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JP2006319477A - Composite antenna - Google Patents

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JP2006319477A
JP2006319477A JP2005137868A JP2005137868A JP2006319477A JP 2006319477 A JP2006319477 A JP 2006319477A JP 2005137868 A JP2005137868 A JP 2005137868A JP 2005137868 A JP2005137868 A JP 2005137868A JP 2006319477 A JP2006319477 A JP 2006319477A
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JP
Japan
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frequency band
band
frequency
radiating element
composite antenna
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Pending
Application number
JP2005137868A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Kazusuke Yanagisawa
和介 柳沢
Kenichi Miki
健一 三木
Fusao Sekiguchi
房雄 関口
Tetsuya Shimazaki
哲哉 島▲崎▼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yokowo Co Ltd
Original Assignee
Yokowo Co Ltd
Yokowo Mfg Co Ltd
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Publication date
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Priority to JP2005137868A priority Critical patent/JP2006319477A/en
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a small composite antenna that can be shared in a plurality of frequency bands. <P>SOLUTION: The composite antenna is provided with a radiating element 11 capable of resonating with a plurality of frequencies in a high frequency zone. The one end side of the radiating element 11 is coupled with an inductive element 13 a tuning circuit 14, and a filter B16 which can pass a signal of the digital TV band and can be substantially made as the open end to the portable telephone band. A filter A17 can pass the signal of the portable telephone band and can be substantially made as the open end to the digital TV band, and is capacity-coupled to the other end side of the radiating element 11. A control signal for changing a tuning frequency is input to the tuning circuit 14 from the outside. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は携帯電話帯及びデジタルTV帯に対応した携帯無線機、移動無線機等に用いられる複合アンテナに関する。携帯電話帯とは、携帯電話無線機(以下、単に「携帯電話」とする)において使用される周波数帯をいい、デジタルTV帯とは、デジタルテレビジョン放送(以下、単に「デジタルTV」とする)において使用される周波数帯をいう。   The present invention relates to a composite antenna used for a portable wireless device, a mobile wireless device, etc. compatible with a mobile phone band and a digital TV band. The mobile phone band refers to a frequency band used in a mobile phone radio (hereinafter simply referred to as “mobile phone”), and the digital TV band refers to digital television broadcasting (hereinafter simply referred to as “digital TV”). ) Refers to the frequency band used.

携帯電話には、マルチメディア化に伴いマルチバンド対応でありながら小型にすることが求められている。特に、近年、デジタルTV帯に対応できることが携帯電話にも要望されている。そのため、携帯電話に実装されるアンテナも、デジタルTV帯に対応した小型のものが要望されている。
デジタルTV帯に対応可能な小型アンテナとして、従来は、エレメント長を切替える電子切換型アンテナ、イヤホーンコードを利用したイヤホーンアンテナ等が知られている。
デジタルTV帯は470〜770MHzのように周波数帯域が300MHzにも及ぶため、従来は、携帯電話帯とデジタルTV帯とでそれぞれ専用のアンテナにならざるを得ず、両者の周波数帯において共用可能な複合アンテナは、実用化されていなかった。
そのため、携帯電話にアンテナを実装する場合、それらの大きさや実装スペースが問題となり、改善が望まれていた。
Mobile phones are required to be small in size while being compatible with multi-band with the development of multimedia. In particular, in recent years, mobile phones are also required to be compatible with digital TV bands. For this reason, a small antenna compatible with the digital TV band is also demanded for the antenna mounted on the mobile phone.
Conventionally, as a small antenna compatible with a digital TV band, an electronic switching antenna that switches the element length, an earphone antenna that uses an earphone cord, and the like are known.
Since the digital TV band has a frequency band as high as 300 MHz, such as 470 to 770 MHz, the mobile phone band and the digital TV band have to be dedicated antennas, and can be shared in both frequency bands. The composite antenna has not been put into practical use.
Therefore, when an antenna is mounted on a mobile phone, the size and mounting space become a problem, and improvement has been desired.

本発明は、このような問題を解決するもので、携帯電話帯及びデジタルTV帯の双方に良好に対応し得る小型の複合アンテナを提供することをその目的とする。   The present invention solves such a problem, and an object of the present invention is to provide a small composite antenna that can satisfactorily cope with both a mobile phone band and a digital TV band.

本発明が提供する複合アンテナは、高周波域の複数の周波数に共振可能な放射素子を備えており、前記放射素子の一端側には、当該放射素子で共振可能な第1周波数帯の信号を通過させるとともに該第1周波数帯よりも低い第2周波数帯に対しては実質的に開放端となり得る高インピーダンス回路として作用する第1経路ユニットが結合されており、前記放射素子の他端側には、当該放射素子で共振可能な前記第2周波数帯の信号を通過させるとともに前記第1周波数帯に対しては実質的に開放端となり得る高インピーダンス回路として作用する第2経路ユニットが結合されており、前記第2経路ユニットは、前記第2周波数帯のいずれかの周波数を外部制御により選択的に同調させる同調回路を含み、この同調回路で同調した周波数の信号を通過させるものである。   The composite antenna provided by the present invention includes a radiating element that can resonate at a plurality of frequencies in a high frequency range, and a signal in a first frequency band that can resonate by the radiating element passes through one end side of the radiating element. And a second path band lower than the first frequency band is coupled to a first path unit that acts as a high impedance circuit that can be substantially an open end, In addition, a second path unit that functions as a high-impedance circuit that allows a signal in the second frequency band that can resonate with the radiating element to pass and that can substantially become an open end is coupled to the first frequency band. The second path unit includes a tuning circuit that selectively tunes any frequency in the second frequency band by external control, and a signal having a frequency tuned by the tuning circuit. It is intended to pass.

前記第2経路ユニットは、具体的には、前記同調回路で同調する周波数に対する電気的な波長延長素子であって該同調回路を前記放射素子に誘導結合させる誘導性素子を含んでいる。該誘導性素子は、前記同調回路で同調しない周波数に対しては高インピーダンス素子として作用する。   Specifically, the second path unit includes an inductive element that is an electrical wavelength extending element for a frequency tuned by the tuning circuit and inductively couples the tuning circuit to the radiating element. The inductive element acts as a high impedance element for frequencies that are not tuned by the tuning circuit.

前記第1経路ユニットは、具体的には、前記放射素子の一端側と容量結合又は誘導結合される第1フィルタを含んでいる。この第1フィルタが、前記放射素子で共振可能な第1周波数帯に対しては低インピーダンスとなり、前記第2周波数帯に対しては高インピーダンスとなる。   Specifically, the first path unit includes a first filter that is capacitively coupled or inductively coupled to one end side of the radiating element. The first filter has a low impedance for the first frequency band that can resonate with the radiating element, and has a high impedance for the second frequency band.

第1周波数帯との分離をより確実にする観点からは、前記第2経路ユニットを、前記第2周波数帯に対しては低インピーダンスとなり、前記第1周波数帯に対しては高インピーダンスとなる第2フィルタを含み、この第2フィルタと前記誘導性素子との協働によって前記第1周波数帯の信号の通過を制限するように構成する。   From the viewpoint of further ensuring separation from the first frequency band, the second path unit has a low impedance with respect to the second frequency band and a high impedance with respect to the first frequency band. 2 filters, and the second filter and the inductive element cooperate to limit the passage of signals in the first frequency band.

前記放射素子は、例えば、折り返し型、メアンダ型又は板状であり、その電気的な長さが、前記第1周波数帯の設定周波数により固定的に定まる。この電気的な長さは、より具体的には、設定周波数の波長λに対して、略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)であり、前記放射素子と前記誘導性素子の電気的な長さの和が、略(2n+1)λ/8(n=0,1,2,…)、又は略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)である。   The radiating element is, for example, a folded type, a meander type, or a plate shape, and its electrical length is fixedly determined by the set frequency of the first frequency band. More specifically, the electrical length is approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...) With respect to the wavelength λ of the set frequency, and the radiating element and the induction The sum of the electrical lengths of the active elements is approximately (2n + 1) λ / 8 (n = 0, 1, 2,...) Or approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...) It is.

ある実施の形態では、前記第2周波数帯が前記同調回路で同調するデジタルTVの使用周波数帯であり、前記第1周波数帯が前記同調回路で同調しない携帯電話の使用周波数帯である。
第2周波数帯における周波数は、任意に設定することができる。この場合、外部から制御信号が供給される制御信号入力端子を備え、この制御信号入力端子に供給された制御信号の電圧値に応じた周波数が前記同調回路において同調するように構成する。
In one embodiment, the second frequency band is a use frequency band of a digital TV that is tuned by the tuning circuit, and the first frequency band is a use frequency band of a mobile phone that is not tuned by the tuning circuit.
The frequency in the second frequency band can be arbitrarily set. In this case, a control signal input terminal to which a control signal is supplied from the outside is provided, and a frequency corresponding to the voltage value of the control signal supplied to the control signal input terminal is tuned in the tuning circuit.

複合アンテナのサイズをより小型にする観点からは、前記放射素子、前記第1経路ユニット、前記第2ユニット、前記同調回路、前記結合素子が、それぞれ誘電体基体に一体に具備されるようにする。   From the viewpoint of further reducing the size of the composite antenna, the radiating element, the first path unit, the second unit, the tuning circuit, and the coupling element are each integrally provided on a dielectric substrate. .

本発明の複合アンテナは、複数の周波数が用意されているデジタルTV帯のような第2周波数帯と、携帯電話帯のような第1周波数帯において共用可能であり、しかも第2周波数帯で同調する周波数を任意に変えることができるという効果がある。そのため、小型でマルチバンド対応のアンテナを実現することができ、携帯無線その他の移動無線の用途を大幅に拡張することができる。   The composite antenna of the present invention can be shared in a second frequency band such as a digital TV band in which a plurality of frequencies are prepared and a first frequency band such as a mobile phone band, and is tuned in the second frequency band. There is an effect that the frequency to be changed can be arbitrarily changed. Therefore, a small and multi-band antenna can be realized, and the use of portable radio and other mobile radio can be greatly expanded.

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態例を説明する。
本発明の複合アンテナの構成例を図1および図2に示す。図1は、いわゆる1給電方式の複合アンテナ、図2は、いわゆる2給電方式の複合アンテナである。このように2つの給電方式は、それを取り付ける通信機の構造の相違を考慮して選択される。例えば、携帯電話では、そのサイズやフロントエンド部の構造が、アンテナの給電方法、アンテナの位置等によって大きく左右される。1給電方式の場合、構造上は、給電点の位置の制約が少なくなるが、使用周波数帯を全て分波するために、複雑な分波回路が必要となる。2給電方式は給電点が2つとなり、位置制約が生じるが、あらかじめ周波数が分波されているため、複雑な分波回路は必要なくなる。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
A configuration example of the composite antenna of the present invention is shown in FIGS. FIG. 1 shows a so-called single-feed type composite antenna, and FIG. 2 shows a so-called double-feed type composite antenna. As described above, the two power feeding methods are selected in consideration of the difference in the structure of the communication device to which the two power feeding methods are attached. For example, in a mobile phone, the size and the structure of the front end part greatly depend on the antenna feeding method, the antenna position, and the like. In the case of the single feeding method, the restriction on the position of the feeding point is reduced in terms of structure, but a complicated branching circuit is required to branch all the used frequency bands. In the 2-feed system, there are two feed points and position restrictions occur. However, since the frequency is demultiplexed in advance, a complicated demultiplexing circuit is not necessary.

<1給電方式の複合アンテナの構成>
まず、図1を参照して1給電方式の複合アンテナについて説明する。この複合アンテナは、放射素子11と、結合素子12およびフィルタA17を含む第1経路ユニットと、誘導性素子13、同調回路14およびフィルタB16を含む第2経路ユニットと、各フィルタ16,17に接続される一つの給電端子19と、分波回路20とを備えている。各部品は、それぞれ以下のようなものである。
<Configuration of 1-feed system composite antenna>
First, a single-feed-type composite antenna will be described with reference to FIG. The composite antenna is connected to the radiating element 11, the first path unit including the coupling element 12 and the filter A 17, the second path unit including the inductive element 13, the tuning circuit 14 and the filter B 16, and the filters 16 and 17. One power supply terminal 19 and a branching circuit 20 are provided. Each part is as follows.

[放射素子]
放射素子11は、携帯電話の使用周波数帯からデジタルTVの周波数帯の複数の周波数帯において共振可能な素子である。このような放射素子としては、例えば、特許第2898921号に示された折り返しアンテナを使用することができる。この折り返しアンテナは、両端部を有する長尺状の導体からなるアンテナエレメントが長尺方向に沿って実質的に平行になるように、少なくとも1回折り返されてアンテナエレメントに折り返し部が形成されているものである。アンテナエレメントは、その全体で第1の周波数帯に対して実質的に1/4波長で共振し得る長さに形成されており、かつ、折り返し部は、隣接するアンテナエレメント間の電気的結合により、第1の周波数帯のほぼ2倍の第2周波数帯に対して実質的に3/4波長で共振し得るように形成されている。
[Radiation element]
The radiating element 11 is an element that can resonate in a plurality of frequency bands from a use frequency band of a mobile phone to a frequency band of a digital TV. As such a radiating element, for example, a folded antenna disclosed in Japanese Patent No. 2898921 can be used. This folded antenna is folded at least once so that the antenna element made of a long conductor having both ends is substantially parallel along the longitudinal direction, and the folded portion is formed in the antenna element. Is. The antenna element as a whole is formed in a length that can resonate substantially at a quarter wavelength with respect to the first frequency band, and the folded portion is formed by electrical coupling between adjacent antenna elements. The second frequency band, which is approximately twice the first frequency band, is formed so as to be able to resonate substantially at ¾ wavelength.

より安価で放射効率を高める観点からは、板状の放射素子にすることもできる。板状の場合、図1のように、1回の折り返し構造の放射素子11であってもよく、図3(a)に示すように、2回の折り返し構造の放射素子11aであってもよい。アンテナをより小型にしたい場合は、図3(b)のように線路長を短縮できるメアンダ状の放射素子11bを用いてもよい。放射素子11は、いずれも両端部を有するものであるが、端部間の形状に応じて、各端部に結合させる結合素子12、12’および同調回路14は、図1、図3(a)、(b)のように配置する。
この場合、放射素子11a,11bの各素子長は、放射素子全長、又は折り返し長を、携帯電話帯で予め固定的に定められている周波数帯(以下、このような周波数帯を「固定周波数帯」とする)の設定バンド内で任意に設定された設定周波数に対して、略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)になるように設定される。λは使用する周波数帯の波長である。また、放射素子全長と誘導性素子13の電気的な長さの和が、後述する同調回路14において同調可能な周波数帯(以下、このような周波数帯を固定周波数帯に対して「同調周波数帯」という)の設定バンド内で任意に設定した設定周波数に対して略(2n+1)λ/8(n=0,1,2,…)、又は略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)になるように誘導性素子13が設定される。
From the viewpoint of increasing the radiation efficiency at a lower price, a plate-shaped radiation element can be used. In the case of a plate shape, the radiating element 11 may be folded once as shown in FIG. 1, or the radiating element 11a may be folded twice as shown in FIG. . When it is desired to make the antenna smaller, a meander-shaped radiating element 11b that can shorten the line length as shown in FIG. 3B may be used. The radiating element 11 has both end portions, but the coupling elements 12, 12 'and the tuning circuit 14 to be coupled to each end portion are shown in FIGS. ) And (b).
In this case, the element length of each of the radiating elements 11a and 11b is the frequency band (hereinafter referred to as “fixed frequency band”) in which the total length of the radiating element or the turnaround length is fixedly determined in advance in the mobile phone band. Is set so as to be approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...) With respect to a set frequency arbitrarily set within the set band. λ is the wavelength of the frequency band to be used. In addition, the sum of the total length of the radiating element and the electrical length of the inductive element 13 is a frequency band that can be tuned by a tuning circuit 14 (to be described later). (2n + 1) λ / 8 (n = 0, 1, 2,...) Or substantially (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1) , 2, ...), the inductive element 13 is set.

[第1経路ユニット]
結合素子12は、放射素子11の一端側とフィルタA17とを結合させるもので、例えばメアンダ状の線路あるいは板状のものである。この実施形態では、容量結合させる場合の例を示している。すなわち、上記の線路等をフィルタA17の一端から延出させ、放射素子11と所定の間隔で容量結合させる。容量結合により、周波数が高い信号ほど放射素子11と結合しやすくなる。容量結合による結合容量値は、上記の間隔及び結合線路長により調整することができる。この結合容量値は、携帯電話帯において必要とされる性能が最適になるように設定される。結合容量値が集中定数素子で構成できる場合は集中定数素子を用いることができる。この集中定数素子は、表面実装素子でもかまわない。
[First path unit]
The coupling element 12 couples one end side of the radiating element 11 and the filter A17, and is, for example, a meandering line or a plate. In this embodiment, an example in the case of capacitive coupling is shown. That is, the above-described line or the like is extended from one end of the filter A17 and capacitively coupled to the radiating element 11 at a predetermined interval. Due to capacitive coupling, a signal having a higher frequency is more easily coupled to the radiating element 11. The coupling capacitance value by capacitive coupling can be adjusted by the above-mentioned distance and coupled line length. This coupling capacitance value is set so that the performance required in the mobile phone band is optimized. In the case where the coupling capacitance value can be constituted by a lumped constant element, a lumped constant element can be used. The lumped element may be a surface mount element.

なお、結合素子12と並列に、トラップ回路を設けてもよい。このようにすれば、不要な信号の回り込みを確実に防止することができる。また、放射素子11と結合素子12との結合を誘導結合にしてもよい。   A trap circuit may be provided in parallel with the coupling element 12. In this way, unnecessary signal wraparound can be reliably prevented. Further, the coupling between the radiating element 11 and the coupling element 12 may be inductive coupling.

フィルタA17は、携帯電話帯の周波数と共振する一方、デジタルTV帯の周波数の信号に対しては開放端となり得るほどの高インピーダンス回路として作用するように設定されるフィルタである。このようなフィルタの構成例の一例を図4に示す。図4(a)は、共振周波数帯において高インピーダンスになる並列型、図4(b)は、共振周波数帯のみ低インピーダンスとなる直列型、図4(c)は、複数の共振周波数帯で低インピーダンスとなる直並列型等が使用できる。フィルタA17は、集中定数素子又は分布定数素子で構成される。集中定数素子は、表面実装素子であってもよい。このフィルタA17の一端は結合素子に接続され、その他端は、給電端子19に接続される。   The filter A17 is a filter that is set so as to act as a high impedance circuit that can resonate with the frequency of the digital TV band while being resonated with the frequency of the mobile phone band and can be an open end. An example of a configuration example of such a filter is shown in FIG. 4A is a parallel type in which high impedance is obtained in the resonance frequency band, FIG. 4B is a series type in which only the resonance frequency band is low impedance, and FIG. 4C is low in a plurality of resonance frequency bands. A series-parallel type that provides impedance can be used. The filter A17 is composed of a lumped constant element or a distributed constant element. The lumped element may be a surface mount element. One end of the filter A 17 is connected to the coupling element, and the other end is connected to the power supply terminal 19.

[第2経路ユニット]
誘導性素子13は、放射素子11の他端側と同調回路14とを誘導結合させるものであり、同調周波数帯(デジタルTV帯)に対しては電気的波長延長として作用し、他方、携帯電話帯に対しては開放端とされ得るほどの高インピーダンス素子として作用するように設定される。誘導性素子13は、集中定数素子又は分布定数素子で構成される。集中定数素子は表面実装素子でもかまわない。
[Second path unit]
The inductive element 13 inductively couples the other end side of the radiating element 11 and the tuning circuit 14, and acts as an electrical wavelength extension for the tuning frequency band (digital TV band). The band is set to act as a high impedance element that can be an open end. The inductive element 13 is composed of a lumped constant element or a distributed constant element. The lumped element may be a surface mount element.

同調回路14は、放射素子11で共振する周波数を可変にするための回路である。本発明の複合アンテナは、携帯電話帯(固定周波数帯)のほか、デジタルTV帯などの広帯域なバンドにおいても同調するものを用いる必要がある。そのため、インターフェース側から設定周波数に対応した制御信号電圧を供給してもらい、この制御信号電圧により可変容量素子の容量値を変化させ、設定周波数に対応した共振周波数の同調動作を行わせるようにする。本実施形態において上記動作を行わせるための同調回路14の具体的な回路構成例を図5(a)、(b)に示す。   The tuning circuit 14 is a circuit for changing the frequency at which the radiating element 11 resonates. The composite antenna of the present invention needs to use an antenna that tunes not only in a mobile phone band (fixed frequency band) but also in a wide band such as a digital TV band. Therefore, the control signal voltage corresponding to the set frequency is supplied from the interface side, the capacitance value of the variable capacitance element is changed by this control signal voltage, and the tuning operation of the resonance frequency corresponding to the set frequency is performed. . 5A and 5B show specific circuit configuration examples of the tuning circuit 14 for performing the above operation in the present embodiment.

図5(a)の回路は、誘導性素子とフィルタB16との間に、第1のインダクタンス素子L21と、この第1のインダクタンス素子L21に対して直列に接続された、第2のインダクタンス素子L22および可変容量素子の並列回路と、高周波的に影響を少なくするための抵抗R11を介して可変容量素子に制御信号電圧を供給するための制御端子CONとを含んで構成される。抵抗R11は数kΩ(例えば10kΩ)のものを用いる。
並列回路とフィルタB16との間は、抵抗R12を介してアースラインに接続される。高抵抗R11は、高周波的に高インピーダンスになるようなインダクタンス素子でも構わない。
In the circuit of FIG. 5A, a first inductance element L21 and a second inductance element L22 connected in series to the first inductance element L21 are provided between the inductive element and the filter B16. And a parallel circuit of variable capacitance elements, and a control terminal CON for supplying a control signal voltage to the variable capacitance elements via a resistor R11 for reducing the influence on high frequency. The resistor R11 has a resistance of several kΩ (for example, 10 kΩ).
The parallel circuit and the filter B16 are connected to the ground line via the resistor R12. The high resistance R11 may be an inductance element that has high impedance at high frequencies.

第1のインダクタンス素子L21および第2のインダクタンス素子L22は、上記の並列回路が所望の周波数帯域内で共振することを防止するために設けられる。各インダクタンスL21,L22のインダクタンスは、それぞれ、誘導性素子12により誘導結合された放射素子11および第1のインダクダンス素子L21の合成リアクタンス分と、上記の並列回路の合成リアクタンス分とが打ち消しあう値に設定される。一例を挙げれば、第1のインダクタンス素子L21のインダクタンスは27nH、第2のインダクタンス素子L22のインダクタンスは18nHである。可変容量素子は、2つの可変容量ダイオード、例えばバラクタダイオードCV1,CV2のカソード同士を直列に接続したものを用いる。制御端子CONに供給された制御信号電圧は、この接続点に印加される。   The first inductance element L21 and the second inductance element L22 are provided to prevent the parallel circuit from resonating within a desired frequency band. The inductances of the inductances L21 and L22 are values that cancel out the combined reactance of the radiating element 11 and the first inductance element L21 inductively coupled by the inductive element 12 and the combined reactance of the parallel circuit, respectively. Set to For example, the inductance of the first inductance element L21 is 27 nH, and the inductance of the second inductance element L22 is 18 nH. As the variable capacitance element, two variable capacitance diodes, for example, those in which the cathodes of varactor diodes CV1 and CV2 are connected in series are used. The control signal voltage supplied to the control terminal CON is applied to this connection point.

このように、2つの可変容量ダイオードCV1,CV2を逆極性で直列に接続することにより、その2つの可変容量ダイオードCV1,CV2には、同じ電圧値の制御信号電圧が印加される。直列接続なので、2つの可変容量ダイオードCV1,CV2による合成容量値は、一つのときの1/2となる。従って、例えば容量を1pFから2pFに変化させるのに、1つの可変容量ダイオードでは2Vから5Vに変化させることが必要であるのに、2つの場合には0.5Vから2Vと、低い電圧値で同じ容量変化を得ることができる。一般に低容量値で変化量の大きい可変容量ダイオードは少ないため、この接続により低容量値変化に有利で、かつ、低電圧で制御可能となる。   In this way, by connecting the two variable capacitance diodes CV1 and CV2 in series with opposite polarities, the control signal voltage having the same voltage value is applied to the two variable capacitance diodes CV1 and CV2. Since they are connected in series, the combined capacitance value of the two variable capacitance diodes CV1 and CV2 is ½ that of one. Therefore, for example, to change the capacitance from 1 pF to 2 pF, it is necessary to change from 2 V to 5 V in one variable capacitance diode, but in the case of two, the voltage value is as low as 0.5 V to 2 V. The same capacity change can be obtained. In general, since there are few variable capacitance diodes having a low capacitance value and a large amount of change, this connection is advantageous for a low capacitance value change and can be controlled with a low voltage.

可変容量素子は、制御端子CONに供給される制御信号電圧の電圧値が大きくなるにつれて、合成容量値が小さくなり、共振周波数は高くなる。つまり、制御信号電圧の電圧値を高くすることにより、同調する周波数を高くすることができ、逆に電圧値を低くすれば、同調する周波数を低く調整することができる。   In the variable capacitance element, as the voltage value of the control signal voltage supplied to the control terminal CON increases, the combined capacitance value decreases and the resonance frequency increases. That is, by increasing the voltage value of the control signal voltage, the frequency to be tuned can be increased. Conversely, if the voltage value is decreased, the frequency to be tuned can be adjusted low.

抵抗R12は、可変容量ダイオードCV1,CV2の直流成分をアースラインに流すもので、高周波的には影響しない10kΩ以上の高抵抗が選定される。この抵抗R12も、高周波的に高インピーダンスになるようなインダクタンス素子でも構わない。   The resistor R12 allows the DC component of the variable capacitance diodes CV1 and CV2 to flow through the ground line, and a high resistance of 10 kΩ or higher that does not affect high frequency is selected. The resistor R12 may also be an inductance element that has a high impedance at a high frequency.

なお、同調回路14は、図5(b)のように構成することもできる。すなわち、図5(a)に示した第2のインダクタンス素子L22と可変容量素子との並列回路に代えて、可変容量素子のみを用いる。第3のインダクタンス素子L31は、上述した第1のインダクタンスL21と同様の目的で使用される。抵抗R32は上述した抵抗R11と同じ目的で使用され、抵抗R31、R33は、それぞれ上述した抵抗R12と同じ目的で使用される。このような構成の同調回路は、共振周波数の関係が並列の共振回路から直列の共振回路に変わるだけで、制御端子CONに供給される制御信号電圧の電圧値により共振周波数を調整できる点は、図5(a)に示したものと同様となる。   The tuning circuit 14 can also be configured as shown in FIG. That is, only the variable capacitance element is used instead of the parallel circuit of the second inductance element L22 and the variable capacitance element shown in FIG. The third inductance element L31 is used for the same purpose as the first inductance L21 described above. The resistor R32 is used for the same purpose as the resistor R11 described above, and the resistors R31 and R33 are used for the same purpose as the resistor R12 described above. In the tuning circuit having such a configuration, the resonance frequency can be adjusted by the voltage value of the control signal voltage supplied to the control terminal CON only by changing the relationship of the resonance frequency from the parallel resonance circuit to the series resonance circuit. This is the same as that shown in FIG.

フィルタB16は、デジタルTV帯の周波数で共振する一方、携帯電話帯の周波数の信号に対しては高インピーダンス回路となるように設定される。フィルタB16の具体的な構成例は、図4(a)〜(c)に示されるとおりである。   The filter B16 resonates at the frequency of the digital TV band, and is set to be a high impedance circuit for a signal of the frequency of the mobile phone band. A specific configuration example of the filter B16 is as shown in FIGS.

[分波回路]
分波回路20は、携帯電話帯の周波数fL〜fHと、デジタルTV帯の周波数fT1〜fT2とを選択的に給電端子19に入力するものである。分波回路20自体は、公知のものを用いることができる。
[Demultiplexer circuit]
The demultiplexing circuit 20 selectively inputs the frequencies fL to fH of the mobile phone band and the frequencies fT1 to fT2 of the digital TV band to the power supply terminal 19. A known circuit can be used as the branching circuit 20 itself.

<2給電方式の複合アンテナの構成>
2給電方式の複合アンテナは、図2に示されるように、デジタルTV帯の周波数fT1〜fT2専用の給電端子18を独立に設け、給電端子19には、分波回路20から携帯電話帯の周波数fL〜fHのみが入力されるようにしたものである。他の部品については、1給電方式のものと同じになる。
<Configuration of two-feed system composite antenna>
As shown in FIG. 2, the two-feed type composite antenna is provided with a feed terminal 18 dedicated to the frequencies fT1 to fT2 of the digital TV band independently. Only fL to fH are input. Other parts are the same as those of the single power feeding method.

<複合アンテナの動作>
次に、上記のように構成される複合アンテナの動作を説明する。
本発明の複合アンテナは、放射素子11を携帯電話帯とデジタルTV帯とで共用する。それがなぜ可能になるのかを、以下説明する。
携帯電話帯は、800MHz帯(fL)および1.5GHz帯(fH)、デジタルTV帯は、約470MHz(fT1)〜770MHz(fT2)とする。また、給電端子19につながる第1経路ユニットを携帯電話帯用、給電端子18につながる第2経路ユニットをデジタルTV帯用とする。
<Operation of composite antenna>
Next, the operation of the composite antenna configured as described above will be described.
In the composite antenna of the present invention, the radiating element 11 is shared by the mobile phone band and the digital TV band. The following explains why this is possible.
The mobile phone band is 800 MHz band (fL) and 1.5 GHz band (fH), and the digital TV band is about 470 MHz (fT1) to 770 MHz (fT2). The first path unit connected to the power supply terminal 19 is used for a mobile phone band, and the second path unit connected to the power supply terminal 18 is used for a digital TV band.

[携帯電話帯での動作]
携帯電話帯では、図6に示すように、複合アンテナは、放射素子11にフィルタA17を介して結合素子により容量C1で容量結合で給電された構成となる。このとき、放射素子11に接続されている誘導性素子13が放射素子11に対して携帯電話帯で高インピーダンス素子として作用する。フィルタB16も、携帯電話帯で高インピーダンス回路となるため、誘導性素子13のインピーダンス値が性能的に不十分のとき、例えばインピーダンスが低いときであっても、2つの合成によって、より高いインピーダンス効果を得ることができ、同調回路14、フィルタB16、給電端子18の装荷による携帯電話帯の性能への影響を低減させることができる。この結果、この複合アンテナは、放射素子11に容量給電されたフィルタ付の先端開放アンテナとして動作する。
[Operation on mobile phone band]
In the cellular phone band, as shown in FIG. 6, the composite antenna has a configuration in which the radiating element 11 is fed by capacitive coupling with a capacitor C <b> 1 by a coupling element via a filter A <b> 17. At this time, the inductive element 13 connected to the radiating element 11 acts on the radiating element 11 as a high impedance element in the mobile phone band. Since the filter B16 is also a high-impedance circuit in the cellular phone band, even when the impedance value of the inductive element 13 is insufficient in performance, for example, when the impedance is low, a higher impedance effect can be obtained by combining the two. And the influence on the performance of the cellular phone band due to the loading of the tuning circuit 14, the filter B16, and the power supply terminal 18 can be reduced. As a result, this composite antenna operates as an open-ended antenna with a filter that is capacitively fed to the radiating element 11.

図7は、携帯電話帯で動作するときの複合アンテナのVSWR特性図である。給電端子19側には共振周波数fL,fHが現われ、デジタルTV帯のfT1〜fT2は破線で示されるように、現れない。   FIG. 7 is a VSWR characteristic diagram of the composite antenna when operating in the mobile phone band. Resonant frequencies fL and fH appear on the power supply terminal 19 side, and fT1 to fT2 in the digital TV band do not appear as indicated by broken lines.

[デジタルTV帯での動作]
デジタルTV帯では、図8に示すように、給電端子18からの給電となる。複合アンテナは、放射素子11に対して結合素子との容量結合による容量値C1がデジタルTV帯においては高インピーダンス素子となる。フィルタA17も、デジタルTV帯において高インピーダンス回路となるため、容量値C1によるインピーダンス値が性能的に不十分であっても、2つの合成によって放射素子11に対して、より高いインピーダンス効果を得ることができる。この結果、給電端子19及び結合素子12、フィルタA17の装荷によるデジタルTV帯の性能への影響を低減することができる。
[Operation in digital TV band]
In the digital TV band, power is supplied from a power supply terminal 18 as shown in FIG. The composite antenna has a capacitance value C1 obtained by capacitive coupling with the coupling element with respect to the radiating element 11 in the digital TV band. Since the filter A17 is also a high impedance circuit in the digital TV band, even if the impedance value due to the capacitance value C1 is insufficient in performance, a higher impedance effect can be obtained for the radiating element 11 by combining the two. Can do. As a result, the influence on the performance of the digital TV band due to the loading of the power supply terminal 19, the coupling element 12, and the filter A17 can be reduced.

放射素子11の電気的波長では、デジタルTV帯に対してはやや不十分な長さとなるが、給電端子18側から見た電気的波長の長さは、誘導性素子13と放射素子11の電気的な長さの和となり、誘導性素子13が電気的波長延長として働くので、電気的波長を長くすることができる。また、同調回路14により、広帯域にアンテナ共振周波数が同調可能となり、低周波帯で広帯域なフィルタ付先端開放同調アンテナとして動作する。
なお、誘導性素子13を放射可能な分布定数素子で構成することによって、より利得の高いアンテナを得ることができる。
The electrical wavelength of the radiating element 11 is slightly insufficient for the digital TV band, but the length of the electrical wavelength viewed from the power supply terminal 18 side is the electric power of the inductive element 13 and the radiating element 11. Since the inductive element 13 functions as an electrical wavelength extension, the electrical wavelength can be increased. Further, the tuning circuit 14 can tune the antenna resonance frequency over a wide band, and operates as a filter-open end tuning antenna with a wide band in the low frequency band.
Note that an antenna with higher gain can be obtained by configuring the inductive element 13 with a radiated distributed constant element.

図9は、デジタルTV帯で動作するときの複合アンテナのVSWR特性図である。実線で示されるのが、デジタルTV帯である。給電端子18での共振周波数は、誘導性素子13により、fLの共振周波数が低い周波数帯に移行すると共に同調回路14により可変される。この結果、同調する周波数fT1〜fT2を得る。このとき、fL,fHの共振は、破線で示されるように、現れない。   FIG. 9 is a VSWR characteristic diagram of the composite antenna when operating in the digital TV band. The solid line shows the digital TV band. The resonance frequency at the power supply terminal 18 is shifted by the inductive element 13 to the frequency band where the resonance frequency of fL is low and is varied by the tuning circuit 14. As a result, frequencies fT1 to fT2 to be tuned are obtained. At this time, the resonance of fL and fH does not appear as shown by the broken line.

次に、複合アンテナの実施例を説明する。
<第1実施例>
図10は、携帯電話に実装可能な複合アンテナの例を示している。この複合アンテナは、FR−4誘電体基板K1に形成された接地導体E1とアンテナ部D1とを有する平面構成のもので、1給電方式を採用したものである。接地導体E1のサイズは、95mm×40mm×1.0mm、アンテナ部D1のサイズは16mm×40mm×1.0mmである。
Next, an example of a composite antenna will be described.
<First embodiment>
FIG. 10 shows an example of a composite antenna that can be mounted on a mobile phone. This composite antenna has a planar configuration having a ground conductor E1 and an antenna portion D1 formed on the FR-4 dielectric substrate K1, and employs a single feeding system. The size of the ground conductor E1 is 95 mm × 40 mm × 1.0 mm, and the size of the antenna part D1 is 16 mm × 40 mm × 1.0 mm.

アンテナ部D1には、2共振タイプの折り返し構成の金属板状の放射素子101が形成されている。本例では、放射素子101の長辺サイズAを35mm、短辺サイズBを3.5mmとし、折り返し構造にするためのスリット間隔d2を0.5mmとした。
結合素子102もまた、板状線路により形成されている。この結合素子102と放射素子101の一方の端部との結合間隔d1は0.3mmに設定した。なお、結合素子102は、放射素子101の一方の端部だけでなく、その側部の一部とも同時に結合する形状であってもよい。この場合も、結合間隔は0.3mmとする。
A metal plate-like radiating element 101 having a two-resonance type folded configuration is formed in the antenna part D1. In this example, the long side size A of the radiating element 101 is 35 mm, the short side size B is 3.5 mm, and the slit interval d2 for forming the folded structure is 0.5 mm.
The coupling element 102 is also formed by a plate-like line. The coupling interval d1 between the coupling element 102 and one end of the radiating element 101 was set to 0.3 mm. Note that the coupling element 102 may have a shape that is coupled to not only one end of the radiating element 101 but also a part of the side thereof. Also in this case, the coupling interval is 0.3 mm.

アンテナ部D1には、さらに、誘導性素子103,同調回路104,制御信号入力端子105,フィルタB106,およびフィルタA107が設けられている。誘導性素子103は、折り返し構造の分布定数素子で構成されている。放射素子101の一端部と分布定数素子の間隔および分布定数素子の折り返し幅p1を1.0mmとした。   The antenna unit D1 is further provided with an inductive element 103, a tuning circuit 104, a control signal input terminal 105, a filter B106, and a filter A107. The inductive element 103 is composed of a distributed constant element having a folded structure. The distance between one end of the radiating element 101 and the distributed constant element and the folded width p1 of the distributed constant element were set to 1.0 mm.

携帯電話帯とデジタルTV帯との切替は、制御信号入力端子105に入力される制御信号(電圧)を0〜3V(アナログ)に変化させることで実現する。携帯電話帯の設定バンドはPDC1.5G(1429MHz〜1516MHz)とし、図11(a)に示すような設定周波数及びバンドで動作させる。制御信号の電圧値と設定バンドとの関係は、図11(b)に示すものとなる。   Switching between the mobile phone band and the digital TV band is realized by changing the control signal (voltage) input to the control signal input terminal 105 to 0 to 3 V (analog). The set band of the cellular phone band is PDC1.5G (1429 MHz to 1516 MHz), and the mobile phone band is operated with the set frequency and band as shown in FIG. The relationship between the voltage value of the control signal and the set band is as shown in FIG.

同調回路104は、図5(a)に示された構成の回路を用いている。放射素子101の設定周波数は1000MHzと1472MHzで共振するように設定されている。図11(a)における「長さ」は放射素子102のサイズである。この放射素子102のサイズを含むアンテナ部D1の各部品の配置関係を図12に示す。
この実施例では、放射素子101は、設定周波数の略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)になるようにその全長及び折り返し長が設定される。ここでは1000MHz帯で共振する固定周波数も得られるが、この周波数帯は使用しない。デジタルTV帯の設定周波数は620MHzとする。放射素子101の電気的な長さは短いので、誘導性素子103と放射素子11の電気的な長さの和を略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)になるようにする。
The tuning circuit 104 uses a circuit having the configuration shown in FIG. The set frequency of the radiating element 101 is set to resonate at 1000 MHz and 1472 MHz. “Length” in FIG. 11A is the size of the radiating element 102. FIG. 12 shows an arrangement relationship of each part of the antenna part D1 including the size of the radiating element 102. As shown in FIG.
In this embodiment, the total length and the folding length of the radiating element 101 are set so that the set frequency is approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...). Although a fixed frequency that resonates in the 1000 MHz band is also obtained here, this frequency band is not used. The set frequency of the digital TV band is 620 MHz. Since the electrical length of the radiating element 101 is short, the sum of the electrical lengths of the inductive element 103 and the radiating element 11 is approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...). Like that.

フィルタA107は、携帯電話帯の設定バンドのみ低インピーダンスとなり、他の周波数では高インピーダンスとなる、例えばコイルとコンデンサの直列共振回路を使用し、共振周波数を略1452MHzに設定した。このときのコイルのインダクタンスは12nH、コンデンサの容量は1pFである。   The filter A107 has a low impedance only in the set band of the cellular phone band and has a high impedance at other frequencies. For example, a series resonance circuit of a coil and a capacitor is used, and the resonance frequency is set to about 1452 MHz. At this time, the inductance of the coil is 12 nH, and the capacitance of the capacitor is 1 pF.

フィルタB106は、携帯電話帯の設定バンドのみ高インピーダンスとなり、他の周波数で低インピーダンスになる例えばコイルとコンデンサの並列共振を使用し、共振周波数を略1468MHzに設定した。このときのコイルのインダクタンスは4.7nH、コンデンサの容量は2.5pFである。   The filter B106 has a high impedance only in the set band of the cellular phone band and has a low impedance at other frequencies. For example, a parallel resonance of a coil and a capacitor is used, and the resonance frequency is set to about 1468 MHz. At this time, the inductance of the coil is 4.7 nH, and the capacitance of the capacitor is 2.5 pF.

放射素子101と結合素子102の間隔d1は、間隔を広くすると共振周波数は高く、間隔d1を狭くすると共振周波数は低く変化するので、設定周波数1000MHz、1472MHzの略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)となるように間隔d1を設定するとともに、デジタルTV帯に対して高インピーダンス、携帯電話帯でVSWR特性が最適になるように、例えばアンテナ共振周波数のVSWR値及びインピーダンスを見ながら間隔d1を設定する。図示するようなサイズ等で放射素子101の全長を1000MHzの略λ/4、折り返し長を1472MHzの略λ/4とし、放射素子101の全長と誘導性素子103の電気的な長さの和を略λ/4とし、放射素子101と結合素子102との間隔d1は、各共振周波数の帯域幅及びVSWR値が最適となる結合間隔d1を選定した。上述した0.3mmは、このようにして求められた値である。   The distance d1 between the radiating element 101 and the coupling element 102 increases as the resonance frequency increases, and as the distance d1 decreases, the resonance frequency changes lower. Therefore, the set frequencies 1000 MHz and 1472 MHz are approximately (2n + 1) λ / 4 (n = (0, 1, 2,...), And the interval d1 is set to be high impedance with respect to the digital TV band, and the VSWR characteristic and impedance of the antenna resonance frequency, for example, so that the VSWR characteristic is optimized in the mobile phone band The interval d1 is set while looking at. The total length of the radiating element 101 is approximately λ / 4 of 1000 MHz and the folded length is approximately λ / 4 of 1472 MHz, and the sum of the total length of the radiating element 101 and the electrical length of the inductive element 103 is as shown in the figure. The distance d1 between the radiating element 101 and the coupling element 102 is approximately λ / 4, and the coupling distance d1 that optimizes the bandwidth and VSWR value of each resonance frequency is selected. The above-mentioned 0.3 mm is a value obtained in this way.

なお、設定周波数及びバンド数によっては、アンテナのインピーダンス整合が必要となる場合がある。この場合は、図12に破線で示したように、給電端子108とフィルタA107との間に、コンデンサ、あるいはコイルとコンデンサとを含む整合回路を追加する。整合回路をコンデンサだけで構成するときの容量値は例えば1000pF、コイルとコンデンサとを組み合わせるときのコイルのインダクタンスは4.7nH、コンデンサの容量値は0.75pF程度のものである。   Depending on the set frequency and the number of bands, antenna impedance matching may be required. In this case, as indicated by a broken line in FIG. 12, a matching circuit including a capacitor or a coil and a capacitor is added between the power supply terminal 108 and the filter A 107. For example, the capacitance value when the matching circuit is composed only of a capacitor is 1000 pF, the coil inductance when the coil and the capacitor are combined is 4.7 nH, and the capacitance value of the capacitor is about 0.75 pF.

図13は、本実施例の複合アンテナにおけるデジタルTV帯のVSWR特性図である。この図では、制御信号の電圧値を、それぞれ0,1,2,3Vに4ポイント設定したときのVSWR値を示している。各制御信号の電圧値に応じて同調する周波数が4段階に変化することがわかる。なお、制御信号電圧は0〜3Vのアナログ電圧なので、VSWR値はアナログ的に変化する。   FIG. 13 is a VSWR characteristic diagram of the digital TV band in the composite antenna of this embodiment. This figure shows the VSWR value when the voltage value of the control signal is set to 4 points at 0, 1, 2, and 3 V, respectively. It can be seen that the frequency to be tuned varies in four steps according to the voltage value of each control signal. Since the control signal voltage is an analog voltage of 0 to 3V, the VSWR value changes in an analog manner.

図14は、上記のように制御信号を入力したときの携帯電話帯(PDC1.5GHz帯)のVSWR特性図である。この図からわかるように、制御信号の電圧値が変化しても、携帯電話帯にはまったく影響がないことがわかる。   FIG. 14 is a VSWR characteristic diagram of the cellular phone band (PDC 1.5 GHz band) when the control signal is input as described above. As can be seen from this figure, even if the voltage value of the control signal changes, the cellular phone band is not affected at all.

<第2実施例>
図15は、携帯電話に実装可能な複合アンテナの他の例を示している。この複合アンテナは、FR−4誘電体基板K2の一部に接地導体E2を形成するとともに、この誘電体基板K2の端部に直方体のFR−4誘電体基台を載置し、これをアンテナ部D2としたものである。この複合アンテナも1給電方式を採用している。
<Second embodiment>
FIG. 15 illustrates another example of a composite antenna that can be mounted on a mobile phone. In this composite antenna, a ground conductor E2 is formed on a part of the FR-4 dielectric substrate K2, and a rectangular parallelepiped FR-4 dielectric base is placed on the end of the dielectric substrate K2, and this is used as an antenna. Part D2 is used. This composite antenna also employs a single feeding system.

接地導体E2のサイズは、第1実施例のものと同じである。アンテナ部D2には、2共振タイプの折り返し構成の金属板状の放射素子201が誘電体基台の長辺端部に形成されている。この放射素子201のサイズは、第1実施例の放射素子101と同じである。   The size of the ground conductor E2 is the same as that of the first embodiment. In the antenna part D2, a metal plate-like radiating element 201 having a two-resonance type folded configuration is formed at the long side end of the dielectric base. The size of the radiating element 201 is the same as that of the radiating element 101 of the first embodiment.

結合素子202もまた、板状線路により形成されている。この結合素子202と放射素子201の一方の端部との結合間隔d1は0.3mmである。アンテナ部D2に設けられる誘導性素子203,同調回路204,制御信号入力端子205,フィルタB206,およびフィルタA207は、この実施例の誘導性素子203の折り返し数が2回になっている以外は、それぞれ第1実施例のものと同じである。   The coupling element 202 is also formed by a plate-like line. A coupling interval d1 between the coupling element 202 and one end of the radiating element 201 is 0.3 mm. The inductive element 203, the tuning circuit 204, the control signal input terminal 205, the filter B 206, and the filter A 207 provided in the antenna part D 2 are the same except that the number of turns of the inductive element 203 in this embodiment is two. Each is the same as that of the first embodiment.

このような構造の複合アンテナもまた、第1実施例の複合アンテナとほぼ同様のVSWR特性となる。
なお、第1実施例、第2実施例とも、1給電方式を採用した例を示したが、図2に示すような2給電方式を採用してもよい。
The composite antenna having such a structure also has almost the same VSWR characteristics as the composite antenna of the first embodiment.
In addition, although the example which employ | adopted 1 electric power feeding system was shown in both 1st Example and 2nd Example, you may employ | adopt 2 electric power feeding systems as shown in FIG.

<携帯電話への実装例>
図16(a)〜(c)は、第1実施例又は第2実施例の複合アンテナをケース等に収容してユニット化し、これを携帯電話に実装したときの外観例を示している。
図16(a)は、携帯電話の操作部の端部にユニット1aを取り付けた例である。図16(b)は、携帯電話の表示部の先端部にユニット1bを取り付けた例である。図16(c)は操作部の背面端部にユニット1cを取り付けた例である。なお、ユニット1a〜1cは、筐体内部に収容(内蔵)する構成であってもよい。
<Example of mounting on a mobile phone>
FIGS. 16A to 16C show an example of the appearance when the composite antenna of the first embodiment or the second embodiment is accommodated in a case or the like and unitized and mounted on a mobile phone.
FIG. 16A shows an example in which the unit 1a is attached to the end of the operation unit of the mobile phone. FIG. 16B shows an example in which the unit 1b is attached to the tip of the display unit of the mobile phone. FIG. 16C shows an example in which the unit 1c is attached to the rear end of the operation unit. The units 1a to 1c may be configured to be housed (built in) the housing.

本発明の複合アンテナは、複数の周波数が用意されているデジタルTV帯にも対応可能な携帯電話その他の移動無線に広く利用可能である。   The composite antenna of the present invention can be widely used in mobile phones and other mobile radios that can support a digital TV band in which a plurality of frequencies are prepared.

本発明の複合アンテナの原理説明図(1給電方式)。The principle explanatory drawing of the compound antenna of the present invention (1 feeding system). 本発明の複合アンテナの原理説明図(2給電方式)。The principle explanatory drawing of the compound antenna of the present invention (2 feeding system). (a)は板状の放射素子の形状例、(b)はメアンダ状の放射素子の形状例をそれぞれ示した図。(A) is the figure which showed the example of the shape of the plate-shaped radiation element, (b) was the figure which showed the example of the shape of the meander-shaped radiation element, respectively. (a)〜(c)はフィルタの具体的な回路構成例を示した図。(A)-(c) is a diagram showing a specific circuit configuration example of the filter. (a),(b)は同調回路の具体的な回路構成例を示した図。(A), (b) is the figure which showed the specific circuit structural example of the tuning circuit. 本発明の複合アンテナを携帯電話帯で動作させたときの状態を示した図。The figure which showed the state when operating the composite antenna of this invention by a mobile telephone belt | band | zone. 携帯電話帯で動作したときのVSWR特性図。VSWR characteristic diagram when operating in a mobile phone band. 本発明の複合アンテナをデジタルTV帯で動作させたときの状態を示した図。The figure which showed the state when operating the composite antenna of this invention in a digital TV band. デジタルTV帯で動作したときのVSWR特性図。VSWR characteristic diagram when operating in a digital TV band. 複合アンテナの第1実施例を示した外観斜視図。The external appearance perspective view which showed 1st Example of the composite antenna. (a)はバンドに対する設定周波数と放射素子の長さの関係例を示した図、(b)は制御信号の電圧値と設定バンドの関係例を示した図。(A) is the figure which showed the example of the relationship between the setting frequency with respect to a band, and the length of a radiation element, (b) was the figure which showed the example of the relationship between the voltage value of a control signal, and a setting band. 第1実施例におけるアンテナ構成部品のサイズおよび位置関係の一例を示した図。The figure which showed an example of the size of the antenna component in 1st Example, and a positional relationship. 制御信号の電圧値を変化させたときのデジタルTV帯でのVSWR特性図。The VSWR characteristic view in the digital TV band when the voltage value of the control signal is changed. 制御信号の電圧値を変化させたときの携帯電話帯でのVSWR特性図。The VSWR characteristic figure in a mobile telephone belt | band | zone when changing the voltage value of a control signal. 複合アンテナの第2実施例を示した外観斜視図。The external appearance perspective view which showed 2nd Example of the composite antenna. (a)〜(c)は複合アンテナを携帯電話に実装したときの状態を示した外観斜視図。(A)-(c) is the external appearance perspective view which showed the state when mounting a composite antenna in a mobile telephone.

符号の説明Explanation of symbols

1a,1b,1c・・・ユニット化された複合アンテナ
11,101,201・・・放射素子
12,12’,102,202・・・結合素子
13,103,203・・・誘導性素子
14,104,204・・・同調回路
16,106,206・・・フィルタB
17,107,207・・・フィルタA
18,19,108,208・・・給電端子
20・・・分波回路
205,CON・・・制御信号入力端子
K1,K2・・・誘電体基板
E1,E2・・・接地導体
D1,D2・・・アンテナ部
1a, 1b, 1c ... unitized composite antenna 11, 101, 201 ... radiating element 12, 12 ', 102, 202 ... coupling element 13, 103, 203 ... inductive element 14, 104, 204 ... tuning circuit 16, 106, 206 ... filter B
17, 107, 207... Filter A
18, 19, 108, 208 ... feed terminal 20 ... demultiplexing circuit 205, CON ... control signal input terminal K1, K2 ... dielectric substrate E1, E2 ... ground conductor D1, D2, ..Antenna part

Claims (9)

高周波域の複数の周波数に共振可能な放射素子を備えており、
前記放射素子の一端側には、当該放射素子で共振可能な第1周波数帯の信号を通過させるとともに該第1周波数帯よりも低い第2周波数帯に対しては実質的に開放端となり得る高インピーダンス回路として作用する第1経路ユニットが結合されており、
前記放射素子の他端側には、当該放射素子で共振可能な前記第2周波数帯の信号を通過させるとともに前記第1周波数帯に対しては実質的に開放端となり得る高インピーダンス回路として作用する第2経路ユニットが結合されており、
前記第2経路ユニットは、前記第2周波数帯のいずれかの周波数を外部制御により選択的に同調させる同調回路を含み、この同調回路で同調した周波数の信号を通過させる、
複合アンテナ。
Equipped with a radiating element that can resonate at multiple frequencies in the high frequency range
The one end side of the radiating element allows a signal in a first frequency band that can resonate with the radiating element to pass therethrough, and for a second frequency band lower than the first frequency band, a height that can be substantially an open end. A first path unit acting as an impedance circuit is coupled;
The other end side of the radiating element functions as a high impedance circuit that allows a signal in the second frequency band that can resonate with the radiating element to pass therethrough and that can be substantially an open end with respect to the first frequency band. The second path unit is coupled,
The second path unit includes a tuning circuit that selectively tunes any frequency in the second frequency band by external control, and passes a signal of a frequency tuned by the tuning circuit.
Composite antenna.
前記第2経路ユニットは、前記同調回路で同調する周波数に対する電気的な波長延長素子であって該同調回路を前記放射素子に誘導結合させる誘導性素子を含んでおり、
該誘導性素子は、前記同調回路で同調しない周波数に対しては高インピーダンス素子として作用する、
請求項1記載の複合アンテナ。
The second path unit includes an inductive element that is an electrical wavelength extending element for a frequency tuned by the tuning circuit and inductively couples the tuning circuit to the radiating element;
The inductive element acts as a high impedance element for frequencies not tuned by the tuning circuit;
The composite antenna according to claim 1.
前記第1経路ユニットは、前記放射素子の一端側と容量結合又は誘導結合される第1フィルタを含んでおり、
この第1フィルタが、前記放射素子で共振可能な第1周波数帯に対しては低インピーダンスとなり、前記高い第2周波数帯に対しては高インピーダンスとなる、
請求項1記載の複合アンテナ。
The first path unit includes a first filter that is capacitively or inductively coupled to one end side of the radiating element;
The first filter has a low impedance with respect to the first frequency band that can resonate with the radiating element, and has a high impedance with respect to the high second frequency band.
The composite antenna according to claim 1.
前記第2経路ユニットは、前記第2周波数帯に対しては低インピーダンスとなり、前記第1周波数帯に対しては高インピーダンスとなる第2フィルタを含んでおり、
この第2フィルタと前記誘導性素子との協働によって前記第1周波数帯の信号の通過を制限する、
請求項2記載の複合アンテナ。
The second path unit includes a second filter having a low impedance for the second frequency band and a high impedance for the first frequency band,
Limiting the passage of the signal in the first frequency band by the cooperation of the second filter and the inductive element;
The composite antenna according to claim 2.
前記放射素子が、折り返し型、メアンダ型又は板状であり、その電気的な長さが、前記第1周波数帯の設定周波数により固定的に定まる、
請求項1ないし4のいずれかに記載の複合アンテナ。
The radiating element is a folded type, meander type or plate shape, and its electrical length is fixedly determined by a set frequency of the first frequency band.
The composite antenna according to claim 1.
前記放射素子の電気的な長さが、設定周波数の波長λに対して、略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)であり、前記放射素子と前記誘導性素子の電気的な長さの和が、略(2n+1)λ/8(n=0,1,2,…)、又は略(2n+1)λ/4(n=0,1,2,…)である、
請求項5に記載の複合アンテナ。
The electrical length of the radiating element is approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...) With respect to the wavelength λ of the set frequency, and the radiating element and the inductive element are The sum of the electrical lengths is approximately (2n + 1) λ / 8 (n = 0, 1, 2,...) Or approximately (2n + 1) λ / 4 (n = 0, 1, 2,...).
The composite antenna according to claim 5.
前記第2周波数帯が前記同調回路で同調するデジタルTVの使用周波数帯であり、前記第1周波数帯が前記同調回路で同調しない携帯電話の使用周波数帯である、
請求項1ないし6のいずれかに記載の複合アンテナ。
The second frequency band is a use frequency band of a digital TV that is tuned by the tuning circuit, and the first frequency band is a use frequency band of a mobile phone that is not tuned by the tuning circuit.
The composite antenna according to claim 1.
外部から制御信号が供給される制御信号入力端子を備えており、
この制御信号入力端子に供給された制御信号の電圧値に応じた周波数が前記同調回路において同調する、
請求項7に記載の複合アンテナ。
It has a control signal input terminal to which a control signal is supplied from the outside,
The frequency according to the voltage value of the control signal supplied to the control signal input terminal is tuned in the tuning circuit.
The composite antenna according to claim 7.
前記放射素子、前記第1経路ユニット、前記第2ユニット、前記同調回路、前記結合素子が、それぞれ誘電体基体に一体に具備される、
請求項1ないし8のいずれかに記載の複合アンテナ。
The radiation element, the first path unit, the second unit, the tuning circuit, and the coupling element are each integrally provided on a dielectric substrate.
The composite antenna according to claim 1.
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