JP2007028894A - ブリッジレス双方向フォワード型コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＣ電源からＤＣ電力に電力を変換する回路の提供。
【解決手段】本回路は、両方の方向に電流を導通させ、また遮断する能力のある双方向スイッチを含む。１つまたは複数の制御スイッチが１つの双方向スイッチに接続されて、双方向スイッチを通る電流の流れを有効とし、また無効とする。その制御スイッチは信号電圧により制御されて、双方向スイッチのゲートの１つの閾値電圧を放電することにより、双方向スイッチをオンに切り換え、また制御スイッチによりその閾値電圧が放電されないときには、双方向スイッチをオフに切り換える。さらに、本回路は１つまたは複数の一次巻線と１つの二次巻線を有する変成器を含み、それぞれの一次巻線が双方向スイッチのソースの１つに接続されている。対応する双方向スイッチのソースを通る電流の流れが無効にされたときに、一次巻線を通る電流の流れが無効にされる。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＡＣ−ＤＣ（直流交流両用の）電力変換に関し、より詳細には、双方向デバイスの使用と従来の前置型（フロントエンド）整流器ブリッジにて使用される単一方向性デバイスによる損失の解消とに関する。

標準のオフラインＡＣ−ＤＣ電力変換段（stage）は、通常、入力すなわち前置型（front-end）整流器ブリッジおよびその後に続く絶縁スイッチ形式のＤＣ−ＤＣ変換段とにより構成されている。このＤＣ−ＤＣ段は、実際はＤＣ−ＡＣ−ＤＣ段であり、そこでは高周波変成器（transformer）によって高周波ＡＣが絶縁（isolation）を提供する。電力損失の主要な原因となる、前置型整流器ブリッジを使用する主な理由は、一般的に利用可能な電力スイッチが単一方向であり、すなわち単極の電圧を遮断することのみが可能であるためである。

例えば、入力ブリッジ、ＰＦＣ（Power Factor Controller;力率調整回路）、および絶縁ＤＣ−ＤＣを使用する回路、およびブリッジレスＰＦＣおよび絶縁ＤＣ−ＤＣを使用する回路という、多段式の対応方法を使用する他のシステムにおいては、効率が低いこと、部品数が多いこと、システム全体が複雑になること、およびコストが高いことを含み、同様な不利益が見出される場合がある。

ブリッジレスで、直接的、かつ絶縁型のＡＣ−ＤＣ変換を可能とする双方向フォワード型コンバータを提供することが、本発明の１つの目的である。

入力ブリッジを排除し、単段ＡＣ−ＤＣ機能を提供することにより、ＡＣ−ＤＣコンバータにおいてより高い効率を可能とすることが、本発明のもう１つの目的である。

力率補正技術の実施を可能とすること、より高い効率、回路簡素化、より少ない回路部品数、およびこれらによる、より低い回路コストを提供することが、本発明のさらなる目的である。

本発明による、ＡＣ電源からＤＣ電力へ電力を変換する回路を開示する。本回路は、両方の方向に電流を導通させ、かつ遮断する能力のある、１つの双方向スイッチと、一次側と二次側を有する変成器であってその一次側がその双方向スイッチと直列に接続されている変成器とを含む。

本発明の回路はさらに、双方向スイッチに接続されていて、双方向スイッチをオンに切り換えて、双方向スイッチを通して、かつ変成器一次側において第１の方向に、電流が流れることを可能とする、第１の制御スイッチ、および双方向スイッチをオンに切り換えて、双方向スイッチを通して、かつ変成器一次側において第１の方向とは反対の第２の方向に、電流が流れることを可能とする、第２の制御スイッチとを備え、さらに、ＤＣ電力を供給するために、変成器二次側に接続された整流器を備える。

本発明の回路はさらに、双方向スイッチの１つのゲートへの電圧を、双方向スイッチをオフに切り換える、閾値電圧にクランピングするためのクランプ（clamp）回路を備え、上記第１および／または第２のスイッチは、信号電圧により制御されて、上記１つのゲートの閾値電圧を放電することにより双方向スイッチをオンに切り換え、そして第２のスイッチにより閾値電圧が放電されない場合には、双方向スイッチをオフに切り換える。

本発明の１つの実施形態において、双方向スイッチは、第１と第２のゲート、およびそれらのゲートの個々の１つに関連付けられた第１と第２のソースを有する。この回路は、個々のゲートに接続された陽極（anode）および個々のソースに接続された陰極（cathode）をそれぞれ有する第１および第２のダイオードと共に使用される。

本発明の１つの実施形態によると、リアクティブ（reactive;無効）負荷インピーダンスに電力を供給するためのスイッチング（switching）回路が提供され、この回路は以下のことを備える：すなわち、２つのソース端子およびそれぞれのソースに関連付けられた個別のゲート端子を有し、少なくとも１つのゲート端子がそのソース端子に関して負の閾値電圧にある場合に、オフに切り換えられるデプレッションモード型の第１の双方向半導体スイッチと；１つのゲート端子および個々のソース端子の間に接続されて、この１つのゲート端子に印加された電圧の制御を可能とする第２の制御スイッチと；第１のスイッチのソース端子と直列なリアクティブ負荷インピーダンスであって、そのリアクティブインピーダンスおよび第１のスイッチのソース端子群が電圧源と交差して接続されるように構成させられているリアクティブ負荷インピーダンスと；その１つのゲートへの電圧を第１のスイッチをオフに切り換えるための閾値電圧にクランピングするクランプ回路であって、第２の制御スイッチが信号電圧により制御されて、第１のスイッチのその１つのゲートの閾値電圧を放電することにより第１のスイッチをオンに切り換え、また閾値電圧が第２のスイッチにより放電されない場合には第１のスイッチをオフに切り換えるためのクランプ回路と；を備える。

本発明のさらに別の実施形態において、上で記述された回路が２つ使用され、それにより２つの双方向スイッチが使用される。これらの回路は変成器の一次側で接続される。

本発明の他の特徴および利点は、添付図面を参照する本発明の以下の記述から明らかになるであろう。

本発明は、ＡＣ−ＤＣ電力コンバータにおいてノーマリーオン（normally ON：通常は導通状態）の双方向スイッチを利用する。これらのスイッチは電流を両方の方向に導通させ、かつ遮断する能力がある。図１に示すように、双方向スイッチの典型的な実装１０では、２つの制御ピンまたはゲートのＧ１およびＧ２を使用して、デバイスの状態を制御する。

デバイスがノーマリーオン、すなわちデプレッションモードのデバイスであるため、デバイス１０をオフの状態に維持するためには、ゲートおよびソースの間に負のバイアスが印加されねばならない。ゲートＧ１またはＧ２の片方が負にバイアスされると、デバイス１０はオフとなり、デバイスの一方のソースＳ１からソースＳ２への電流路を遮断することになる。それぞれのゲートがそのソースに接続されるか、またはそのソースに関して正である場合には、デバイスはオンである。

図２は、デバイス１０（図１）を組み込んだ回路２０を示す。回路２０は本発明の基本原理、すなわちノーマリーオンのデプレッションモードトランジスタを駆動するために、直列インピーダンスとしてリアクティブ（reactive）素子を使用すること、を図示している。

回路２０において、ノーマリーオンのデバイス１０はＤＣ電源電圧Ｖ１に接続され、この電圧は初めはインダクタＬ１に印加され、電流は直線的に上昇し始める。電源電圧Ｖ１はまた、デバイス１０のゲート上での電圧を最大許容電圧にクランピングするツェナーダイオードＤ１、および抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の直列接続に印加される。抵抗Ｒ１は残存電圧を降下させ、駆動ネットワークへの電流を制限する。低電圧ダイオードまたは適切に駆動されたスイッチＤ２が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１の間に直列に位置する。ダイオードＤ２は、ゲートＧ２の負に帯電されたゲート容量が変成器巻線Ｌ１を通して放出されないことを確実にするために必要である。ツェナーダイオードＤ１および制御スイッチＭ１（ダイオードＤ１と並列に接続されて示される、例えばＭＯＳＦＥＴ）は、単一の低電圧、低電流のデバイスに置き換えることができる。

図示された構成においては、回路２０は２つの可能な状態を有する：すなわち、
１．状態I、スイッチＭ１がオフ：電圧Ｖ１がデバイス１０の閾値電圧に達し、スイッチＭ１がオフに保たれると、デバイス１０全体がオフに切り換わる。ツェナーダイオードＤ１はソースＳ２に関してゲートＧ２を負にクランプする。

２．状態II、スイッチＭ１がオン：小さい低電圧トランジスタＭ１がオンに切り換えられると、デバイス１０のゲートＧ２は放電し、放電状態に維持され、したがってデバイス１０はオンである。

本発明のフォワードコンバータ回路３０の実装は図３において図示されている。回路３０は、回路２０の基本構造の双方向レイアウトの拡張である。回路３０は、デバイス１０のソースＳ１およびＳ２のそれぞれに直列の変成器の２つの一次側インピーダンスすなわちインダクタのＬ１およびＬ２を用いて設計されている。変成器の一次巻線は、双極電圧（ＡＣ）Ｖ１がＤＣバスに印加されたときに、デバイス１０の駆動電圧を適切に発生させるように、巻線ＬＡおよびＬＢに分割される。デバイス１０は、窒化ガリウム（ＧａＮ）高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）デバイスであるとすることができる。

制御スイッチＭ１およびＭ２は、デバイス１０のゲートの最大定格で電圧をクランピングする能力がなければならない。ＡＣ電源Ｖ１からのＡＣ正弦波の正である半分の間に、スイッチＭ１はデバイス１０をオンに、そしてオフに駆動することとなる（例えば、例としてＰＷＭ信号に従い）。一方、スイッチＭ２は抵抗Ｒ２により供給されたバイアス電流を、ボディーダイオード（破線にて示されている）を通して逆に導通させることで、デバイス１０のゲートＧ１をソースＳ１に短絡する。

正弦波の負の半周期の間に、スイッチＭ２はデバイス１０をオンに、そしてオフに切り換えることとなる（例えば、ＰＷＭ信号に従い）。そしてスイッチＭ１は不活性な状態（ineffective）にされ、ゲートＧ２をオンに保つこととなる。

スイッチＭ１およびＭ２は並列に駆動される。本発明のシステム構造では、適切にバイアスされたスイッチＭ１またはＭ２の片方がデバイス１０を駆動することが可能となる。スイッチＭ１およびＭ２を適切に駆動するためには、絶縁（insulated）駆動技術または双極のＨＶ技術を使用せねばならないことが理解される。

整流器Ｄ１０およびＤ２０は二次側からの出力の全波整流を提供する。インダクタ４０およびコンデンサＣ１は出力フィルタリングを提供する。

図４は、本発明の双方向レイアウトを使用するフォワードコンバータ回路の実装の代替構造４０を図示している。

回路４０において、一次側変成器巻線Ｌ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｌ１Ｃが２つの低電圧のタップ（結線）Ｘ、Ｙを伴って設計されている。同様の構造（Ｍ１およびＭ２の低電圧ＭＯＳＦＥＴ）が使用されている。回路４０は、ゲートバイアスに低電圧電流制限抵抗器Ｒ１、Ｒ２を使用することの利点がある。しかしながら、２つのＧａＮのＨＥＭＴ１０Ａ、１０Ｂが必要である。二次回路は図３の回路と同様である。

正のＡＣ半周期の間においては、スイッチＭ２は（適切なゲート信号、例えばＰＷＭによりオンに切り換えられると、）双方向スイッチ１０Ｂを切り換えて、変成器の一次側を通して電流を通す。スイッチＭ１はスイッチ１０Ａをオンに保つ。

負の半周期の間においては、スイッチＭ１は（適切なゲート信号、例えばＰＷＭによりオンに切り換えられると、）双方向スイッチ１０Ａが変成器の一次側を通して逆の方向に電流を通すことを可能とする。スイッチＭ２はスイッチ１０Ｂをオンに保つ。

本発明は、その特定の実施形態に関連して記述されてきたが、他の多くの変更および修正、および他の用法が当業者にとって明らかになるであろう。したがって、本発明がここでの特定の開示により限定されないことが好ましい。

ノーマリーオンの双方向デプレッションモードのスイッチの回路図である。 動作原理を例証するための、直列リアクティブインピーダンスを通して駆動するノーマリーオン・デプレッションモードのスイッチの回路図である。 本発明の一実施形態による、単一の双方向スイッチ・ブリッジレス・フォワードコンバータの回路図である。 本発明の別の実施形態による、２つの双方向スイッチ・ブリッジレス・フォワードコンバータの回路図である。

Claims (22)

1. 対応するゲートおよびソースの組を含んでいて、電流の流れを両方向に導通させ、また遮断する能力を有する、１つまたは複数の双方向スイッチと、
   １つの双方向スイッチに接続されて、該双方向スイッチを通る電流の流れを有効にし、または無効にし、信号電圧によって制御されて、該双方向スイッチのゲートの１つの閾値電圧を放電することにより、１つの双方向スイッチをオンに切り換え、また該閾値電圧を放電しないときには、１つの双方向スイッチをオフに切り換える１つまたは複数の制御スイッチと、
   １つまたは複数の一次巻線および１つの二次巻線を有し、一次巻線のそれぞれが前記双方向スイッチのソースの１つに接続されている変成器とを具備し、
   前記対応する双方向スイッチのソースを通る電流の流れが無効にされたときには、前記一次巻線を通る電流の流れが無効にされることを特徴とする、ＡＣ電源からＤＣ電力へ電力を変換する回路。
2. 前記二次巻線に接続されて、ＤＣ電力を供給するための整流器をさらに備えること、を特徴とする請求項１に記載の回路。
3. 前記双方向スイッチがノーマリーオン（normally ON）であることと、
   前記双方向スイッチをオフに保つために、該双方向スイッチの個々のゲートとソースとの間に、負のバイアスが印加されねばならないことと、
   前記双方向スイッチのゲートの１つに、該双方向スイッチをオフに切り換える閾値電圧が供給される場合には、該双方向スイッチがオフになり、該双方向スイッチを通る電流の通過を遮断することになることと
   を特徴とする請求項１に記載の回路。
4. 前記双方向スイッチがＧａＮのＨＥＭＴデバイスであることを特徴とする請求項３に記載の回路。
5. 前記制御スイッチが接続されている前記双方向スイッチの１つのゲートへの電圧をクランピングするクランプ回路をさらに備え、該電圧が該双方向スイッチをオフに切り換えるのに十分な閾値電圧でクランプされていることを特徴とする請求項１に記載の回路。
6. 前記クランプ回路が、
   前記制御スイッチと並列に接続され、その陽極が該制御スイッチのソースへ、その陰極が該制御スイッチのドレインへ接続されて、該制御スイッチが接続されている前記双方向スイッチのゲートの最大許容量に前記電圧をクランピングする第１のダイオードと、
   電流制限抵抗器と直列に接続され、その陽極が前記制御スイッチのソースに接続されて、前記双方向スイッチのゲートキャパシタンスが、対応する一次巻線を通して放電されないことを確保する第２のダイオードと
   をさらに具備することを特徴とする請求項５に記載の回路。
7. 前記第１のダイオードと該第１のダイオードが接続されている前記制御スイッチとが、単一の低電圧・低電流デバイスにより置き換えられていることを特徴とする請求項６に記載の回路。
8. 前記第１のダイオードがツェナーダイオードであり、前記第２のダイオードが低電圧ダイオードまたはスイッチであることを特徴とする請求項６に記載の回路。
9. 単一の双方向スイッチと、該双方向スイッチに接続された第１および第２の制御スイッチとをさらに備え、該双方向スイッチに接続された該第１の制御スイッチが、該双方向スイッチをオンに切り換えることで、第１の方向での、該双方向スイッチを通りかつ一次巻線における電流の流れを可能とし、また該第２の制御スイッチが、該双方向スイッチをオンに切り換えることで、該第１の方向と反対の第２の方向での、該双方向スイッチを通りかつ一次巻線における電流の流れを可能とすることを特徴とする請求項５に記載の回路。
10. 前記第１および第２の制御スイッチに個々に接続された、第１および第２の一次巻線をさらに具備し、
    前記第１の一次巻線が、前記双方向スイッチの第１のソースと前記ＡＣ電源との間に接続され、
    前記第２の一次巻線が、前記双方向スイッチの第２のソースと前記ＡＣ電源との間に接続され、
    前記第１および第２の制御スイッチのそれぞれに対して、該個々の第１および第２の制御スイッチのソースと前記ＡＣ電源のと間にクランプ回路が接続されていること
    を特徴とする請求項９に記載の回路。
11. 前記第１および第２の制御スイッチのゲートが、ＰＷＭ信号を受信して前記双方向スイッチをオンに切り換えることで、該双方向スイッチを通りかつ前記第１および第２の一次巻線における、電流の流れを可能にすることを特徴とする請求項１０に記載の回路。
12. 前記第１の制御スイッチにより可能とされる電流の流れは第１の方向であり、また前記第２の制御スイッチにより可能とされる電流の流れは第２の方向であって、該第２の方向は該第１の方向の反対方向であることを特徴とする請求項１１に記載の回路。
13. 前記ＡＣ電源からの双極電圧が印加されたときに、前記第１および第２の一次巻線が前記双方向スイッチに駆動電圧を適切に発生することを特徴とする請求項１２に記載の回路。
14. 前記ＡＣ電源の正の半周期の間において、前記第１および第２の制御スイッチが前記双方向スイッチの閾値電圧で第１および第２のゲートでの電圧をクランピングし、該第１の制御スイッチが該双方向スイッチをオンやオフに駆動し、一方該第２の制御スイッチはバイアス電流を逆に導通させることで、該第１のゲートを前記第１のソースに短絡させ、かつ
    前記ＡＣ電源の負の半周期の間において、該第２の制御スイッチが該双方向スイッチをオンやオフに切り換え、前記第１の制御スイッチが前記第２のゲートを前記第２のソースに短絡させること
    を特徴とする請求項１３に記載の回路。
15. 適切にバイアスされた第１または第２の制御スイッチの１つが前記双方向スイッチを駆動することを特徴とする請求項１４に記載の回路。
16. そのそれぞれが個別の１つの制御スイッチに接続され、さらに前記ＡＣ電源に接続されている第１および第２の双方向スイッチと、
    第１、第２、および第３の直列に接続された一次巻線であって、該第１の一次巻線は前記第１の双方向スイッチに接続された前記制御スイッチのドレインに接続され、該第２の一次巻線は前記第２の双方向スイッチに接続された前記制御スイッチのドレインに接続された、一次巻線とを有し、
    前記第１および第２の双方向スイッチに接続されたそれぞれの制御スイッチに対して、個々の制御スイッチのソースと前記第３の一次巻線との間に前記クランプ回路が接続されていることを特徴とする請求項５に記載の回路。
17. 前記制御スイッチのゲートがＰＷＭ信号を受信して前記対応する第１および第２の双方向スイッチをオンに切り換えることで、該第１の双方向スイッチを通りかつ前記第１の一次巻線における電流の流れを可能にし、また該第２の双方向スイッチを通りかつ前記第２の一次巻線における電流の流れを可能にすることを特徴とする請求項１６に記載の回路。
18. さらに２つの状態を備え、
    前記第１の双方向スイッチに対して、
    第１の状態においては、前記ＡＣ電源からの電圧が該第１の双方向スイッチの閾値電圧に達して、該第１の双方向スイッチに接続された前記制御スイッチがオフに維持されることで、該第１の双方向スイッチをオフに切り換えること、
    第２の状態においては、該第１の双方向スイッチの前記制御スイッチがオンに切り換えられたときに、その接続された双方向スイッチのゲートが解放されて、放電状態に維持され、その結果、該第１の双方向スイッチをオンに維持すること、
    前記第２の双方向スイッチに対して、
    第１の状態においては、前記ＡＣ電源からの電圧が該第２の双方向スイッチの閾値電圧に達して、該第２の双方向スイッチに接続された制御スイッチがオフに維持されることで、該第２の双方向スイッチをオフに切り換えること、
    第２の状態においては、該第２の双方向スイッチに接続された前記制御スイッチがオンに切り換えられたときに、その接続された双方向スイッチの第１のゲートが解放されて、放電状態に維持され、その結果、該第２の双方向スイッチをオンに維持すること、
    を特徴とする請求項１６に記載の回路。
19. 前記第１および第２の制御スイッチが並列に駆動されることを特徴とする請求項１８に記載の回路。
20. 前置型整流器ブリッジでの単方向デバイスの使用に起因する損失が解消されることを特徴とする請求項１に記載の回路。
21. 前記双方向スイッチの第１のゲートが前記制御スイッチのソースに接続され、かつ該第１のゲートに対応する前記制御スイッチの第１のドレインが該双方向スイッチのソースに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の回路。
22. リアクティブ（reactive）負荷インピーダンスに電力を供給するスイッチング回路であって、
    ２つのソース端子とそのそれぞれのソース端子に関連付けられた個別のゲート端子とを有し、少なくとも１つのゲート端子がそのソース端子に関わる負の閾値電圧にあるならば、オフに切り換えられる、デプレッションモード型の第１の双方向半導体スイッチと、
    １つのゲート端子と前記個別のソース端子との間に接続されて、該１つのゲート端子に印加された電圧の制御を可能とする第２の制御スイッチと、
    前記第１の制御スイッチのソース端子群と直列のリアクティブ負荷インピーダンスであって、該リアクティブインピーダンスと該第１の制御スイッチのソース端子群とが電源と交差して接続するように構成されている、リアクティブ負荷インピーダンスと、
    前記１つのゲートへの電圧を閾値電圧にクランピングすることで前記第１の制御スイッチをオフに切り換えるクランプ回路であって、前記第２の制御スイッチが信号電圧により制御されて、該第１の制御スイッチの前記１つのゲートの閾値電圧を放電することにより該第１の制御スイッチをオンに切り換え、また該第２の制御スイッチにより該閾値電圧が放電されないときには、該第１の制御スイッチをオフに切り換える、クランプ回路と
    を具備することを特徴とするスイッチング回路。

Images