JP2006353032A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 制御応答性に優れ、かつ出力電圧のオーバーシュートを抑制可能な電圧変換装置を提供する。
【解決手段】 制御回路３０は、電圧変換動作を開始すると、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮから演算した目標電圧を最終値として制御タイミングごとの電圧指令値を演算し、出力電圧Ｖｍが電圧指令値と一致するように昇圧コンバータ１２を制御する。制御回路３０は、目標電圧よりも低電圧に設定された所定のしきい値を有する。制御回路３０は、電圧指令値が所定のしきい値に達するまでは、制御タイミング間の変化率の絶対値を第１の値に設定して昇圧コンバータ１２を制御する。そして、電圧指令値が所定のしきい値以上となると、変化率の絶対値を第１の値よりも小さい第２の値に設定して昇圧コンバータ１２を制御する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、電源からの直流電圧を目標電圧に変換する電圧変換装置に関するものである。

最近、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。

また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給される構成も検討されている（たとえば特許文献１〜３参照）。

そして、特許文献１には、直流電源からの直流電圧を所望の直流電圧に昇降圧するチョッパ回路の出力電圧のオーバーシュートを抑制する観点から、昇圧動作時における電圧指令にレートを付す電圧レート回路を備えたチョッパ回路の制御回路が開示されている。

これによれば、電圧レート回路は、昇圧動作時において、昇圧を開始した時刻から電圧指令を増加させる際に、チョッパ回路の出力電圧と電圧指令との差が一定範囲内に保持されるように、電圧指令にレートを設ける。

詳細には、電圧レート回路は、主回路コンデンサ電圧を初期値として、一定レートで電圧指令を上昇させる。このとき、電圧レート回路は、チョッパ回路の出力電圧の検出値（電圧検出値）と電圧指令との差が一定範囲内よりも大きくなると、一時的に電圧指令の増加を停止する。そして、電圧検出値と電圧指令との差が一定範囲内に復帰すると、再び電圧指令を一定レートで増加させる。
特開２００３−２５９６８９号公報 特開平１０−１２７０９４号公報 特開２００２−１１２５７２号公報

しかしながら、特許文献１に開示されたコンバータ回路の制御方法においては、電圧指令を上昇させるときのレートは、チョッパ回路の出力電圧を検出し、その電圧検出値と電圧指令との差に基づいてフィードバック制御される構成となっている。そのため、急激な負荷変動に応じて電圧指令が急変したときには、これに対応できるだけの制御応答性を維持できなくなってしまう。この場合、制御応答性の遅れにより、チョッパ回路の出力電圧にオーバーシュートが起こり得る。

さらに、電圧レート回路がレートを一時的に停止させるときの判定基準とされる一定範囲は、電圧指令を中心とした所定の電圧範囲に設定されているため、電圧検出値が電圧指令を一定範囲を超えて上回るとき、すなわち、チョッパ回路の出力電圧にオーバーシュートが生じたときには、電圧レート回路は、このオーバーシュートを検出してから電圧指令の増加を停止することになる。したがって、オーバーシュートを未然に防止する点において、確実さに欠けてしまう。

さらに、電圧レート回路は電圧検出値に基づいてレートを制御することから、チョッパ回路の出力電圧が所望の直流電圧に到達するまでの期間が電圧検出値の大きさに依存して変動することとなる。そのため、モータ制御の応答期間を管理できないという問題も起こり得る。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御応答性に優れ、かつ出力電圧のオーバーシュートを抑制可能な電圧変換装置を提供することである。

この発明によれば、電圧変換装置は、電源と負荷を駆動する駆動回路との間で直流電圧を変換する電圧変換器と、電圧変換器の出力電圧が負荷の要求出力から決定された目標電圧に一致するように、電圧変換器を制御する制御回路を備える。制御回路は、目標電圧を最終値として電圧指令値を演算する電圧指令演算手段と、制御タイミングごとに、演算された電圧指令値と出力電圧とが一致するように、電圧変換器を制御する電圧変換制御手段とを含む。電圧指令演算手段は、現在の制御タイミングにおける電圧指令値の大きさに応じて、電圧指令値の変化率を可変とする。

この発明によれば、電圧指令値の大きさに応じてその変化率を設定することから、電圧変換器の出力電圧に基づいて変化率を設定する従来の制御回路に対して、高い制御応答性を実現できる。また、電圧指令値に対する電圧変換器の出力電圧の追従性が確保されることから、出力電圧のオーバーシュートを抑制することができる。

好ましくは、電圧変換装置は、電圧変換器と駆動回路との間に配され、変換した直流電圧を平滑化して駆動回路に入力する容量素子をさらに備える。

したがって、この発明によれば、容量素子を出力電圧のオーバーシュートから保護できることから、容量素子の定格電圧に設けられていたマージンが不要となり、容量素子の低容量化を図ることができる。

好ましくは、電圧指令演算手段は、目標電圧よりも低電圧に設定された所定のしきい値を有する。電圧指令演算手段は、電圧指令値がしきい値に達するまでは、変化率の絶対値を第１の値に設定して電圧指令値を演算し、電圧指令値がしきい値以上となると、変化率の絶対値を第１の値よりも小さい第２の値に設定して電圧指令値を演算する。

したがって、この発明によれば、電圧指令値がしきい値を越えたことに応じて変化率を低下させることから、電圧指令値に対する電圧変換器の出力電圧の追従性を確保して出力電圧のオーバーシュートを抑制することができるとともに、負荷の応答期間に遅れが生じるのを防ぐことができる。

好ましくは、所定のしきい値は、負荷への入力が許容される最大電圧よりも低い電圧である。

したがって、この発明によれば、出力電圧のオーバーシュートによる過電圧から負荷を保護することができる。

この発明によれば、電圧指令値の大きさに応じて、制御タイミング間の電圧指令値の変化率を設定することから、電圧変換器の出力電圧を用いて電圧指令値の変化率を制御する従来の制御回路に対して、高い制御応答性を実現することができる。そのため、出力電圧が目標電圧に至るまで、電圧指令値に対する電圧変換器の出力電圧の追従性を確保できるることから、出力電圧のオーバーシュートを抑制することができる。

さらに、出力電圧が目標電圧に到達するまでに要する期間を正確に把握できることから、負荷への応答期間を管理することができ、負荷に対して高い応答性を保つことができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態による電圧変換装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０，１３と、電流センサ１８，２４と、コンデンサＣ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。

ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とからなる。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６からなる。Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８からなる。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＣを受けると、信号ＰＷＣによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＣを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から出力された直流電圧を平滑化し、平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。

電圧センサ１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４の入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると、制御装置３０からの信号ＰＷＭに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ１８は、リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、検出したリアクトル電流ＩＬを制御装置３０へ出力する。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１３から電圧Ｖｍを受け、電流センサ１８からリアクトル電流ＩＬを受け、電流センサ２４からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。制御装置３０は、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭを生成し、生成した信号ＰＷＭをインバータ１４へ出力する。

また、制御装置３０は、インバータ１４が交流モータＭ１を駆動するとき、電圧Ｖｂ、Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＣを生成し、生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置３０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電圧Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭを生成し、生成した信号ＰＷＭをインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、回生制動時、電圧Ｖｂ，Ｖｍ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＣを生成し、生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

図２は、図１における制御装置３０の機能ブロック図である。
図２を参照して、制御装置３０は、インバータ制御回路３０１と、コンバータ制御回路３０２とを含む。

インバータ制御回路３０１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴおよび電圧Ｖｍに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭを生成し、生成した信号ＰＷＭをインバータ１４へ出力する。

また、インバータ制御回路３０１は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴおよび電圧Ｖｍに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭを生成してインバータ１４へ出力する。

コンバータ制御回路３０２は、トルク指令値ＴＲ、電圧Ｖｂ，Ｖｍおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成し、生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

また、コンバータ制御回路３０２は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回転制動時、トルク指令値ＴＲ、電圧Ｖｂ、Ｖｍおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ１４からの直流電圧を降圧するための信号ＰＷＣを生成し、生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２へ出力する。

このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＣにより電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。

図３は、図２におけるインバータ制御回路３０１の機能ブロック図である。
図３を参照して、インバータ制御回路３０１は、モータ制御用相電圧演算部４１と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４１は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサ１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。モータ制御用相電圧演算部４１は、トルク指令値ＴＲ、モータ電流ＭＣＲＴおよび電圧Ｖｍに基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４１から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭを生成し、生成した信号ＰＷＭをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、インバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指定されたトルクを出力するように、交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ電流ＭＣＲＴが制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力する。

図４は、図２におけるコンバータ制御回路３０２の機能ブロック図である。
図４を参照して、コンバータ制御回路３０２は、インバータ入力電圧指令演算部６０と、電圧指令変化率設定部６２と、フィードバック電圧指令演算部６４と、コンバータ用デューティ比演算部６６と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部６８とを含む。

インバータ入力電圧指令演算部６０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４の入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、昇圧コンバータ１２の目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを演算する。そして、インバータ入力電圧指令演算部６０は、その演算した目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを電圧指令変化率設定部６２へ出力する。

電圧指令変化率設定部６２は、インバータ入力電圧指令演算部６０から目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受けると、後述する方法によって、制御タイミング間における電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率（上昇率または減少率を意味する。以下同じ。）を設定する。

ここで、制御タイミングとは、コンバータ制御回路３０２の制御周期に同期したタイミングである。なお、制御周期とは、コンバータ制御回路３０２が出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに設定するのに必要な期間に相当する。すなわち、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐは、昇圧コンバータ１２の目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを最終値として、制御タイミングごとに漸次的に変化（上昇また減少を意味する。以下同じ）する。

そして、電圧指令変化率設定部６２は、設定した変化率に従って各制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを演算し、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐをフィードバック電圧指令演算部６４へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部６４は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを電圧指令変化率設定部６２から受ける。そして、フィードバック電圧指令演算部６４は、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｃｏｍとの偏差に基づいて、出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに設定するためのフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂをコンバータ用デューティ比演算部６６へ出力する。

コンバータ用デューティ比演算部６６は、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受ける。コンバータ用デューティ比演算部６６は、直流電圧Ｖｂと、出力電圧Ｖｍと、フィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂとに基づいて、出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂに設定するためのデューティ比ＤＲを演算し、その演算したデューティ比ＤＲに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成する。そして、コンバータ用デューティ比演算部６６は、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

これにより、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐになるように直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する。フィードバック電圧指令演算部６４およびコンバータ用デューティ比演算部６６は、かかる一連の制御を、制御タイミングごとに漸増または漸減する電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに基づいて、出力電圧Ｖｍが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるまで繰り返し実行する。

以上に述べた昇圧コンバータ１２の制御において、この発明によるコンバータ制御回路３０２は、制御タイミング間の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率を、現在の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの大きさに基づいて設定することを特徴とする。

かかる特徴により、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率は、制御タイミングごとの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの大きさに応じて変化させることが可能な可変値となる。そして、コンバータ制御回路３０２は、この可変した変化率で変化する電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに出力電圧Ｖｍを追従させるように、昇圧コンバータ１２を制御することになる。

したがって、この発明によるコンバータ制御回路３０２は、上述した従来の電圧レート回路に対して、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを変化させるときの変化率の設定に、出力電圧Ｖｍの検出値を一切考慮しない点において相違する。この相違点によって、この発明によるコンバータ制御回路３０２は、以下に述べるように、高い制御応答性を発揮する。その結果、出力電圧Ｖｍのオーバーシュートを回避でき、コンデンサＣ２およびインバータ１４を過負荷から保護することが可能となる。

以下に、図４の電圧指令変化率設定部６２が行なう電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率の設定動作について詳細に説明する。

最初に、比較のために、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率を、出力電圧Ｖｍの検出値に基づいて制御する従来のコンバータ制御回路を適用した場合の出力電圧Ｖｍの変化について考える。以下の説明において、従来のコンバータ制御回路として、上述した特許文献１の電圧レート回路を採用するものとする。

特許文献１の電圧レート回路を採用することにより、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率は、出力電圧Ｖｍの検出値と電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐとの差に基づいて設定される。より具体的には、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐとの差が一定範囲よりも大きいとき、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率は、一時的に零に設定される。そして、出力電圧Ｖｍと電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐとの差が一定範囲内に復帰すると、変化率は再び一定値に設定される。

図５は、従来のコンバータ制御回路を適用したときの電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ、出力電圧Ｖｍおよび直流電圧Ｖｂの出力波形を示す図である。

図５を参照して、従来のコンバータ制御回路は、交流モータＭ１の駆動時に外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受けると、時刻ｔ＝ｔ０となるタイミングを起点として、出力電圧Ｖｍを目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに一致させるための電圧変換動作を開始する。

このとき、電圧レート回路は、波形ｋ１で示す電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐと、波形ｋ２で示す出力電圧Ｖｍとの差が一定範囲内にあることに基づいて、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを一定の変化率（時刻ｔ０〜時刻ｔ１間における波形ｋ１の傾きに相当する。）で増加させる。そして、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐと出力電圧Ｖｍとの差が一定範囲を超えると、電圧レート回路は、両者の差が一定範囲内となるまで変化率を一時的に零とする。

しかしながら、出力電圧Ｖｍが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍ付近に上昇するにつれて、電圧レート回路は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに追従できず、波形ｋ２にオーバーシュートが生じる場合がある。

出力電圧Ｖｍのオーバーシュートが生じる理由として、電圧レート回路が出力電圧Ｖｍを検出して電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率を、一定値もしくは零に設定することから、制御応答性に遅れが生じることが挙げられる。また、図５の場合、電圧レート回路は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを一定範囲よりも上回るとき、すなわち、出力電圧Ｖｍにオーバーシュートが生じたことを検出して変化率を零とすることとなり、オーバーシュートを未然に防止することが困難であることも一因として挙げられる。

そして、この出力電圧Ｖｍのオーバーシュートは、交流モータＭ１の制御に破綻を来たすとともに、コンデンサＣ２およびインバータ１４に過大な負担を与える。特に、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍがモータ駆動装置１００における最大電圧Ｖｍａｘ（回路構成上入力が許容される最大電圧に相当）に及ぶとき、出力電圧ＶｍがコンデンサＣ２およびインバータ１４の回路素子の定格電圧を超えることによって、これらを損傷させてしまう。通常、モータ駆動装置においては、かかる出力電圧Ｖｍのオーバーシュートを見込んで、コンデンサＣ２やインバータ１４の回路素子は、その耐圧特性にマージンを持たせるように定格電圧が比較的高い部品で構成される。これは、モータ駆動装置の大型化およびコストの増大を招く。

そこで、この発明によるコンバータ制御回路３０２は、出力電圧Ｖｍのオーバーシュートを抑制するために、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率を、現在の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの大きさに応じて可変とすることが可能な構成とする。すなわち、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの設定において、出力電圧Ｖｍは一切考慮されない。

図６は、この発明による電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの設定動作を説明するための概略図である。

図６を参照して、コンバータ制御回路３０２の電圧指令変化率設定部６２は、インバータ入力電圧指令演算部６０から目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受けると、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも低い所定の電圧をしきい値Ｖｄｃ＿ｔｈとして設定する。そして、波形ｋ４に従って電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐが変化するように、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの制御タイミング間の変化率を設定する。

具体的には、電圧指令変化率設定部６２は、時刻ｔ＝ｔ０を起点として電圧変換動作が開始すると、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを、変化率の絶対値を所定値Ｒ１（時刻ｔ０〜時刻ｔ２間における波形ｋ４の傾きに相当する。）に設定して変化させる。そして、時刻ｔ２において電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐがしきい値Ｖｄｃ＿ｔｈに達すると、変化率の絶対値を所定値Ｒ１よりも小さい値Ｒ２（時刻ｔ２〜時刻ｔ３における波形ｋ４の傾きに相当する。）に変更する。これにより、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐは、時刻ｔ３で目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍと一致するまでの期間において、それまでの変化率Ｒ１よりも低い変化率Ｒ２で変化する。

なお、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率において、変化率Ｒ１は、負荷への応答時間の遅延が生じないように、コンバータ制御回路３０２の制御周期に基づいて設定される。また、変化率Ｒ２は、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに対する出力電圧Ｖｍの追従性が確保される値に設定される。変化率Ｒ１，Ｒ２はそれぞれ、コンバータ制御回路３０２の処理速度、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング速度およびトルク指令値ＴＲの変動速度などに基づいて設定され、電圧指令変化率設定部６２に予め記憶される。

また、図６の時刻ｔ０〜時刻ｔ２間における変化率の絶対値を、変化率Ｒ１以下の値で電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに応じて変化させても良い。さらに、時刻ｔ２〜時刻ｔ３間における変化率の絶対値を、変化率Ｒ２以下の値で電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに応じて変化させても良い。

また、しきい値電圧Ｖｄｃ＿ｔｈは、図６に示すように、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも低電圧であって、かつ目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍの近傍の電圧に設定することが望ましい。出力電圧Ｖｍのオーバーシュートの抑制と、モータ制御の応答期間の短縮との両立を図る趣旨である。

図７は、この発明によるコンバータ制御回路を適用したときに得られる電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ、出力電圧Ｖｍおよび直流電圧Ｖｂの出力波形を示す図である。

図７を参照して、波形ｋ４で示すように、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐは、電圧Ｖｂを初期値として変化率Ｒ１で上昇し、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍ手前のしきい値Ｖｔｈを超えると、より低い変化率Ｒ２で上昇する。出力電圧Ｖｍは、波形ｋ５で示すように、この電圧指令Ｖｄｃ＿ｓｔｐの上昇に追従するように制御されることにより、オーバーシュートを生じることなく目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに到達する。

この発明によれば、出力電圧Ｖｍが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに到達するまで安定して制御されることから、負荷であるコンデンサＣ２およびインバータ１４を過電圧から保護することができる。このため、これまで過電圧を見込んで定格電圧が比較的高い部品で構成されていた負荷を、定格電圧のより低い、小型で廉価な部品で構成することが可能となる。その結果、モータ駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

図８は、図１に示す昇圧コンバータ１２を制御する動作を説明するためのフローチャートである。

図８を参照して、一連の動作が開始されると、インバータ入力電圧指令演算部６０は、外部ＥＣＵからのトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、インバータ１４の入力電圧の目標値（目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍ）を演算する（ステップＳ０１）。そして、インバータ入力電圧指令演算部６０は、その演算した目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを、電圧指令変化率設定部６２へ出力する。

電圧指令変化率設定部６２は、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受けると、これを最終値として制御タイミングごとに変化させることが可能な電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの変化率を設定する（ステップＳ０２）。そして、電圧指令変化率設定部６２は、その設定した変化率に基づいて、各制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを演算する（ステップＳ０３）。電圧指令変化率設定部６２は、その演算した電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐをフィードバック電圧指令演算部６４へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部６４は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍを電圧センサ１３から受け、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを電圧指令変化率設定部６２から受けると、両者の偏差に基づいて、出力電圧Ｖｍを電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに設定するためのフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂをコンバータ用デューティ比演算部６６へ出力する（ステップＳ０４）。

コンバータ用デューティ比演算部６６は、さらに、電圧センサ１０から直流電圧Ｖｂを受け、電圧センサ１３から出力電圧Ｖｍを受ける。コンバータ用デューティ比演算部６６は、直流電圧Ｖｂと、出力電圧Ｖｍと、フィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂとに基づいて、出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ＿ｆｂに設定するためのデューティ比ＤＲを演算する（ステップＳ０５）。

コンバータ用ＰＷＭ信号変換部６８は、その演算したデューティ比ＤＲに基づいて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する（ステップＳ０６）。

これにより、昇圧コンバータ１２は、出力電圧Ｖｍが電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐになるように直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する。フィードバック電圧指令演算部６４およびコンバータ用デューティ比演算部６６は、かかる一連の制御を、制御タイミングごとに漸増または漸減する電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに基づいて、出力電圧Ｖｍが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍになるまで繰り返し実行する（ステップＳ０７）。

図９は、図８に示すステップＳ０２の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。

図９を参照して、電圧指令変化率設定部６２は、インバータ入力電圧指令演算部６０から目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍを受けると（ステップＳ１０）、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍよりも低電圧となるように、しきい値Ｖｄｃ＿ｔｈを設定する（ステップＳ１１）。

次に、電圧指令変化率設定部６２は、現在の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐがしきい値Ｖｄｃ＿ｔｈ以下であるか否かを判定する（ステップＳ１２）。

ステップＳ１２において、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐがしきい値Ｖｄｃ＿ｔｈ以下と判定されると、電圧指令変化率設定部６２は、変化率の絶対値を予め記憶している第１の値Ｒ１に設定する（ステップＳ１３）。そして、設定した変化率Ｒ１に基づいて、次の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを演算する。

一方、ステップＳ１２において、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐがしきい値Ｖｄｃ＿ｔｈを越えると判定されると、電圧指令変化率設定部６２は、変化率の絶対値を第１の値Ｒ１よりも小さい第２の値Ｒ２に設定する（ステップＳ１４）。そして、設定した変化率Ｒ２に基づいて、次の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐを演算する。

なお、ステップＳ１２〜Ｓ１４に示す一連の動作は、ステップＳ１５において、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに達するまで、制御タイミングごとに繰り返し実行される。

以上のように、この発明の実施の形態によれば、電圧指令変化率設定部６２は、現在の制御タイミングにおける電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに基づいて変化率を設定することから、出力電圧Ｖｍの検出値に基づいて変化率を制御する従来のコンバータ制御回路に対して、高い制御応答性を実現できる。その結果、出力電圧Ｖｍのオーバーシュートを抑制することができる。

また、出力電圧Ｖｍは、目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに達するまで安定して制御されることから、負荷であるコンデンサＣ２およびインバータ１４を過電圧から保護することができる。このため、これまで過電圧を見込んで定格電圧が比較的高い部品で構成されていた負荷を、定格電圧がより低い、小型で廉価な部品で構成することが可能となるため、モータ駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

さらに、電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐに基づいて変化率を設定するため、出力電圧Ｖｍの検出値に基づいて変化率を設定する従来のコンバータ制御回路に対して、電圧変換動作を開始したタイミングから出力電圧Ｖｍが目標電圧Ｖｄｃ＿ｃｏｍに達するタイミングまでの期間をより正確に把握することができるため、モータ制御の応答期間を管理することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、自動車に搭載されるモータ駆動装置に適用することができる。

この発明の実施の形態による電圧変換装置が適用されるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１における制御装置の機能ブロック図である。 図２におけるインバータ制御回路の機能ブロック図である。 図２におけるコンバータ制御回路の機能ブロック図である。 従来のコンバータ制御回路を適用したときに得られる電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ、出力電圧Ｖｍおよび直流電圧Ｖｂの出力波形を示す図である。 この発明による電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐの設定動作を説明するための概略図である。 この発明によるコンバータ制御回路を適用したときに得られる電圧指令値Ｖｄｃ＿ｓｔｐ、出力電圧Ｖｍおよび直流電圧Ｖｂの出力波形を示す図である。 図１に示す昇圧コンバータを制御する動作を説明するためのフローチャートである。 図８に示すステップＳ０２の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０，１３ 電圧センサ、１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、１８，２４ 電流センサ、３０ 制御装置、４１ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、６０ インバータ入力電圧指令演算部、６２ 電圧指令変化率設定部、６４ フィードバック電圧指令演算部、６６ コンバータ用デューティ比演算部、６８ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、３０１ インバータ制御回路、３０２ コンバータ制御回路、Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｃ２ コンデンサ、Ｂ 直流電源、Ｍ１ 交流モータ。

Claims (4)

1. 電源と負荷を駆動する駆動回路との間で直流電圧を変換する電圧変換器と、
   前記電圧変換器の出力電圧が前記負荷の要求出力から決定された目標電圧に一致するように、前記電圧変換器を制御する制御回路を備え、
   前記制御回路は、
   前記目標電圧を最終値として電圧指令値を演算する電圧指令演算手段と、
   制御タイミングごとに、演算された前記電圧指令値と前記出力電圧とが一致するように、前記電圧変換器を制御する電圧変換制御手段とを含み、
   前記電圧指令演算手段は、現在の制御タイミングにおける前記電圧指令値の大きさに応じて、前記電圧指令値の変化率を可変とする、電圧変換装置。
2. 前記電圧変換器と前記駆動回路との間に配され、変換された前記直流電圧を平滑化して前記駆動回路に入力する容量素子をさらに備える、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記電圧指令演算手段は、前記目標電圧よりも低電圧に設定された所定のしきい値を有し、前記電圧指令値が前記しきい値に達するまでは、前記変化率の絶対値を第１の値に設定して前記電圧指令値を演算し、前記電圧指令値が前記しきい値以上となると、前記変化率の絶対値を前記第１の値よりも小さい第２の値に設定して前記電圧指令値を演算する、請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記しきい値は、前記負荷への入力が許容される最大電圧よりも低い電圧である、請求項３に記載の電圧変換装置。

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