JP2006521780A - 二相ＳＲＭ（ＴＰＳＲＭ）の固定子バック材（ｂａｃｋｍａｔｅｒｉａｌ）における磁束変化を防止する装置および方法 - Google Patents

Abstract

二相スイッチドリラクンタンスモータは、固定子極を有し強磁性材料よりなる固定子（３１１）と、回転子極を有し強磁性材料よりなる回転子（３１２）とを含む。固定子極は二相巻線（３０１〜３０６）を有する。固定子極および回転子の極数は、第１および第２の励磁相間の移行により固定子コアのどの部分にも磁束変化が生じないよう選択される。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、米国仮出願番号６０／４５４，６３０の優先権を主張し、この仮出願を本出願に参照として全体的に組み込む（付録Ａ参照）。さらに、本出願には、出願人の同時係属中のＰＣＴ国際出願番号ＰＣＴ／ＵＳ０３／１６６２７、ＰＣＴ／ＵＳ０３／１６６２８、ＰＣＴ／ＵＳ０３／１６６２９、ＰＣＴ／ＵＳ０３／１６６３０、およびＰＣＴ／ＵＳ０３／１６６３１により提供される開示内容が参照として組み込まれる。

電気製品、航空宇宙産業およびその他用途に使用される、毎分２０，０００から６０，０００回転（ｒｐｍ）の範囲の速度を有する超高速機械への関心が高まっている。これらの機械に求められる最も重要な特徴は、高い効率性と低い音響ノイズである。これらの機械の高効率運転のためには、機械における全損失に関しその主な影響を調べることが重要である。また、これらの機械においては、著しい設計および動作制約を課す３つの主損失が考慮されるべきである。これら主損失は、（１）銅または抵抗損失、（２）コア損失、（３）摩擦および巻線損失である。

銅または抵抗損失は、固定子巻線における電流の流れによって生ずる。巻線は必ず抵抗を有し、電流は電圧降下ｖを生じ、これは電流ｉ×抵抗Ｒに等しくｖ＝Ｒｉと表わされる。電流は抵抗素子中を流れるため、電圧降下は、巻線において電流×電圧降下に等しい電力損失ｐを生じ、これは抵抗×電流の二乗に等しく、即ち、ｐ＝ｖｉ＝ｉ^２Ｒと表される。所与の電力に関して、電流が最小になると、抵抗が電力損失に影響を与える唯一のパラメータとなる。

所与の巻線の抵抗は、その温度および表皮効果によって変化する。温度感度は、巻線材料の物理的係数および励磁による巻線の温度上昇により決定される。温度上昇は、冷却装置による制御が可能であり、その上限は、巻線の絶縁材料の耐熱性により決まる。従って、巻線材料と巻線の冷却装置を最適化することが、抵抗損失を低減のための最も有効な方法といえる。

表皮効果は、巻線を流れる電流の周波数に起因し、パルス幅変調（ＰＷＭ）周波数とは異なる位相切換周波数（ＰＳＦ）によって制御される。ＰＳＦは、単位時間（ここでは１秒）当たりにおいて相に電流が流れる回数によって決定される。また、スイッチドリラクタンス機（ＳＲＭ）の極数によっても決定される。従って、ＰＳＦは、極数を最小にし、機械をより低い速度で動作させることによって、最小にできる。しかし、極数を最小にしても、速度の上限は機械ではなく用途によって決定されるため、上限速度（即ち、機械が体験する最高速度）は、機械設計における重要要因となる。

最終的な分析においては、抵抗損失は、（ａ）巻線材料の温度感度と、（ｂ）電流の交流（ａｃ）成分の周波数（主に位相切換周波数）によって決定される。電流のａｃ成分の周波数は、回転子および固定子の極数と、機械の設計における何らかの措置によってではなく用途によって決定される機械の上限速度とによって決定される。従って、機械の上限速度は、独立変数である。しかしながら、巻線材料の温度感度、ａｃ成分の周波数ならびに回転子および固定子の極数は、その材料の物理的特性と必要な極数の制約の範囲内で、機械の設計者により制御される。従って、抵抗損失をある程度まで減少させることはできる。

抵抗損失に加え、コア損失が、ＴＰＳＲＭの設計に影響を与える主たる損失のもう一つのものとして挙げられる。ＴＰＳＲＭのコア材料は、その内部で変化する磁束流による損失を受ける。コア損失は、ヒステリシス損失と渦電流損失の二つより成る。ヒステリシス損失は、その材料における磁束の周波数および磁束密度と、その材料の物理的要因とに依存する。磁束の周波数は、機械の上限速度によって決定される位相切換周波数により決まる。必要なトルクを発生させるよう磁束密度を所望レベルで維持すると仮定すると、設計者の制御下にある要素は位相切換周波数であるが、これは、前述したように、ある程度までである。

渦電流損失は、積層の渦電流の流れに起因し、周波数の二乗、磁束密度の二乗、および他の変数、例えば積層材料の厚さの二乗など、の関数である。積層材料の厚さは、主としてコストによって決定されるため、用途によって予め定められている。従って、渦電流損失を最小にするには、設計者は磁束密度と位相切換周波数とを最小にしなくてはならない。

上記より、コア損失を最小にするには、その材料における相磁束の周波数および磁束密度の大きさを低減させることが重要であると考えられる。

ＴＰＳＲＭの設計に影響を与える第３の主なタイプの損失は、摩擦および巻線損失である。この種の損失は、回転子極および固定子極の形状ならびにその間の空隙の関数である。固定子極および回転子極の形状の電磁気的な設計を考慮すれば、摩擦および巻線損失の低減には、回転子の両極間の空間を磁気的に不活性な材料で充填して回転子を円柱形状にすることが最も有効な方法であるといえる。また、固定子は、各極のコイルとその隣接極との間に熱伝導性であるが磁気的に不活性な材料で構成され、固定子の内面はその近傍の空隙以外の隙間が存在しないようその材料で充填される。しかし、これはコストの問題であり、全ての用途、特に家電用途のような低コスト用途には可能でないこともある。

様々な機械損失に関する上記の説明からも、全てのコア損失要素を最小化することが重要なことはもちろんであるが、最も重要なのは、超高速機械における電磁気学に関連する、最終的な分析に関する要素であることは明らかである。これらの構成要素は、磁束密度を制御することで、更に、材料中の磁束の周波数を低減させることで最小化が可能である。一旦極数および上限速度が決定されると、磁束の周波数も決定される。そのなると、コア損失を最小にするために設計者によって利用可能な設計変数は殆どなくなるか皆無となる。機械の様々な部分、例えば、固定子および回転子の極、固定子および回転子のバックアイアン（back iron）等のコア損失を良く調べると、コア損失に取り組む際の自由度が明らかとなる。つまり、設計者は、あらゆる部分におけるコア損失を別々に最小化できる。これらの部分のコア損失を以下に説明する。

多くのＳＲＭ機械では、通常固定子および回転子のバックアイアンは双極磁束を有し、磁束変化が生じる。固定子極において、磁束密度は、最小の材料重量に対して最大であるべきである。固定子極は磁束変化を被らない。回転子極における磁束も双極であり、この材料の最大ピーク磁束密度を超えないように設計される。

図１は、４つの固定子極と２つの回転子極とを有する（４／２の固定子極／回転子極の組み合わせ）関連技術のＴＰＳＲＭと、相Ａが励磁された場合の機械の磁束路とを示す。図２は、図１のＴＰＳＲＭと、相Ｂが励磁された場合の磁束路とを示す。相Ａは、直列に接続されているが、代替的に並列に接続されてもよい正反対側にある固定子極１０５および１０６の巻線１０１および１０２よりなる。同様に、相Ｂは、正反対側にある固定子極１０７および１０８にある、直列（または並列）に接続される巻線１０３および１０４よりなる。相Ａの固定子極１０５および１０６の磁束路は、励磁され回転子極１０９および１１０と整列されるとき、参照番号１１１および１１２によって識別される。同様に、相Ｂの固定子極１０７および１０８の磁束路は、励磁され回転子極１０９および１１０と整列されるとき、参照番号１１３および１１４によって識別される。図１および図２から分かるように、固定子極１０５〜１０８は、相Ａおよび相Ｂの一方向の電流励磁では磁束変化を被らない。しかし、回転子極１０９および１１０は、（例えば、相Ａの）一つの固定子極から同相のもう一つの固定子極に移動するため、磁束変化を生ずる。同様に、回転子極１０９および１１０の間の領域と軸１１６の周囲の領域とを含む回転子バックアイアン１１５も磁束変化を被る。同様に、固定子バックアイアンセグメント１１７および１１９も磁束変化を被る。固定子バックアイアンセグメント１１７は、固定子極１０５および１０８の間の領域に位置し、固定子バックアイアンセグメント１１８は、固定子極１０６および１０８の間の領域に位置し、固定子バックアイアンセグメント１１９は、固定子極１０６および１０７の間に位置し、固定子バックアイアンセグメント１２０は、固定子極１０５および１０７の間に位置する。

上述の磁束変化は、（ｉ）各磁束変化に対して反対方向の力を生成して、固定子力行を生じさせ、より大きな音響ノイズを生成させるとともに、（ｉｉ）コア損失を増大させる。

本発明は、上述のような関連技術の問題点および制限の克服を目的とする。

また、本発明は、固定子の強磁性体または鉄のバック材における電磁束変化を排除する二相スイッチドリラクタンス機（ＴＰＳＲＭ）を提供することを目的とする。

また、本発明は、回転子の強磁性体または鉄のバック材における電磁束変化の数を回転子の一回転当たり１つに制限するＴＰＳＲＭを提供することを目的とする。

さらに、本発明は、高い動作速度において音響ノイズの発生を減少するＴＰＳＲＭを提供することを目的とする。

また、本発明は、コア損失を低減するＴＰＳＲＭを提供することを目的とする。

本発明の上記およびその他の目的は、複数の固定子極および強磁性体または鉄のバック材を有する固定子と、複数の回転子極および強磁性体または鉄のバック材を有する回転子と、を具備するＴＰＳＲＭによってすべてまたは一部達成できる。前記複数の固定子極の第１の組に巻かれたコイルを流れる電流によって、第１励磁相において、前記複数の固定子極の第１の組および固定子バック材の一部に磁束の流れが誘起される。前記複数の固定子極に巻かれたコイルを流れる電流によって、第２励磁相において、前記複数の固定子極の第２の組および前記固定子バック材の一部に磁束の流れが誘起される。前記第１励磁相と第２励磁相の移行により固定子バック材のいずれの部分においても磁束変化が殆ど発生しないように、固定子極および回転子の極数は選択される。

本発明の目的は、複数の固定子極および強磁性体または鉄のバック材を有する固定子と、複数の回転子極および強磁性体または鉄のバック材を有する回転子と、を具備するＴＰＳＲＭによってすべてまたは一部達成できる。前記複数の固定子極の第１の組に巻かれたコイルを流れる電流によって、第１励磁相において、前記複数の固定子極の第１の組および固定子バック材の一部に磁束の流れが誘起される。前記複数の固定子極の第２の組に巻かれたコイルを流れる電流によって、第２励磁相において、前記複数の固定子極の第２の組および前記固定子バック材の一部に磁束の流れが誘起される。前記第１励磁相および第２励磁相のそれぞれにおいて誘起される磁束が、回転子バック材および固定子バック材のそれぞれの円周の約２／３を囲む路を流れるように、固定子極および回転子の極数は選択される。

本発明の目的は、さらに、ＴＰＳＲＭを動作させる方法であって、（１）第１励磁相において前記ＴＰＳＲＭの固定子極の第１の組を流れる磁束を誘起させるステップと、（２）第２励磁相において前記固定子極の第２の組を流れる磁束を誘起させるステップと、（３）前記固定子の強磁性体または鉄のバック材において磁束変化を実質起こすことなく、前記第１励磁相および前記第２励磁相間の移行が行われるステップと、を具備する方法によって、すべてまたは一部達成できる。

本発明の好ましい実施の形態は、本明細書の以下の段落でさらに説明し、添付の図面と共に読むことでより良く理解されるであろう。

本発明は、コア損失を低減させるための追加的な変数を有することにより、機械の性能を高める自由度を機械の設計者に与える。本発明は、二相スイッチドリラクタンス機（ＴＰＳＲＭ）の固定子バックアイアンにおける磁束変化を完全に排除し、回転子バックアイアンにおける磁束変化の数を低減させることによって、これら部位における磁束密度を低減させ、ヒステリシス損失と渦電流損失の両方を制御する。これにより、機械におけるコア損失が最小となり、その動作効率が最大となる。更に、固定子の磁束変化を排除することによって、磁束変化より生じる音響ノイズが最小になる。

本発明によって独自に提供されるのは、ＴＰＳＲＭの動作中の全ての所与の時点において磁束を伝達する役割を担う固定子対回転子のバックアイアン部の利用率が２／３となることであり、これにより、磁束路のサイズを低減する。６つの固定子極と３つの回転子極の組み合わせを有するＴＰＳＲＭ（即ち、６／３ＴＰＳＲＭ）、または、６つの固定子極と９つの回転子極の組み合わせを有するＴＰＳＲＭ（即ち、６／９ＴＰＳＲＭ）は、そのような２／３の利用率、および、その結果生じるより小さい磁束路を提供する。より小さい磁束路は、より少ない起磁力（ｍｍｆ：magneto motive force）を要し、これにより高効率動作を可能にする。さらに、コア損失は磁束路に覆われる材料の体積に関係するため、積層材料におけるコア損失は減少する。

図３Ａは、相Ａの極が、該極がＴＰＳＲＭの回転子の極と整列されているときに、励磁される６／９ＴＰＳＲＭを示す。図４Ａは、ＴＰＳＲＭの相Ｂの極が励磁されＴＰＳＲＭの回転子の極と整列された場合の、図３の６／９ＴＰＳＲＭを示す。相Ａの間に励磁される固定子極は、固定子極Ａ１、Ａ２およびＡ３であり、相Ｂの間に励磁される固定子極は、固定子極Ｂ１、Ｂ２およびＢ３である。固定子極Ａ１〜Ａ３およびＢ１〜Ｂ３は、極に巻かれるコイル３０１〜３０３、コイル３０４〜３０６によってそれぞれ励磁される。模範的な実施の形態では、各固定子極のコイルは、同じ巻数を有するが、異なる電流を伝搬することができる。別の構成も可能である。模範的な実施の形態では、固定子極Ａ１およびＢ１における電流をＩアンペアとする。固定子極Ａ２およびＡ３上のコイル３０２、３０３は、並列に接続され、固定子極Ａ１のコイル３０１に流れ込む電流は、コイル３０２、３０３に対し等分割され、１／２の値を有する。

同様に、固定子極Ｂ１上のコイル３０４について、Ｉアンペアの電流が固定子極Ｂ１を通り、固定子極Ｂ２およびＢ３に巻かれている並列のコイル３０５、３０６で等分割され、１／２の電流がそれぞれ流れる。この構成においては、固定子極Ａ１およびＢ１のコイル３０１、３０４を流れる電流より生じる起磁力（ｍｍｆ）はそれぞれＮＩであり、固定子極Ａ２、Ａ３、Ｂ２およびＢ３それぞれに対しＮＩ／２である。磁束路３０７〜３１０および４０７〜４１０にそれぞれ示されるように、固定子極Ａ１〜Ａ３およびＢ１〜Ｂ３のコイル３０１〜３０６に流入する電流の方向は、固定子極Ａ１およびＢ１それぞれより与えられる正値のｍｍｆ、および各固定子極Ａ２、Ａ３、Ｂ２およびＢ３より与えられる負値のｍｍｆを示す。

図３Ｂは、相Ａが励磁された場合の、図３Ａの相Ａの固定子極それぞれに生じる法線力を図示する。図４Ｂは、相Ｂが励磁された場合の、図４Ａの相Ｂの固定子極それぞれに生じる法線力を図示する。図３Ｂおよび図４Ｂに示されるように、固定子極Ａ１〜Ａ３の法線（即ち、半径方向の）力Ｆ_Ａ１Ｒ１、Ｆ_Ａ２Ｒ４およびＦ_Ａ３Ｒ７は、相Ａが励磁されているときにそのベクトル和がゼロになるように組み合わされる。同様に、固定子極Ｂ１〜Ｂ３の法線力Ｆ_Ｂ１Ｒ５、Ｆ_Ｂ２Ｒ８およびＦ_Ｂ３Ｒ２は、相Ｂが励磁されているときにそのベクトル和がゼロになるように組み合わされる。従って、結果的に固定子により回転子に加えられる法線力は、全動作期間にわたってゼロである。更に、個々の半径方向の力が相ＡおよびＢそれぞれに対して３つの異なる方向に引っ張るため、それらは、固定子の楕円化を防止し、相Ａと相Ｂの励磁間の移行によって引き起こされる固定子力行（stator acceleration）を軽減するように作用する。この結果、本発明は、ＴＰＳＲＭ３００における音響ノイズを減少させる。

図１および図２に示される関連技術のＴＰＳＲＭ１００では、相Ａと相Ｂそれぞれの励磁より発生する法線力は、大きさが同じであり方向が反対である（即ち、１８０度の方向分離）。大きさが同じで向きが反対であるこれらの力は、結果として発生する法線力が固定子と回転子の本体を通じて打ち消しあうため、固定子の楕円化を引き起こす。さらに、相Ａと相Ｂの励磁が相互に対し直角に楕円化を誘起させるため、固定子は相の励磁間で加速され、音響ノイズを生成する。

本発明の更なる利点は、特に、固定子のバックアイアン３１１において発生する特徴的な磁束流より得られる。図３Ａに示されるように、固定子のバックアイアン３１１には４本の磁束路が存在する。これら４本の路は、固定子極Ａ３とＢ２の間の磁束路３０７、固定子極Ｂ２とＡ１の間の磁束路３０８、固定子極Ａ２とＢ３の間の磁束路３０９および固定子極Ｂ３とＡ１の間の磁束路３１０である。図４Ａにも、４本の磁束路が示されている。これら磁束路は、固定子極Ａ３とＢ２の間の磁束路４０７、固定子極Ａ３とＢ１の間の磁束路４０８、固定子極Ａ２とＢ３の間の磁束路４０９および固定子極Ｂ１とＡ２の間の磁束路４１０である。これら８本の磁束路のうち、それぞれ磁束路３０７および３０９、ならびに磁束路４０７および４０９のみが、固定子バックアイアンにおいて重なり合う。磁束路３０７および３０９は、相Ａの励磁に対応し、磁束路４０７および４０９は、相Ｂの励磁に対応する。図３Ａおよび図４Ａから分かるように、磁束路３０７および４０７は、両方の路が中を流れる固定子バックアイアン３１１の部位において同じ移動方向を有する。同様に、磁束路３０９および４０９は、これらの磁束路が流れる固定子バックアイアン３１１の部分において同じ移動方向を有する。従って、固定子バックアイアン３１１のどの部分にも、ＴＰＳＲＭ３００の動作中には磁束変化が生じない。固定子バックアイアン３１１に磁束変化が生じないため、コア損失が減少される。

本発明の更なる別の利点は、回転子のバックアイアン３１２のセグメントにおける磁束変化が１回転当たり一度のみであり、これによってコア損失が減少されることである。固定子極Ａ１〜Ａ３およびＢ１〜Ｂ３には磁束変化が発生しないが、回転子極Ｒ１〜Ｒ９には磁束変化が生じる。

図５は、図３Ａおよび図４Ａに示されるＴＰＳＲＭ３００の素子を流れる磁束密度の代表的な波形を示す。図５において、固定子極Ａ１およびＢ２の磁束密度の波形は、それぞれ、Ａ１およびＢ２によって示され、回転子極Ｒ１に対する磁束密度の波形は、Ｒ１によって示される。Ｒ１Ｒ９は、回転子極Ｒ１とＲ９の間の回転子のバックアイアン領域を示す。

同様に、Ｂ２Ａ１およびＢ２Ａ３は、それぞれ、固定子極Ｂ２とＡ１の間の領域と、固定子極Ｂ２とＡ３の間の領域を示す。図５から分かるように、磁束密度の変化は回転子バックアイアン３１２において一回転あたり一度起こるが、磁束密度の変化は固定子バックアイアン３１１においては発生しない。

図５において、大きさを示す値Ｂ_ｍは、固定子極Ａ１およびＢ１に生じる最大磁束密度を示す。固定子極Ａ１およびＢ１のみが最大磁束密度値Ｂ_ｍを有する。他の固定子極Ａ２、Ａ３、Ｂ２、およびＢ３は全てＢ_ｍ／２の最大磁束密度を有する。その結果、Ａ１およびＢ１以外の全ての固定子極は、固定子極Ａ１およびＢ１の半分の磁束密度を有し、固定子極Ａ１およびＢ１の半分のサイズにできる。この構成により、大幅なコスト削減と軽量化が可能になる。これは、電気機械の選定において重量および体積を最小にすることが重要要因である航空宇宙用途等において有益である。

本発明は、固定子バックアイアンにおける磁束変化を排除し、回転子バックアイアンにおける磁束変化を低減しまたは最小にする。本発明では、固定子バックアイアンを、回転子および固定子を流れる磁束を伝える、固定子極の構成要素以外の固定子における全ての鉄または強磁性体の構成要素と定義する。固定子バックアイアンには磁束変化が生じないため、鉄におけるヒステリシス損失と渦電流損失とが大幅に減少され、機械の効率が向上される。

回転子バックアイアン（隣接する回転子極間のバックアイアン）において、磁束変化は回転子一回転当たり一度のみ起こり、これは従来の機械において起こる回数よりもはるかに少ない。例えば、本明細書に参照として全体的に組み込まれるR. Krishnanによる"Switched Reluctance Motor Drives", CRC Press, 2001の第３章に説明のあるように、従来の６／４ＳＲＭでは、回転子バックアイアンにおける磁束変化は一回転あたり６回起こる。従来の三相１２／８機械においては、回転子一回転当たり４回の磁束変化が起こる。

図６は、図３Ａおよび図３Ｂに示されるＴＰＳＲＭに対する代表的なトルク対回転子位置特性を示す。図６から分かるように、相ＡおよびＢそれぞれより生成されるトルク６０１、６０２がゼロになる回転子位置が存在する。全ての回転子位置においてゼロでないトルクを生成するために、回転子極はスロット付けされ（slotted）、成形され（contoured）、空隙段付けされる（air-gap stepped）。

図７は、先端の曲率が一方の側から他方の側に横断するにつれて各回転子極の半径方向長さが減少される、成形された回転子極を有するＴＰＳＲＭを示す。図８は、図７のＴＰＳＲＭに対するトルク対回転子位置のグラフを示す。参照番号８０１は相Ａのトルクを示し、参照番号８０２は相Ｂのトルクを示す。回転子極７０１を成形することで極面にわたって不均等な空隙が形成される。この結果、ＴＰＳＲＭ７００により生成される合成トルクは、機械の両方の相を考慮して、常にゼロでない値を有する。この特徴は、シャフトの両方の回転方向におけるＴＰＳＲＭ７００の自己始動能力をサポートするうえで重要である。

本発明は、３本の巻線で固定子電流分布を分散させることによって、三相ａｃ機械に類似する力分布を有する。３本の巻線は、図３Ａおよび図４Ａに示されるように、ＳＲＭの一相を構成することができる。あるいは、ＳＲＭは、固定子極および回転子極の合計の他の組み合わせとともに３本の巻線を複数本一つの相に含むことができる。

このような力分布の根拠は、法線力が打ち消され回転円に対して不均等に分布される、ということである。更に、接線方向の力は、正反対の側にある２本の極のみが接線力全体に寄与する場合のように外周の半分のみに分布されるのに対して、外周の２／３に分布される。

図９Ａは、先端面が極での不均等な磁束密度の流れを誘起させるような形状を有する回転子または固定子極を図示する。図９Ｂは、回転子極に不均等な磁束密度の流れを誘起させるようスロット付けされた回転子極を示す。図９Ａにおいて、回転子極または固定子極９００は、先端面が回転子の回転軸から不均等な半径を有するよう形成されている。図９Ｂにおいて、スロット９１１が回転子極９１０に形成されている。固定子極の形成または回転子極の形成あるいはスロット付け、またはこれらの組み合わせにより、本発明は完全な四象限能力で時計回りおよび反時計回りの両方における動作を可能にし、これにより二相のみを使用した双方向始動および運転の能力を提供する。

図３Ａおよび図４Ａに示した本発明の実施の形態は、本発明の多くの実施の形態の１つに過ぎない。本発明の別の実施の形態においては、６／３、６／１５の組み合わせ等、固定子極と回転子極の別の組み合わせが可能である。本発明は、固定子バックアイアンにおける磁束変化を完全に排除し、かつ、回転子バックアイアンにおける磁束変化を、回転子一回転当たり一回の変化に低減または最小化する。

固定子のバックアイアンにおいて磁束変化がゼロであることには多くの利点がある。これらの利点は、（１）コア損失が低減し、機械の動作効率が向上する、（２）固定子バックアイアンにおける振動が減少し、機械に生じる音響ノイズが小さくなる、（３）機械において磁束変化が生じないため、必要な励磁量が少なくなり、動作効率が向上する、等が挙げられる。

同様に、機械の回転子バックアイアンにおいて磁束変化が一回転あたり１回のみであることにも利点がある。これらの利点には、コア損失の減少、励磁要件の減少、回転子より生じる振動の減少などが挙げられる。

本発明は、固定子バックアイアンにおいて磁束変化が生じないという同じ原理を使用して、二相スイッチドリラクタンス機の、同心巻線を有する固定子と回転子の極の独自の組み合わせ、６／９およびその変形形態を含む。必要に応じて法線力と接線力を分布させることができるよう、固定子極は、機械の各相の極毎に異なる巻数を有することができる。また、各極における巻線電流は、他の巻線電流から独立して制御可能なため、機械外周の法線力を個別に制御し、摩擦のないＳＲＭを生成することができる。更に、ＴＰＳＲＭは、本出願人の同時係属中の出願に記載されている、機械の二相の巻線における電流および電圧の制御に１つまたは２つの制御可能スイッチを使用する電力変換器構成で動作されてもよい。

前述の説明は、本発明を例示して説明する。しかしながら、本開示は、本発明の好ましい実施の形態を例示および説明しているに過ぎず、様々な他の組み合わせ、変更形態、および環境において本発明が使用されることは理解されたい。また、本発明は、上述の教授および関連する技術における当業者の技術または知識に合った、本願記載する発明の概念の範囲内で、変更または修正することができる。

本願に記載する実施の形態は、本発明を実施するうえでの最良の形態を説明し、他の当業者が、本発明の特定の用途もしくは使用に要求される様々な変更を伴って、上記およびその他の実施の形態において本発明を使用できるようにすることを、更に意図する。従って、本説明は、本願に開示される形態に本発明を限定するものではない。

二相ＳＲＭ（ＴＰＳＲＭ）の固定子のバック材における磁束変化を防止する装置および方法
付録Ａ

二相スイッチドリラクタンス機／モータ（ＳＲＭ）およびそのための変換器および回転子極のスロット付け構成

以下２１の実施の形態を参照して本発明を詳細に説明する。以下に示す全ての参照文献は、本願に参照として組み込まれる。更に、出願番号第６０／３８２，６０８号、第６０／３８２，６０９号、および第６０／３８２，６１０号で特定される米国仮出願は、本出願に参照として組み込まれる。

図面
本発明の幾つかの実施の形態は、明細書の以下の段落において更に説明され、添付の図面と共に読むことでより良く理解されるであろう。

実施の形態の詳細な説明
実施の形態１
説明
本発明の実施の形態１は、単一スイッチの二相スイッチドリラクタンス機／モータ（ＳＲＭ）変換器である。以下本実施の形態を説明する。

二相スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）を駆動させるための電力変換器は、２つ以上の制御可能電力スイッチおよび２つ以上のダイオードではなく、１つの制御可能な電力スイッチと１つのダイオードのみを有する独自の特徴を持ち、以下に開示される。二相ＳＲＭの第２相は、動力生成に使用されるのではなく、機械の起動を補助し、制御のために回転子位置の推定を可能にする手段を提供する役割を果たしてもよい。これについては別途説明される。しかし、第２相は、他の用途において動力生成のために使用可能である。ＳＲＭの第２相の使用に、本発明は、両方の場合を網羅する。本発明は、単一スイッチの二相ＳＲＭ変換器の回路構成の変形例も含み、二相ＳＲＭおよび永久磁石（ＰＭ）ブラシレスＤＣ機械用の単一スイッチ電力変換器構成も含む。

二相ＳＲＭを駆動するのに必要な電力変換器には、通常２つ以上の制御可能なスイッチと２つ以上のダイオードとが求められる。２つの制御可能スイッチおよびダイオードを要する回路は、機械における高電力損失、低効率または二本巻線等の不具合を有し、これにより、機械の電力密度を低減させる。従って、既存の解決策は、高効率動作、全範囲の速度制御および変換器のパッケージングの小規模性、さらにはシステムの全体的なコストの観点からも、優れたものではない。

代理人整理番号Ｌ１０８１．０２１０１によって識別される仮出願に開示される図１は、１つの制御可能なスイッチと１つの（高速スイッチングダイオード）または任意には２つのダイオード（一方が高速スイッチング、他方が低速スイッチング）を使用する新しい構成によって、上記欠点を全て克服する。制御可能スイッチの数を１つに減らし、ダイオードの数を１つに減らすことによって、電力変換器のコストが現行の全ての構成と比較して最低となった。

本明細書においては、一方の相巻線を主巻線（相Ａ）と称し、他方の巻線を補助巻線（相Ｂ）と称する。ただし、両方の巻線を主巻線１および２としてもよい。主巻線１が励磁されると、補助コンデンサ（Ｃ_ｂ）が充電される。補助コンデンサに蓄えられるエネルギーにより補助巻線に電流が流れる。コンデンサ、すなわち補助相におけるエネルギーの流れは、メイン相巻線のエネルギーの流れ、すなわちそのデューティサイクルに依存する。速度が高まるほど、制御可能なスイッチのデューティサイクルが大きくなり、主巻線に印加される電圧が増加され、この結果、補助コンデンサの充電が低減し、補助巻線への電力が減少される。この間、機械は、補助相巻線が電流および電圧の波形またはその他の何らかの手段から得られるインダクタンスから機械の回転子位置を見つけるための窓として機能する、単相ＳＲＭのように動作する。低速の間は、両方の相が活発であり動力を生成し、従って、機械は二相ＳＲＭとして動作する。これは、コンデンサ始動およびコンデンサ実行単相誘導電動機に類似する。このような単相誘導電動機が二相巻線を有することに留意されたい。

以下、この実施の形態の特徴を示す。
１．二相ＳＲＭの制御のための、１つの制御可能なスイッチと１つのダイオード（または任意には２つのダイオード）。
２．補助コンデンサは、補助相に給電を行うエネルギー源としての機能に加えて、スナバとしても機能する。
３．回路は、最小限の電力スイッチと最小限の構成要素を有する。
４．制御可能なスイッチは、当該スイッチのエミッタがｄｃ電源の負のレールに接続されているために別途電源を必要とせず、ゲート制御回路のコストを大幅に低減する。
５．低電力用途の場合、ａｃ電源からｄｃ電圧を供給する単一のダイオード整流器は、全てのＳＲＭ駆動システム、そのため、ＰＭブラシレスｄｃ電動駆動システムに対して変換器を最低コスト且つ最低限の構成要素による電力変換器構成にする。
６．単一の制御可能なスイッチに基づく変換器とすることにより、本駆動システムは、単一のスイッチチョッパベースのブラシｄｃおよび汎用電動駆動システムに相当する。この事実はこれだけで、初めて、１つの制御可能なスイッチを有するブラシレス電動駆動が実現可能であるという挑戦に対する答えとなる。また、これは、今日の市場における膨大な数の用途においての強力な競合となり得る。
７．制御するスイッチが１つのみであるため、制御が簡単であり、これにより速度および電流制御のための最も基本的な制御回路に寄与する。
８．本発明が二相ＳＲＭを駆動することは、自己始動型単相ＳＲＭの開発に用いられてもよく、自己始動機能は静止状態にある全ての回転子位置から始動されるよう、補助巻線により与えられる。
９．この変換器の構成は、任意の数の偶数相ＳＲＭに使用される。
１０．この変換器の構成は、固定子の相数が偶数である半波長制御型ＰＭブラシレスＤＣ機械にも使用できる。

実施の形態１では、幾つかの構成の変形例が可能であり、これを以下に詳細に説明する。

実施の形態１の変形例は、以下実施の形態２〜実施の形態６として説明する。

これらの実施の形態の動作は、実施の形態１の説明から、当業者には明らかなものである。従って、以下では、実施の形態１と、実施の形態２から実施の形態６との間の顕著な違いのみ説明する。各実施の形態は、低コストかつ大容量の電気製品の市場で特に有用である。

実施の形態２
説明
図２は、単一スイッチ二相ＳＲＭ変換器の実施の形態２を示す。図２において、相Ｂは補助相巻線を表す。実施の形態２は、補助コンデンサの路にダイオードのないことを除き、実施の形態１に類似する。実施の形態２は、実施の形態１と同様の利点を有し、さらに以下の利点を有する。
１．回路の動作用のダイオードがさらに１つ削減される。
２．補助コンデンサが、ｄｃリンク電圧の値まで充電されてバランスがとられ、これにより、補助コンデンサに過度の電荷が蓄積されない。
３．メインスイッチオフ時にはＬおよびＣ回路のみが存在するため、電流の減少に要する時間がはるかに短い。

実施の形態３
説明
図３は、単一スイッチ二相ＳＲＭ変換器の実施の形態３を示す。本実施の形態の主な利点は以下の通りである。
１．スイッチがオフになると、相ＡがｄｃリンクコンデンサＣ_ｓを伴うことなくコンデンサＣ_ｂが充電される。Ｃ_ｂにおける過電荷は、ｄｃリンクの電圧と補助コンデンサの電圧が等しくなるまで、相Ｂとｄｃリンクコンデンサに放電される。
２．始動時に補助コンデンサが充電され、その結果、回転子極が補助固定子極に整列され、相Ａ（主要相）の励磁に良好な始動位置が得られる。
３．実施の形態１の利点も全て維持される。

実施の形態４
説明
図４は、単一スイッチ二相ＳＲＭ変換器の実施の形態４を示す。本実施の形態は、実施の形態３と同様の利点を有するが、メインスイッチ用に、分離された電源、またはチャージポンプベースのゲート駆動部が必要となることがある。

実施の形態５
説明
図５は、単一スイッチ二相ＳＲＭ変換器の実施の形態５を示す。本実施の形態は、実施の形態３と同様の利点を有するが、これに加え、相Ｂに対応するダイオードが一方向における電流の流れを防止する利点を有する。これにより、補助コンデンサの過充電により、始動時に相Ａに電流が生じる。

実施の形態６
説明
図６は、単一スイッチ二相ＳＲＭ変換器の実施の形態６を示す。本実施の形態は、実施の形態１の利点を有し、さらに、回路にエネルギーが加えられると、相ＡおよびＢの両方が励磁され、良好な始動位置を与える。

実施の形態７
説明
本発明の実施の形態７は、二相ＳＲＭおよび永久磁石（ＰＭ）ブラシレス直流（ｄｃ）機械（ＰＭＢＤＣＭ）用の単一電力スイッチである。本実施の形態を以下に説明する。

図７は、既存の電力変換器構成と比較して、最小数の素子を有する二相ＳＲＭ用の単一電力スイッチを示す。図示の構成は、二相ＳＲＭ、または、二相永久磁石ブラシレスｄｃ機械（ＰＭＢＤＣＭ）の駆動に有用である。図７の回路は、以下のように動作される。

変換器は、単相ａｃ電源と直列に示されている機械に有用なｄｃ電圧に交流（ａｃ）電源を整流するダイオードを１つのみ有する。整流ダイオードを１つのみに制限することによって、電源変換器の整流段における大幅な削減が可能になり、全波整流に必要な直列の２つのダイオードの電力損失が減少する。従って、低電力用途向けの一つのダイオードを用いた整流は、ａｃからｄｃ段に対する電力変換の低コスト化および高効率化といった目的を達成する。

ｄｃリンクは、コンデンサにより与えられ、機械の相ＡおよびＢに直列に接続されているため静かに充電される。同コンデンサにより、機械の相に電流を循環させるためのエネルギーも与えられる。ｄｃリンクに機械電力伝達させるためには、電力スイッチＴＡがＤＣリンクコンデンサから機械相へのエネルギー伝達を制御する。

電力変換器の２つの電力段と、機械相の電力制御を以下に説明する。電力変換器の動作を次に説明する。

機械の相ＡおよびＢへの電力は、電力スイッチＴＡがオンにされた瞬間に伝達される。相Ａの電流がａｃ源のみによって決定される一方、相Ｂの電流はｄｃリンク電圧と正の半波の整流モード中におけるａｃ源の瞬時電圧との差によって決定される。ａｃ電源の負の半波の間、相Ｂの電流はｄｃリンク電圧と、整流ダイオードが開回路であるために相ＡおよびＢの合成インピーダンスとのみによって決定される。ａｃ源の正および負の半波中に可能な電流制御の固有の特徴、およびＡ相およびＢ相の巻線の巻数とそれぞれの空間位相シフトとを組み合わせることで、以下に説明する制御システムを有する四象限減数速度駆動システムが可能になる。スイッチがオフにされると、相Ｂにおける電流が相Ａを介して循環されることに留意されたい。相Ａの電流は、ａｃ源、整流ダイオード、相Ａ、ダイオードＤ_ａ、および、ｄｃリンクコンデンサＣ_ｂを流れる。従って、相Ａで蓄えられるエネルギーは、ｄｃリンクコンデンサに伝達される。

本実施の形態の特徴は以下を含む。
１．二相ＳＲＭまたは二相ＰＭＢＤＣＭの四象限変数速度動作のための最低限の回路。
２．一つの制御可能なスイッチと、合計二つのダイオードおよび一つのコンデンサのみを用いる。これは、電動駆動用途の変換器回路に最低限の構成である。例えば、ある象限ｄｃチョッパ駆動を含むがａｃ駆動を含まないものは四象限運転を行う単一スイッチ構成を有す。
３．制御器が単一のチップに組み込まれると、本駆動システムは四象限駆動について最小、コンパクトなサイズを有する。

実施の形態７では幾つかの構成の変形例が可能であり、幾つかを以下に詳細に説明する。

実施の形態７の変形例を、実施の形態８〜実施の形態１０として以下に示す。これらの実施の形態の動作は、実施の形態７の説明から当業者に明らかなものである。従って、以下では、実施の形態７と、実施の形態８から実施の形態１０との間の顕著な違いのみ説明する。各実施の形態は、大容量電気製品の市場で特に有用である。

実施の形態８
説明
図８は、本発明の実施の形態８による二相ＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭに対する単一電力スイッチを示す。図８に図示されるように、相Ｂの巻線の路にあるダイオードは、相Ａを通るコンデンサの充電路のみを制限する。これは始動時にトルクおよびシャフト回転が発生するよう相Ｂが理想的に配置した構成のため、制御において幾らかの利点を有する。

実施の形態９
説明
図９ａおよび図９ｂは、本発明の実施の形態９による二相ＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭに対する単一電力スイッチを示す。図示するように、ｄｃ源のみが両方の相電流に影響を与える。

実施の形態１０
説明
図１０は、本発明の実施の形態１０による二相ＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭ用の単一電力スイッチを示す。実施の形態７乃至実施の形態１０の特徴は以下を含む。
１．ＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭ駆動システムの両方の相におけるエネルギーを制御するための単一の制御可能なスイッチ。
２．ＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭ駆動システムの両方の相における電流を制御するための単一の電力スイッチと組み合わせた、ａｃからｄｃ電圧への整流ための単一のダイオード。
３．二相ＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭ駆動において制御可能なスイッチがオフにされた場合の電流のフリーホイールのための単一のダイオード。
４．一つ、二つ、または、四つの象限可変速度動作に対する一つの制御可能なスイッチを有する二相ＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭと組み合わされた、単一のｄｃリンクコンデンサ。
５．可変速度動作における二相ＳＲＭまたは二相ＰＭＢＤＣＭを制御するための単一のｄｃリンクコンデンサ、一つの整流ダイオード、一つのフリーホイールダイオード、および、一つの制御可能なスイッチの組み合わせ。
６．動作の一象限、二象限、または、四象限レジームを有する可変速度動作における二相ＳＲＭまたは二相ＰＭＢＤＣＭ駆動を制御するための単一のｄｃリンクコンデンサ、一つの整流ダイオード、一つのフリーホイールダイオード、および、一つの制御可能なスイッチの組み合わせ。
７．動作の一象限、二象限、または、四象限レジームを有する可変速度動作における二相ＳＲＭまたは二相ＰＭＢＤＣＭ駆動を制御するための単一のｄｃリンクコンデンサ、一つの整流ダイオード、一つのブロッキングダイオード、一つのフリーホイールダイオード、および、一つの制御可能なスイッチの組み合わせ。
８．相電流がａｃ源の瞬時電圧によって直接的に制御されないように動作の一象限、二象限、または、四象限レジームを有する可変速度動作における二相ＳＲＭまたは二相ＰＭＢＤＣＭ駆動を制御するための単一のｄｃリンクコンデンサ、一つの整流ダイオード、一つのフリーホイールダイオード、および、一つの制御可能なスイッチの組み合わせ。
９．ａｃ源からの最初の充電が静かに行われるような機械のインダクタンスおよびｄｃリンクコンデンサの組み合わせであって、この組み合わせは、他の機能を行う一方でｄｃリンクフィルタの組み合わせとして特異的に機能する。
１０．相電流制御が実施の形態によって影響を与えられ、従って、各実施の形態と組み合わせて動作のモードが本願で開示される。
１１．最小の構成要素の構成で作動するＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭのようなブラシレス駆動を与え、四象限運転を可能にする。

実施の形態１１
説明
本発明の実施の形態１１は、固定子バックアイアンにおいて磁束変化を生じない、二相スイッチドリラクタンス機である。図１１ａは、本発明の実施の形態１１による６つの固定子および９つの回転子極を有する二相ＳＲＭを図示する。相Ａは、極が整列されると励磁される。図１１ｂに、図１１ａに対応する法線力の図を示す。図１２ａに、相Ｂがその関連する極の整列により励磁された場合の図１１ａの二相ＳＲＭを示す。図１２ｂに、図１２ａに対応する法線力を示す。本実施の形態の特徴は以下を含む。
１．固定子バックアイアンにおいて磁束変化がなく、回転子バックアイアンでは磁束変化が減少または最小化されている。バックアイアンは、固定子極以外の、固定子における全ての鉄路と定義する。この構成の主な理由は、磁束変化がないと鉄におけるヒステリシスおよび渦電流損失が著しく低減し、機械の動作の効率性が向上するということである。
回転子バックアイアン（即ち、二つの隣接する回転子極間）では、磁束変化が回転子１回転当たり１回のみ生ずる。これは、関連技術の機械よりもはるかに少ない。例えば、関連技術の６／４ＳＲＭでは、回転子バックアイアンにおける磁束変化は、１回転子回転当たり６回であり、R.Krishnanによる"Switched Reluctance Motor Drives", CRC Press, 2001の第３章における磁束密度波形を参照されたい。
本発明では、回転子極において、回転子１回転当たり１回の磁束変化が生じ、三相１２／８機械では、回転子１回転当たり４回の磁束変化が生じる。
２．三相ａｃ機械と非常に類似する三巻線（幾つかの実施の形態ではＳＲＭの一相を構成するが、極の他の組み合わせでは一相に三巻線を複数含んでもよい）間で固定子電流分布を有することで三相ａｃ機械と同様の力分布を有する。このような力分布は、法線力が打ち消され、極めて不均等な接線力が、接線力全体に寄与する二つの正反対の側の極の場合のように外周の半分ではなく、外周の三分の二にわたって分布されるためである。
３．各相において並列に多数の巻線を有することでより高い信頼性を得る。図示の例では、関連技術のＳＲＭの二つに対し、１相当たり三つの巻線が並列に設けられる。（１２／８ＳＲＭでは、信頼性および鉄利用がより高くなるが、固定子バックアイアンにおいて磁束変化が発生し、回転子バックアイアンにおいてはより多くの磁束変化が生じることに留意）
４．双方向始動および運転の能力ならびに二相のみでのパフォーマンスを可能にする。本願に開示する多数の実施の形態に説明するように固定子極の形状および／または回転子極の形状、または、回転子スロット付けにより、実施の形態１１は（時計回り（ＣＷ）および反時計回り（ＣＣＷ））両方向に完全な四象限運転の能力が可能である。
図１１および１２に示す実施の形態は、本実施の形態より可能な実施の形態の一組に過ぎない。固定子極および回転子極の他の可能な組み合わせは、６／１８、６／３、６／１５等である。さらに多くの組み合わせが存在し、本発明に含まれることに留意されたい。本発明は、固定子バックアイアンにおける磁束変化を完全に排除し、回転子バックアイアンにおける磁束変化を各回転子１回転当たり一つに減少または最小化する。

図１３は、図１１および図１２に示される装置に対応する磁束密度分布の波形を示す。図より明らかなように、固定子バックアイアンにおいては磁束変化は生じない。固定子バックアイアンにおける磁束変化がゼロであることには多数の利点がある。これらの利点は以下を含む。
１．コア損失が減少され、結果として機械の動作が向上する。
２．固定子バックアイアンにおける振動が減少され、機械で生成される音響ノイズが低くなり、これは、同問題を有するＳＲＭにおいて特に大きな利点である。
３．機械において磁束変化がないため励磁要件が低くなり、動作の効率性が向上する。
同様に、関連技術の機械の回転子バックアイアンにおける多数の磁束変化に対して、機械の回転子バックアイアンにおいて１回転当たり１回の磁束変化のみを生ずることにも利点がある。利点は、コア損失が減少されること、励磁要件が減少されること、および、可能性として、回転子によって引き起こされる振動が減少されることである。

本発明は、二相スイッチドリラクタンス機に対して同心巻線を有する固定子と回転子の固有の極組み合わせが６／９であること、および、固定子バックアイアンにおいて磁束変化がないといった同じ原理を用いた変形例も含む。

実施の形態１１は、大容量の電気製品の市場で適用するのに特に有用である。本実施の形態の更なる実施の形態は以下を含む：
１．所望のレベルに法線力および接線力を分散するために機械の各相の各極における異なる巻数。
２．各極での巻線電流が他の巻線電流から独立に制御されるため、機械の外周の法線力も個別に制御され、その結果、摩擦のないＳＲＭが得られる。これは、本発明の利点である。
３．実施の形態１１は、一つの制御可能なスイッチまたは二つの制御可能なスイッチを用いて機械の二相の組に対して機械の巻線における電流および電圧を制御することで本願に記載する全ての電力変換器構成の実施の形態を用いることができる。
４．実施の形態１１は、回転子に収容され得る、異なる極数または同じ極数の軸方向のＳＲＭ、および、軸方向の場の機械の回転子および固定子それぞれのためのエンドベルと組み合わされてもよい。このような機械構成により、動作における信頼性が高くなり電力密度が高くなる。

実施の形態１２
説明
本発明の実施の形態１２は、二相ＳＲＭの自己始動用の回転子極のスロット付け構成である。本実施の形態を以下に説明する。

一般に、二相ＳＲＭは全ての回転子位置においてゼロでない電磁トルクを生成しない。二相ＳＲＭがゼロトルクの瞬間を有するときの回転子位置があり、このような位置が停止中に得られると、機械を始動することが不可能となる。二相ＳＲＭにはこのような位置が多数ある。このような問題を克服する試みがなされてきたが、これらの試みにおける構成の多くは機械構成における不均衡を生じ、その結果、固定子極と回転子極とが整列するときに不均等な空隙を生じ、通常通りに引き起こされた力を受け、従って、僅かに多い音響ノイズを有する。これはまだ証明されていないが、電磁気構成および機械のインダクタンス曲線の傾きから推測することができるであろう。

より具体的には、幾つかの関連技術の構成は、回転子極がポールシューの片側に延在し、一方向において優先的な運転を行う。これは、機械において高い音響ノイズを発生させたり、片側へ突出した極により回転子構成が脆弱となったりする、等の不利益を有する。従って、全ての回転子位置（一方または他方の相による）における電磁トルクを生成するより良く且つ改善された方法が望まれる。

図１４は、スロット付けされた回転子極の構成を示す。

同構成は、穿孔が容易であるため非常に望ましい。

図１５は、本発明の実施の形態１２による双方向始動のための回転子極におけるシフトされたスロットを示す。同構成は、単相ＳＲＭとしても使用され得る二相ＳＲＭの全ての回転子位置における電磁トルクを発生させる。整列中に固定子極と回転子極との間の均一な空隙に影響を与えることなく、回転子極にスロットを設けることで磁束鎖交の同等の歪みが発生される。スロットは、様々な形状を有し、その一例を図１５に示す。スロットを設けることにより、固定子極から回転子極および回転子極から固定子極への磁束流に良好な路が実現される。スロット軸を片側に不均等によせることにより、空隙のリラクタンスを増加させて片側での磁束の流れを減少させ、より多くの鉄を有する反対側で磁束を増加させて磁束路が対向する正味空隙を減少させる。これは、回転子に良好な始動方向を与える。

隣接する回転子極のスロット付けは、対向するスロット軸を有する。即ち、一方の回転子極のスロット軸が右側に近接する一方、隣接する回転子極が回転子極の左側にスロット軸を有する。これは、磁束鎖交変化の必要な高速度を与え、一方は反時計回りの方向であり、他方が時計回り方向であり、その結果、それぞれの方向、従って、これらの方向における回転においてより高いトルクを生じる。回転子極のスロット付け軸のシフトが全ての回転子位置におけるトルクおよび運転の方向の選択に対してのみでなく、回転子極の幾らかの量の鉄も除去することに有利な効果を提供し、結果として、回転子がより軽くなり、回転子の慣性がより低くなることに留意されたい。これは、トルク対慣性の比（機械の力行でもある）が処理のサイクル時間を減少させるために最大化されなくてはならない高性能の適用において利点を有する。低重量が最大の関心事および選択肢である航空宇宙産業における適用も有する。回転子スロット付けの多くの選択肢が添付に示されている。それら全ては固定子極と回転子極が整列されるときに結果として生じる不等な空隙、および、両方向において始動するための方向性トルクを生成する能力を可能にする同じ効果を有する。実施の形態１２の変形例を以下に説明する。これら変形例は、実施の形態１３〜実施の形態１６として以下に説明する。各実施の形態は、航空宇宙産業、ファン、および、ポンプ用途に特に有用である。

実施の形態１３
説明
図１６は、本発明の実施の形態１３による、対向する極の中心線に対しスロットを交互に配置してスロット付けされた回転子構成を示す図である。これは実施の形態１２と同じスロット付け構成を有するが、対向する回転子極の中心線に対して対称的に配置されている。

図１６に図示するように、スロットは、反対側にある回転子極の対向する端に形成される。二つの回転子極のスロットが互いと対向し、他方の対のスロットがランダムに配置される。同配置では回転子の完全なバランスがとられる。

同アプローチが全ての数の回転子極および固定子極の組み合わせを有する全ての数の機械相に対し可能である。本構成の明確な利点は、両方の相が考慮されるときに全ての回転子位置においてトルクがゼロでないことから分かる。更に、シャフトに対する回転子の重量の分散が等しく対称的であることも留意されたい。

実施の形態１４
説明
図１７は、本発明の実施の形態１４による、始動に対して非対称的な空隙および非対称的なトルク・プロファイルを有するスロット付けされた回転子構成を示す。回転子極は、全ての回転子位置においてゼロでないトルクが生じるよう、トルクの非対称性を維持するように一つおきにスロット付けされてもよい。スロットは、回転子の弧形の形状をするよう回転子極の上部にあるが、底部ではテーパが付けられて有効空隙を増加させる。相ＡおよびＢの固定子に対して非対称性を生じさせるよう回転子極の中心と回転子スロットの中心とが一致しないことに留意されたい。

図１８は、本発明の実施の形態１４による二相ＳＲＭにおける回転子スロットの別の配置を示す。回転子極は図１７に示されるように穿孔され、回転子の重量が対称的に分散されるように実施の形態１３と同様の構成を有する。

実施の形態１５
説明
図１９は、本発明の実施の形態１５による長方形の、および、湾曲した回転子スロット両方を有する回転子極を示す。外接された弧および長方形または外接されている全ての他の規則的または不規則な形状を組み合わす回転子スロットは、回転子極の中心から外れて配置され、非対称的な空隙が形成され、回転子位置に対して非対称的な磁束鎖交分布が得られる。このような空隙の非対称性およびこれより生じる磁束鎖交分布は、両方の相の寄与の合計が空隙トルクについて考慮されるときに全ての回転子位置に対してゼロでないトルクが生じるように非対称トルクを生成する。この特徴は、任意の回転子位置から任意の方向において機械の始動および運転を独自に可能にする。

スロットが回転子極に配置される方法、および、回転子スロットの形状およびサイズは、始動トルク要件によって決定される。また、用途の性質によっても決定される。回転子スロット配置の方法に関わらず、回転子極の中心に対して対称的でないことも本発明によって網羅される。二相機械において、スロットを有する回転子極の配置は図１８に示されるものと非常に類似する。

実施の形態１６
説明
図２０は、本発明の実施の形態１６による、積層材料によって離間されているスロット付けされた回転子極を示す。図２０に図示されるように、回転子スロットの空隙は左から見て増大しているが、複数のスロットを設けられるよう回転子の積層材料を用いて散在されている。これは、回転子極自体の一部において両方の種類のスロットを組合せるよう実施の形態１５を簡略化したものである。スロット付けの方法は、主に用途、始動トルク、音響ノイズ等の幾つかの要素によって決定される。二相機械において、スロットを有する回転子極の配置は、図１８に示すものと非常に類似する。実施の形態６〜実施の形態１６の特徴は以下を含む。
１．回転子スロット付けは、回転子スロット軸が右または左にシフトされているかによってそれぞれ時計回り（ＣＷ）または反時計回り（ＣＣＷ）における有効空隙を増加または減少させる。
２．（１）は、組み合わされる両方の相の回転子位置においてトルクがゼロになる瞬間のないよう、一方または他方向において優先的なトルク生成可能にする。
３．ＣＷ方向における始動は、同方向の回転に対応する相がゼロトルクを有するときに行われる。一方の相のトルクが負であり他方の相のトルクがゼロであるとき、負のトルクを有する機械の相が励磁され、機械は最初にＣＣＷ方向に動作し、同方向は、回転子極が４つの極固定子および６つの回転子極に対し３０度ずつ移動して他方の相が励磁されたとき、ＣＷ方向に切り替わる。従って、機械は、二方向のうちのどちらでも始動するという初期運転を許容できる用途にのみ対応できる。しかし、いずれは所望の方向に運転されることに留意されたい。多くの電気製品への適用は、より少ない数の相から主に生じる機械、および、電力変換器の費用における節約の形態にあるより大きい利得のために僅かな不便さに耐えることができる。
４．機械は、本願に組み込まれる少なくとも７つの開示の技術的内容であって二相電力変換器での四象限運転が本質的に可能である。このような四象限運転能力により、該機械は電気製品で浮上してきている多くの用途において有利となる。
５．本願で記載される以外の他の変換器構成を採用してもよい。しかしながら、そのいずれによっても本願記載の低コスト、高信頼性、および、低部品数は可能ではない。
６．回転子および固定子は、対称的な構成を有し、従って、機械的アンバランスは予測されず、半径方向の張引力も該機械において予測されない。これにより、ベアリング寿命が長くなり、機械動作も静かになる。
７．同じ機械が単相ＳＲＭとして運転されてもよく、単相位相誘導モータと同様に一方の相がメイン層として機能し、他方の相が補助相として機能する。
８．回転子スロット付けにより鉄が除去され、回転子の重量が低減される。これにより、航空宇宙産業および防衛用途、更に、機械のツールサーボおよびスピンドル電動駆動において望ましい性質である、低慣性および高加速能力等の有利な効果を有する。
９．隣接する回転子極におけるスロットの配置方法は、相における非対称的または対称的なトルク、および、回転子位置に関するそれぞれの形状を決定する。例えば、図１５に示すものであると、伝導中に一定のまたはフラットなトルクが生成される。
１０．スロット付けは、一相または二相機械のみでなく、トルクを形作り、音響ノイズを低減し、電力密度を増加させるために多相機械に適用されてもよい。
１１．更に、回転子スロットは、高速動作に理想的な内的永久磁石機械の新しいクラスを作り、同期トルクとリラクタンストルクを増大させることでトルクを生成するために永久磁石で充填される。
１２．回転子スロットは、制御において要求される回転子位置を測定する際にセンサとして機能するよう永久磁石を収容するために使用されてもよい。
従って、回転子スロットは、二つの異なる機能、即ち、両方のトルク成形およびセンサ収容を担う。

図２１および図２２は、実施の形態１２〜実施の形態１６に適用可能な別のスロット付け構成を示す。

実施の形態１７
説明
本発明の実施の形態１７はＳＲＭの固定子および回転子積層に関わる。本実施の形態を以下に説明する。

関連の技術では、固定子極が、音響ノイズを考慮することなく且つ理論的な根拠のないまま、中央またはコーナーに配置されている。本発明の本実施の形態は、固定子コイルを保持するために楔（wedge）を有することなく、且つ、固定子積層にワイヤラップが溶接されて製造することを考慮して正方形のコーナーの極または中央に配置された極を選択するシステマチックな方法を提供して、機械的に丈夫で振動が最小化された機械を提供する。本実施の形態は、音響ノイズ、振動、および、熱に強いことにおいて著しい変化を有し、ＳＲＭを用いる全ての可能な用途に有用である。

本発明の本実施の形態は、スイッチドリラクタンスおよび永久磁石ブラシレスｄｃマシン（ＰＭＢＤＣＭ）、特に、二相機械において製造における顕著な問題および音響ノイズの制御問題の幾らかを解決することを試みる。製造革新は、一つ以上の相を有するＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭにおいて使用される。二つの革新は、１．音響ノイズを低減させるための設計における対策、および、２．同心である固定子巻線を固定するための設計における対策を含む。

ＳＲＭにおける音響ノイズを低減する課題への取り組みは多数ある。それらは、電子切換（Ｐｏｌｌｏｃｋ外を参照する）および大きいバックアイアンの厚さを有する機械の設計を含み、他の対策は、R.Krishnan, "Switched Reluctance Motor Drives", CRC Press, June 2001に詳述される。これらの対策が他の種類の機械と比較できる音響ノイズを有する機械を得る一方で、機械における音響ノイズを減少させることができる改革がまだ存在する。主に半径方向の力（または法線力）が電気機械において音響ノイズを生成することが周知である。従って、音響ノイズを減少させる一つの方法は、半径方向の力を最小化することである。これは、機械設計段階で達成される。しかしながら、半径方向の力と接線力との比は、有用な接線力が不利になるレベルを超えてのみ最小化される。従って、他の対策が必要となる。音響ノイズを減少させる一つの方法は、製造公差によりＳＲＭにおいて回避できない最小化された半径方向の力を有してから、固定子極およびそのバックアイアンにおける鉄路を増加することで固定子構成に対するその影響を減少させることである。これは、以下に説明されるように二相ＳＲＭ（または、これに関しては同心上で巻かれたＰＭＢＤＣＭ）において実行され得る。

四極の二相ＳＲＭを前提として、極は、図２３に示されるように固定子の正方向の積層のコーナーに配置される。図２４に示すように、正方形側の中央に固定子極が配置されることに比べて、固定子極およびそのバックアイアンの長さを瞬間的に相当増大させる。これにより、（ｒ−ｒ_ｉｓ）から（１．４１４ｒ−ｒ_ｉｓ）への固定子極の長さが増大され、このときｒは正方形の固定子積層における内側の円の半径であり、ｒ_iｓは図２５ａに示すように固定子極先端における固定子積層の内径である。

ｋをｒ_ｉｓとｒとの間の比であると定義して、この正規化されたユニットに関して、固定子極の長さにおける増大は、ｆ（ｋ）＝（１．４４−ｋ）／（１−ｋ）として導かれ、図２５ｂにおいてｋに対してプロッティングされる。これは、本手法により極の長さ、約４５〜７５％のみ有効的に増大されることを示す。これにより半径方向の力を減少させないが、機械における音響ノイズの原因である固定子振動を最小化するために向上された音響インピーダンスを有することに留意されたい。固定子のボルト用の孔が固定子における磁束路と干渉しないが、円形の固定子積層では、追加的な固定子のバックアイアンの厚さが設計に組み込まれていない場合に悪影響を及ぼすことにも留意されたい。

図２３では、固定子巻線を固定するための、新規かつ進歩性を有す方法が示される。鋼ワイヤラップが固定子積層に穿設された孔に挿入され、固定子巻線が上に巻かれ、巻線の外側部分で溶接されることに基づく。あるいは、ワイヤラップは、固定子積層の孔の片側に溶接され、巻線の周りにラップされ、テンションで引っ張られ、固定子積層の孔の反対側に挿入され、最終的に固定子巻線を定位置で保持するために溶接される。これらの配置は、関連技術の装置で使用される楔の必要性を完全に排除する。図２３および図２６のスチールラップから分かるであろう。

鋼またはワイヤラップの代わりに、工業用のグレードより糸、またはナイロンより糸が巻線を固定子鉄に結ぶために使用されてもよい。固定処理を容易化するために、一つの孔のみでなく固定子巻線を固定するために二つの孔が使用されてもよい。本方法の利点は、ワイヤラップがより糸であるために柔軟であり、本実施の形態の他の実行におけるような溶接が必要でない点で他の方法よりもはるかに簡単な点である。

楔の関連技術の方法は、歯が上にオーバーハンドまたはリップ部あるいはポールシューのような構成を有し、楔を支えるための支持部が設けられるときにより簡単な設置が可能である。不利な点は、巻線の挿入が、単一の動作として機械で巻かれて挿入されない限り問題となり、製造費がより高くなる点である。

ＳＲＭ固定子極がオーバーハングまたはリップ部あるいはポールシューを、積層に穿孔を施すことにおいて低コスト製造を主な理由として有さず、機械ベースの製造動作を多く有さずにコイルのより簡単な設置のために有さないことに留意されたい。従って、コイル固定の新しい方法がＳＲＭ生産には必要である。開示する方法は、実行するのがより容易で、より強く、且つ、主磁束路に影響を与えることなく、更に、通常の磁束路と干渉することなくフットホールドとして固定子積層コアを用いる。図２３から分かるように、ワイヤラップを保持するようフットホールド孔のために除かれた鉄は磁束流に必要な領域に影響を与えず、従って、固定子鉄における磁束密度を増加させない。機械を電磁的に、即ち、磁束流に影響を与えることなく、または、鉄損失を増加させるまたは鉄（孔のために鉄を取り除くことで実際には鉄の重量を減少させる）の重量を増加させない一方で、ワイヤラップのためのフットホールドを確保し、コイルを固定子鉄および固定子極に固定するといった有用な機械目的を同時に提供する上述のような方法は、新規性を有する。これは、図２４に示す従来の積層スタイルにおいてこのような孔を設ける場所がなく、仮に孔が穿設された場合、磁束流を変形させ、固定子鉄における持続密度を増加させ、コア損失を高めるため明らかではない。従って、固定子極およびコイルが正方形の積層のコーナーにある正方形のフレームの積層は、積層におけるフットホールド孔のための理想的且つ自然な配置を有する。

本発明の本実施の形態は、図２７に示すように、正方形または円形の積層の中央にある固定子極に対しても具現化される。関連技術の固定子積層のようにアークベースではなく平坦に固定子極のベースを面取りすることで、固定子孔がコイルを固定するに十分な空間を得ることができることに留意されたい。同じ空間は、主磁束路と干渉せず、より高い磁束密度およびより高いコア損失を招かない。このような配置は、固定子コイルを固定子極および固定子バックアイアンに固定する方法の延長である。本方法の唯一の利点は、固定子コイルが固定子バックアイアンおよび固定子極側の両方と接触するため、熱放散のための最大の接触領域および機械のより高い熱への強さが得られる。これは、コイルが固定子バックアイアンではなく固定子極の側とのみ物理的に接触するのみの関連技術のＳＲＭと比較して、機械の同じ電力出力に対してコイル温度が低くなるため機械の電力密度を必ず増加させ、これにより、熱伝導が乏しい路により、コイル温度がより高くなる。本実施の形態の特徴は以下を含む
１．音響ノイズを低減させるために正方形の固定子積層のコーナーに位置する４つの極を有する二相ＳＲＭまたはＰＭＢＤＣＭ。
２．これらコーナーの極を有する上記の機械は、磁気力によって引き起こされ、製造公差によって増幅される半径方向の力に対する固定子振動に向上された音響インピーダンスを有する。
３．このようなコーナー極は、貫通ボルトを用いる固定子積層の機械的固定と干渉せず、磁気路、従って、機械における力または磁束発生と干渉しない。
４．本発明の本実施の形態は、４極の二相ＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭに適用可能であり、これに制限される。
５．このような機械は、楔を有することなく固定子巻線を固定する設備も有する。
６．巻線を固定するためのこのような手段は、磁束路干渉（図示するように）を伴わない。
７．巻線を固定するための手段は、ＳＲＭおよびＰＭＢＤＣＭの多相の同心で巻かれた固定子巻線にも拡大可能であり、二相機械のみに制限されない。
８．巻線を定位置に結ぶためのラップは、全ての非磁性材料でもよいが、導電性のものであってはならない。
９．巻線を結ぶためのラップは、ワイヤの場合はスポット溶接され、または、プラスチックラップの場合には、最小の製造動作で結ばれる。ワイヤラップにおけるテンションは、その長さで調節される。
１０．固定子コイルを固定子極に固定する方法は、本発明の別の実施の形態では固定子バックアイアンと接触し、機械動作中に固定子コイルにおけるより低い温度上昇を生じ、これは、絶縁性の破壊によるコイルの故障は本実施の形態では非常に少ないため、機械のコイルの寿命および機械動作のより高い信頼性にとっては非常に有利な利点である。
１１．固定子巻線は、生産処理において簡易性を提供するために工業グレードより糸またはナイロングレードより糸で固定されてもよく、上記より糸を用いた固定子巻線を固定するために一つ以上の孔が用いられてもよい。

実施の形態１８
説明
本発明の実施の形態１８は、単一のまたは二つのスイッチ電力変換器を用いた動作に対する二相永久磁石ブラシレスＤＣ機械（ＰＭＢＤＣＭ）である。本実施の形態を以下に説明する。

図２８は、同心巻線の４つの回転子永久磁石および４つの突極を有する二相ＰＭＢＤＣＭを有する本発明の一実施の形態を示す。固定子極におけるコイルは、より簡単な製造のための先の巻きである。正反対の側にあるコイルは、直列にまたは並列に接続され、各接続は相巻線と呼ばれる巻線を表す。従って、この機械構成が、二相巻線のみを有する。それらが互いに対して９０の機械角度（または１８０の電気角度）のみ空間的にシフトされているが、これに制限されないことに注意する機械のトルク生成を、例えば単一のスイッチ電力変換器構成で最適化するために、固定子相巻線間の空間的位相シフトは、別の開示する実施の形態に説明されるように９０度以外でもよい。コイルは、先の発明で説明されたとおり、定位置で保持されるようワイヤラップまたはより糸あるいはナイロンより糸で固定される。

本実施の形態の利点および特徴は以下を含む。
１．１８０電気角度離間されている二つの巻線を有する単相機械として考えられるが可変速度動作および制御のために二相ＰＭＢＤＣＭとして使用される。
２．磁束路は、各象限（即ち、９０機械角度）において対称性を有するため、全ての固定子力行において正味半径方向の力が最小となり、従って、機械の音響ノイズが低くなる。
３．従来の二相機械とは違って、この機械は、その誘導されたｅｍｆ間で１８０度の移動を有し、従って、半波制御モードで動作することが理想的である。つまり、誘導されたｅｍｆが正のときのみ、正の電流がそれぞれの巻線に投入される。これが終了すると、トルクが均一となり、従来の二相機械の場合のように電気サイクルの１／４に対してゼロの感覚を有さない。このことについて図２９ａおよび図２９ｂを参照する。Ｅｍｆが正のときに電流が巻線に投入され、正の空隙電力Ｐ_ａｇ、従って、正のトルクを生成することに留意されたい。図２９ａから分かるように、空隙電力が電気サイクルの二相部分の電気サイクルにわたって一定である。これは、トルクに高いリップル、従って、機械におけるノイズに反映される。機械が平均して同じ量の空隙電力およびトルクを生成することに留意されたい。
４．巻線が半波動作で時間の５０％のみ利用される場合、機械の巻線の利用の不足が生じる。このような不都合な点は、全波動作（即ち、巻線が双方向電流を投入される場合）では存在しないことに留意されたい。
５．機械の出力電力は、あまり影響されない。巻線におけるｒｍｓ電流は、０．７０７Ｉ_ｐであり、同じ量の銅損失、即ち、２Ｉ^２ _ｐＲに対して、固定子電流がピーク電流の１．４１４倍に増加される。従って、巻線における電流は、４１．４％のみ増加され、結果として、関連技術の二相ＰＭＢＤＣＭの場合のように同じ量の銅損失を生じる。これは、電力出力を２Ｅ_ｐＩ_ｐに対して１．４１４Ｅ_ｐＩ_ｐに増加させる。
６．全波インバータと三相ＰＭＢＤＣＭの興味深い比較：１相当たりのＥｍｆ，Ｅ_ｐ３、ソース電圧Ｖ_ｓの半分に等しい。正味電力出力は２Ｅ_ｐ３Ｉ_ｐである。二相機械について、Ｅ_ｐ＝Ｖ_ｓである。従って、Ｐ_ａｇ３＝２Ｅ_ｐ３Ｉ_ｐ＝２×Ｖ_ｓ／２×Ｉ_ｐ＝Ｖ_ｓ×Ｉ_ｐである。二相機械の本発明の本実施の形態に関して、Ｐ_ａｇ＝１．４１４Ｅ_ｐＩ_ｐ＝１．４１４Ｖ_ｓＩ_ｐである。これは、本発明の本実施の形態に対して大きな改善点であり、関連技術の三相ＰＭＢＤＣＭより優れている。
７．誘導された波形が、関連技術のＰＭＢＤＣＭにおけるように本発明の本実施の形態のける各ハーフサイクルに対して１２０度フラット（即ち、台形）であると仮定する。このような場合でも、本実施の形態は、１．１５４７Ｅ_ｐＩ_ｐ＝１．１５４７Ｖ_ｓＩ_ｐの電力を生成し、これは、関連技術の三相ＰＭＢＤＣＭの出力（本実施の形態おける１．７３２１Ｉ_ｐの電流で）よりも１５．４７％高い。従って、本発明の本実施の形態は、より高い電力出力を有するが、誘導されたｅｍｆが高い（三相機械の二倍）ため巻数がより多くなるといった不都合な点を有する。あるいは、巻数が増加されなければ、本発明の本実施の形態は、同じトルク出力で三相ＰＭＢＤＣＭの速度の二倍で動作することが可能であり、結果として、最高速度でより高い電力を生じる。
８．本発明の本実施の形態における巻数を三相ＰＭＢＤＣＭにおける巻数の数の１．５倍に等しいとする。等しい銅充填係数および充填体積について、本発明の本実施の形態における固定子巻線の抵抗は三相機械抵抗の抵抗９／４倍に等しい。従って、本機械における電流は、等しい銅損失が１．１５４７Ｉ_ｐであるとして調節され、Ｉ_ｐは三相機械におけるピーク固定子電流である。従って、本発明の本実施の形態における空隙電力は、１．１５４７Ｅ_ｐＩ_ｐとなる。これは、伝導率がサイクルの正の半分において１２０度のみであることを前提とする。
９．（８）と同じ条件で、各ハーフサイクルにおいて１２０度の伝導率を有する全波動作に関して、電力出力は１．６３２８Ｅ_ｐＩ_ｐであり、電流は本発明の本実施の形態における一定の銅損失に対して０．８１６４Ｉ_ｐとなるよう変更される。本機械は、その電流は減少され結果として、三相機械と同じ１電流単位当たり等しいトルクを生じるため、出力が減少されている。電力およびトルクの出力レベルの低下は、関連技術の三相機械と比べて１８．３５％である。
１０．（８）および（９）の場合について、０．５Ｅ_ｐより大きいリザーブが存在するためｄｃソースが本発明の本実施の形態に完全に利用されないことに留意されたい。つまり、本発明の本実施の形態は、速度領域の少なくとも３３％のみといった、より大きい一定トルク領域を有する。
１１．最悪の場合でモータの出力レベルの低下があるとすると、電動駆動が全体としてその実現のために最小数の構成要素を有する。これが電動駆動の特異な面である。

機械の動作原理は、図２ａおよび図２ｂから明らかである。動作モードは以下の通りに要約される。
１．順方向電動（ＦＭ）：位相シーケンスがａｂである。誘導されたｅｍｆが各相において１８０度に対して正であるときに正の電流を投入する。トルクは正（ＣＷ）であり回転もＣＷである。
２．順方向回生（ＦＲ）：速度がＣＷであり、制御された方法で機械をゼロ速度にブレーキをかけることが要求される。誘導されたｅｍｆが負のときに相に制御された電流を投入して、結果として、回生および機械を減速させる負のトルクを生じる。
３．逆方向電動（ＲＭ）：機械ＣＣＷ方向で運転させるためには、位相シーケンスをａｂからｂａに変え、誘導されたｅｍｆが正であるときに正の電流を巻線に投入して、結果として、ＣＣＷトルクおよびＣＣＷ方向における回転子のスピンを生じる。
４．逆方向回生（ＲＲ）：ＣＣＷ方向で運転しているときに機械を制御された方法でブレーキをかけるためには、巻線の誘導されたｅｍｆが負のときに正の電流を印加し、結果として、負または回生トルク、従って、回転子およびその負荷の減速を生じる。

制御器および電力電子変換器の実現は以下のようにして得られる。本願の任意の単一のまたは二つのスイッチ電力変換器構成および簡単な制御器は、動作原理から明らかなように全ての四象限において可変速度で開示するモータを運転することができる。電力変換器の説明が提供されまたはここに参照される。制御器は、全ての標準教科書の制御器でもよく、三相の代わりに二相のみのためであり、R.Krishnan, "Electric Motor Drives", Prentice Hall, Feb 2001 (book)に記載されている。

機械は自己始動型でもよい。図２９ａおよび図２９ｂから、二つのデタント（detente）またはゼロのトルク位置が、即ち、両方の相の誘導されたｅｍｆのゼロ交差にあることが分かる。両方の相の誘導されたｅｍｆが同じ位置でデタントを通ることに留意されたい。回転子が該位置にたまたまあると、始動が不可能となる。更に、本発明において、始動位置の機械は、回転子磁石が回転子の歯（または極）と整列される傾向にあるため、これらのデタント点にある。従って、自己始動を容易にするために、相巻線が１８０電気角度（例示したケースでは９０機械角度）のみでなく、１８０電気角度より大きいまたは小さいのみ互いから離れていることが必須である。これにより、デタント位置は二相に対して異なり、ゼロでないトルクが二相の組み合わされた動作から全ての所与において利用可能であることを確実にする。

ゼロのトルクの瞬間を回避する位相シフトは、（ｉ）相の位相シフトを得る方法の一つは、所望の角度のみ相の一つの固定子歯または極をシフトすることである。（ｉｉ）あるいは、代替の回転子磁石対は図２８の例示するケースにおける９０機械角度以外の全ての所望の角度にシフトされ得る。代わりの回転子永久磁石極をシフトすることがより簡単である。

この条件下での始動：様々な瞬間が始動によい。それらは、本願に開示するような（単一のスイッチ電力変換気駆動システムの実施の形態の二相永久磁石ブラシレスｄｃ機械（ＰＭＢＤＣＭを参照）始動および運転に非常に類似しているか同一である。従って、ここでは詳述しない。

本発明の本実施の形態は、電気製品および冷却ファン等の低コストの可変速度用途に有用である。本実施の形態の特徴は以下を含む。
１．二相間で９０電気角度より小さいまたは大きい位相シフトを有する二相機械。
２．位相シフトは１８０電気角度に近く、本発明の本実施の形態では、１８０度に対してほんの１０度〜１５度だけ相違する。
３．二相を有するこのような実施の形態において、二相間の上記位相シフトは電動駆動の可変速度動作に対する単一のおよび二つのスイッチ変換器構成での動作に理想的である。
４．半波変換器での一方向性の電流投入における本発明の機械の動作は、本発明の本実施の形態に制限されず、動作は、適当な変換器での巻線への交互の電流投入による全波動作にも拡大され得る。このように、半波および全波動作用の機械が開示される。
５．上記機械の位相シフトは、始動時の負荷トルク要件によって決定され、従って、位相シフトは可変であり全ての設計に対して固定でない。
６．４つの固定子歯および回転子の４つの回転子永久磁石を備える機械が本発明の最もコンパクトな実施の形態である。
７．４つの回転子永久磁石および複数の４つの固定子歯または複数の回転子永久磁石極および固定子歯以外の機械が本発明の他の可能な実施の形態であり、それら全ては１８０電気角度以外の位相シフトを有するか有さない。
８．二相間の所望の位相シフトは、一対の固定子極または歯の互いに対するシフトによって具現化され、正反対の側にある回転子永久磁石の他方に対して交互の回転子永久磁石をシフトすることによって具現化される。二相ＰＭＢＤＣＭにおけるこのような位相シフトの発生が望ましい。
９．二相巻線における不等な巻数は、特に、単一スイッチ変換器ベースの可変速度電動駆動におけるような変換器動作を最適化するための適用に有用である。
１０．本発明の本実施の形態において説明される位相シフトは、機械の自己始動を回転の両方向で行うためであり、このような自己始動には電力変換器が用いられる。
１１．四象限全てにおける動作。

実施の形態１９
説明
本発明の実施の形態１９は、単一のスイッチ電力変換器駆動システムを備える二相永久磁石ブラシレス機械（ＰＭＢＤＣＭ）である。本実施の形態を以下に説明する。

関連技術のＰＭＢＤＣＭ技術は、主に、
１．６つのまたは４つの制御可能なスイッチを有する全波三相ＰＭＢＤＣＭ駆動、
２．４つの制御可能なスイッチを有する半波三相ＰＭＢＤＣＭ駆動、
３．４つの制御可能なスイッチを有する二相ＰＭＢＤＣＭ駆動、に基づいている。

これらの技術を前提として、単一のスイッチＰＭブラシｄｃ機械／一般的な機械または一定速度の三相または二相誘導モータと競争するためにＰＭＢＤＣＭ駆動システム全体のコストを下げることが困難である。これは、電力変換器およびその制御器が、これら変換器で用いられるより多くの制御可能なスイッチおよび追加的な電力供給、ゲート駆動回路、ヒートシンク領域および体積、並びに、結果として生じる全体的なパッケージングサイズおよび構成要素と運送費用に対する結果として伴われる要件により高価であるためである。本発明の実施の形態１９〜実施の形態２１は、これら全ての不都合な点を克服し、これまで知られていない、ブラシレス機械に対して一つの制御可能なスイッチのみで四象限運転をおこなう。

同分野における画期的な変動は、６つの制御可能なスイッチに基づくインバータ駆動と結び付けられ、三相機械を有するａｃブラシレス駆動に対する現在の考え方を変える。これら両方のパラダイムは、最も安価なＰＭＢＤＣＭ、一つの単一な制御可能なスイッチのみを有する最も安価な電力変換器、および、最も簡単な制御器を用いて解決され、最低コストで全体的な四象限可変速度駆動を提供する、本発明の本実施の形態によって取り組まれる。これらの要素により、本実施の形態は、全ての低コスト用途における一般的なモータの重要性に取り組み、ＰＭブラシレスｄｃ機械を有する四象限可変速度駆動を同じコストで可能にする。これは、本技術分野において実現されたことはなく、固定速度の一般的なモータを本発明の二相ＰＭＢＤＣＭ駆動システムで置き換えることにより、より高い効率性、より高い信頼性、より低い有害な動作、四象限における可変速度動作、および、コミュータおよびブラシによる動作が全て実現される。

実施の形態１９は、二相巻線を有し、固定子突極に巻かれる９０電気角度以上の空間的分散を有する永久磁石ブラシレスｄｃモータ（ＰＭＢＤＣＭ）である。このような機械は、実施の形態２０に記載されるように、１相変換器当たり単一のスイッチと組み合わされて、四象限可変速度動作として知られている回転の両方向に回生ブレーキングを有して時計回りおよび反時計回りの方向における可変速度動作を得る。四象限運転のために変換器を有する本機械を運転する制御器が実施の形態２１に記載される。このような、機械、変換器、および、制御器の組み合わせにより、低コストで（体積および重量の）最もコンパクトな可変速度ＰＭＢＤＣＭ駆動が結果として生じる。このような低コストＰＭＤＣＭ駆動は、工業用用途において実施されておらず、このような電動駆動は技術において先に開示されていない。

本実施の形態は、固定子に突極があり、固定子の突極に同心巻線が巻かれた９０電気角度以上の巻線の空間分散を有する二相ＰＭＢＤＣＭに関わる。回転子は、積層（表面取付型として公知）に配置される、または、積層に部分的に（表面取付型）または完全に（差込型）に嵌められる、あるいは、積層の中に埋められる（内部または埋め込み型）二つの磁石を有して回転子を得る。磁石の弧は、二つの磁石間の漏れ磁束を最小化するよう１８０電気角度よりも小さい。ここでは二つの回転子永久磁石が考慮されているが、回転子に配置され得る偶数の永久磁石に制限はない。機械は、４つの歯（回転子上の二つの永久磁石に対して）または突極として称される４の倍数の歯（回転子上の２つの永久磁石の倍数）を備える固定子積層を有し、スイッチドリラクタンス機に非常に類似する。ここで、スロット幅が歯のそれよりもはるかに高い（少なくとも１．３３以上のみ）４つの歯の固定子積層を考える。同心的にまかれたコイルが各歯の周りに配置されているとする。正反対の側の固定子歯（機械の場合、回転子の二つの永久磁石）からのコイル、および、一般的に、１８０電気角度のみ移動された巻線は、直列に接続されて一相巻線を形成する。従って、本説明より、回転子上の一対の永久磁石を有する４つの歯の機械から二相巻線が得られることが導かれる。このような機械は図３０に示される。二相間の空間的シフトが正確に９０電気角度である必要はなく、より大きくてもよく、９０電気角度より大きい空間的シフトの機械が図３１に示される。

図３２は、実施の形態１０の二相ＰＭＢＤＣＭに対する巻線の図を示す。コイル１および２は、歯１および３に配置され、コイル３および４は歯２および４に配置される。コイル１は、終端部分Ａ１およびａ１を有し、コイル２は終端部分ａ２およびＡ２および有し、コイル３は終端部分Ｂ１およびｂ１を有し、コイル４は終端部分ｂ２およびＢ２を有する。第１の終端部分はコイルの始まりを示し、第２の終端部分はコイルの終わりを示す。コイル１およびコイル２は直列に接続され、同様にコイル３およびコイル４も直列に接続される。終端部分Ａ１およびＡ２を有する巻線は相Ａに対応し、終端部分Ｂ１およびＢ２を有する巻線は相Ｂに対応する。

図３３は、本発明の実施の形態１９による、９０電気角度の空間的シフトを有する、二相ＰＭＢＤＣＭの磁束鎖交および誘導されたｅｍｆを示す。二相ＰＭＢＤＣＭの動作の原理は、三相ＰＭＢＤＣＭに非常に類似する。しかしながら、本発明の本実施の形態は、全波動作（即ち、機械の巻線における交流）を使用しないが、半波動作のみを使用する、即ち、機械の相に一方向性の電流のみを投入する。実施の形態２１に記載される制御器を理解するために、回転子がスピンしたときの相における誘導ｅｍｆ、特に、それらの空間的、従って、時間的関係を理解することが必須である。

二相ＰＭＢＤＣＭにおいて誘導されたｅｍｆは図３３に示される。この基礎となることは、基本であり、固定子相の磁束鎖交の時間派生物から得られる。この基礎は、本開示または本願で参照とする文献から明らかである。

誘導されたｅｍｆと同じ極性の電流が機械の相に投入されると、理想的な機械のために円滑である一方向性トルクが機械で生成される。つまり、交流が機械の相に必要であり、これは、最小で４つの制御可能なスイッチを電力変換器に必要である。しかしながら、巻線に印加されるｄｃ電圧は、その公称の値の半分であり、結果として、より大きいｄｃリンク電圧のレベル低下、従って、機械の相のより高い電流のレベルおよび制御可能なスイッチのより高いレベルを生じ、可変速度駆動システムのコストがより高くなる。このような解決策は、出願人に公知であり、広く使用されていない。

関連技術の機械と比較して、開示する機械は次の利点を有する。
１．より簡単な固定子積層、従って、より簡単な穿孔要件。
２．通常は機械でまたは手動で巻かれ、機械製造動作において非常に複雑であり結果としてコストを高くする関連技術の分散されたコイルと比べて巻く（先の巻かれたコイル）ことが簡単な同心コイルである。
３．ポールシューまたは後端よりも広い先端が歯にないため、コイルのための機械による不可欠な巻線を排除する。
４．これらコイルの巻数は、本発明が機械のトルク発生に両方の巻線を均等に使用しないため、関連技術と同じでなくてもよい。
５．相間の空間的シフトは、関連技術の機械におけるように、正確に９０電気角度でなくてもよい。実際には、９０電気角度以外の空間的シフトは、開示する可変速度駆動動作に非常に有用であり、制御器セクションで証明されている。従って、機械の相間で正確な９０の空間的シフトを補償する精密な機械加工は必要でなく、エラーが多くなると、開示する本発明にとっては有利となる。関連技術のＰＭＢＤＣＭとは違って、機械公差は本機械において高い。
６．相巻線間の相互インダクタンスは、開示する機械では略存在しないため、機械は、一つの巻線における故障が他方の動作に悪影響を及ぼさないため非常に故障許容力が高い。これは、信頼性が高い用途において大きな利点である。この特徴により、機械が故障許容力においてスイッチドリラクタンス機に非常に類似する。
７．機械は、正方形で、歯がコーナーを中心に配置されている固定子積層５（図３４に示す）を有してもよく、それにより、以下に挙げるような多くの利点が得られる。
− 固定子歯に対する剛性なベース支持部、従って、法線力による力行が非常に小さく、結果として音響ノイズ生成が最も低く、結果として、最も静かな機械が得られる。
− 磁束路に悪影響を与えることなくコーナーにある貫通ボルトを用いた機械的組立体の構成が非常に簡単である。
− 機械のより良い冷却のために外表面の熱放散がより大きい。
固定子における０（１２時の位置に対応する）、９０、１８０、および、２７０度の位置でのセンサの取り付けが可能であり、これは、制御のために回転子磁石位置を検出するためにセンサが取り付けられるようこれらの部位が構成されるためである。関連技術のＰＭＢＤＣＭのように位置検出のために回転子に余分な磁石ホイールを必要としないことに留意されたい。これにより、多くの用途においてコストが大幅に削減される。センサは、０、９０、１８０、および、２７０度のこれら固定子角度において小さい歯の周りの小さいコイルでもよいため、光学センサまたはホール効果センサでなくてもよい。始動位置を提供せず、他の手段によってもこれは確認されることに留意されたい。
８．固定子巻線は、本発明の他の実施の形態について記載した方法と同様に定位置で保持され得、従って、歯はオーバーハングまたはポールシューを必要としない。

本発明の本実施の形態は、ＰＭＢＤＣＭ駆動を用いる電流電動駆動と関連する高コストおよび低コンパクトの問題を解決する。最小の電磁的電子機器および制御でのＰＭＢＤＣＭ駆動の四象限可変速度動作を有し、電気製品および自動車への適用において低コスト適用の理想的な候補となる。本実施の形態の特徴は以下を含む。
１．単一の電力スイッチ変換器構成によるトルク生成の最大化のために９０度より大きい（または９０に等しい）空間的シフトを二相間で有する二相ＰＭＢＤＣＭ。
２．回転子上の２つの永久磁石の４つのスロット、または、回転子上の２の倍数の永久磁石に４の倍数のスロットを有する二相ＰＭＢＤＣＭ。
３．幅が高さ全体にわたって等しく、ポールシューを有さないスロット。
４．相巻線における巻数およびそれぞれのワイヤサイズは異なり、互いと著しく異なってもよい。
５．巻線間の相互インダクタンスは、各歯において同心巻線のみを有するため、本発明において略存在しない。
６．巻線は、固有のストラップで固定子のバックアイアンに固定される。
７．４つの固定子スロットの場合では、機械の固定子は、全ての歯が正方形の積層のコーナーに配置され、結果として、熱安定性が高く、音響ノイズが最小となる。
８．本発明は、永久磁石が回転子にどのように取り付けられても、例えば、表面取付、差込または内部永久磁石回転子でも機能が殆ど変化しないため、基本的なものである。

実施の形態２０
説明
図３５は、本発明の実施の形態２０による二相ＰＭＢＤＣＭの単一の電力スイッチ変換器を示す。

電力変換器は、両方の機械の相を動作し活性化する一つの制御可能な電力スイッチを有する。相Ａは、スナバ（Ｃ_ｓ）およびオフ時の相Ｂのエネルギーを回復するために主に補助的に使用され、従って、相Ｂよりもはるかに少ないｒｍｓ電流レートを有する。相Ｂは、機械の動力として寄与する機械の主な相であり、該相は制御可能なスイッチＴ１により最も活性的に制御される。相Ａの活性的な制御を通じて、相Ｂに対して著しい量の制御を行うことが可能である。例えば、相Ａが最大の正または負の誘導されたｅｍｆを有するか否かに依存してＴ１のオフにする瞬間は、相Ｂの電流伝導の持続時間を決定する。変換器の動作が、非常に簡単且つ効率的である。相Ｂからの動力抽出が必要な場合、スイッチＴ１がオンにされ、ゲート制御をパルス幅変調することにより、相Ｂにおける電流が調整される。相Ｂが特定の極性の動力をこれ以上供給することができないとき、その電流はスイッチＴ１をオフにすることで消される。Ｔ１がオフにされる際、相Ｂのインダクタンスに蓄えられるエネルギーがスナバコンデンサＣ_ｓに、ｄｃ源電圧より上、更に、それを越えて充電することで、伝達される。これにより、相Ａ中の電流がｄｃ源電圧を通って循環され、結果として、機械における正または負のトルクを生じ、スナバとｄｃ源との間でエネルギーの幾らかの追加的な交換を伴う。

相Ａおよび相Ｂの巻線の極性は上部が正であり、その接続は、電力変換器への接続のために機械に対する共通の終端部分を形成する。このような相ＡおよびＢの極性の特別配置は、開示する機械の最大の発生トルク領域を与え、第１原理から証明される。異なる極性配置の使用は、本開示および本発明に含まれる。

本発明の本実施の形態は、ＰＭＢＤＣＭ駆動を用いる電流電動駆動に関連する高コストおよび低コンパクト性の問題を解決する。最小の電磁的電子機器および制御でのＰＭＢＤＣＭ駆動の四象限可変速度動作を可能にし、電気製品および自動車への適用において低コスト適用の理想的な候補となる。開示する電力変換器は、二相ＰＭＢＤＣＭを駆動することについて多くの固有の利点を有する。その利点は以下を含む。
１．二相ＰＭＢＤＣＭを制御するために一つの制御可能なスイッチおよび一つのダイオードを有する唯一の電力変換器構成である。
２．一つの制御可能なスイッチおよび一つのダイオードを用いることで、電力変換器は、他では見られないような重量、体積、および、コストについて最適化する。
３．制御可能なスイッチのエミッタは、負のレールに結び付けられる。負のレールを制御回路について共通にすることで、ゲート駆動の隔離要件が排除される。これにより、隔離された電源、その取り付けに必要な空間、および、これに関連するコストの削減が可能になる。
４．電流制御は、制御可能なスイッチのエミッタと直列の一つの抵抗センサで達成され、それにより、隔離されたホール電流センサの必要性を排除し、結果として、フィードバックセンサコストを大幅に削減できる。電流制御には以下の新規の方法を用いる。感知抵抗器Ｒ_ｓ上の電圧は、電流の測定値を与える。スイッチＴ１がオフにされると、相Ｂにおける電流は未知である。従って、非常に効率的な方法がここに開示される。各スイッチサイクルについて、５〜１０μｓのサンプリング時間の後、Ｔ１がオフにされ電流が感知抵抗器Ｒａを通じて測定される。サンプリング時間は、提供される例におけるほど小さいまたはそれよりも大きくてもよく、本願に説明する本発明の基本的な性質に悪影響を及ぼさない。この電流および基準電流に基づいて、パルス幅変調器のデューティサイクルが決定される。このようにすると、オフ時の電流が制御に必要ない。しかしながら、この方法は、Ｔ１のエミッタと直列の一つの感知センサとの電流制御を可能にし、制御回路における隔離の必要性を克服する。これは、新規であり、制御回路に関する本発明の一部である。本発明の本実施の形態は、電流制御の新規な方法を用いる。
５．相Ｂにおいて誘導されたｅｍｆのゼロ交差は、Ｒ_１ＴおよびＲ_２ＴよりなるスイッチＴ１上の抵抗器分割ネットワーク、および、抵抗器Ｒ_１ＳおよびＲ_２Ｓよりなるｄｃ源上の抵抗分割器によって決定される。ｄｃ源電圧ｖ_ｓ（ソース電圧を反映するＲ１Ｓ上の電圧）のサンプルから装置電圧ｖ_Ｔ（ソースおよび機械の相Ｂの誘導されたｅｍｆの和を反映するＲ_１Ｔ上の電圧）を減算することで、相Ｂの誘導されたｅｍｆが得られる。この信号から、相Ｂの誘導されたｅｍｆの正および負のゼロ交差が決定される。これらの信号はそれぞれ相Ｂにおける電流投入を開始および終了させる。誘導されたｅｍｆ、従って、そのトランジスタスイッチＴ１の作動におけるゼロ交差を探すこのような方法は新規である。
６．制御回路のための電力供給は、抵抗分割器ネットワーク（Ｒ_ｐ１およびＲ_ｐ２）、エネルギーを蓄えるコンデンサＣ_ｐ、制御電力供給のために所望の電圧を維持するツェナーダイオードＺ_ｐを通じてｄｃリンク電圧から得られる。電力供給電圧がｄｃ源の負を基準することに留意されたい。全ての電圧および電流信号が、同じ負を基準とするため、この電力変換器の配置では制御信号およびゲーティング信号を隔離する必要性がない。本発明の本実施の形態により、隔離要件と関連付けられる構成要素のコストの大幅な削減が実現される。二相ＰＭＢＤＣＭと使用するための電力供給の導出は本実施の形態の一部をなす。
７．低電力用途について、ａｃからｄｃ電圧を整流するダイオードブリッジ整流器が不要であることに留意されたい。単一のダイオードで十分であり、結果として、更に削減される。電動駆動のコスト低減およびコンパクト性に関するこの特徴は、本発明の本実施の形態の一部である。
８．コンデンサＣ_ｓがスナバとして機能するため、オフ時の電圧の高いレートの変化から装置Ｔ１を保護する別個のスナバが不要となる。
９．相Ａにおいて双方向に電流が流れることを可能にすることで、平均で、幾らかの正のトルク生成が結果として生じる。従って、電流を一つの極性に制限する相Ａの路におけるダイオードの追加が正味トルク出力を減少し得る。従って、相Ａの路にダイオードを有する回路が、本発明の本実施の形態の別の実行の一部である。
１０．本願で概要を説明した単一の制御可能な電力スイッチ構成の様々な変形例は、二相ＰＭＢＤＣＭへの応用に適し、従って、本願で説明するＰＭＢＤＣＭ駆動に使用できる。
１１．電動駆動の可変速度動作のために二相ＰＭＢＤＣＭと単一の制御可能な電力スイッチ変換器構成（または全ての構成）を組合すことが他と異なる。
１２．低コストの可変速度駆動を生成するために電力回路および電力スイッチを共通に参照して電流および電圧フィードバックを有すること、並びに、電力供給生成することについて電力回路構成は他と異なる。
１３．開示する電力回路において制御および電力回路間で隔離要件がないことが他と異なる。
１４．巻線の相ＡおよびＢ（正が共通）の特定の極性、および、ｄｃ源の正のレールへのそれぞれの接続が最大トルクを生じる配置とすることが他と異なる。
１５．トルク生成についてそれほど最適ない場合もあるが、変換器回路への相巻線の極性の全ての他の組み合わせは、本発明の本実施の形態によって網羅される。

実施の形態２１
説明
本発明の実施の形態２１は、任意の回転子位置から始動することを含む、単一の制御可能なスイッチベースの電力変換器を用いて二相ＰＭＢＤＣＭの四象限運転を引き出すための制御器に関わる。本願記載の制御器を得るためには、図３６に示す機械の二相間の空間的位相シフトが９０度より大きい（または小さい）誘導されたｅｍｆを考慮する。説明のため、相Ｂの電圧の位相角が相Ａの電圧の位相よりａ（度）進んでいるとする。図３５に示す開示する電力変換器構成による相巻線の極性は、電動駆動、従って、制御器の動作の原理を導くためにここで考慮される。

ｅ_ｂが正であり、正である限り、スイッチＴ_１がオンにされて相Ｂにおける電流が維持される。ここで全体として二つの状況が発生し、一方は相Ｂにおける電流の調整に対応し、もう一方は相Ｂにおける電流の転流（オフにする）に対応する。これらを以下に詳細に説明する。
１．相Ｂにおける電流を調整するためにスイッチがオフにされると、このとき、相Ａにおける誘導されたｅｍｆが負であることに留意されたい。スイッチＴ_１がオフの間、スイッチにおける電流がスナバコンデンサに逸らされて充電し、電圧ｖｃを増加させる。スナバコンデンサの電圧がｄｃ源のそれよりも大きいと、相Ａに電流が生じる。ここで、相Ａの電流が、巻線の極性に従い負であり、従って、該相における負の誘導されたｅｍｆでは、正の空隙電力、それにより、正のトルクが生成され、機械のトルク出力が向上される。
２．相Ｂにおける電流を調整するためにスイッチＴ_１がオフにされ、ｅ_ａが正であるとき、スナバコンデンサで復旧されるエネルギーはｄｃ源コンデンサにサイクリングされ、この瞬間、相Ａが回生し、その結果ｄｃ源へのエネルギー伝達が生じる。全体として、スナバコンデンサのエネルギーは、ｄｃ源または機械の相Ａに定期的に取られ、それにより、エネルギーの危険な蓄積およびそれより生じるスナバコンデンサの過電圧が回避される。

以下の表１から巻線間に流れる電流を考える。

記号「＋」は、正の誘起電圧を示し、記号「−」は、負の誘起電圧を示し、ｉ_ｃは、二つの機械相間を循環する電流である。望ましくない回生期間を減少させる一つの解決策は、二相の空間的位相シフトを増加（または、減少としても捉えられる）することである。これは、制御の特異な面である。

この理解に基づいて、四象限における動作の制御方法は、以下のようにして得られる。
Ａ．順方向電動（時計回り（ＣＷ）の回転および正の電動トルク、即ち、ＣＷトルク）：
１．停止状態では、Ｂ相の磁束密度（Ｂ_ｂ）の方が０より大きい、即ち、ｅ_ｂ＞０（および（ｅ_ａ＞０）のとき、スイッチＴ_１がオンにされ、結果として、相Ｂの電流がゼロから上昇し（ｉ_ｂ＞０）、正の電動トルク、および、回転子のＣＷ回転が得られる。
２．停止状態では、Ｂ_ｂ＜０、（ｅ_ｂ＜０）およびｅ_ａ＞０の場合、数マイクロ秒といった短期間Ｔ_１をオンにしてオフにすることでスナバコンデンサを充電する。これにより、回転子を反時計回りの方向に遅らせ、それにより、回転子磁石を始動に理想的な位置にまでもってくる。この場合、回転子が所望の方向とは反対の方向に最初に移動しなくてはならないことに留意されたい。
３．ｅ_ｂ＝「−」およびｅ_ａ＝「−」である場合、ステップ２を試し、ｉ_ａ＝「−」とすると、正の電動トルクを生じ回転子をＣＷに移動させる。
１、２、および、３と同様のステップが反時計回りの方向の始動に適用され、例えば、数度のＣＷ方向への回転子の初期移動を伴う。従って、いずれかの方向における初期移動に対して敏感でない用途は、開示する電動駆動システムに好適である。多くの用途がこのカテゴリーに属することに留意されたい。ステップ１〜３により、順方向電動の全ての状態が補償される。
Ｂ．逆方向電動（半ＣＷ回転、ＣＣＷトルク）：
（Ａ）の技法と同様であるが、回転子が感知されたまたは推定された信号から逆方向に回転していることを確実にしなくてはらない。
Ｃ．順方向回生（ＣＷ方向の回転、負のトルク、即ち、ＣＣＷトルク）：
ｅ_ｂ＜０であるとき、Ｔ_１をオンにすると回生が生じる。同様のアプローチがＣＣＷ方向の回転にも適用される。
Ｄ．逆方向回生（ＣＣＷ方向の回転、正のトルク、即ち、ＣＷトルク）：
ｅ_ｂ＜０であるとき、Ｔ_１をオンにすると回生が生じる。
これら簡潔に説明されたステップ（Ａ）〜（Ｄ）により、二相ＰＭＢＤＣＭを含む単一スイッチ変換器による四象限駆動が実現される。

本発明の本実施の形態は、ＰＭＢＤＣＭ駆動を用いる電流電動駆動と関連する高コストおよび低コンパクトの問題を解決する。最小の電磁的電子機器および制御でＰＭＢＤＣＭ駆動の四象限可変速度動作を可能にし、それにより、電気製品および自動車用途における低コスト的用法に対して理想的な候補となる。開示する電力変換器は、二相ＰＭＢＤＣＭを駆動するために多くの利点を有する。これらの利点は以下を含む。
１．二相ＰＭＢＤＣＭ駆動は、単一スイッチ電力変換器を用いて任意の回転子位置から始動される。本実施の形態のみで、単一スイッチ電力変換器構成（ＳＳＰＣＴ）による電動駆動の始動が補償される。
２．二相ＰＭＢＤＣＭ駆動は、単一スイッチ電力変換器によりその全体的な速度範囲において速度に関して制御され得る。
本実施の形態のみで、単一スイッチ電力変換器構成（ＳＳＰＣＴ）による可変速度電動駆動が可能となる。
３．二相ＰＭＢＤＣＭ駆動は、単一スイッチ電力変換器構成と共に、本願記載の制御法により四象限で動作され得る。これにより、単一スイッチ電力変換器構成（ＳＳＰＣＴ）による四象限運転を補償する唯一の駆動制御方法となる。
４．本実施の形態で説明する制御法およびその実行ステップは、センサベースのまたは推定された回転子位置で行われ得る。
５．本実施の形態で説明する制御法およびその実行ステップは、他の単一スイッチ電力変換器構成（ＳＳＰＣＴ）にも拡大され得る。
６．開示する手法および実行は、非常に少ない変更で本願に記載する他の制御可能な電力スイッチ構成にも適用可能である。２つの制御可能な電力スイッチ構成のＰＭＢＤＣＭ駆動では、始動の際に躊躇する可能性が少ない。
７．本発明において記載する制御法およびその実行ステップは、単一スイッチ電力変換器構成（ＳＳＰＣＴ）、および、本願記載の２つの制御可能なスイッチベースの電力変換器構成による二相スイッチドリラクタンス電動駆動にも容易に拡大される。

実施の形態１９〜実施の形態２１は、併せて以下の特徴を有する。
１．上記機械構成を有する二相ＰＭＢＤＣＭ、上記単一スイッチ電力変換器構成、および、上記制御器は、共に四象限可変速度動作電動駆動システムを構成する。
２．（１）に類似するが２つの制御可能なスイッチ電力変換器構成を備える上記のような組み合わせ（即ち、前述の二相ＰＭＢＤＣＭ＋単一スイッチ電力変換器構成＋制御器）は、電動駆動の高効率動作のための機械相巻線の独立した制御を与え、四象限可変速度電動駆動である。
３．論理および制御のために最小数の隔離された電源を有する上記組み合わせ（即ち、前述の二相ＰＭＢＤＣＭ＋単一または２つのスイッチ電力変換器構成＋制御器）。
４．抵抗およびコンデンサ素子から実現される電流および電圧センサを有する上記組み合わせにより、電力共通端子からの隔離を必要とせず、トランスデューサコストおよび隔離コストの両方を削減できる。
５．特異の電流感知および電流制御方法を有する上記組み合わせ。
６．機械の特異の始動手順の上記組み合わせおよび四象限における広い速度範囲にわたるその動作。
７．同心状のまたはフォーム巻コイル、固定子突極、最小数の固定子極（４または４の倍数）を有する二相ＰＭＢＤＣＭの上記組み合わせ。
８．表面取付、差込、または、内部のような任意の方法で配置される回転子磁石を有する二相ＰＭＢＤＣＭの上記組み合わせ。
９．音響ノイズを低減させるために正方形の積層のコーナーに固定子極が配置される二相ＰＭＢＤＣＭの上記組み合わせ。
１０．より高い熱への強さ、より簡単な機械加工のために出願人の他の開示において提供されるように、固定子コイルを定位置で保持するワイヤラップの上記組み合わせ。
１１．巻かれたコイルのより簡単な挿入のために固定子突極がリップ、オーバーハング、または、ポールシューを有さない、二相ＰＭＢＤＣＭの上記組み合わせ。
１２．単一スイッチ電力変換器と構成のいずれか一つの配置を有する二相ＰＭＢＤＣＭ駆動の上記組み合わせ。
１３．可変速度動作における一象限二象限または四象限が制御される二相ＰＭＢＤＣＭ駆動の上記組み合わせ。
１４．位置センサを有する、あるいは、位置センサを有さない、または、電圧および／または電流により、即ち、動作のために得られた位置情報とは関係なく得られた推定された位置による二相ＰＭＢＤＣＭ駆動制御の上記組み合わせ。
１５．モータがトルク出力を最適化するために二相において等しいまたは等しくない数のコイルの巻回を有する、二相ＰＭＢＤＣＭ駆動の上記組み合わせ。
１６．モータがトルク出力の最適化のために９０度以外で固定子極（または、巻線）が空間的にシフトされた二相ＰＭＢＤＣＭ駆動の上記組み合わせ。

図３７〜図４９は、本発明の実施の形態１９〜実施の形態２１の更なる特徴を示す。

図１は、４つの固定子極と２つの回転子極とを有する関連技術のＴＰＳＲＭと、相Ａが励磁されるときのＴＰＳＲＭの磁束路とを示す。 図２は、図１のＴＰＳＲＭと、相Ｂが励磁されるときのＴＰＳＲＭの磁束路とを示す。 図３Ａは、相Ａ極がＴＰＳＲＭの回転子の極と整列されている状態で、該極が励磁されている６／９ＴＰＳＲＭを示し、図３Ｂは、相Ａが励磁されているときの、図３Ａの相Ａの固定子極それぞれにおいて生成される法線力を示す。 図４Ａは、ＴＰＳＲＭの相Ｂ極が励磁され、ＴＰＳＲＭの回転子の極と整列されているときの図３の６／９ＴＰＳＲＭを示し、図４Ｂは、相Ｂが励磁されているときの、図４Ａの相Ｂの固定子極それぞれにおいて生成される法線力を示す。 図５は、図３Ａおよび図４Ａに示すＴＰＳＲＭの素子を流れる磁束密度の代表的な波形を示す。 図６は、図３Ａおよび図３Ｂに示されるＴＰＳＲＭに対する代表的なトルク対回転子位置の特徴を示す。 図７は、各回転子極の半径方向の長さが、先端の曲率が一方の側から他方の側に横断するにつれて減少する成形された回転子極を有するＴＰＳＲＭを示す。 図８は、図７のＴＰＳＲＭに対するトルク対回転子位置のグラフを示す。 図９Ａは、極に不均一な磁束密度の流れを生じさせるよう先端面の形状が定められる、回転子または固定子極を示す。 図９Ｂは、回転子極に不均一な磁束密度の流れを生じさせるようスロットが付けられた回転子極を示す。 図１は、本発明の第１の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチおよびダイオード電力変換器を示す。 図２は、相Ｂが関連するダイオード有さないときの、本発明の第２の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチとおよびダイオード電力変換器を示す。 図３は、本発明の第３の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチとおよびダイオード電力変換器を示す。 図４は、本発明の第４の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチとおよびダイオード電力変換器を示す。 図５は、本発明の第５の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチとおよびダイオード電力変換器を示す。 図６は、本発明の第６の実施の形態による、一相または二相ＳＲＭのための単一の制御可能なスイッチとおよびダイオード電力変換器を示す。 図７は、本発明の第７の実施の形態による、二相ＳＲＭおよびＰＭブラシレスＤＣ機械に対する単一の電力スイッチを示す。 図８は、本発明の第８の実施の形態による、二相ＳＲＭおよびＰＭブラシレスＤＣ機械に対する単一の電力スイッチを示す。 図９ａは、本発明の第９の実施の形態による、二相ＳＲＭおよびＰＭブラシレスＤＣ機械に対する単一の電力スイッチを示す。 図９ｂは、本発明の第９の実施の形態による、二相ＳＲＭおよびＰＭブラシレスＤＣ機械に対する単一の電力スイッチを示す。 図１０は、本発明の第１０の実施の形態による、二相ＳＲＭおよびＰＭブラシレスＤＣ機械に対する単一の電力スイッチを示す。 図１１ａは、本発明の第１１の実施の形態による、６つの固定子極と９つの回転子極とを有する二相ＳＲＭを示し、図１１ｂは、図１１ａに対応する法線力の図を示す。 図１２ａは、相Ｂがその関連する極との整列により励磁される、図１１ａの二相ＳＲＭを示し、図１２ｂは、図１２ａに対応する法線力の図を示す。 図１３は、図１１および図１２に示される装置に対応する磁束密度分布波形を示す。 図１４は、本発明の第１２の実施の形態によるスロット付けされた回転子極の構造を示す。 図１５は、本発明の第１２の実施の形態による、双方向始動を提供するための、回転子極におけるシフトされたスロットを示す。 図１６は、本発明の第１３の実施の形態による、対向する極の中心線に対してスロットが交互に配置されたスロット付けされた回転子構造を示す。 図１７は、本発明の第１４の実施の形態による、始動に対して非対称的な空隙と非対称的なトルク・プロファイルを提供するスロット付けされた回転子構造を示す。 図１８は、本発明の第１４の実施の形態による、二相ＳＲＭにおける回転子のスロットの別の配置を示す。 図１９は、本発明の第１５の実施の形態による、長方形および湾曲した回転子・スロットの両方を有する回転子極を示す。 図２０は、本発明の第１６の実施の形態による、スロットが積層材料によって離間されているスロット付けされた回転子極を示す。 図２１は、第１２〜１６の実施の形態に適用可能な別のスロット付け構造を示す。 図２２は、第１２〜１６の実施の形態に適用可能な別のスロット付け構造を示す。 図２３は、本発明の第１７の実施の形態による、正方形の積層材料のコーナーに４つの極を有する二相ＳＲＭを示す。 図２４は、本発明の第１７の実施の形態による、正方形の積層材料の中央に４つの極を有する二相ＳＲＭを示す。 図２５ａは、円形の固定子積層、および、正方形の固定子積層それぞれにおける中央およびコーナーに配置される極の長さの差を示す。 図２５ｂは、本発明の第１７の実施の形態による、固定子極の長さにおける変化対ｋを示す。 図２６は、本発明の第１７の実施の形態による、中央点に溶接を有するワイヤラップを示す。 図２７は、正方形の積層材料の中央における固定子極に対する固定子コイルを固定する方法を示す。 図２８は、本発明の第１８の実施の形態による、４つの固定子極と４つの回転子極を有する二相ＰＭＢＤＣＭを示す。 図２９ａは、ｅｍｆｓ間の電気角度の位相が１８０の二相ＰＭＢＤＣＭに対する波形を示す。 図２９ｂは、ｅｍｆｓ間の電気角度の位相が９０の二相ＰＭＢＤＣＭを示す。 図３０は、本発明の第１９の実施の形態による、コイルの間の位相シフトが９０度の二相ＰＭＢＤＣＭを示す。 図３１は、本発明の第１９の実施の形態による、位相間の空間的シフトが９０度より大きい二相ＰＭＢＤＣＭを示す。 図３２は、本発明の第１９の実施の形態による二相ＰＭＢＤＣＭの巻線に対する巻線の図を示す。 図３３は、本発明の第１９の実施の形態による、空間的シフトが９０電気角度である二相ＰＭＢＤＣＭの、磁束リンケージと誘導されたｅｍｆ波形とを示す。 図３４は、本発明の第１９の実施の形態による、正方形の外側フレームを有する二相ＰＭＢＤＣＭを示す。 図３５は、本発明の第２０の実施の形態による、二相ＰＭＢＤＣＭに対する単一の電力スイッチ変換器を示す。 図３３は、本発明の第２１の実施の形態による、二相間の空間的シフトが９０度より大きい、二相ＰＭＢＤＣＭの、磁束リンケージと、誘導されたｅｍｆ波形とを示す。 図３７は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図３８は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図３９は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４０は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４１は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４２は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４３は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４４は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４５は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４６は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４７は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４８は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。 図４９は、本発明の第１９〜２１の実施の形態の更なる特徴を示す。

Claims (20)

1. 複数の固定子極、および強磁性体または鉄のバック材（back material）を有する固定子と、複数の回転子極、および強磁性体または鉄のバック材を有する回転子と、を具備する二相スイッチドリラクタンス装置（ＴＰＳＲＭ）であって、
   前記複数の固定子極の第１の組に巻かれたコイルを流れる電流が、第１の励磁相において前記複数の固定子極の第１の組および固定子バック材の一部に磁束の流れを誘起させ、
   前記複数の固定子極の第２の組に巻かれたコイルを流れる電流が、第２の励磁相において前記複数の固定子極の第２の組および固定子バック材の一部に磁束の流れを誘起させ、
   前記固定子および回転子の極数は、前記第１および第２の励磁相間の移行により前記固定子バック材のどの部分においても磁束変化が実質生じないよう選択される、二相スイッチドリラクタンス装置。
2. 前記固定子の極数が６であり、前記回転子の極数が３である、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
3. 前記固定子の極数が６であり、前記回転子の極数が９である、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
4. 前記固定子の極数が６であり、前記回転子の極数が１５である、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
5. 前記固定子極または前記回転子極は、前記回転子の全ての回転位置においてゼロでない合成トルクを与え、その間、前記第１および第２の相の少なくとも一つが励磁される、または、前記第１および第２の励磁相間の移行が行われる、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
6. 前記固定子極または回転子極の先端面は、前記回転子の回転軸から不均等な半径を有するように形成される、請求項５記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
7. 前記回転子極がスロット付けされる、請求項５記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
8. 前記第１および第２の組それぞれの一つの固定子極が、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極の最大磁束密度流速の約二倍の最大磁束密度流速を有する、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
9. 前記第１第２の組それぞれの一つの固定子極が、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極により伝達される磁束密度の少なくとも約二倍の量の磁束密度を伝達する、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
10. 前記第１および第２の組それぞれの一つの固定子極に巻かれた前記コイルは、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極に巻かれたコイルの二倍の巻数を有する、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
11. 前記第１および第２の組それぞれの一つの固定子極に巻かれた前記コイルに、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極に供給される約二倍の電流を供給する制御器を更に具備する、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
12. 前記固定子および回転子の極数は、前記第１および第２の励磁相間の移行により、前記回転子極を除く前記回転子バック材の任意の部分において、回転子の一回転当たり一回のみ磁束変化が発生するよう更に選択される、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
13. 全時点において、前記第１および第２の励磁相に応答して前記固定子極に作用する法線力のベクトル和がゼロである、請求項１記載の二相スイッチドリラクタンス装置。
14. 複数の固定子極、および強磁性体または鉄バック材を有する固定子と、複数の回転子極、および強磁性体または鉄バック材を有する回転子と、を具備する二相スイッチドリラクタンス装置（ＴＰＳＲＭ）であって、
    前記複数の固定子極の第１の組に巻かれたコイルを流れる電流が、第１の励磁相において前記複数の固定子極の第１の組および固定子バック材の一部に磁束の流れを誘起させ、
    前記複数の固定子極の第２の組に巻かれたコイルを流れる電流が、第２の励磁相において前記複数の固定子極の第２の組および固定子バック材の一部に磁束の流れを誘起させ、
    前記固定子および回転子の極数は、前記第１および第２の励磁相それぞれに誘起される磁束が前記回転子および固定子のバック材それぞれの円周の約三分の二を含む路を流れるよう選択される、二相スイッチドリラクタンス装置。
15. 二相スイッチドリラクタンス装置（ＴＰＳＲＭ）の動作方法であって、
    第１励磁相において前記ＴＰＳＲＭの固定子極の第１の組を流れる電磁束を誘起させるステップと、
    第２励磁相において前記固定子極の第２の組を流れる電磁束を誘起させるステップと、
    前記固定子の強磁性体または鉄バック材において磁束変化を実質生じることなく前記第１と第２の励磁相間の移行が行われるステップと、
    を具備する二相スイッチドリラクタンス装置の動作方法。
16. 前記電磁束は、前記ＴＰＳＲＭの回転子にトルクを誘起させ、前記第１および第２の励磁相の両方より与えられる合成トルクは前記回転子の全ての回転位置においてゼロでない値を生成し、その間、前記第１および第２の相の少なくとも一つが励磁される、または、前記第１および第２の相励磁間の移行が行われる、請求項１５記載の方法。
17. 前記第１および第２の組の固定子極それぞれの一つの固定子極が、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極の最大磁束密度流速の約二倍の最大磁束密度流速を有する、請求項１５記載の方法。
18. 前記第１および第２の組それぞれの一つの固定子極に、前記第１および第２の組それぞれにおける他の固定子極に流れる約二倍の磁束密度を誘起させて流す、請求項１５記載の方法。
19. 前記第１および第２の励磁相間の移行による磁束変化は、前記回転子の極を除く、前記ＴＰＳＲＭの回転子の強磁性体および裏鉄材料の任意の部分において、回転子の一回転当たり一回のみ実質発生する、請求項１５記載の方法。
20. 前記第１または第２の励磁相中の任意の時点において、前記固定子極より作用する法線力のベクトル和が実質ゼロ値になるよう、前記第１および第２の励磁相それぞれにおいて前記固定子極を流れる電磁束流を制御する、請求項１５記載の方法。
    

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