３とタップ係数推定部１２へ出力する。ここで、周波数領域への変換は、フーリエ変換を用い、フーリエ変換処理には、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）またはＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いる。以降のフーリエ変換処理も同様である。

等化器３では、周波数領域変換器２の出力とタップ係数推定部１２の出力との周波数要素成分毎に複素乗算が行われ、周波数特性が補正される。複素乗算後の２Ｌポイントのトレーニングブロックは時間領域変換器４へ出力される。

時間領域変換器４では、２Ｌポイントの周波数領域トレーニングブロックを時間領域へ変換する。時間領域への変換は逆フーリエ変換を用い、逆フーリエ変換処理にはＩＤＦＴまたはＩＦＦＴを用いる。以降の逆フーリエ変換処理も同様である。そして、時間領域に変換したトレーニング系列を、ＰＳ変換器５へ出力する。

ＰＳ変換部５では、パラレル信号であるデータ系列をシリアル信号に変換する。そして、シリアル信号に変換した後の信号を後半ブロック保存部６と誤差算出部９へ出力する。

後半ブロック保存部６では、ＰＳ変換された時間領域のＭポイントのトレーニング系列のうち、時間的に古いＬポイントのデータを破棄し、時間的に新しいＬポイントのデータを出力する。保存されたＬポイントの時間領域データはブロックメモリ７と、結合部８と、判定器１３へ出力する。判定器１３では、上記処理によって歪みを補償したデータ系列に対して、変調方式に対応した判定処理を行う。

ブロックメモリ７では、後半ブロック保存部６の出力をメモリに保存し、次の等化処理の際に結合部８へ出力する。結合部８では、図３に示すように、後半ブロック保存部６の出力と、ブロックメモリ７に保存されているデータ系列とを結合する。このとき、ブロックメモリ７の出力であるＬポイントのデータ系列を前半の系列とし、後半ブロック保存部６の出力であるＬポイントのデータ系列を後半のデータ系列として結合し、２Ｌポイントのデータ系列を作成する。

誤差算出部９では、等化繰り返し数が初期Ｎ回（Ｎは自然数）の等化処理においては、ＰＳ変換器５の出力である２Ｌポイントのデータ系列と、予め既知である２Ｌポイントの参照信号系列と、を用いて、誤差系列を算出する。ここで、Ｎには、タップ係数推定アルゴリズムがある程度の精度でタップ係数を推定する回数を設定し、たとえば、トレーニングブロック数よりも小さく設定する。誤差系列の算出手法は、後述するタップ係数推定部１２で用いるアルゴリズムにより決められた手法で算出する。算出した誤差系列信号はＳＰ変換器１０へ出力される。

また、繰り返し数が初期Ｎ回より多い等化処理では、結合部８の出力である２Ｌポイントのデータ系列と、予め既知である２Ｌポイントの参照信号系列と、を用いて、誤差系列を算出する。誤差系列の算出手法は、同様に、タップ係数推定部１２で用いるアルゴリズムにより決められた手法で算出する。

ＳＰ変換部１０では、時間軸上直列に入力される信号を並列にするシリアル／パラレル変換処理を行う。そして、周波数領域変換器１１へ出力する。

周波数領域変換器１１では、ＳＰ変換器１０の出力である２Ｌポイントのデータ系列を時間領域から周波数領域へ変換する。そして、周波数領域に変換された２Ｌポイントのデータ系列をタップ係数推定部１２へ出力する。

タップ係数推定部１２では、上記周波数領域変換器２の出力である２Ｌポイントの周波数領域受信信号と、周波数領域変換器１１の出力である２Ｌポイントの周波数領域の誤差系列信号と、を用いて、タップ係数を推定する。なお、タップ係数推定手法としては、たとえば、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズム、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）など、その他よく知られたアルゴリズムを用いる。上記アルゴリズムによって推定したタップ係数系列は、等化器３へ出力される。

また、タップ係数推定部１２は、トレーニング系列を受信しているときは、上記処理によりタップ係数系列の推定を行うが、データ系列を受信し始めた場合は、推定処理を行わず、最後に推定したタップ係数を保持する。データ系列受信時においては、保持されたタップ係数系列を用いてデータ系列を等化する。

このように、本実施の形態においては、後半ブロック保存部６の出力であるＬポイントデータ系列と、ブロックメモリ７に保存しておいたＬポイントのブロックデータ系列と、を結合させた系列を用いて、誤差算出を行うこととした。これにより、０補間を用いることなく、２Ｌポイントデータ系列から誤差系列を算出することができるので、従来技術と比較して、良好な伝送路推定速度および伝送路推定精度を実現することができる。また、少ないトレーニングブロックで高精度な等化信号を得ることが可能となる。

なお、本実施の形態においては、上記処理に限らず、たとえば、他の周波数領域でのタップ係数推定アルゴリズムを用いた場合であっても、上記のような誤差系列の算出法を用いることにより、良好な伝送路推定速度および伝送路推定精度を実現できる。また、オーバーラップ区間を変化させても（Ｍ＝２Ｌとしなくても）、結合部にて、破棄した系列に対応するメモリブロックの出力系列を結合することで実現でき、上記のような誤差系列の算出法を用いることにより、良好な伝送路推定速度および伝送路推定精度を実現できる。

実施の形態２．
図４は、本発明にかかる適応等化器の実施の形態２の構成例を示す図であり、この適応等化器は、前述した実施の形態１の構成に、ブロックメモリ１４，結合部１５，信号選択部１６を付加した構成である。なお、前述の実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる処理について説明する。

まず、判定器１３では、歪みを補償したＬポイントのデータ系列に対して、変調方式に対応した判定処理を行う。判定が行われたデータ系列は、本実施の形態の適応等化器の出力となるが、さらに、ブロックメモリ１４と結合部１５へも出力する。

ブロックメモリ１４では、判定器１３の出力をメモリに保存し、次の等化処理の際に結合部１５へ出力する。結合部１５では、現データ系列の判定器１３の出力と、ブロックメモリ１４に保存されているデータ系列とを結合する。このとき、ブロックメモリ１４の出力であるＬポイントのデータ系列を前半の系列として、判定器１３の出力であるＬポイントのデータ系列を後半のデータ系列として結合し、２Ｌポイントのデータ系列を作成する。

信号選択部１６は、既知である参照信号系列と結合部１５の出力のいずれかを選択するセレクタである。トレーニングブロック受信時においては、既知である２Ｌポイントの参照信号系列を選択し、データブロック受信時においては、結合部１５で作成した２Ｌポイントの判定系列を選択する。なお、トレーニング系列とデータ系列が同一の２Ｌポイントブロック（前半Ｌポイント：トレーニング系列、後半Ｌポイント：データ系列）で入力されている場合、信号選択部１６は、結合部１５の出力系列を選択する。

そして、誤差算出部９では、初期Ｎ回の等化処理においては、ＰＳ変換器５の出力である２Ｌポイントのデータ系列と信号選択部１６の出力とから誤差系列を算出する。ここで、Ｎには、タップ係数推定アルゴリズムがある程度の精度でタップ係数を推定する回数を設定する。誤差系列の算出手法は、タップ係数推定部１２で用いるアルゴリズムにより決められた手法で算出する。算出した誤差系列信号はＳＰ変換器１０へ出力される。

また、初期Ｎ回を超える等化処理では、結合部８の出力である２Ｌポイントのデータ系列と信号選択部１６の出力とから誤差系列を算出する。誤差系列の算出手法は、同様に、タップ係数推定部１２で用いるアルゴリズムにより決められた手法で算出する。

なお、前述した実施の形態１においては、トレーニング系列を受信しているときはタップ係数系列の推定を行い、データ系列を受信し始めた場合は推定処理を行わなかったが、本実施の形態のタップ係数推定部１２は、トレーニング系列，データ系列の受信にかかわらず、上記処理によりタップ係数系列の推定を行う。

このように、本実施の形態においては、データ系列受信時に、判定器１３の出力であるＬポイントデータ系列と、ブロックメモリ１４に保存しておいたＬポイントのデータ判定系列と、を結合させた系列を用いて、誤差算出を行うこととした。これにより、時間変動する伝送路を通過してきたデータ系列に対しても高精度な等化処理を行うことが可能となる。

実施の形態３．
図５は、実施の形態３のフレームフォーマットの一例を示す図である。ここでは、トレーニングブロック，データブロック，トレーニングブロック,データブロック…の順にフレームを形成している。

なお、実施の形態３の適応等化器の構成は、前述した実施の形態１および実施の形態２と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。

このように、本実施の形態においては、トレーニング系列とデータ系列を交互に設定することとした。これにより、トレーニング系列においては、誤差算出に既知の参照系列を用いることができる。よって、一定間隔で、誤差系列算出に参照系列を用いることができるため、時間変動する伝送路を通過後に受信したデータブロックに対してもさらに高精度な等化処理を行うことが可能となる。

実施の形態４．
図６は、実施の形態１〜３のいずれかの適応等化器を用いた本発明にかかる受信装置の構成例を示す図であり、受信アンテナ５０，準同期検波部５１，自動ゲイン制御部（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）５２，ビットタイミング再生部（ＢＴＲ：Bit Timing Recovery）５３，スロット同期部５４，自動周波数制御部（ＡＦＣ：AFC: Automatic Frequency Control）５５、実施の形態１、２または３の適応等化器５６、判定器１３から構成されている。

ここで、本実施の形態の受信装置の動作を説明する。まず、受信アンテナ５０にて受信した信号は、準同期検波部５１へ出力される。準同期検波５１では、受信信号に対して、予め決められた標本化速度でアナログ／ディジタル変換を実行し、ベースバンド信号を出力する。ここで、以降のベースバンド信号は複素数の値を有している。

また、準同期検波部５１では、後述するＡＧＣ５２の出力制御信号に基づいて、受信ベースバンド信号のゲイン補正を行う。そして、その結果をＡＧＣ５２およびＢＴＲ５３へ出力する。

ＡＧＣ５２では、受信ベースバンド信号の電力を算出し、得られた電力値を予め設定を行った値に変換するような制御アルゴリズムを実行し、ゲイン制御信号を準同期検波部５１へ出力する。

ＢＴＲ５３では、ベースバンド信号からナイキスト点となるタイミングの推定を行う。そして、推定したナイキスト点のタイミングに同期し、かつ、シンボル速度の数倍の速度で再度標本化されたベースバンド信号である再生ベースバンド信号を生成する。ＢＴＲ５３は、生成した再生ベースバンド信号をスロット同期部５４とＡＦＣ５５へ出力する。

スロット同期部５４では、ＢＴＲ５３の出力信号である再生ベースバンド信号と既知トレーニング系列との相関演算を行う。そして、相関演算による相関値が予め設定したしきい値を超えるタイミングでスロット同期パルスを生成する。生成されたスロット同期パルス信号は、ＡＦＣ５５，適応等化器５６，判定器１３へ出力される。

ＡＦＣ５５では、再生ベースバンド信号における一定区間の位相回転量から周波数偏差を算出し、再生ベースバンド信号に対して、算出した周波数偏差を打ち消すように位相回転を与え、周波数偏差を補正する。ここで、ＡＦＣ５５は、スロット同期部５４から出力されるスロット同期パルスを基準タイミングとして用い、予め認識している処理遅延を考慮することにより、既知系列入力時の場合に、そのレプリカを用いて変調成分除去を行う。これにより、高精度な周波数偏差推定を行う。

適応等化器５６では、実施の形態１〜３で示したいずれかの動作を行い、ゲイン補正および周波数偏差補正が行われた再生ベースバンド信号に対して、適応等化処理を行う。ここで、適応等化器５６は、スロット同期部５４から出力されるスロット同期パルス（基準タイミング）と予め認識している処理遅延量から、既知系列，データ系列の処理タイミングを調整する。

判定器１３は、適応等化処理によって歪みを補償したデータ系列に対して、変調方式に対応した判定処理を行う。

このように、本実施の形態においては、実施の形態１〜３で示した適応等化処理を行う前に、同期パルスに基づいてゲイン補正，周波数補正を行うことにより、高精度な等化信号を出力することが可能となり、また、判定器１３の出力はより高品質な復調データを得ることが可能となる。

実施の形態５．
図７は、実施の形態５の受信装置の構成例を示す図であり、実施の形態４の構成に対して、ＡＦＣ５５と適応等化器５６の間に初期キャリア再生器（ＣＲ：Carrier Recovery）５８を付加した構成となっている。なお、前述した実施の形態１〜４と同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜４と異なる処理について説明する。

ＡＦＣ５５で周波数偏差の補正が行われたベースバンド信号は、初期ＣＲ５８へ出力される。初期ＣＲ５８では、スロット同期パルス信号を用いて、既知系列であるトレーニング系列からキャリア位相を推定し、ベースバンド信号に対して、推定したキャリア位相の誤差だけ位相補正を行う。位相補正が行われたベースバンド信号は、適応等化器５６へ出力される。

このように、本実施の形態においては、適応等化処理を行う前にキャリア位相補正を追加することとした。これにより、適応等化器５６は、少ないトレーニングブロックで高精度な等化信号を出力することが可能となり、さらに、データ判定器１３の出力は、より高品質な復調データを得ることが可能となる。

実施の形態６．
図８は、実施の形態６の受信装置の構成例を示す図であり、一例として、実施の形態５に対して、適応等化器５６と判定器１３の間にキャリア再生器（ＣＲ：Carrier Recovery）５９を付加した構成となっている。なお、前述の実施の形態１〜５と同様の構成については同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１〜５と異なる処理について説明する。

本実施の形態では、適応等化器５８で等化されたデータがＣＲ５９へ出力される。ＣＲ５９では、既知系列であるトレーニング系列からキャリア位相を推定し、ベースバンド信号に対して、推定したキャリア位相の誤差だけ位相補正を行う。位相補正が行われたベースバンド信号は、判定器１３へ出力される。

このように、本実施の形態においては、適応等化器５６と判定器１３との間にキャリア位相補正処理を行うこととした。これにより、時間変動する伝送路を通過してきたデータ系列に対してもさらに高精度な等化処理を行うことが可能となり、判定器１３の出力は、より高品質な復調データを得ることが可能となる。

以上のように、本発明にかかる適応等化器は、周波数選択性フェージングの影響を受ける可能性のある通信環境で動作する通信装置に有用であり、特に、周波数領域において受信信号の歪みを補償する場合に適している。

本発明にかかる適応等化器の実施の形態１の構成例を示す図である。 適応等化器が用いるフレームフォーマットの一例を示す図である。 結合部による結合処理を示す図である。 本発明にかかる適応等化器の実施の形態２の構成例を示す図である。 実施の形態３のフレームフォーマットの一例を示す図である。 実施の形態４の受信装置の構成例を示す図である。 実施の形態５の受信装置の構成例を示す図である。 実施の形態６の受信装置の構成例を示す図である。

符号の説明

１ ＳＰ変換器
２ 周波数領域変換器
３ 等化器
４ 時間領域変換器
５ ＰＳ変換器
６ 後半ブロック保存部
７ ブロックメモリ
８ 結合部
９ 誤差算出部
１０ ＳＰ変換器
１１ 周波数領域変換器
１２ タップ係数推定部
１３ 判定器
１４ ブロックメモリ
１５ 結合部
１６ 信号選択部
５０ 受信アンテナ
５１ 準同期検波部
５２ 自動ゲイン制御部（ＡＧＣ）
５３ ビットタイミング再生部（ＢＴＲ）
５４ スロット同期部
５５ 自動周波数制御部（ＡＦＣ）
５６ 適応等化器
５８ 初期キャリア再生器（ＣＲ）
５９ キャリア再生器（ＣＲ）

Claims (11)

1. 時間領域の受信信号に対してＭ（Ｍは自然数）ポイントブロック単位にＬ（Ｌは自然数：Ｍ＞Ｌ）ポイントオーバーラップを行いながらＳＰ変換（シリアル／パラレル変換）を行い、その後、ＳＰ変換後の信号を周波数領域に変換し、等化器が、所定の伝送路推定処理において推定されたタップ係数を用いて、周波数領域において受信信号の歪みを補償する適応等化器において、
   前記等化器の出力信号を時間領域に変換し、さらに、各時間領域信号に対してＰＳ変換（パラレル／シリアル変換）を行う第１の変換手段と、
   前記第１の変換手段の出力系列のうち、前記Ｍポイントブロック毎の時間的に古いＬポイントオーバーラップ系列を破棄し、その他の系列を出力する出力手段と、
   前記出力手段から出力された系列を保持し、次回の等化処理の際に出力する遅延手段と、
   前記遅延手段の出力系列と前記出力手段の出力系列とを結合する結合手段と、
   参照系列と前記結合後の系列に基づいて誤差系列を算出する誤差算出手段と、
   前記誤差系列に対してＳＰ変換を行い、さらに、ＳＰ変換後の信号を周波数領域に変換する第２の変換手段と、
   前記周波数領域の誤差系列および前記周波数領域に変換後の受信信号に基づいて前記タップ係数を推定するタップ係数推定手段と、
   を備えることを特徴とする適応等化器。
2. さらに、前記出力手段から出力された系列を変調方式に応じて判定する判定手段、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の適応等化器。
3. 前記判定手段から出力された系列を保持し、次回の等化処理の際に出力する判定後遅延手段と、
   前記判定後遅延手段の出力系列と前記判定手段の出力系列とを結合する判定後結合手段と、
   現在の受信信号が既知系列の場合には前記参照系列を選択し、データ系列の場合には前記判定後結合手段の出力系列を選択する信号系列選択手段と、
   を備え、
   前記誤差算出手段は、前記信号系列選択手段にて選択された信号系列と前記結合手段にて結合後の系列に基づいて誤差系列を算出することを特徴とする請求項２に記載の適応等化器。
4. 前記誤差算出手段は、初期Ｎ回（Ｎは自然数）の等化処理においては、前記参照系列と前記第１の変換手段の出力系列に基づいて誤差系列を算出し、初期Ｎ回以降は、前記参照系列と前記結合手段により結合後の系列に基づいて誤差系列を算出することを特徴とする請求項１または２に記載の適応等化器。
5. 前記誤差算出手段は、初期Ｎ回（Ｎは自然数）の等化処理においては、前記信号系列選択手段にて選択された信号系列と前記第１の変換手段の出力系列に基づいて誤差系列を算出し、初期Ｎ回以降は、前記信号系列選択手段にて選択された信号系列と前記結合手段により結合後の系列に基づいて誤差系列を算出することを特徴とする請求項３に記載の適応等化器。
6. 前記受信信号を、複数の既知系列が配置され、その後、単一または複数のデータ系列が配置された信号とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の適応等化器。
7. 前記受信信号を、既知系列とデータ系列が交互に配置された信号とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の適応等化器。
8. 請求項１〜７のいずれか一つに記載の適応等化器、
   を備えることを特徴とする通信装置。
9. さらに、ナイキスト点のタイミングに同期したベースバンド信号と既知系列との相関演算を行い、得られた相関値に基づいて同期パルス信号を生成する同期パルス生成手段、
   を備え、
   前記同期パルス信号を用いて前記ベースバンド信号の周波数偏差を補正し、その後、前記適応等化器が、前記同期パルス信号を用いて前記周波数偏差補正後の信号に対して適応等化処理を行うことを特徴とする請求項８に記載の通信装置。
10. さらに、ナイキスト点のタイミングに同期したベースバンド信号と既知系列との相関演算を行い、得られた相関値に基づいて同期パルス信号を生成する同期パルス生成手段、
    を備え、
    前記同期パルス信号を用いて、前記ベースバンド信号の周波数偏差を補正し、さらに、前記周波数偏差補正後の信号から推定したキャリア位相に基づいて位相補正を行い、その後、前記適応等化器が、前記同期パルス信号を用いて前記位相補正後の信号に対して適応等化処理を行うことを特徴とする請求項８に記載の通信装置。
11. 前記適応等化器は、前記出力手段から出力された系列を用いてキャリア位相を推定し、推定したキャリア位相に基づいて、当該出力手段から出力された系列の位相補正を行う位相補正手段、
    をさらに備え、
    前記位相補正手段にて位相補正後の系列を判定することを特徴とする請求項９または１０に記載の通信装置。

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