JP2007074436A

JP2007074436A - 発振回路

Info

Publication number: JP2007074436A
Application number: JP2005259822A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Tanabe; 和規田辺
Original assignee: Asahi Kasei Microsystems Co Ltd; Asahi Kasei Microdevices Corp
Current assignee: Asahi Kasei Microsystems Co Ltd; Asahi Kasei Microdevices Corp
Priority date: 2005-09-07
Filing date: 2005-09-07
Publication date: 2007-03-22

Abstract

【課題】広帯域発振周波数を得る。
【解決手段】バイポーラトランジスタＱ１のベースをバイポーラトランジスタＱ２のコレクタに接続する。バイポーラトランジスタＱ２のベースをバイポーラトランジスタＱ１のコレクタに接続する。Ｑ１と電源間に抵抗Ｒ１、Ｑ２と電源間に抵抗Ｒ２を接続する。バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ間にキャパシタＣ１、Ｃ２，インダクタＬ１を直列に接続する。Ｃ１，Ｃ２のキャパシタ値を変えることで広帯域発振周波数範囲を得る。発振周波数範囲は抵抗Ｒ１，Ｒ２を調節することで、変えることができる。Ｃｖ１，Ｃｖ２は可変キャパシタで、ＶＣＰ電圧によりキャパシタ値を変える。
【選択図】図１

Description

この発明は、電圧制御発振器に関し、広帯域なローカル信号周波数を必要とするアプリケーションに好適な電圧制御発振器に関する。

従来の電圧制御発振器としては、図２に示すように、発振周波数を決めるタンク回路としてＬＣ並列共振を用いており、そのキャパシタ値を変えることで広帯域を得ていた。図２において、Ｌ２，Ｌ３はインダクタ、半導体スイッチ３によりオンオフされるキャパシタＣｃｈ、固定のキャパシタＣ５、Ｃ６、制御信号Ｖｃｐによりキャパシタ値が可変されるキャパシタＣｖであって、これらがタンク回路を構成する。Ｑ３，Ｑ４は一対のトランジスタ、１，２は電流源である。

この電圧制御発振器における発振周波数ｆｖｃｏは（１１）式のように表される。

タンク回路のキャパシタ値を変化させて発振周波数を変える場合、（１１）式に表されるようにキャパシタのルートに反比例して発振周波数は変わる。このため、広帯域発振周波数が必要な場合、キャパシタの変化率としては大きな値が要求される。キャパシタを変化させる方法としては、固定キャパシタをＭＯＳスイッチを用いてオンオフすることによって全キャパシタ値を変えていく方法や、可変キャパシタのみを用いてコントロール電圧を制御することで全キャパシタ値を変える方法などがある（例えば、特許文献１参照）。

いずれの方法も、ＭＯＳスイッチの寄生キャパシタ、キャパシタの寄生キャパシタなどにより、キャパシタ値の変化率としては限界がある。このため、一つの発振器で所望の発振範囲をカバーできない場合、複数個の発振器を用いており、チップサイズが大きくなっていた。このため、広帯域発振周波数を実現できる発振器が望まれる。

特開２００４−１２０２１５号公報

従来の電圧制御発振器は以上のように構成されており、発振周波数はキャパシタのルートに反比例して変化する。キャパシタを変化させる方法としては、固定キャパシタをＭＯＳスイッチを用いてオンオフすることによって全キャパシタ値を変えていく方法や、可変キャパシタのみを用いてコントロール電圧を制御することで全キャパシタ値を変える方法などがある。いずれの方法も、ＭＯＳスイッチの寄生キャパシタ、キャパシタの寄生キャパシタなどにより、キャパシタ値の変化率としては限界がある。

そこで、本発明では、本発明は、以上のような問題を解消すべくなされたもので、キャパシタ値を変えた時の発振周波数の変化分を拡大して、より広帯域な発振周波数を実現できる発振器を提供することを目的とする。

本発明の目的を達成するため、本発明の発振器は、外部からの第一の制御信号によってオンオフされるＭＯＳスイッチと固定キャパシタとを直列接続した複数のスイッチトキャパシタ、及び外部からの第二の制御信号によってキャパシタ値を可変にできる可変キャパシタとを並列に接続したキャパシタ群と、インダクタとを直列に接続することによって構成したタンク回路と、差動対を構成する半導体電流制御素子とを具え、前記タンク回路の両端を、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の各々の第１の電極に固定キャパシタを介して接続し、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の各々の他方の電極を、他方の半導体電流制御素子の制御端子にキャパシタを介するかもしくは直接に接続し、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の他方の電極を、各々別の抵抗を介して電源に接続したことを特徴とする。

本発明により広帯域な発振範囲をカバーできる発振回路を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

本例ではバイポーラトランジスタの回路について説明するが、ＭＯＳトランジスタを用いて構成しても良い。

図１は本実施形態の回路図である。図１に示すように、発振周波数を決定するタンク回路は、外部からの第一の制御信号によってオンオフされるＭＯＳスイッチ４，５と固定キャパシタＣ１，Ｃ２とを直列接続した複数のスイッチトキャパシタ、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して外部からの第二の制御電圧Ｖｃｐによってキャパシタ値を可変にできる可変キャパシタＣＶ１，ＣＶ２とを並列に接続したキャパシタ群と、インダクタＬ１とを直列に接続することによって構成してある。このタンク回路の両端は、差動対を構成するバイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２の各エミッタに、固定のキャパシタＣ７，Ｃ８を介して接続する。上記スイッチトキャパシタはＭＯＳバラクタであっても良い。

バイポーラトランジスタＱ１のベース（制御端子）にバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。バイポーラトランジスタＱ２のベース（制御端子）にバイポーラトランジスタＱ１のコレクタ（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。バイポーラトランジスタＱ１のコレクタと電源間に抵抗Ｒ１、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタと電源間に抵抗Ｒ２を接続する。６，７はバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ（第１の電極）とグランド間の電流源である。尚、図１では差動対を構成する半導体電流制御素子としてｎｐｎトランジスタを用いた例を示したが、ｐｎｐトランジスタ、ＭＯＳトランジスタでも良い。ｐｎｐトランジスタの場合は、バイポーラトランジスタＱ１のベース（制御端子）にバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。バイポーラトランジスタＱ２のベース（制御端子）にバイポーラトランジスタＱ１のコレクタ（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。バイポーラトランジスタＱ１のコレクタと電源間に抵抗Ｒ１、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタと電源間に抵抗Ｒ２を接続する。６，７はバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ（第１の電極）とグランド間の電流源である。一方、ＭＯＳトランジスタの場合は、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート（制御端子）にＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート（制御端子）にＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン（他方の電極）を（キャパシタを介して、または直接）接続する。ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインと電源間に抵抗Ｒ１、ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインと電源間に抵抗Ｒ２を接続する。６，７はバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のソース（第１の電極）とグランド間の電流源である。

以上のような構成において、ＭＯＳスイッチ４，５のオンオフを第一の制御信号によって制御してＣ１，Ｃ２のキャパシタ値を変えることによって、さらに、制御電圧ＶｃｐによってＣｖ１，Ｃｖ２のキャパシタ値を変えることによって、広帯域発振周波数範囲を得ることができる。発振周波数範囲は抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を調整することによって変えることができる。詳細は以下に説明する。

図１の回路図は図３のような簡単な回路に置き換える。この図３の回路を等価回路モデルで置き換えると図４のようになる。図４において、gdsはトランジスタの出力インピーダンスであり、gmは相互コンダクタンスである。

この時の発振周波数を求める。
差動対の左側のトランジスタについて（１）、（２）式が成り立つ。

差動対の右側のトランジスタについて（３）、（４）式が成り立つ。

（１）〜（４）式より（（１）−（３）、（２）−（４）とからVx,Vyを消去）（５）式が導き出せる。

両辺２乗し（７）式のように近似できる。

gm>>gdsから（８）式のように近似できる。

図３の回路での発振周波数は（１０）式のように表される。

ここで、理想インダクタ、理想キャパシタ、理想抵抗を用いた場合の発振周波数の設計値を示す。本発明と、従来のＬＣ共振器を用いたものを比較する。

図３において、Ｒ=１００Ω、Ｌ＝１ｎＨの場合、Ｃ＝１ｐＦでの発振周波数ｆ１＝１．６ＧＨｚ、Ｃ＝３ｐＦでの発振周波数ｆ２＝７００ＭＨｚとなり、ｆ１／ｆ２＝２．３となる。一方、従来のＬＣ並列共振では、Ｌ＝２．５ｎＨの場合、Ｃ＝１ｐＦでの発振周波数ｆ１＝２．１ＧＨｚ、Ｃ＝３ｐＦでの発振周波数ｆ２＝１．３ＧＨｚとなり、ｆ１／ｆ２＝１．６となる。

トランジスタの寄生キャパシタを考えない場合、容量の変化率で決まり、その発振周波数の変化率は（３ｐＦ／１ｐＦ）＾０．５〜１．７となる。トランジスタの寄生キャパシタがある場合、キャパシタの変化率は小さくなるため、発振周波数の変化率は１．７よりも小さくなる。よって、ＬＣ並列共振の場合を考察したようにｆ１／ｆ２＝１．６から、この時の発振周波数の変化率は、キャパシタの変化率のルートで決まる。本発明の場合、ｆ１／ｆ２＝２．３となることから、発振変化率を従来のＬＣ並列のものより大きく出来ることが分かる。

このことから、広帯域な発振周波数をカバーできる。（インダクタは、２つの場合の発振周波数を、同じくらいにするために調節した。）

この発明の第１実施形態の電圧制御発振器の回路構成を示す図である。従来の電圧制御発振器の回路構成を示す図である。この発明の回路構成を簡単化した図である。この発明の回路構成を簡単化したものの等価モデル図である。

符号の説明

Ｑ１，Ｑ２バイポーラトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４抵抗
Ｃ１，Ｃ２キャパシタ
Ｃｖ１，Ｃｖ２可変キャパシタ
Ｌ１インダクタ
６，７電流源

Claims

外部からの第一の制御信号によってオンオフされるＭＯＳスイッチと固定キャパシタとを直列接続した複数のスイッチトキャパシタ、及び外部からの第二の制御信号によってキャパシタ値を可変にできる可変キャパシタとを並列に接続したキャパシタ群と、インダクタとを直列に接続することによって構成したタンク回路と、
差動対を構成する半導体電流制御素子とを具え、
前記タンク回路の両端を、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の各々の第１の電極に固定キャパシタを介して接続し、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の各々の他方の電極を、他方の半導体電流制御素子の制御端子にキャパシタを介するかもしくは直接に接続し、前記差動対を構成する半導体電流制御素子の他方の電極を、各々別の抵抗を介して電源に接続したことを特徴とする発振回路。
請求項１において、
前記半導体電流制御素子がバイポーラトランジスタであることを特徴とする発振回路。
請求項１において、
前記半導体電流制御素子がＭＯＳトランジスタであることを特徴とする発振回路。
請求項１において、
前記タンク回路のキャパシタ群を、可変キャパシタと第三の制御信号により２つの値にキャパシタ値を切り替えることができる複数のＭＯＳバラクタとにより構成したことを特徴とする発振回路。
請求項１において、
前記タンク回路は、前記インダクタを、第一のインダクタと第二のインダクタとにより構成し、前記キャパシタ群を前記第一のインダクタと前記第二のインダクタとの間に直列に接続したことを特徴とする発振回路。
請求項１において、
前記タンク回路は、前記キャパシタ群を第一のキャパシタ群と第二のキャパシタ群とにより構成し、前記インダクタを前記第一のキャパシタ群と前記第二のキャパシタ群との間に直列に接続したことを特徴とする発振回路。