JP2006245753A - パラメトリックスピーカー - Google Patents

Abstract

【課題】 どのようなオーディオ信号に対しても、可聴帯域における誤差の少ないオーディオ復元信号を生成できるパラメトリックスピーカーを提供する。
【解決手段】 超音波振動子９０７から発生される超音波によって復元されるオーディオ復元信号を算出する復元信号算出手段１１０と、オーディオ復元信号とオーディオ信号との誤差信号を求める誤差信号算出手段１０６と、誤差信号の中から、聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段１０７と、オーディオ信号から可聴誤差信号を減算して、変調信号を生成するための補正オーディオ信号を算出する可聴誤差信号減算手段１０８とを備えたものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、超音波に対する空気の非線形性を利用したパラメトリックスピーカーに関する。

従来、指向性の高いスピーカーシステムとして、超音波に対する空気の非線形性を利用したパラメトリックスピーカーシステムが知られている（例えば、特許文献１参照）。その原理は、厳密には流体力学を解く必要があるが、超音波に対する空気の非線形相互作用はパラメトリック相互作用として知られている。

図５は、パラメトリックスピーカーの原理を説明する図である。ここで図５を用いてパラメトリックスピーカーの原理を簡単に説明する。スピーカーや超音波振動子等の音源１００００から１次音波として２つの異なる周波数Ｆ１、Ｆ２を持った音波を出力した場合、両音波が空気中を伝搬する過程で空気の非線形性により両音波に相互作用が生じ、その差成分（Ｆ２−Ｆ１）の音波と和成分（Ｆ２＋Ｆ１）の音波が生じる。この相互作用は、一般的にパラメトリック相互作用として知られている。

Ｆ１とＦ２が可聴領域を遙かに超えた超音波周波数である場合、１次音波は人にとっては音として聞こえないが、差成分（Ｆ２−Ｆ１）が可聴周波数帯域内であると、この差成分（Ｆ２−Ｆ１）が２次音波として聞こえる現象が起こる。ここで生成された２次音波の指向性は１次音波の指向性に近いものとなるため、１次音波として鋭い指向性を持つ超音波を用いることにより可聴音である２次音波にも鋭い指向性を持たせることができる。

パラメトリック相互作用を利用したスピーカーシステムでは、空気中の非線形性による復元作用で生成された２次音波が、元のオーディオ信号ｆ（ｔ）となるような信号を超音波振動子から放出する必要がある。ここで、バークテイ（Ｂａｒｋｔａｙ）によるパラメトリック音響アレイに対する遠距離音場解によると、２次音波ｐ（ｔ）は以下の式に示されるように、１次音波の包絡線（エンベロープともいう）Ｅ（ｔ）の２乗を時間で２階微分したものに比例する。

オーディオ信号ｆ（ｔ）で超音波搬送波ｓｉｎωｔ（ωは搬送波周波数）を振幅変調した場合、その包絡線Ｅ（ｔ）は以下の式で表される。

ここでｍは、ＡＭ変調度を表す。
２次音波ｐ（ｔ）がｆ（ｔ）になるようにするためには、上記の式（１）を考慮すると以下に示す式（３）のような包絡線Ｅ（ｔ）が必要となる（例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５参照）。

特公平５−８２７９９号公報（第１頁、図１、図７） 特開２０００−５０３８７号公報（第１１頁） 特開２００１−２５０８１号公報（第２頁） 特開２００３−２９９１８０号公報（第３頁） 特表２００３−５０７９８２号公報（第１８頁）

従来のパラメトリックスピーカーでは（例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４参照）、一般的に上記の式（３）における平方根の演算を以下に示すようなべき級数に展開して行うが、このとき２つの課題が発生する。

１つ目の課題は、上記の式（４）に示すようなべき級数展開を行うと、元のオーディオ信号の帯域幅を大きく拡大することになり、そのような広帯域幅の信号を効率よく出力する超音波振動子は実現が困難であることである。
２つ目の課題は、このような広帯域幅の信号で振幅変調を行うと、１次音波の下側帯域が可聴周波数帯域に入ってしまい、それが歪みとして聞こえてしまうということである。

上記のような課題を解決する手段として、超音波搬送波の周波数を高い周波数に設定することが考えられるが、それによって新たな２つの課題が発生する。
１つ目は、そのような超高周波成分は空気中での減衰が著しく、音量を確保するのが困難であるということである。
２つ目は、そのような超高周波振動を持つエネルギーは空気中で低いレベルで飽和してしまうため、空気中の減衰に打ち勝つような強い音圧を物理的に出せないことである。

上記のような課題について、別の解決方法も提案されている。１つは上記の式（２）の変調度ｍを小さくすることである。このようにｍを小さくすると上記のＥ（ｔ）で振幅変調したときの歪みも小さくなる。しかし、変調度ｍを小さくすると、２次音波ｐ（ｔ）も小さくなってしまうという問題点があった。
その他の解決方法として、上記の式（３）のような平方根演算を使わない単側帯波（ＳＳＢ、Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）を使用する方法も提案されている（例えば、特許文献４参照）。この方法では、周波数帯域を減らすことができるが、音質低下を伴うという問題点があった。

このため、パラメトリック相互作用による２次音波ｐ（ｔ）を式（１）あるいは類似の演算によって擬似的に算出し、元のオーディオ信号との誤差信号を求め、誤差を補正するような補正信号を反復的に計算する手法が提案されている（例えば、特許文献５参照）。
しかしこの手法では、どのような誤差成分を取り除いてどのような誤差成分をそのまま許容するかの判断基準が設けられていないため、誤差信号が十分に除去できなかった場合に、聴覚上ほとんど問題にならない誤差成分を取り除く一方で、聴覚上はっきりと聞き取れる誤差成分をそのまま残してしまうことがあるという問題点があった。

本発明に係るパラメトリックスピーカーは、可聴帯域のオーディオ信号から生成された変調信号で、少なくとも可聴帯域より高い周波数帯域の超音波信号を振幅変調する振幅変調手段と、振幅変調された超音波信号によって駆動される超音波振動子を備えたパラメトリックスピーカーであって、超音波振動子から発生される超音波によって復元されるオーディオ復元信号を算出する復元信号算出手段と、オーディオ復元信号とオーディオ信号との誤差信号を求める誤差信号算出手段と、誤差信号の中から、聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段と、オーディオ信号から可聴誤差信号を減算して、変調信号を生成するための補正オーディオ信号を算出する可聴誤差信号減算手段とを備えたものである。

本発明に係るパラメトリックスピーカーは、上記のように聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段などを備えているため、どのようなオーディオ信号に対しても、空気中の減衰や歪み等を抑制できる適当な周波数帯域の搬送波を用いて、可聴帯域における誤差の少ないオーディオ復元信号を生成できるものである。

実施形態１．
図１は、本発明の実施形態１に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図である。以下、図１を参照しながら本実施形態１に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成及び変調方法について説明する。
まず、音楽等のオーディオ信号Ｘ（ｔ）が本実施形態１に係るパラメトリックスピーカーに入力されると、聴覚心理モデルマスキング曲線生成部１００はオーディオ信号Ｘ（ｔ）を入力として聴覚心理モデルをあてはめたマスキング曲線Ｍ（ω）を算出する。聴覚心理モデルによるマスキング曲線Ｍ（ω）は、例えばＭＰＥＧのオーディオコーデック処理に準じて算出することができる。この処理については、ＩＳＯ／ＩＥＣ、１１１７２−３、”Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ Ａｕｄｉｏ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｔｏｒａｇｅ Ｍｅｄｉａ ａｔ ｕｐ ｔｏ ａｂｏｕｔ １．５Ｍｂ／ｓ−Ｐａｒｔ３”、Ａｕｇ．１９９３、或いは、Ｊ．Ｄ．Ｊｏｈｎｓｔｏｎ著、”Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｅｒｃｅｐｔｕａｌ Ｅｎｔｒｏｐｙ Ｕｓｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ Ｍａｓｋｉｎｇ Ｃｒｉｔｅｒｉａ”、ＩＣＡＳＳＰ、１９８８、Ａ１．９、ｐｐ２５２４−２５２７等を参照されたい。

またオーディオ信号Ｘ（ｔ）は、補正信号生成部１２０にも入力される。補正信号生成部１２０には、２重積分フィルタ１０１、平方根演算器１０２、バンドパスフィルタ１０３、２乗演算器１０４、２次微分フィルタ１０５、誤差信号算出手段１０６、可聴誤差信号抽出手段１０７が設けられている。なお２乗演算器１０４と２次微分フィルタ１０５は、復元信号算出手段１１０を構成している。また誤差信号算出手段１０６は、例えば加算器から構成されている。
さらにオーディオ信号Ｘ（ｔ）は可聴誤差信号減算手段１０８にも入力され、可聴誤差信号減算手段１０８は、オーディオ信号Ｘ（ｔ）から可聴誤差信号抽出手段１０７で抽出された可聴誤差信号ｅ’₁（ｔ）を減算する。なお可聴誤差信号減算手段１０８は、例えば加算器から構成されている。

２重積分フィルタ２０１、平方根演算器２０２、バンドパスフィルタ２０３、２乗演算器２０４、２次微分フィルタ２０５、誤差信号算出手段２０６、可聴誤差信号抽出手段２０７は可聴誤差信号減算手段１０８によって生成された補正オーディオ信号Ｘ₁（ｔ）に対して補正信号生成部１２０と同様の処理を行うものであり、その構成もオーディオ信号生成部１２０と同様である。可聴誤差信号減算手段２０８は、可聴誤差信号減算手段１０８によって生成された補正オーディオ信号Ｘ₁（ｔ）から可聴誤差信号抽出手段２０７で抽出された可聴誤差信号ｅ’₂（ｔ）を減算する。
本実施形態１では、補正信号生成部１２０と同様の処理部がｎ個（ｎは自然数）あるものとし、上記のような処理がｎ回繰り返されるものとする。なおこのｎ個の処理部は、例えば１つのソフトウェアで構成することができる。

上記のような処理がｎ回繰り返されることにより算出された補正オーディオ信号Ｘ_n（ｔ）は順次、２重積分フィルタ９０１、平方根演算器９０２、バンドパスフィルタ９０３に入力される。さらにバンドパスフィルタ９０３を通過した信号は、超音波振動子補正フィルタ９０４により補正されて変調器９０５に入力され、変調器９０５は超音波キャリア発生器９０６で生成された超音波信号Ｃ（ｔ）を、超音波振動子補正フィルタ９０４で生成された変調信号で振幅変調する。最後に、振幅変調された超音波信号は超音波振動子９０７によって圧力波（超音波）として空気中に放出される。

ここで本実施形態１に係るパラメトリックスピーカーの変調方法について詳しく説明する。
オーディオ信号Ｘ（ｔ）が本実施形態１に係るパラメトリックスピーカーに入力されると、上記のように聴覚心理モデルマスキング曲線生成部１００はオーディオ信号Ｘ（ｔ）を入力として聴覚心理モデルをあてはめたマスキング曲線Ｍ（ω）を算出する。
一方、補正信号生成部１２０に入力されたオーディオ信号Ｘ（ｔ）は、まず２重積分フィルタ１０１で、式（３）に示すような時間についての２重積分を施される。そして平方根演算器１０２は、この２重積分後の信号に対して式（３）に示すような平方根演算を行う。このとき、平方根演算を施された信号は周波数帯域が大きく拡がる（理論的には無限に拡がる）ため、バンドパスフィルタ１０３によって予め定められた周波数帯域制限をかけられる。具体的な周波数帯域制限の設定方法については、変調器９０５による超音波変調処理の後の下側側帯波が可聴周波数帯域にかかることを防止する下限カットオフ周波数や、超音波振動子９０７の特性制約を考慮した上限及び下限カットオフ周波数を考慮して決めればよい。

バンドパスフィルタ１０３によって周波数帯域制限をかけられた信号は、復元信号算出手段１１０に入力され、この信号に基づいて復元信号算出手段１１０は、超音波振動子９０７から放射された超音波からパラメトリック相互作用によって生成される２次音波ｐ（ｔ）（オーディオ復元信号）を擬似的に算出する。具体的には、２乗演算器１０４は式（１）におけるＥ²（ｔ）を算出し、２次微分フィルタ１０５は式（１）における時間についての２階微分を行う。本実施形態１では、上記のバークテイによるパラメトリック音響アレイに対する遠距離音場解を用いて２次音波ｐ（ｔ）を擬似的に算出している（式（１）参照）。
なお本実施形態１では、上記のバークテイによるパラメトリック音響アレイに対する遠距離音場解を用いて２次音波ｐ（ｔ）を算出しているが、例えば他の演算式を用いて２次音波ｐ（ｔ）を算出してもよいし、或いは復元信号算出手段１１０の代わりにマイク等の集音器を設けて、実際に空気中を伝搬した超音波によって復元された信号を集音し、その信号をオーディオ復元信号として用いるようにしてもよい。

誤差信号算出手段１０６は、復元信号算出手段１１０で算出された２次音波ｐ（ｔ）（オーディオ信号Ｘ（ｔ）に誤差信号ｅ₁（ｔ）が加わったもの）からオーディオ信号Ｘ（ｔ）を減算して誤差信号ｅ₁（ｔ）を算出する。
この誤差信号ｅ₁（ｔ）は可聴誤差信号抽出手段１０７に入力され、可聴誤差信号抽出手段１０７は誤差信号ｅ₁（ｔ）と聴覚心理モデルマスキング曲線Ｍ（ω）とを比較して、誤差信号ｅ₁（ｔ）の中の可聴信号のみを取り出し、可聴誤差信号ｅ’₁（ｔ）を求める処理を行う。この聴覚心理モデルマスキング処理は、上述のように例えばＭＰＥＧのオーディオコーデック処理に準じて容易に行うことができる。
なお可聴誤差信号ｅ’₁（ｔ）の抽出方法として、聴覚上感じられる信号をすべて可聴誤差信号とすることも考えられるが、聴覚上の重要度に応じて重みを掛けて誤差成分の取捨選択を行うことも考えられる。このような変更方法は、ＭＰ３、ＭＰＥＧ等の低ビット音声コーデック処理に準じて容易に行うことができる。

可聴誤差信号減算手段１０８は、オーディオ信号Ｘ（ｔ）から補正信号生成部１２０で求められた可聴誤差信号ｅ’₁（ｔ）を減算することにより、補正オーディオ信号Ｘ₁（ｔ）を算出する。
以下、２重積分フィルタ２０１から可聴誤差信号減算手段２０８までは、オーディオ信号Ｘ（ｔ）を補正オーディオ信号Ｘ₁（ｔ）に置き換えて、再度２重積分フィルタ１０１から可聴誤差信号減算手段１０８と同様の処理を繰り返すことにより、２回目の補正オーディオ信号Ｘ₂（ｔ）を求める。なお２重積分フィルタ２０１から可聴誤差信号減算手段２０８までは、２重積分フィルタ１０１から可聴誤差信号減算手段１０８までの構成要素に対応したものである。
この一連の処理をｎ回繰り返すことにより、ｎ回目の補正オーディオ信号Ｘ_n（ｔ）を算出する。なおｎの値については、例えば可聴誤差信号の低減率｛Ｐ（ｅ’_n-1（ｔ））−Ｐ（ｅ’_n（ｔ））｝／Ｐ（ｅ’_n-1（ｔ））がある一定以下になるまで繰り返すようにし、ｎの値を固定しないようにしてもよい。

上記のように算出された補正オーディオ信号Ｘ_n（ｔ）は、２重積分フィルタ９０１に入力され、２重積分フィルタ１０１と同様に時間についての２重積分を施される。そして平方根演算器１０２と同様に、平方根演算器９０２で平方根演算を施され、バンドパスフィルタ９０３で周波数帯域制限が行われる。
２重積分フィルタ９０１からバンドパスフィルタ９０３までの処理が施された信号は、超音波振動子補正フィルタ９０４に入力される。超音波振動子補正フィルタ９０４はこの信号に対して、所望の帯域で望ましい周波数応答特性を得るために超音波振動子９０７の周波数応答性を補正する。具体的な超音波振動子補正フィルタ９０４の設定は、超音波振動子９０７の周波数応答性を測定し（便宜的にはカタログ等のスペックを用いても良い）、その逆特性を実現するフィルタ係数ｈ^-1（ｔ）を算出すればよい。原理的には、インパルスレスポンス応答ｈ（ｔ）の逆応答ｈ^-1（ｔ）を求めることになる。超音波振動子補正フィルタ９０４の具体的な演算は、バンドパスフィルタ９０３の出力信号とｈ^-1（ｔ）との畳み込み演算である。

超音波振動子補正フィルタ９０４で生成された変調信号は変調器９０５に入力され、変調器９０５は超音波キャリア発生器９０６で生成された超音波信号Ｃ（ｔ）を、超音波振動子補正フィルタ９０４で生成された変調信号で振幅変調する。なおここでの変調方法としては、両側側帯波を用いたＡＭ振幅変調や、片側側帯波を用いたＳＳＢ変調等がある。
最後に、振幅変調された超音波信号は超音波振動子９０７に入力され、超音波振動子９０７によって圧力波（超音波）として空気中に放出される。
なお超音波信号Ｃ（ｔ）の周波数は、可聴領域よりもかなり高く設定する必要があり、一般的には３２ｋＨｚから２００ｋＨｚの範囲で設定されるが、２００ｋＨｚ以上の周波数では空気中の減衰が大きくなるため望ましくない。逆に周波数が低すぎる場合には、振幅変調された超音波信号の一部の成分が可聴周波数帯域に入ってしまったり、超音波搬送波を聞き取れる動物への影響が大きくなるおそれがあるため、４０ｋＨｚから１００ｋＨｚに設定されることが多い。

本実施形態１に係るパラメトリックスピーカーは、聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段１０７などを備えているため、どのようなオーディオ信号に対しても、空気中の減衰や歪み等を抑制できる適当な周波数帯域の搬送波を用いて、可聴帯域における誤差の少ないオーディオ復元信号を生成できる。
また高周波の超音波を使用する必要がないため、変調度を高く設定して音変換効率を上げても音質が劣化せず、超音波振動子９０７のサイズを小さくしたり個数を減らすことによってコンパクトなスピーカーシステムを実現することができる。

実施形態２．
図２は、本発明の実施形態２に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図である。本実施形態２に係るパラメトリックスピーカーは、実施形態１に係るパラメトリックスピーカーの平方根演算器（図１における平方根演算器１０２、平方根演算器２０２、平方根演算器９０２等）を省略したものであり、それ以外のシステム構成及び変調方法については実施形態１に係るパラメトリックスピーカーと同様であり、説明を省略する。
平方根演算器を省略する理由は、平方根の演算によって元のオーディオ信号Ｘ（ｔ）の帯域幅が大きく拡がるため、直接平方根演算を行わず、その代わりに補正信号生成部１１２０で求められたｅ’_n（ｔ）で繰り返し補正処理を行うことで聴覚上重要な部分について平方根演算と同様の効果を得るようにしているためである。

本実施形態２では、狭帯域の変調信号を生成できるため、広帯域の超音波振動子１９０７を用いる必要がなく、音質を維持したまま簡便なシステム構成で低コストのパラメトリックスピーカーを実現することができる。その他の効果については、実施形態１に係るパラメトリックスピーカーと同様である。

実施形態３．
図３は、本発明の実施形態３に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図である。本実施形態３に係るパラメトリックスピーカーは、実施形態２に係るパラメトリックスピーカーの補正処理を、主に周波数領域で行うようにしたものであり、それ以外の部分については実施形態２に係るパラメトリックスピーカーとほぼ同様である。
音楽等のオーディオ信号Ｘ（ｔ）は、まずＦＦＴ（ファスト・フーリエ変換）部３００１に入力され、周波数領域の信号Ｓ（ω）に変換される。この周波数領域に変換されたオーディオ信号Ｓ（ω）は聴覚心理モデルマスキング曲線生成部３１００に入力され、聴覚心理モデルマスキング曲線生成部３１００はＳ（ω）から聴覚心理モデルをあてはめたマスキング曲線Ｍ（ω）を算出する。

一方、補正信号生成部３１２０に入力された信号Ｓ（ω）は、重み付け部３１０１で時間についての２重積分と等価な処理を周波数軸上で施される。なお重み値テーブル３１０２には、時間についての２重積分演算に対応する周波数軸上の演算１／ω²が格納されており、重み付け部３１０１はこれを用いて重み付けを行う。
重み付けが施された信号は、ＩＦＦＴ（逆ファスト・フーリエ変換）部３１０３で周波数領域の信号から時間軸領域の信号に変換される。
そして時間軸領域の信号に変換された信号は復元信号算出手段３１１０に入力され、この信号に基づいて復元信号算出手段３１１０は、超音波振動子３９０７から放射された超音波からパラメトリック相互作用によって生成される２次音波（オーディオ復元信号）を擬似的に算出する。具体的には、２乗演算器３１０４は式（１）におけるＥ²（ｔ）を算出し、２次微分フィルタ３１０５は式（１）における時間についての２階微分を行う。本実施形態３では、上記のバークテイによるパラメトリック音響アレイに対する遠距離音場解を用いて２次音波ｐ（ｔ）を擬似的に算出している（式（１）参照）。

誤差信号算出手段３１０６は、復元信号算出手段３１１０で算出された２次音波ｐ（ｔ）（オーディオ信号Ｘ（ｔ）に誤差信号ｅ₁（ｔ）が加わったもの）からオーディオ信号Ｘ（ｔ）を減算して誤差信号ｅ₁（ｔ）を算出する。
そしてこの誤差信号ｅ₁（ｔ）は、ＦＦＴ部３１０７で周波数領域の信号ｅ₁（ω）に変換される。
この誤差信号ｅ₁（ω）は可聴誤差信号抽出手段３１０８に入力され、可聴誤差信号抽出手段３１０８は誤差信号ｅ₁（ω）と聴覚心理モデルマスキング曲線Ｍ（ω）とを比較して、誤差信号ｅ₁（ω）の中の可聴信号のみを取り出し、可聴誤差信号ｅ’₁（ω）を求める処理を行う。

可聴誤差信号減算手段３１０９は、周波数領域に変換されたオーディオ信号Ｓ（ω）から補正信号生成部３１２０で求められた可聴誤差信号ｅ’₁（ω）を減算することにより、周波数領域の補正オーディオ信号Ｓ₁（ω）を算出する。
以下、２重積分フィルタ３２０１から可聴誤差信号減算手段３２０９までは、周波数領域に変換されたオーディオ信号Ｓ（ω）を周波数領域の補正オーディオ信号Ｓ₁（ω）に置き換えて、再度２重積分フィルタ３１０１から可聴誤差信号減算手段３１０９と同様の処理を繰り返すことにより、２回目の周波数領域の補正オーディオ信号Ｓ₂（ω）を求める。なお２重積分フィルタ３２０１から可聴誤差信号減算手段３２０９までは、２重積分フィルタ３１０１から可聴誤差信号減算手段３１０９までの構成要素に対応したものである。
この一連の処理をｎ回繰り返すことにより、ｎ回目の周波数領域の補正オーディオ信号Ｓ_n（ω）を算出する。

上記のように算出された周波数領域の補正オーディオ信号Ｓ_n（ω）は、重み付け部３９０１に入力され、重み付け部３１０１と同様に、時間についての２重積分と等価な処理を周波数軸上で施される。なお重み値テーブル３９０２には、時間についての２重積分演算に対応する周波数上の重み値が格納されており、重み付け部３９０１はこれを用いて重み付けを行う。また重み値テーブル３９０２に格納された重み値は、超音波振動子補正フィルタ３９０４に格納された超音波振動子３９０７の逆応答ｈ^-1（ｔ）が乗算されることにより補正されている。具体的な超音波振動子補正フィルタ３９０４の設定は、実施形態１と同様に行うことができる。
重み付け部３９０１で重み付けされた信号は、ＩＦＦＴ部３９０３で周波数領域の信号から時間軸領域の信号に変換される。
ＩＦＦＴ部３９０３で生成された変調信号は変調器３９０５に入力され、変調器３９０５は超音波キャリア発生器３９０６で生成された超音波信号Ｃ（ｔ）を、ＩＦＦＴ部３９０３で生成された変調信号で振幅変調する。
最後に、振幅変調された超音波信号は超音波振動子３９０７に入力され、超音波振動子３９０７によって圧力波（超音波）として空気中に放出される。

本実施形態３では、実施形態２と同様に狭帯域の変調信号を生成できるため、広帯域の超音波振動子３９０７を用いる必要がなく、音質を維持したまま簡便なシステム構成で低コストのパラメトリックスピーカーを実現することができる。
また聴覚心理モデルマスキング処理と同じ周波数領域で演算処理を行うため、演算量が少なくなり、設計の自由度が向上する。さらにＭＰ３のようなデジタル圧縮符号化された音声を処理する場合には、演算量を大幅に削減することが可能となる。その他の効果については、実施形態１に係るパラメトリックスピーカーと同様である。

実施形態４．
図４は、本発明の実施形態４に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図である。本実施形態４に係るパラメトリックスピーカーは、実施形態１に係るパラメトリックスピーカーに通常のスピーカーを設け、このスピーカーによって可聴誤差信号の中の、オーディオ信号Ｘ（ｔ）に対して不足しているスペクトル成分を追加再生するものである。それ以外のシステム構成及び変調方法については実施形態１に係るパラメトリックスピーカーと同様であり、説明を省略する。
本実施形態４では、実施形態１と同様に算出された補正オーディオ信号Ｘ_n（ｔ）に対して２重積分フィルタ４９９１から誤差信号算出手段４９９６までの処理を行って、誤差信号ｅ_n+1（ｔ）を算出する。そして可聴誤差信号抽出手段４９９７は、誤差信号ｅ_n+1（ｔ）と聴覚心理モデルマスキング曲線Ｍ（ω）とを比較して、可聴範囲内で且つ元のオーディオ信号Ｘ（ｔ）に対して不足しているスペクトル成分のみを取り出しｅ’_n+1（ｔ）とする。
そして、このｅ’_n+1（ｔ）は、通常のスピーカー４９９８によって音に変換される。通常のスピーカー４９９８による音成分と、超音波振動子４９０７から放射されパラメトリック相互作用によって復調された音成分が合わさることにより忠実な音の再生が可能となる。

本実施形態４では、通常のスピーカーによって可聴範囲内で且つ元のオーディオ信号Ｘ（ｔ）に対して不足しているスペクトル成分ｅ’_n+1（ｔ）を追加再生するため、極めて忠実な音の再生が可能となる。また通常のスピーカー４９９８からの音成分は最小限の音量となっているため、パラメトリックスピーカーの特徴である指向性、秘話性は高いレベルで維持することができる。その他の効果については、実施形態１に係るパラメトリックスピーカーと同様である。

なお本発明に係るパラメトリックスピーカーは、上記の実施形態に限定されるものではなく、発明の思想の範囲内において変更することができる。例えば、補正オーディオ信号の算出は複数回行う必要はなく１回のみにしてもよい。

実施形態１に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図。 実施形態２に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図。 実施形態３に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図。 実施形態４に係るパラメトリックスピーカーのシステム構成を示す図。 パラメトリックスピーカーの原理を説明する図。

符号の説明

１００ 聴覚心理モデルマスキング曲線生成部、１０１ ２重積分フィルタ、１０２ 平方根演算器、１０３ バンドパスフィルタ、１０４ ２乗演算器、１０５ ２次微分フィルタ、１０６ 誤差信号算出手段、１０７ 可聴誤差信号抽出手段、１０８ 可聴誤差信号減算手段、９０１ ２重積分フィルタ、９０２ 平方根演算器、９０３ バンドパスフィルタ、９０４ 超音波振動子補正フィルタ、９０５ 変調器、９０６ 超音波キャリア発生器、９０７ 超音波振動子、１００００ 音源。

Claims (8)

1. 可聴帯域のオーディオ信号から生成された変調信号で、少なくとも可聴帯域より高い周波数帯域の超音波信号を振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調された超音波信号によって駆動される超音波振動子を備えたパラメトリックスピーカーであって、
   前記超音波振動子から発生される超音波によって復元されるオーディオ復元信号を算出する復元信号算出手段と、
   前記オーディオ復元信号と前記オーディオ信号との誤差信号を求める誤差信号算出手段と、
   前記誤差信号の中から、聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段と、
   前記オーディオ信号から前記可聴誤差信号を減算して、前記変調信号を生成するための補正オーディオ信号を算出する可聴誤差信号減算手段と
   を備えたことを特徴とするパラメトリックスピーカー。
2. 前記復元信号算出手段は、前記オーディオ復元信号が、前記超音波が空気中を伝搬するときの非線形性によるパラメトリック相互作用によって復元されるものとして、前記オーディオ復元信号を算出することを特徴とする請求項１記載のパラメトリックスピーカー。
3. 前記復元信号算出手段は、前記オーディオ復元信号をｐ（ｔ）、前記振幅変調された超音波の包絡線をＥ（ｔ）として、
   

   

   の式を用いて、前記オーディオ復元信号を算出することを特徴とする請求項２記載のパラメトリックスピーカー。
4. 前記補正オーディオ信号から前記変調信号を生成するための二重積分処理手段と平方根演算手段、及びバンドパスフィルターとを備え、該バンドパスフィルターは、前記超音波振動子から発生される超音波が可聴帯域に入らないように、前記二重積分処理手段と前記平方根演算手段によって算出された信号に対して帯域制限を行うことを特徴とする請求項３記載のパラメトリックスピーカー。
5. 可聴帯域のオーディオ信号から生成された変調信号で、少なくとも可聴帯域より高い周波数帯域の超音波信号を振幅変調する振幅変調手段と、前記振幅変調された超音波信号によって駆動される超音波振動子を備えたパラメトリックスピーカーであって、
   前記超音波振動子から発生される超音波によって復元されるオーディオ復元信号と前記オーディオ信号との誤差信号を求める誤差信号算出手段と、
   前記誤差信号の中から、聴覚心理モデルマスキングを通過した可聴誤差信号を抽出する可聴誤差信号抽出手段と、
   前記オーディオ信号から前記可聴誤差信号を減算して、前記変調信号を生成するための補正オーディオ信号を算出する可聴誤差信号減算手段とを備え、
   前記誤差信号算出手段は、空気中を伝搬した超音波によって復元され、集音器で集音された信号を前記オーディオ復元信号として用いることを特徴とするパラメトリックスピーカー。
6. 前記振幅変調手段は、前記超音波信号を振幅変調するときに、前記変調信号を用いて前記超音波振動子から１つの側帯波を発生させることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のパラメトリックスピーカー。
7. 通常のスピーカーを備え、該通常のスピーカーは、前記可聴誤差信号の中で、前記オーディオ信号に対して不足しているスペクトル成分を追加再生することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のパラメトリックスピーカー。
8. 復元信号算出手段、前記誤差信号算出手段、前記可聴誤差信号抽出手段及び前記可聴誤差信号減算手段は、前記オーディオ復元信号を算出し、前記可聴誤差信号を減算された補正オーディオ信号に残った誤差信号を求め、該誤差信号の中から可聴誤差信号を抽出し、該可聴誤差信号を前記補正オーディオ信号から減算する操作を繰り返すことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のパラメトリックスピーカー。
   

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