JP2007181398A - 電気車制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速走行中に主電動機から生じる騒音を低減することができる電気車制御装置を提供すること。
【解決手段】直流を交流に変換するインバータ１と、インバータ１の交流側に接続された主電動機３と、インバータ１が出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算部１１，１３，１４と、インバータ１出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算部５と、インバータ１が出力する電圧の周波数と大きさに基づきインバータ１のゲート指令を生成するゲート指令演算部９とから成る電気車制御装置において、インバータ１の直流側電圧を制御する直流制御手段と、前記直流制御手段に作用してインバータ出力周波数の６倍の周波数で前記インバータの直流側電圧を脈動させる直流脈動手段（直流脈動指令演算部３９）とを備える。
【選択図】図５

Description

本発明は、電気車の主電動機から発生する騒音を低減するための電気車制御装置に関する。

電気車の主電動機を駆動するインバータでは、高速走行時で出力電圧が大きな状態のときには、損失を低減するとともにインバータの電圧利用率が最大となる１パルス制御が採用されている。この１パルス制御は正弦波半周期に１パルスの電圧を出力する電圧固定モードの制御である。図７は従来の交流電車向けの電気車制御装置を示している。

同図には、交流架線１７より給電され主電動機３を駆動する交流電車の電気車制御装置の構成が示されている。交流架線１７はパンタグラフ１８、主変圧器１６の1次巻線、車輪２０を介してレール２１に接続される。主変圧器１６の２次巻線には、単相ＮＰＣコンバータ１５（Neutral Point Clamped Converter）が接続される。単相ＮＰＣコンバータ１５の直流側にはフィルタコンデンサ２が２直列で接続され、直流電圧が平滑化される。２直列のフィルタコンデンサ２には、３相の可変電圧可変周波数出力のＮＰＣインバータ１が接続され、主電動機３が駆動制御される。ここでは主電動機３として誘導電動機が用いられている。

電動機制御方式としては、ＤＱ軸回転座標系上にて各種の電気量を制御することで電動機のトルクや速度を制御するベクトル制御が適用されている。主電動機３に流れる電流（相電流）Iu,Iwは電流検出器４によって検出され、座標変換器７によってＤＱ軸電流Id,Iqに変換される。電圧演算部５では、励磁電流指令IdRefと励磁電流Idとが、トルク電流指令IqRefとトルク電流Iqとがそれぞれ一致するようにＤＱ軸出力電圧指令Vd*、Vq*が演算出力される。座標変換部６では、ＤＱ軸出力電圧指令Vd*，Vq*が極座標系に変換される。なわち、ＤＱ軸出力電圧指令の大きさV1*とＤ軸から出力電圧ベクトルまでの位相差Gammaが生成出力される。加算器２４では、静止座標系Ａ軸から回転座標系Ｄ軸までの位相角θと前記位相差Gammaとが加算され、静止座標系Ａ軸から出力電圧ベクトルまでの位相角θVが算出される。

変調率演算部２２には、座標変換部６で生成された出力電圧の大きさV1*と電圧検出器１９で検出された直流電圧Vdcとが入力され、変調率AL0*が算出される。リミッタ２３では、変調率AL0*が下限値0、上限値 1でリミットされ、補正後の変調率AL*として出力される。

すべり周波数演算部１１では、励磁電流指令IdRefとトルク電流指令IqRefとに基づきすべり周波数ωsが演算出力される。加算器１３では、速度検出器１０によって検出された主電動機の回転速度ωrとすべり周波数ωs*が加算され、インバータ出力周波数基準ω1*が演算出力される。

一方、ビートレス制御部１２には、電圧検出器１９によって検出されたインバータ１の直流電圧Vdcが入力される。ビートレス制御部１２では直流電圧から脈動分が抽出され、その脈動に応じて、インバータ出力周波数の補正量ω1cmpが演算出力される。このビートレス制御法については、特公平７−４６９１８号公報に記載がある。この公報記載の技術では、単相交流電源を直流変換しているため、電源周波数の２倍の周波数成分の脈動（電源が５０Hzの場合、１００Hzの脈動）が、コンバータ・インバータの直流側に重畳される。この直流脈動によって生じる電動機のトルク脈動が、ビートレス制御の出力であるインバータ出力周波数補正ω1cmpによって抑制できる。

加算器１４では、インバータ出力周波数基準ω1*とインバータ出力周波数補正量ω1cmpとが加算され、インバータ出力周波数ω1が生成される。積分器８では、インバータ出力周波数ω1が積分され、座標変換器６，７で用いる（ＡＢ軸静止座標系の基準軸Ａ軸に対する）Ｄ軸の位相角θが生成出力される。

ここで、ゲート指令演算部９では、変調率AL*と、静止座標系Ａ軸から出力電圧ベクトルまでの位相角θVとに基づき、基本波電圧が等しくなるようにゲート指令が生成出力される。特に、電気車が高速走行中で出力電圧が大きい場合には、インバータとして最大電圧が出力でき、損失の小さい１パルス制御が実行できる。
特公昭６１−４８３５６号公報（変調率を補正するビートレス制御） 特公平７−４６９１８号公報 （周波数を補正するビートレス制御） 特許第３２２６２５８号公報 （１パルス制御 … 厳密には電圧固定制御）

従来例における１パルス制御時の波形は、図３（ｂ）に示す通りである。この図は、Ｕ相出力電圧指令とＵ相出力電圧とを示している。図７において、Ｕ相出力電圧指令は記載がないが、後述する図２の相変調率指令演算部の出力に所定ゲイン（インバータの直流電圧）を乗じることで換算できる。理想的にはＵ相出力電圧指令と同一な正弦波状にＵ相出力電圧が出力されることが望ましく、この場合、電圧高調波あるいは電流高調波は生じない。

しかしながら、実際には、図３（ｂ）に示すように、Ｕ相出力電圧指令とＵ相出力電圧との間には大きな差異がある。特に、Ｕ相出力電圧指令のゼロクロス付近では、出力電圧指令と出力電圧との差異が大きく、この部分が高調波発生の最大の要因となっている。この結果、ＤＱ軸回転座標系上の状態量やインバータの直流入力側の状態量に、極めて大きな高調波が生じる。この高調波の周波数は、インバータ出力周波数の６倍であり、インバータ出力周波数の増減とともに、高調波の周波数も推移していく。

一方、主電動機の騒音は、インバータ出力周波数の１２倍が支配的である。この騒音は、電流値の絶対値の振幅の変動周波数に相関が強く、よって前記インバータ出力周波数の６倍の更に２倍である１２倍成分が大きく現れると考えられる。すなわち、主電動機の騒音は、インバータが１パルス制御を適用した場合の高調波が一因となっている。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、高速走行中に主電動機から生じる騒音を低減することができる電気車制御装置を提供することを目的としている。

上記の目的を達成するために本発明は、直流を交流に変換するインバータと、前記インバータの交流側に接続された主電動機と、前記インバータが出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、前記インバータが出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算手段と、前記インバータが出力する電圧の周波数と大きさに基づき前記インバータのゲート指令を生成するゲート指令演算手段とから成る電気車制御装置において、前記インバータの直流側電圧を制御する直流制御手段と、前記直流制御手段に作用してインバータ出力周波数の６倍の周波数で前記インバータの直流側電圧を脈動させる直流脈動手段とを備えたことを特徴としている。

この場合、本発明の一態様では、前記直流制御手段は、交流架線に主変圧器を介して接続されるコンバータと、当該コンバータの直流側が前記インバータの直流側に接続され、当該インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出手段と、当該電圧検出手段が所定の直流電圧指令値に一致するように前記コンバータを制御する直流電圧制御手段を備え、前記直流脈動手段は、前記インバータ出力周波数を入力し６倍の周波数を算出する周波数算出手段と、当該算出された周波数で所定の振幅および位相を持つ直流電圧脈動指令を演算する直流電圧脈動指令演算手段と、当該演算された直流電圧脈動指令によって前記直流電圧指令値を補正する補正手段とを備えたことを特徴としている。

また、本発明の他の態様では、前記直流制御手段は、前記インバータの直流側に接続されたチョッパ手段と、当該チョッパの他方に接続されたエネルギー蓄積手段と、前記インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出手段と、当該電圧検出手段が所定の直流電圧指令値に一致するように前記チョッパを制御する直流電圧制御手段とを備え、前記直流脈動手段は、前記インバータ出力周波数を入力し６倍の周波数を算出する周波数算出手段と、当該算出された周波数で所定の振幅および位相を持つ直流電圧脈動指令を演算する直流電圧脈動指令演算手段と、当該演算された直流電圧脈動指令によって前記直流電圧指令値を補正する手段とを備えたことを特徴としている。

本発明によれば、インバータ周波数の６倍にてインバータの直流電圧を脈動させることが可能となり、その結果、インバータが１パルス制御を用いていても、各相の出力電圧が正弦波に近くなることで、インバータ周波数の６倍の高調波電流を低減できる。これにより、高速走行中に主電動機から生じる騒音を低減することができる電気車制御装置を提供することができる。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図７に示した従来例と同一構成部分には同一番号が付されている。

図１に示す第１の実施形態は、図７に示した従来例と同様、交流架線１７より給電され主電動機３を駆動する交流電車の電気車制御装置の構成を示している。

すなわち、交流架線１７はパンタグラフ１８、主変圧器１６の1次巻線、車輪２０を介してレール２１に接続される。主変圧器１６の２次巻線には、単相ＮＰＣコンバータ１５（Neutral Point Clamped Converter）が接続される。単相ＮＰＣコンバータ１５の直流側にはフィルタコンデンサ２が２直列で接続され、直流電圧が平滑化される。２直列のフィルタコンデンサ２には、３相の可変電圧可変周波数出力のＮＰＣインバータ１が接続され、主電動機３が駆動制御される。ここでは主電動機３として誘導電動機が用いられている。

電動機制御方式としては、ＤＱ軸回転座標系上にて各種の電気量を制御することで、電動機のトルクや速度を制御するベクトル制御が適用されている。主電動機３に流れる電流Iu,Iwは、電流検出器４によって検出され、座標変換器７によってＤＱ軸電流Id,Iqに変換される。電圧演算部５では、励磁電流指令IdRefと励磁電流Idとが、トルク電流指令IqRe
とトルク電流Iqとがそれぞれ一致するようにＤＱ軸出力電圧指令Vd*、Vq*が演算出力される。座標変換部６では、ＤＱ軸出力電圧指令Vd*, Vq*が極座標系に変換される。すなわち、ＤＱ軸出力電圧指令の大きさV1*とＤ軸から出力電圧ベクトルまでの位相差Gammaが生成出力される。加算器２４では、静止座標系Ａ軸から回転座標系Ｄ軸までの位相角θと前記位相差Gammaとが加算され、静止座標系Ａ軸から出力電圧ベクトルまでの位相角θVが算出される。

変調率演算部２２には、座標変換部６で生成された出力電圧の大きさV1*と電圧検出器１９で検出された直流電圧Vdcとが入力され、変調率AL0*が算出される。リミッタ２３では、変調率AL0*が下限値0、上限値 1でリミットされ、補正後の変調率AL*として出力される。

リミッタ２３のリミット上限値ALmaxは、変調率リミット指令Flg_AllimCmd によって切り替えられる。

〔数１〕
ALmax = 1.0 if Flg_AllimCmd = 0
= β if Flg_AllimCmd = 1
ここに、βは所定のセット値であり、β<1.0で定義される。

変調率リミット指令は、変調率リミット指令演算部３１でトルク電流指令IqRefに応じて、次式のように生成される。

〔数２〕
Flg_AllimCmd = 1 if |IqRef| < γ
= 0 if |IqRef|＞＝γ
ここに、γは所定のセット値である。

すべり周波数演算部１１では、励磁電流指令IdRefとトルク電流指令IqRefとに基づきすべり周波数ωsが演算出力される。加算器１３では、速度検出器１０によって検出された主電動機の回転速度ωrとすべり周波数ωs*が加算され、インバータ出力周波数基準ω1*が演算出力される。

一方、ビートレス制御部１２には、電圧検出器１９によって検出されたインバータ１の直流電圧Vdcが入力される。ビートレス制御部１２では直流電圧から脈動分が抽出され、その脈動に応じて、インバータ出力周波数の補正量ω1cmpが演算出力される。このビートレス制御法については、特公平７−４６９１８号公報に記載がある。この公報記載の技術では、単相交流電源を直流変換しているため、電源周波数の２倍の周波数成分の脈動（電源が５０Hzの場合、１００Hzの脈動）が、コンバータ・インバータの直流側に重畳される。この直流脈動によって生じる電動機のトルク脈動が、ビートレス制御の出力であるインバータ出力周波数補正ω1cmpによって抑制できる。

加算器１４では、インバータ出力周波数基準ω1*とインバータ出力周波数補正量ω1cmpとが加算され、インバータ出力周波数ω1が生成される。積分器８では、インバータ出力周波数ω1が積分され、座標変換器６，７で用いる（ＡＢ軸静止座標系の基準軸Ａ軸に対する）Ｄ軸の位相角θが生成出力される。

ゲート指令演算部９は、図２に示すように、１パルス制御部２５と、１ダッシュ（「１´」以下同じ）パルス制御部２６と、三角波比較ＰＷＭ制御部２７と、切替器２８と、制御モード選択部２９と、相変調率指令演算部３０とを備え、入力された変調率AL*と、静止座標系Ａ軸から出力電圧ベクトルまでの位相角θVとに基づき、基本波電圧が等しくなるようにゲート指令を生成出力する。

出力電圧指令に一致した基本波電圧が出力されるために各種のＰＷＭ制御法があるが、ここでは、三角波比較ＰＷＭ制御、１ダッシュパルス制御、１パルス制御が採用されている。三角波比較ＰＷＭ制御は、公知の技術であり、説明を省略し、ポイントになる１パルス制御と１ダッシュパルス制御について以下に説明する。なお、後述するように、「１ダッシュパルス制御」は、極性が切り替わる際に休止区間（ゼロ区間）を設ける点で１パルス制御と異なっている。

まず、図３（ａ），（ｂ）はＵ相出力電圧指令とＵ相出力電圧とを示すものである。同図（ｂ）は１パルス制御の波形を示し、Ｕ相電圧指令のゼロクロスのアップエッジとともにＵ相ゲートがオン状態となり、ゼロクロスのダウンエッジとともにＵ相ゲートがオフ状態となる。１パルス制御は、インバータが出力し得る最大のモードであるとともに、任意に調整できるパラメータはない。一方、図３（ａ）は１ダッシュパルス制御の波形を示している。１パルスモードとの差異は、Ｕ相出力電圧のゼロクロス付近で、０電位を出力する区間αがある点である。このαによって、基本波電圧を調整制御することができる。

第１の実施形態では、このような３つの制御モードを、制御モード選択部２９と切替器２８により切り替えることで、インバータ１へのゲート指令が生成される。制御モード選択部２９では、変調率AL*を入力とし、次式によって、それぞれの制御モードに対応したナンバーPnumが出力される。

〔数３〕
Pnum = 1 if AL* < x1
= 2 if x1 <= AL* < x2
= 3 if AL* = 1
ここに、x1,x2は所定のセット値でx1<x2の関係を有するものとする。

以上の構成により、変調率リミットフラグFlg_AllimCmdを1にセットすることにより、変調率AL*の上限がβ(β<1.0と定義)になるため、ゲート指令演算部９において、１パルス制御の選択が制限される。１パルス制御では、基本波周波数の６倍の電流高調波が大きく発生し、騒音の原因となるのに対し、この１パルス制御以外の制御モードでは、少なくとも、１パルス制御ほど大きな６倍の電流高調波を生じない。これにより、低騒音化が期待できる。

なお、第１の実施形態では、１パルス制御でない制御モードとして１ダッシュ制御モードを採用しているが、他の制御モードであってもかまわない。

ただし、１パルス制御を選択した場合と１ダッシュパルス制御を選択した場合とを比較すると、同一の出力を得るためには、１パルス制御の方が出力電圧が大きい反面、出力電流は１ダッシュパルス制御の方が大きくなる。このため、１ダッシュパルス制御では各種損失が増加し好ましくない。逆に出力電流を一定とすれば、出力電圧が低い分、出力が低下する。

従って、変調率リミット指令演算部３１により、トルクすなわちトルク電流指令の絶対値が小さい場合に限り、低騒音化をねらい１パルス制御を用いないように変調率リミットフラグFlg_AllimCmd=1とする一方、大きな出力が必要であるトルク電流指令の絶対値が大きい場合に限り、１パルス制御を行うように変調率リミットフラグFlg_AllimCmd=0とすることで、部分的ながら低騒音化を図ることができる。

また、上記の出力が低下する問題について、一編成には、複数の上記電気車制御装置が備わるため、編成トータルでの出力が確保されればシステム上問題は生じない。従って、新幹線のグリーン車など、高品質性を要求される車両に備えられる電気車制御装置に限り、変調率リミットフラグFlg_AllimCmd=1とし、普通車ではFlg_AllimCmd=0とすることで、編成でみた総出力の低下と、品質向上とのトレードオフをとることができる。

更に、交流電車に特有の問題として、主電動機のビート現象がある。第１の実施形態では、交流電車で直流電圧が電源周波数の２倍で脈動することに起因するビート現象を、インバータ周波数に同周波数の補償量を重畳することで抑制する方式が示されている。一方、同ビート現象を、インバータの変調率に補償量を重畳することで抑制する方式が特公昭６１−４８３５６号公報に記載されている。双方の効果を比較すると、第１の実施形態ではビート現象を抑制するにすぎないが、公報記載のものでは原理的にはビート現象を完全に打ち消すことができる。よって、従来制御においても変調率が１未満の領域では、後者の変調率補償法が採用される。しかしながら、変調率補償法では、時々刻々と変調率がその平均に対し増減するため、騒音の原因である１パルス制御に近い波形が出力されてしまうタイミングが存在する。このため、第１の実施形態のように、変調率をリミットした動作においても、周波数を補償するビートレス制御を適用することにより、より一層の低騒音化を期待することができる。

＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図１に示す第１の実施形態と比べ、変調率リミット指令演算部３１の構成が異なるため、他を省略して説明する。

第２の実施形態における変調率リミット指令演算部３１には、電流検出器４で検出され座標変換部７で座標変換された電流値Id, Iq が入力される。変調率リミット指令演算部３１では、モータ内での損失が演算され、それに基づきモータ温度が予測される。このモータ温度に基づき、変調率リミットフラグFlg_AllimCmdが切り替えられる。ここで例えば、モータ内の損失Plossは次式に簡易に演算できる。

〔数４〕
Ploss ＝ R1×(Id 2 + Iq 2 ) + ( M / L2 ) 2 × R2 × Iq 2
ここに、Ｒ１：1次抵抗、Ｒ２：２次抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌ２：２次
自己インダクタンスである。

また、温度予測値Tmotは次式で簡易に予測できる。

〔数５〕
Tmot ＝ K / (τ×s + 1) × Ploss + Tmot0
ここにＫは熱損失から温度までの換算係数、τは熱時定数、ｓはラプラス演算子、
Tmot0は温度初期値である。

変調率リミットフラグFlg_AllimCmdは、モータ温度予測値Tmotに基づき、次式で決定する。

〔数６〕
Flg_AllimCmd = 1 if Tmot < Tmot_Set
= 0 if Tmot >= Tmot_Set
以上により、モータの温度に基づき、１パルス制御を用いるか、１パルス制御を用いないかが決定される。前述のように、１パルス制御は損失が低いのに対し、それ以外の制御モードでは損失が増加する。よって、モータ温度が低い場合には、低騒音化が可能な１パルス制御を用いない制御モードを選択し、モータ温度が上昇した場合には、モータ温度上昇を抑制するため、損失が少ない１パルス制御を選択するようにする。よって、温度上昇によるモータ焼損あるいは保護といった信頼性の劣化を引き起こすことなく、可能な限り低騒音化を図ることができる。

なお、第２の実施形態ではモータ損失を電流から簡易に予測する方法を示したが、より厳密に、あるいは、温度センサを備えて温度を検出するものであってもかまわない。また、モータ側での温度上昇でなく、インバータの素子温度等の上昇も考慮することがあることから、同様な方法により、インバータの素子温度等を予測あるいは検出し、その温度に基づき変調率リミットフラグを制御するものであっても良い。

＜第３の実施形態＞
図５は、本発明の第３の実施形態の構成を示すブロック図である。

同図に示すように、第３の実施形態の電気車制御装置は、インバータ制御部３２と、コンバータ制御部３３とを備えているが、インバータ制御部３２は図７に示した従来例と同一であるため、コンバータ制御部３３を中心に説明する。

コンバータ制御部３３は、ゼロクロス検知部３６と、位相同期制御部３７と、加算器３８と、直流脈動指令演算部３９と、減算器４０と、電圧制御部４１と、減算器４２と、電流制御部４３と、加算器４４と、ＰＷＭ制御部４６とを備えている。また、コンバータ制御部３３には、電流検出器３５で検出されたコンバータ１５の交流側電流である出力電流Isと、コンバータ１５の出力側において電圧検出器１９で検出された直流電圧Vdcと、電圧検出器３４で検出された主変圧器１６の第１巻線の電圧である１次電圧Vsが入力されている。なお、１次電圧Vsの検出点として、電気車では主変圧器１６に第３巻線を備え、この３次電圧を１次電圧すなわち架線電圧Vsの代替として用いている例もあり、このような構成であっても良い。

ゼロクロス検知部３６では、１次電圧すなわち架線電圧Vsに基づきにそのゼロクロス点が検知される。位相同期制御部３７では、架線電圧のゼロクロス点より、架線電圧位相θsが算出される。ここに位相θsのゼロ点は、架線電圧のゼロクロス点であると定義する。

加算器３８では、直流電圧指令VdcRef0 と、後述する直流脈動指令演算部３９の出力であるVdcRefCmpとを加算して補正後の直流脈動指令VdcRefが生成される。減算器４０では、補正後の直流脈動指令VdcRefから、電圧検出器１９によって検出されたＰＮ間の直流電圧Vdcが減算される。電圧制御部４１には、補正後の直流脈動指令VdcRefと検出されたＰＮ間の直流電圧Vdcとの偏差が入力され、その偏差が零となるように位相同期制御部で生成された前記架線電圧位相θsに基づき、コンバータ電流指令値IsRefが演算される。

〔数７〕
IsRef＝[(Kp・s＋Ki)/s]・(VdcRef−Vdc)・sin(θs)
電流制御部４３では、出力電流指令値IsRefに検出された出力電流Isが一致するように、次式のように出力電圧補正量Vccmpを算出する。

〔数８〕
Vccmp ＝ Kp・（IsRef−Is）
また、架線電圧のフィードフォワード項VsFFを電源電圧ＦＦ演算部４５にて次式に算出する。ここにVs*は、架線定格電圧のコンバータ交流側への換算値である。

〔数９〕
VsFF ＝ Vs*・sin(θs)
加算器４４では、架線電圧フィードフォワード項VsFFと出力電圧補正量Vccmpとを加算することで、コンバータの出力電圧指令値VcRefが算出できる。ＰＷＭ制御部４６では、コンバータの出力電圧指令値Vc*に一致した出力電圧が得られるように、コンバータ１５へのゲート指令が三角波比較ＰＷＭ制御等により生成される。

第３の実施形態のポイントである直流脈動指令演算部３９の詳細を説明する。直流脈動指令演算部３９には、インバータ制御部３２の加算器２４の出力であるインバータ出力電圧位相角θVが入力され、次式のように直流電圧指令の補正量VdcRefCmpを算出する。

〔数１０〕
VdcRefCmp ＝ K2・sin ( 6 ×θv + Δ)
ここに、K2は所定のゲイン、Δは所定の位相シフト量である。

以上の構成によれば、インバータ出力電圧の位相角に同期し、その６倍、すなわち、インバータ周波数の６倍にてインバータの直流電圧を脈動させることが可能となる。Ｕ相出力電圧のゼロクロス付近で、直流電圧が低下するように、また、Ｕ相出力電圧のピーク付近で直流電圧が増加するように、前記位相シフト量を調整することにより、インバータが１パルス制御を用いていても、各相の出力電圧が正弦波に近くなることで、インバータ周波数の６倍の高調波電流を低減できる。これにより、低騒音化が期待できる。

＜第４の実施形態＞
図６は、本発明の第４の実施形態の構成を示すブロック図である。

図７に示す従来例に比べ、インバータ制御部３２は同一であり、他にエネルギー蓄積変換手段とその制御部が加わる方式であるため、他を省略して説明する。

インバータ１の直流側にエネルギー蓄積変換手段４７を備える。エネルギー蓄積変換手段４７は、エネルギー蓄積部５１、リアクトル４９、エネルギー変換部４８からなる。エネルギー蓄積部５１は大容量キャパシタやバッテリなどが用いられるが、第４の実施形態の目的だけに限れば、小容量のキャパシタであっても良い。エネルギー変換部４８は、スイッチング素子を２つ直列に結合したものである。すなわち、直流チョッパ回路を構成するものである。

このエネルギー蓄積変換手段４７の制御部として、エネルギー蓄積変換制御部５２がある。この構成は図５に示す第３の実施形態とほぼ同一であるので詳細な説明は省略する。要はインバータ１の直流電圧がその指令値に一致するような電圧制御系を有することがポイントである。直流脈動指令演算部３９も、同様に、インバータ制御部３２の出力電圧位相角θVを入力とし、その６倍の周波数の補償量を直流電圧指令に重畳する。

以上の構成により、第３の実施形態と同様、インバータの直流電圧を出力電圧の周波数の６倍の周波数にて脈動させることが可能である。よって、インバータが１パルス制御を用いていても、各相の出力電圧が正弦波に近くなることで、インバータ周波数の６倍の高調波電流を低減できる。これにより、低騒音化が期待できる。

＜他の実施形態）
なお、第３の実施形態、第４の実施形態のポイントは、インバータの直流電圧を脈動させ、１パルス制御を用いていても、各相出力電圧を正弦波に近づけることである。第３、第４の実施形態では、コンバータやエネルギー蓄積変換手段４７を用いた構成を示したが、インバータ自身でトルク電流や励磁電流など電流をインバータ出力周波数の６倍で故意に脈動させて、インバータ直流電圧を脈動させることができる。ただし、トルク電流を脈動させた場合には、トルクに同成分が現れるため、好ましくない。一方、励磁電流をインバータ出力周波数の６倍にて脈動させても、トルクの振動にはほぼ影響を与えない。励磁電流は磁束を制御するものであるが、磁束の応答時定数は数百ｍｓである。インバータ出力周波数の６倍とは、数百Ｈｚのオーダーであるため、磁束はほぼ反応しない。よって、トルク電流は一定とし、励磁電流をインバータ出力周波数の６倍にて脈動させることで、インバータ直流電圧を同周波数にて脈動させることが可能となる。これにより、低騒音化が期待できる。

＜第５の実施形態＞
図８は、本発明の第５の実施形態の構成を示すブロック図である。

第５の実施形態が図１に示す第１の実施形態に比べて、変調率リミット指令演算部３１と、ビートレス制御部の２点が異なっている。このため、第１の実施形態と共通する部分の説明は省略する。

第５の実施形態における第１のポイントは、変調率リミット指令演算部３１にある。

変調率リミット指令演算部３１には、速度検出器１０によって検出されたモータ回転速度が入力される。変調率のリミット値、すなわち、出力電圧の大きさのリミット値は、例えば、図９のようなモータ回転速度に応じた関数にする。

高速走行におけるモータ騒音は、モータ電流の５次・７次高調波の影響が大きいことが知られている。図１０は、変調率をリミットし、前記１ダッシュパルスで動作させた場合の５次・７次高調波電流の値について、１パルス時の５次・７次高調波電流に対する低減率を示したものである。これより、変調率をリミットし、１パルスで動作させないことで、５次・７次電流高調波を大きく低減し、低騒音化が期待できる。

また、図１０に同時に示されるモータ電流の増加率からも理解できるように、同一トルクを得るためには、変調率すなわち出力電圧をリミット（低下）した分、電流を増やし、所定トルクを出力する必要がある。前述のように若干、高調波電流の低下で、電流ＲＭＳの低下につながるものの、トータルとしては、同図のようにモータ電流ＲＭＳが増加する。モータ電流ＲＭＳの増加は、モータやインバータの効率低下となり、また、同機器の温度上昇を引き起こす。この場合、冷却器の強化が不可欠で、装置の大型化・重量化・コストアップにつながる。また、場合によっては、過電流により、運転停止に至る恐れもある。よって、極力モータ電流を増加させないことが望ましい。同図から、弱め界磁制御領域（変調率（出力電圧）がリミットされる領域）の低速側では電流の増加率が小さく、逆にモータが特性領域に入る高速側で電流の増加率が大きくなる。よって、弱め界磁制御領域の低域側では、システムとして許容できる程度まで変調率リミット値を下げて低騒音を図り、逆に高速域では電流許容値の範囲となるように変調率リミット値を速度に応じて増加することで、低騒音化を図るとともに、機器増大を回避することができる。

なお、第５の実施形態では、速度に依存した関数として変調率リミット値を設定しているが、出力に応じて設定することも可能である。出力が大きいときほど基本電流は大きく、モータやインバータの熱的条件が厳しく、また、過電流耐量は小さい。このような大出力の場合には、騒音低下でなく、運転継続性を優先させる必要性がある。

第５の実施形態の第２のポイントは、先に記載のビートレス制御部１２に代えてビートレス制御部５３を設けた点である。第１の実施形態におけるビートレス制御部１２では、直流電圧の脈動に応じて、インバータ出力電圧の位相角を補正していたのに対し、第５の実施形態のビートレス制御部５３では、直流電圧の脈動に応じて、変調率を補正するようにしている。

電圧検出器１９によって検出された直流電圧は、ビートレス制御部５３へ入力される。除算器５４では、直流電圧の目標電圧Vdc*を検出された直流電圧で割り算出力する。除算器５４の出力は、乗算器５５において、リミット２３の出力である変調率リミット値に乗算される。

このようにビートレス制御部５３では、直流電圧の脈動率を算出し、変調率に乗算することでこれを補正するようにしてる。出力電圧の大きさは、瞬時の変調率×直流電圧であるため、同演算により、直流電圧が脈動した状態においても、出力電圧を一定に維持し、ビート現象を抑制することができる。

この変調率を補正するビートレス制御は、上述のように出力電圧を一定にするため、モータ電流の増大は生じない。一方、第１の実施形態の出力電圧位相角を補正するビートレス制御では、出力電圧は直流電圧に応じて脈動してしまう。ただし、位相角を制御することで、トルクは一定にするものである。この場合、モータ電流の増加が生じてしまう。よって、変調率補正方式が望ましいが、変調率の制御余裕が必要であるため、現状では、弱め界磁制御領域においては適用されていない。

第５の実施形態では、多少のモータ電流の増加を考慮の上、モータ低騒音化を図るため、変調率をリミットするものであり、上記変調率を補正するビートレス制御方式を適用することが好ましい。

一般に、完全に変調率でビートを抑制する場合、直流電圧の脈動率分の変調率の変動範囲が必要である。現状の新幹線では、最大負荷をとった場合、直流電圧の脈動率が概ね５％として計画されている。この場合、変調率を補正するビートレス制御を適用すると平均変調率（すなわち変調率リミット値）は９５％以下であることが望まれる。しかしながら、上述のように、低変調率でリミットするとモータ電流増加を招き好ましくない。よって、図９の変調率リミットの速度依存特性のように、ビート現象が顕著に生じる速度帯（インバータ出力周波数が電源周波数の２倍に一致する付近、すなわち、１００Ｈｚや１２０Ｈｚ帯）のみ、同９５％以下に変調率をリミットし、低騒音とビートレス制御効果を優先し、他の領域ではモータ電流の増加を抑制するため、変調率リミットを増加する方法が有効となる。

本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック図。 ゲート指令演算部の構成を示すブロック図。 Ｕ相出力電圧波形を示す説明図。 本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態の構成を示すブロック図。 本発明の第４の実施形態の構成を示すブロック図。 従来例の構成を示すブロック図。 本発明の第５の実施形態の構成を示すブロック図。 変調率リミット指令演算部の動作例を示す説明図。 モータ電流の５次・７次高調波の低減率とモータ電流の増加率との関係を示す特性図。

符号の説明

１…ＮＰＣインバータ
２…フィルタコンデンサ
３…主電動機
４，３５，５０…電流検出器
５…電圧演算部
６，７…座標変換部
８…積分器
９…ゲート指令演算部
１０…速度検出部
１１…すべり周波数演算部
１２，５３…ビートレス制御部
１３，１４，２４，３８，４４…加算器
１５…コンバータ
１６…主変圧器
１７…架線
１８…パンタグラフ
１９，３４…電圧検出器
２０…車輪
２１…レール
２２…変調率演算部
２３…リミッタ
２５…１パルス制御部
２６…１ダッシュパルス制御部
２７…三角波比較ＰＷＭ制御部
２８…切替器
２９…制御モード選択部
３０…相電圧指令演算部
３１…変調率リミット指令演算部
３２…インバータ制御部
３３…コンバータ制御部
３６…ゼロクロス検知部
３７…位相同期制御部
３９…直流脈動指令演算部
４０，４２…減算器
４１…電圧制御部
４３…電流制御部
４５…電源電圧ＦＦ演算部
４６…ＰＷＭ制御部
４７…エネルギー蓄積変換手段
４８…エネルギー変換部
４９…リアクトル
５１…エネルギー蓄積部
５２…エネルギー蓄積変換制御部
５４…除算器
５５…乗算器

Claims (3)

1. 直流を交流に変換するインバータと、前記インバータの交流側に接続された主電動機と、前記インバータが出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、前記インバータが出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算手段と、
   前記インバータが出力する電圧の周波数と大きさに基づき前記インバータのゲート指令を生成するゲート指令演算手段とから成る電気車制御装置において、
   前記インバータの直流側電圧を制御する直流制御手段と、
   前記直流制御手段に作用してインバータ出力周波数の６倍の周波数で前記インバータの直流側電圧を脈動させる直流脈動手段と、
   を備えたことを特徴とする電気車制御装置。
2. 請求項１に記載の電気車制御装置において、
   前記直流制御手段は、
   交流架線に主変圧器を介して接続されるコンバータと、当該コンバータの直流側が前記インバータの直流側に接続され、当該インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出手段と、当該電圧検出手段が所定の直流電圧指令値に一致するように前記コンバータを制御する直流電圧制御手段を備え、
   前記直流脈動手段は、
   前記インバータ出力周波数を入力し６倍の周波数を算出する周波数算出手段と、当該算出された周波数で所定の振幅および位相を持つ直流電圧脈動指令を演算する直流電圧脈動指令演算手段と、当該演算された直流電圧脈動指令によって前記直流電圧指令値を補正する補正手段とを備えた、
   ことを特徴とする電気車制御装置。
3. 請求項１に記載の電気車制御装置において、
   前記直流制御手段は、
   前記インバータの直流側に接続されたチョッパ手段と、当該チョッパの他方に接続されたエネルギー蓄積手段と、前記インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出手段と、当該電圧検出手段が所定の直流電圧指令値に一致するように前記チョッパを制御する直流電圧制御手段とを備え、
   前記直流脈動手段は、
   前記インバータ出力周波数を入力し６倍の周波数を算出する周波数算出手段と、当該算出された周波数で所定の振幅および位相を持つ直流電圧脈動指令を演算する直流電圧脈動指令演算手段と、当該演算された直流電圧脈動指令によって前記直流電圧指令値を補正する手段とを備えた、
   ことを特徴とする電気車制御装置。

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