JP2006237794A

JP2006237794A - High frequency filter and high frequency apparatus using the same

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Publication number: JP2006237794A
Application number: JP2005046751A
Authority: JP
Inventors: Yoshitaka Nagatomi; 義孝永富; Hiroaki Ozeki; 浩明尾関; Eiji Miyake; 英司三宅; Koichi Kitamura; 浩一北村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-02-23
Filing date: 2005-02-23
Publication date: 2006-09-07

Abstract

【課題】バンドパスフィルタの３ｄＢ通過帯域幅は固定であり、希望信号に近接した妨害信号を除去することができなかった。
【解決手段】入力端子２５とグランド間に接続された同調回路２４と、この同調回路２４と略等しい共振周波数を有するとともに出力端子２９とグランド間に接続された同調回路２８とを備え、入力端子２５と出力端子２９はバリキャップダイオード３１で高周波結合されるとともに、バリキャップダイオード３１に印加する制御電圧でバンドパスフィルタ２１の３ｄＢ通過帯域幅４１を制御する。これにより、所期の目的を達成することができる。
【選択図】図１The band-pass filter has a fixed 3 dB passband width, and an interference signal close to a desired signal cannot be removed.
A tuning circuit connected between an input terminal and ground, and a tuning circuit having a resonance frequency substantially equal to that of the tuning circuit and connected between an output terminal and ground. 25 and the output terminal 29 are high-frequency coupled by a varicap diode 31, and a 3 dB passband width 41 of the bandpass filter 21 is controlled by a control voltage applied to the varicap diode 31. Thereby, the intended purpose can be achieved.
[Selection] Figure 1

Description

本発明は、高周波フィルタとこれを用いた高周波装置に関するものである。 The present invention relates to a high frequency filter and a high frequency device using the same.

以下、高周波装置等に用いられる従来の高周波フィルタとしてのバンドパスフィルタについて説明する。従来のバンドパスフィルタは、図１０に示すように、入力端子１とグランド間に接続された同調回路２と、この同調回路２と略等しい共振周波数を有するとともに出力端子３とグランド間に接続された同調回路４とで構成されていた。 Hereinafter, a band-pass filter as a conventional high-frequency filter used in a high-frequency device or the like will be described. As shown in FIG. 10, the conventional band-pass filter has a tuning circuit 2 connected between the input terminal 1 and the ground, a resonance frequency substantially equal to that of the tuning circuit 2, and is connected between the output terminal 3 and the ground. And the tuning circuit 4.

そして、このバンドパスフィルタの中心周波数は同調回路２と同調回路４の共振周波数で決定されており、その３ｄＢ通過帯域幅は同調回路２を構成するインダクタ５と同調回路４を構成するインダクタ６の誘導結合７で決定されていた。 The center frequency of the bandpass filter is determined by the resonance frequency of the tuning circuit 2 and the tuning circuit 4, and the 3 dB pass band width of the inductor 5 constituting the tuning circuit 2 and the inductor 6 constituting the tuning circuit 4. Inductive coupling 7 was determined.

図１１は、このバンドパスフィルタの特性曲線図である。図１１において、横軸８は周波数（ＭＨｚ）であり、縦軸９は減衰量（ｄＢ）である。１０は、バンドパスフィルタの特性曲線であり、１１はその中心周波数である。また、１２はその３ｄＢ通過帯域幅である。 FIG. 11 is a characteristic curve diagram of this bandpass filter. In FIG. 11, the horizontal axis 8 is frequency (MHz), and the vertical axis 9 is attenuation (dB). 10 is a characteristic curve of the bandpass filter, and 11 is its center frequency. Reference numeral 12 denotes the 3 dB pass bandwidth.

この３ｄＢ通過帯域幅１２は、インダクタ５とインダクタ６の相互位置を遠近させることにより誘導結合度を調整して決定していた。このように誘導結合度を固定として用い、３ｄＢ通過帯域幅が固定のバンドパスフィルタを得ていた。 The 3 dB passband width 12 is determined by adjusting the degree of inductive coupling by moving the mutual positions of the inductor 5 and the inductor 6 closer to each other. In this way, a bandpass filter having a fixed 3 dB passband width is obtained using the inductive coupling degree as fixed.

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開平１１−３３０８９０号公報 As prior art document information related to the invention of this application, for example, Patent Document 1 is known.
JP-A-11-330890

しかしながら、このような従来の高周波フィルタの３ｄＢ通過帯域幅は固定であり、例えば、通過帯域の近傍に妨害信号等が存在する場合、この妨害信号を除去することはできなかった。 However, such a conventional high-frequency filter has a fixed 3 dB passband width. For example, when an interference signal or the like is present in the vicinity of the passband, the interference signal cannot be removed.

そこで本発明は、このような問題を解決したもので、通過帯域近傍に存在する妨害信号を除去することができる高周波フィルタを提供することを目的としたものである。 Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a high-frequency filter that can remove an interference signal existing in the vicinity of the passband.

この目的を達成するために本発明の高周波フィルタの入力端子と出力端子との間は第１のバリキャップダイオードで高周波結合されるとともに、前記第１のバリキャップダイオードに印加する制御電圧で３ｄＢ通過帯域幅を制御するものである。 In order to achieve this object, the input terminal and the output terminal of the high-frequency filter of the present invention are high-frequency coupled by a first varicap diode and pass by 3 dB with a control voltage applied to the first varicap diode. It controls the bandwidth.

以上のように本発明によれば、入力端子と出力端子との間は第１のバリキャップダイオードで高周波結合されるとともに、前記第１のバリキャップダイオードに印加する制御電圧で３ｄＢ通過帯域幅を制御するものであり、第１のバリキャップダイオードに印加する制御電圧で３ｄＢ通過帯域幅を制御することにより、高周波結合を変化させ、３ｄＢ通過帯域幅を可変することができる。 As described above, according to the present invention, the input terminal and the output terminal are high-frequency coupled by the first varicap diode, and the control voltage applied to the first varicap diode has a 3 dB passband width. By controlling the 3 dB pass bandwidth with the control voltage applied to the first varicap diode, the high frequency coupling can be changed and the 3 dB pass bandwidth can be varied.

従って、たとえ通過帯域の近傍に妨害信号等がある場合であっても、この妨害信号を除去することができる。 Therefore, even if there is an interference signal or the like in the vicinity of the pass band, the interference signal can be removed.

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の実施の形態１におけるバンドパスフィルタ（高周波フィルタの一例として用いた）２１の回路図である。 (Embodiment 1)
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of a bandpass filter (used as an example of a high frequency filter) 21 in Embodiment 1 of the present invention.

図１において、インダクタ２２とバリキャップダイオード（可変容量ダイオード）２３を並列接続して、同調回路２４を形成している。この同調回路２４を形成するバリキャップダイオード２３のアノード側はグランドに接続されるとともに、カソード側は入力端子２５に接続されている。 In FIG. 1, an inductor 22 and a varicap diode (variable capacitance diode) 23 are connected in parallel to form a tuning circuit 24. The anode side of the varicap diode 23 forming the tuning circuit 24 is connected to the ground, and the cathode side is connected to the input terminal 25.

また、インダクタ２６とバリキャップダイオード２７を並列接続して、同調回路２８を形成している。この同調回路２８を形成するバリキャップダイオード２７のアノード側はグランドに接続されるとともに、カソード側は出力端子２９に接続されている。 Further, the inductor 26 and the varicap diode 27 are connected in parallel to form a tuning circuit 28. The anode side of the varicap diode 27 forming the tuning circuit 28 is connected to the ground, and the cathode side is connected to the output terminal 29.

そして、同調回路２４を形成するバリキャップダイオード２３のカソード側と、同調回路２８を形成するバリキャップダイオード２７のカソード側との間には、固定コンデンサ３０とバリキャップダイオード３１と固定コンデンサ３２とがこの順に直列接続されている。この固定コンデンサ３０とバリキャップダイオード３１のアノード側の接続点と、グランドとの間には、抵抗３３が接続されている。また、バリキャップダイオード３１のカソード側及び固定コンデンサ３２の接続点、並びに３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４との間には、抵抗３５が接続されている。 Between the cathode side of the varicap diode 23 that forms the tuning circuit 24 and the cathode side of the varicap diode 27 that forms the tuning circuit 28, there are a fixed capacitor 30, a varicap diode 31, and a fixed capacitor 32. They are connected in series in this order. A resistor 33 is connected between the connection point on the anode side of the fixed capacitor 30 and the varicap diode 31 and the ground. A resistor 35 is connected between the cathode side of the varicap diode 31, the connection point of the fixed capacitor 32, and the 3 dB pass bandwidth control terminal 34.

また、同調回路２４を形成するバリキャップダイオード２３のカソード側と、同調回路２８を形成するバリキャップダイオード２７のカソード側からは夫々抵抗３６、３７を介して、中心周波数制御端子３８に接続されている。ここで、抵抗３３、３５、３６、３７は、数十キロオームのものを用いている。 Also, the cathode side of the varicap diode 23 forming the tuning circuit 24 and the cathode side of the varicap diode 27 forming the tuning circuit 28 are connected to the center frequency control terminal 38 via resistors 36 and 37, respectively. Yes. Here, the resistors 33, 35, 36, and 37 have tens of kilohms.

なお、バリキャップダイオード２３、２７の代わりに、固定コンデンサを用いることもできる。この場合には、抵抗３６、３７及び中心周波数制御端子３８は不要となる。 A fixed capacitor can be used instead of the varicap diodes 23 and 27. In this case, the resistors 36 and 37 and the center frequency control terminal 38 are unnecessary.

以上のように構成されたバンドパスフィルタ２１について、以下にその動作を説明する。図２は、このバンドパスフィルタ２１の特性曲線である。即ち、バンドパスフィルタ２１の入力端子２５に入力レベルが一定で連続して周波数が変化する信号を加えたとき、出力端子２９から出力される応答特性である。 The operation of the bandpass filter 21 configured as described above will be described below. FIG. 2 is a characteristic curve of the bandpass filter 21. That is, it is a response characteristic output from the output terminal 29 when a signal whose input level is constant and continuously changes in frequency is added to the input terminal 25 of the band pass filter 21.

図２において、４０は中心周波数であり、４１は３ｄＢ通過帯域幅である。４３は、バリキャップダイオード３１の容量が大きいときの特性曲線であり、４４は、バリキャップダイオード３１の容量が小さいときの特性曲線である。なお、横軸４５は、周波数（ＭＨｚ）であり、縦軸４６は、減衰量（ｄＢ）である。 In FIG. 2, 40 is a center frequency and 41 is a 3 dB passband width. 43 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 31 is large, and 44 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 31 is small. The horizontal axis 45 is frequency (MHz), and the vertical axis 46 is attenuation (dB).

同調回路２４と同調回路２８とは、ほぼ同一の並列共振周波数を有しており、この並列共振周波数が中心周波数４０となる。ここで、中心周波数制御端子３８に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード２３、２７の容量は増加し、同調回路２４、２８の並列共振周波数は低くなる。即ち、中心周波数４０は低くなる。 The tuning circuit 24 and the tuning circuit 28 have substantially the same parallel resonance frequency, and this parallel resonance frequency becomes the center frequency 40. Here, when a low voltage is applied to the center frequency control terminal 38, the capacitances of the varicap diodes 23 and 27 increase, and the parallel resonance frequency of the tuning circuits 24 and 28 decreases. That is, the center frequency 40 is lowered.

逆に、中心周波数制御端子３８に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード２３、２７の容量は減少し、同調回路２４、２８の並列共振周波数は高くなる。即ち、中心周波数４０は高くなる。このように、中心周波数制御端子３８に加える制御電圧で、中心周波数４０は横軸４５上を移動する。中心周波数制御端子３８に加える制御電圧を連続して変化させれば、中心周波数４０は連続して変化する。従って、中心周波数４０を連続的に制御できるバンドパスフィルタ２１を得ることができる。 On the contrary, when a high voltage is applied to the center frequency control terminal 38, the capacitances of the varicap diodes 23 and 27 are decreased, and the parallel resonance frequency of the tuning circuits 24 and 28 is increased. That is, the center frequency 40 is increased. As described above, the center frequency 40 moves on the horizontal axis 45 by the control voltage applied to the center frequency control terminal 38. If the control voltage applied to the center frequency control terminal 38 is continuously changed, the center frequency 40 is continuously changed. Therefore, it is possible to obtain the bandpass filter 21 that can control the center frequency 40 continuously.

なお、バリキャップダイオード２３、２７の代りに固定容量のコンデンサを用いる場合には、中心周波数４０も固定となる。 When a fixed capacitor is used instead of the varicap diodes 23 and 27, the center frequency 40 is also fixed.

また、３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード３１の容量は減少し、同調回路２４と同調回路２８との容量結合（高周波結合の一例として用いた）が減少する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅４１は狭くなる。従って、通過帯域に近接した妨害信号をより抑圧することができる。 Further, when a high voltage is applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34, the capacitance of the varicap diode 31 is reduced, and capacitive coupling (used as an example of high frequency coupling) between the tuning circuit 24 and the tuning circuit 28 is reduced. That is, the 3 dB passband width 41 is narrowed. Therefore, the interference signal close to the pass band can be further suppressed.

逆に、３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード３１の容量は増加し、同調回路２４と同調回路２８との容量結合が増大する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅４１は広くなる。また、この場合、通過帯域内における損失４２は減少する。 Conversely, when a low voltage is applied to the 3 dB passband control terminal 34, the capacitance of the varicap diode 31 increases and the capacitive coupling between the tuning circuit 24 and the tuning circuit 28 increases. That is, the 3 dB passband width 41 is widened. In this case, the loss 42 in the pass band is reduced.

このように、３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に加える制御電圧で、３ｄＢ通過帯域幅４１は狭帯域になったり、広帯域になったりする。３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に加える制御電圧を連続に変化させれば、３ｄＢ通過帯域幅４１は連続して変化する。従って、３ｄＢ通過帯域幅４１を連続的に制御できるバンドパスフィルタ２１を得ることができる。 Thus, the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34 makes the 3 dB pass bandwidth 41 narrow or wide. If the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34 is continuously changed, the 3 dB pass bandwidth 41 changes continuously. Accordingly, it is possible to obtain the bandpass filter 21 that can continuously control the 3 dB passband width 41.

従って、たとえ、３ｄＢ通過帯域幅４１の近傍に妨害信号があったとしても、３ｄＢ通過帯域幅４１を狭くすることにより、妨害信号を除去することができる。また、弱電界地域においては、３ｄＢ通過帯域幅４１を広くすることにより、通過損失を減少させて受信感度等を向上させることができる。 Therefore, even if there is an interference signal in the vicinity of the 3 dB pass bandwidth 41, the interference signal can be removed by narrowing the 3 dB pass bandwidth 41. Further, in a weak electric field region, by increasing the 3 dB passband width 41, it is possible to reduce the pass loss and improve the reception sensitivity and the like.

なお、バリキャップダイオード３１の両端に微少容量（２〜５ｐＦ）のコンデンサを並列に接続することにより、バリキャップダイオード３１の容量の減少度合いを抑制することができ、ハイエンド側で通過帯域幅４１が狭くなり過ぎることを抑圧することができる。 In addition, by connecting a capacitor with a very small capacity (2 to 5 pF) at both ends of the varicap diode 31 in parallel, the degree of decrease in the capacitance of the varicap diode 31 can be suppressed, and the passband width 41 is increased on the high end side. It can be suppressed that it becomes too narrow.

また、コンデンサ３０、３２は直流カットの役目と、３ｄＢ通過帯域幅４１の制御量への寄与度を制御する役目とを有している。即ち、コンデンサ３０、３２によって、バリキャップダイオード３１の容量変化の寄与を決定できる。このバリキャップダイオード３１の容量変化によって、３ｄＢ通過帯域幅４１を制御できる。さらに、バリキャップダイオード３１とバリキャップダイオード２３および２７の制御を互いに独立に行うことができる。 Further, the capacitors 30 and 32 have a role of direct current cut and a role of controlling the degree of contribution of the 3 dB pass bandwidth 41 to the control amount. That is, the contribution of the capacitance change of the varicap diode 31 can be determined by the capacitors 30 and 32. By changing the capacitance of the varicap diode 31, the 3dB passband width 41 can be controlled. Furthermore, the varicap diode 31 and the varicap diodes 23 and 27 can be controlled independently of each other.

以上のように、コンデンサ３０、３２の容量を大きくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅４１の変化を大きくすることができる。逆に、コンデンサ３０、３２の容量を小さくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅４１の変化を小さくすることができる。即ち、微調整をすることができる。 As described above, if the capacitances of the capacitors 30 and 32 are increased, the change in the 3 dB passband width 41 can be increased with respect to the change in the same passband control voltage. Conversely, if the capacitances of the capacitors 30 and 32 are reduced, the change in the 3 dB passband width 41 can be reduced with respect to the same change in the passband control voltage. That is, fine adjustment can be performed.

また、通過帯域制御電圧の高低によって、高域での減衰量の差４７の方が低域での減衰量の差４８より大きくなる。 Further, due to the level of the passband control voltage, the attenuation difference 47 in the high band becomes larger than the attenuation difference 48 in the low band.

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１で述べたバンドパスフィルタ２１を用いた高周波装置について述べる。バンドパスフィルタ２１は上記特徴を有しているので、以下に述べるような高周波装置に用いると、その効果を充分に発揮することができる。 (Embodiment 2)
In this embodiment, a high-frequency device using the bandpass filter 21 described in Embodiment 1 is described. Since the band-pass filter 21 has the above characteristics, the effect can be sufficiently exhibited when used in a high-frequency device as described below.

この高周波装置は、以下のような構成となっている。即ち、高周波信号が入力されるアンテナ入力端子と、このアンテナ入力端子に接続された入力回路と、この入力回路に接続された高周波増幅器と、この高周波増幅器の出力に接続された段間回路と、この段間回路の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力には、発振器の出力が接続された混合器と、この混合器の出力が接続された中間周波フィルタと、この中間周波フィルタの出力が供給される出力端子とから構成されている。 This high-frequency device has the following configuration. That is, an antenna input terminal to which a high frequency signal is input, an input circuit connected to the antenna input terminal, a high frequency amplifier connected to the input circuit, an interstage circuit connected to the output of the high frequency amplifier, The output of the interstage circuit is connected to one input and the other input is connected to a mixer to which the output of the oscillator is connected, an intermediate frequency filter to which the output of the mixer is connected, and the intermediate frequency filter And an output terminal to which the output is supplied.

以上のように構成された高周波装置の段間回路に実施の形態１で説明したバンドパスフィルタ２１を用いれば、３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に低い電圧を加えることにより、バンドパスフィルタ２１による損失が低減される。これにより、高周波装置としての雑音指数を低減することができるので、微弱な受信エリアでの受信感度を向上させることができる。 If the bandpass filter 21 described in the first embodiment is used in the interstage circuit of the high-frequency device configured as described above, a loss is caused by the bandpass filter 21 by applying a low voltage to the 3 dB passband control terminal 34. Is reduced. Thereby, since the noise figure as a high frequency apparatus can be reduced, the receiving sensitivity in a weak receiving area can be improved.

逆に３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に高い電圧を加えることにより、バリキャップダイオード３１の容量は減少し、バンドパスフィルタ２１による周波数選択度が向上するので、近接した妨害信号をより抑圧することができる。 Conversely, by applying a high voltage to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34, the capacitance of the varicap diode 31 is reduced, and the frequency selectivity by the bandpass filter 21 is improved, so that adjacent interference signals can be further suppressed. it can.

また、高周波装置の入力回路に本実施の形態で説明したバンドパスフィルタ２１を用いることもできる。即ち、大きな妨害信号の存在する受信エリアでは３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に高い電圧を加えることにより、妨害信号を最適に抑圧できる。また、希望信号の微弱な受信エリアでは３ｄＢ通過帯域幅制御端子３４に低い電圧を加えることにより、バンドパスフィルタ２１による損失を最小値にすることができる。 Further, the band-pass filter 21 described in this embodiment can be used for the input circuit of the high-frequency device. That is, in a reception area where a large interference signal exists, the interference signal can be optimally suppressed by applying a high voltage to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34. Further, in a weak reception area of the desired signal, the loss due to the band pass filter 21 can be minimized by applying a low voltage to the 3 dB pass bandwidth control terminal 34.

また、中心周波数４０を固定としたバンドパスフィルタ２１は、この混合器の出力に接続される中間周波フィルタとして用いることもできる。 Further, the bandpass filter 21 with the center frequency 40 fixed can also be used as an intermediate frequency filter connected to the output of the mixer.

以上のように、このバンドパスフィルタ２１を用いることによって、希望信号に近接した妨害信号を最適に抑圧することができる。また、バンドパスフィルタ２１の損失を最小値にすることもできる。これらのいずれかを必要に応じて適宜選択することができる。 As described above, by using this bandpass filter 21, it is possible to optimally suppress the interference signal close to the desired signal. Further, the loss of the bandpass filter 21 can be minimized. Any of these can be selected as appropriate.

従って、希望信号に近接して妨害信号が存在するエリアでの受信、あるいは弱電界エリアでの受信のそれぞれに対応する高周波装置を提供することができる。 Therefore, it is possible to provide a high-frequency device corresponding to reception in an area where an interference signal is present close to a desired signal or reception in a weak electric field area.

（実施の形態３）
図３は、実施の形態３におけるバンドパスフィルタ５１の回路図である。図３において、入力端子５２と出力端子５３との間にインダクタ５４とインダクタ５５とが直列に接続されている。そして、このインダクタ５４と５５との接続点とグランドとの間にインダクタ５６とコンデンサ５７とバリキャップダイオード５８とがこの順に直列接続されている。そして、バリキャップダイオード５８のアノード側がグランドに接続されている。即ち、インダクタ５４、５６、５５はいわゆる「Ｔ」形状に接続されている。また、バリキャップダイオード５８のカソード側とコンデンサ５７の接続点からは抵抗５９を介して３ｄＢ通過帯域幅制御端子６０に接続されている。 (Embodiment 3)
FIG. 3 is a circuit diagram of the bandpass filter 51 according to the third embodiment. In FIG. 3, an inductor 54 and an inductor 55 are connected in series between an input terminal 52 and an output terminal 53. An inductor 56, a capacitor 57, and a varicap diode 58 are connected in series in this order between the connection point of the inductors 54 and 55 and the ground. The anode side of the varicap diode 58 is connected to the ground. That is, the inductors 54, 56, and 55 are connected in a so-called “T” shape. A connection point between the cathode side of the varicap diode 58 and the capacitor 57 is connected to the 3 dB pass bandwidth control terminal 60 through a resistor 59.

入力端子５２とインダクタ５４との接続点６１ａとグランドとの間には、バリキャップダイオード６１が接続されており、出力端子５３とインダクタ５５との接続点６２ａとグランドとの間には、バリキャップダイオード６２が接続されている。また、接続点６２ａとインダクタ５５の接続点からは、抵抗６３を介して中心周波数制御端子６４に接続されている。ここで、抵抗５９、６３は数十キロオームのものを用いている。 A varicap diode 61 is connected between the connection point 61a between the input terminal 52 and the inductor 54 and the ground, and a varicap between the connection point 62a between the output terminal 53 and the inductor 55 and the ground. A diode 62 is connected. The connection point 62 a and the inductor 55 are connected to the center frequency control terminal 64 through the resistor 63. Here, the resistors 59 and 63 have tens of kilohms.

さらに、コンデンサ５７とバリキャップダイオード５８との直列回路による容量値と、インダクタ５６とにより直列共振回路５６ａが構成されている。 Further, a series resonant circuit 56 a is configured by the capacitance value of the series circuit of the capacitor 57 and the varicap diode 58 and the inductor 56.

なお、バリキャップダイオード６１、６２の代わりに、固定コンデンサを用いることもできる。この場合には、抵抗６３及び中心周波数制御端子６４は不要となる。 A fixed capacitor can be used in place of the varicap diodes 61 and 62. In this case, the resistor 63 and the center frequency control terminal 64 are not necessary.

以上のように構成されたバンドパスフィルタ５１について、以下にその動作を説明する。図４は、このバンドパスフィルタ５１の特性曲線である。即ち、バンドパスフィルタ５１の入力端子５２に入力レベルが一定で連続して周波数が変化する信号を加えたとき、出力端子５３から出力される応答特性である。 The operation of the bandpass filter 51 configured as described above will be described below. FIG. 4 is a characteristic curve of the band pass filter 51. That is, the response characteristic is output from the output terminal 53 when a signal whose input level is constant and continuously changes in frequency is added to the input terminal 52 of the band pass filter 51.

図４において、６５は中心周波数であり、６６は３ｄＢ通過帯域幅である。６７は、バリキャップダイオード５８の容量が大きいときの特性曲線であり、６８は、バリキャップダイオード５８の容量が小さいときの特性曲線である。なお、横軸４５は、周波数（ＭＨｚ）であり、縦軸４６は、減衰量（ｄＢ）である。 In FIG. 4, 65 is the center frequency and 66 is the 3 dB passband width. 67 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 58 is large, and 68 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 58 is small. The horizontal axis 45 is frequency (MHz), and the vertical axis 46 is attenuation (dB).

ここで、インダクタ５４とインダクタ５６とコンデンサ５７とバリキャップダイオード５８とがこの順に直列接続された第１の直列接続体と、この第１の直列接続体とバリキャップダイオード６１とが並列接続されて第１の同調回路を形成している。また、インダクタ５５とインダクタ５６とコンデンサ５７とバリキャップダイオード５８とがこの順に直列接続された第２の直列接続体と、この第２の直列接続体とバリキャップダイオード６２とが並列接続されて第２の同調回路を形成している。 Here, a first series connection body in which the inductor 54, the inductor 56, the capacitor 57, and the varicap diode 58 are connected in series in this order, and the first series connection body and the varicap diode 61 are connected in parallel. A first tuning circuit is formed. In addition, a second series connection body in which the inductor 55, the inductor 56, the capacitor 57, and the varicap diode 58 are connected in series in this order, and the second series connection body and the varicap diode 62 are connected in parallel to each other. Two tuning circuits are formed.

なお、第１の同調回路の共振周波数はバリキャップダイオード６１とインダクタ５４の定数が支配的である。また、第２の同調回路の共振周波数はバリキャップダイオード６２とインダクタ５５の定数が支配的である。 Note that the resonance frequency of the first tuning circuit is dominated by the constants of the varicap diode 61 and the inductor 54. The resonance frequency of the second tuning circuit is dominated by the constants of the varicap diode 62 and the inductor 55.

そして、直列共振回路５６ａの直列共振周波数は、第１および第２の同調回路の同調周波数より低く設定している。これにより、直列共振回路５６ａは、第１および第２の同調回路の同調周波数において、インダクタンス性を有することになる。従って、バリキャップダイオード５８の容量値を制御電圧で可変することにより、第１および第２の同調回路の直列共振回路５６ａのインピーダンスは同調周波数においてインダクタンスとなり、その値を可変することができる。即ち、直列共振回路５６ａを形成するインダクタ５６とコンデンサ５７とバリキャップダイオード５８のインダクタンス成分が誘導結合（高周波結合の一例として用いた）の結合度合いに寄与することになる。 The series resonance frequency of the series resonance circuit 56a is set lower than the tuning frequencies of the first and second tuning circuits. As a result, the series resonant circuit 56a has inductance at the tuning frequencies of the first and second tuning circuits. Therefore, by varying the capacitance value of the varicap diode 58 with the control voltage, the impedance of the series resonance circuit 56a of the first and second tuning circuits becomes an inductance at the tuning frequency, and the value can be varied. That is, the inductance components of the inductor 56, the capacitor 57, and the varicap diode 58 forming the series resonance circuit 56a contribute to the coupling degree of inductive coupling (used as an example of high frequency coupling).

以上のように構成された第１の同調回路と第２の同調回路とは同一の並列共振周波数を有している。この並列共振周波数がバンドパスフィルタ５１の中心周波数６５となる。ここで、中心周波数制御端子６４に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード６１、６２の容量は増加し、第１、第２の同調回路の並列共振周波数は低くなる。即ち、中心周波数６５は低くなる。 The first tuning circuit and the second tuning circuit configured as described above have the same parallel resonance frequency. This parallel resonance frequency becomes the center frequency 65 of the bandpass filter 51. Here, when a low voltage is applied to the center frequency control terminal 64, the capacitances of the varicap diodes 61 and 62 are increased, and the parallel resonance frequencies of the first and second tuning circuits are decreased. That is, the center frequency 65 is lowered.

逆に、中心周波数制御端子６４に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード６１、６２の容量は減少し、第１、第２の同調回路の並列共振周波数は高くなる。即ち、中心周波数６５は高くなる。このように、中心周波数制御端子６４に加える制御電圧で、中心周波数６５は横軸４５上を移動する。即ち、中心周波数制御端子６４に加える制御電圧を連続に変化させれば、中心周波数６５は連続して変化する。従って、中心周波数６５を連続的に制御できるバンドパスフィルタ５１を得ることができる。 On the contrary, when a high voltage is applied to the center frequency control terminal 64, the capacitances of the varicap diodes 61 and 62 are reduced, and the parallel resonance frequencies of the first and second tuning circuits are increased. That is, the center frequency 65 is increased. Thus, the center frequency 65 moves on the horizontal axis 45 by the control voltage applied to the center frequency control terminal 64. That is, if the control voltage applied to the center frequency control terminal 64 is continuously changed, the center frequency 65 is continuously changed. Therefore, it is possible to obtain the bandpass filter 51 that can control the center frequency 65 continuously.

なお、バリキャップダイオード６１、６２の代りに固定容量のコンデンサを用いる場合には、中心周波数６５も固定となる。 When a fixed capacitor is used instead of the varicap diodes 61 and 62, the center frequency 65 is also fixed.

また、３ｄＢ通過帯域幅制御端子６０に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード５８の容量は減少し、第１の同調回路と第２の同調回路との誘導結合が減少する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅６６は狭くなる。従って、通過帯域に近接した妨害信号を抑圧することができる。 Further, when a high voltage is applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 60, the capacitance of the varicap diode 58 decreases, and inductive coupling between the first tuning circuit and the second tuning circuit decreases. That is, the 3 dB passband width 66 is narrowed. Therefore, the interference signal close to the pass band can be suppressed.

逆に、３ｄＢ通過帯域幅制御端子６０に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード５８の容量は増加し、第１の同調回路と第２の同調回路との誘導結合が増大する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅６６は広くなる。また、この場合、通過帯域内における損失６９は減少する。従って、ＮＦが良化し、受信感度は向上する。 Conversely, when a low voltage is applied to the 3 dB passband control terminal 60, the capacitance of the varicap diode 58 increases and the inductive coupling between the first tuning circuit and the second tuning circuit increases. That is, the 3 dB passband width 66 is widened. In this case, the loss 69 in the passband is reduced. Therefore, NF is improved and reception sensitivity is improved.

このように、３ｄＢ通過帯域幅制御端子６０に加える制御電圧により、３ｄＢ通過帯域幅６６を狭帯域としたり、広帯域としたりすることができる。３ｄＢ通過帯域幅制御端子６０に加える制御電圧を連続して変化させれば、３ｄＢ通過帯域幅６６は連続して変化する。従って、３ｄＢ通過帯域幅６６を連続的に制御できるバンドパスフィルタ５１を得ることができる。従って、たとえ、３ｄＢ通過帯域幅６６の近傍に妨害信号があったとしても、この妨害信号を除去することができる。 As described above, the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 60 can make the 3 dB pass bandwidth 66 narrow or wide. If the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 60 is continuously changed, the 3 dB pass bandwidth 66 is continuously changed. Accordingly, it is possible to obtain the bandpass filter 51 that can continuously control the 3 dB passband width 66. Therefore, even if there is an interference signal in the vicinity of the 3 dB passband width 66, the interference signal can be removed.

また、コンデンサ５７は直流カットの役目と、３ｄＢ通過帯域幅６６の制御量の寄与度を制御する役目とを有している。即ち、コンデンサ５７によって、バリキャップダイオード５８による３ｄＢ通過帯域幅６６の制御と、バリキャップダイオード５８と、バリキャップダイオード６１、６２の制御とを分離して独立に行うことができる。このコンデンサ５７の容量を大きくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅６６の変化を大きくすることができる。逆に、コンデンサ５７の容量を小さくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅６６の変化を小さくすることができる。即ち、微調整をすることができる。 Further, the capacitor 57 has a role of direct current cut and a role of controlling the contribution of the control amount of the 3 dB pass bandwidth 66. That is, by the capacitor 57, the control of the 3 dB pass bandwidth 66 by the varicap diode 58 and the control of the varicap diode 58 and the varicap diodes 61 and 62 can be performed independently. If the capacitance of the capacitor 57 is increased, the change in the 3 dB passband width 66 can be increased with respect to the change in the same passband control voltage. Conversely, if the capacitance of the capacitor 57 is reduced, the change in the 3 dB passband width 66 can be reduced with respect to the same change in the passband control voltage. That is, fine adjustment can be performed.

また、通過帯域制御電圧の高低によって、低域での減衰量の差７０の方が高域での減衰量の差７１より大きくなる。 Further, due to the level of the passband control voltage, the attenuation difference 70 in the low band becomes larger than the attenuation difference 71 in the high band.

さらに、インダクタ５６を用いて誘導結合としているので、高域での減衰量は、容量結合とした実施の形態１における高域の減衰量に比べて、減衰量が大きい。 Furthermore, since the inductor 56 is used for inductive coupling, the attenuation in the high band is larger than the attenuation in the high band in the first embodiment in which capacitive coupling is used.

このバンドパスフィルタ５１を、高周波信号受信部に用いると、実施の形態１と同様に、希望信号に近接して妨害信号が存在するエリアでの受信、あるいは弱電界エリアでの受信に対して最適な選択をすることにより、良好な受信をすることができる。 When this band-pass filter 51 is used in a high-frequency signal receiving unit, as in the first embodiment, it is optimal for reception in an area where a disturbing signal exists close to a desired signal or reception in a weak electric field area. By making a proper selection, it is possible to perform good reception.

（実施の形態４）
図５は、実施の形態４における高周波フィルタ７５の回路図である。図５において、入力端子７６とグランドとの間には、インダクタ７７とバリキャップダイオード７８とが直列接続された直列共振回路７９が形成されている。この直列共振回路７９を形成するバリキャップダイオード７８のアノード側はグランドに接続されている。 (Embodiment 4)
FIG. 5 is a circuit diagram of the high frequency filter 75 according to the fourth embodiment. In FIG. 5, a series resonant circuit 79 in which an inductor 77 and a varicap diode 78 are connected in series is formed between an input terminal 76 and the ground. The anode side of the varicap diode 78 forming the series resonance circuit 79 is connected to the ground.

また、出力端子８０とグランドとの間には、インダクタ８１とバリキャップダイオード８２を直列接続して、直列共振回路８３を形成している。この直列共振回路８３を形成するバリキャップダイオード８２のアノード側はグランドに接続されている。 An inductor 81 and a varicap diode 82 are connected in series between the output terminal 80 and the ground to form a series resonance circuit 83. The anode side of the varicap diode 82 forming this series resonance circuit 83 is connected to the ground.

この直列共振回路７９及び入力端子７６の接続点、並びに直列共振回路８３及び出力端子８０の接続点との間には、固定コンデンサ８４とバリキャップダイオード８５と固定コンデンサ８６とがこの順に直列接続されている。この固定コンデンサ８４及びバリキャップダイオード８５のアノード側との接続点、並びにグランドとの間には、抵抗８７が接続されている。また、バリキャップダイオード８５のカソード側及び固定コンデンサ８６の接続点、並びに３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８との間には、抵抗８９が接続されている。 A fixed capacitor 84, a varicap diode 85, and a fixed capacitor 86 are connected in series in this order between the connection point of the series resonance circuit 79 and the input terminal 76 and the connection point of the series resonance circuit 83 and the output terminal 80. ing. A resistor 87 is connected between a connection point between the fixed capacitor 84 and the anode side of the varicap diode 85 and the ground. A resistor 89 is connected between the cathode side of the varicap diode 85, the connection point of the fixed capacitor 86, and the 3 dB pass bandwidth control terminal 88.

また、直列共振回路７９を形成するバリキャップダイオード７８のカソード側と、第１のノッチ周波数制御端子９０との間には抵抗９１が接続されている。また、直列共振回路８３を形成するバリキャップダイオード８２のカソード側と、第２のノッチ周波数制御端子９２との間には抵抗９３が接続されている。 A resistor 91 is connected between the cathode side of the varicap diode 78 forming the series resonance circuit 79 and the first notch frequency control terminal 90. A resistor 93 is connected between the cathode side of the varicap diode 82 forming the series resonance circuit 83 and the second notch frequency control terminal 92.

なお、バリキャップダイオード７８、８２の代わりに、固定コンデンサを用いることもできる。この場合には、抵抗９１、９３及びノッチ周波数制御端子９０、９２は不要となる。ここで、抵抗８７、８９、９１、９３は数十キロオームのものを用いている。 A fixed capacitor can be used instead of the varicap diodes 78 and 82. In this case, the resistors 91 and 93 and the notch frequency control terminals 90 and 92 are unnecessary. Here, resistors 87, 89, 91, and 93 have tens of kilohms.

以上のように構成された高周波フィルタ７５について、以下にその動作を説明する。図６は、この高周波フィルタ７５の特性曲線である。即ち、高周波フィルタ７５の入力端子７６に入力レベルが一定で連続して周波数が変化する信号を加えたとき、出力端子８０から出力される応答特性である。 The operation of the high frequency filter 75 configured as described above will be described below. FIG. 6 is a characteristic curve of the high frequency filter 75. That is, it is a response characteristic output from the output terminal 80 when a signal whose input level is constant and continuously changes in frequency is added to the input terminal 76 of the high frequency filter 75.

図６において、９５は直列共振回路７９におけるノッチ周波数（直列共振周波数）であり、９６は直列共振回路８３におけるノッチ周波数である。本実施の形態では、直列共振回路７９におけるノッチ周波数９５より、直列共振回路８３におけるノッチ周波数９６の方を高くしている。従って、このノッチ周波数９５とノッチ周波数９６の間の通過凸部幅１００を有する高周波フィルタ７５を得ることができる。この通過凸部幅１００は、ノッチ周波数制御端子９０、９２に加える電圧で可変することができる。 In FIG. 6, 95 is a notch frequency (series resonance frequency) in the series resonance circuit 79, and 96 is a notch frequency in the series resonance circuit 83. In the present embodiment, the notch frequency 96 in the series resonance circuit 83 is set higher than the notch frequency 95 in the series resonance circuit 79. Therefore, a high frequency filter 75 having a pass protrusion width 100 between the notch frequency 95 and the notch frequency 96 can be obtained. The passing protrusion width 100 can be varied by a voltage applied to the notch frequency control terminals 90 and 92.

また、ノッチ周波数９５或いは９６を妨害信号の周波数に合わせれば、直接妨害信号を効率良く除去することができる。 Further, if the notch frequency 95 or 96 is matched with the frequency of the interference signal, the interference signal can be directly removed efficiently.

９７は高周波フィルタ７５の３ｄＢ通過帯域幅である。９８は、バリキャップダイオード８５の容量が大きいときの特性曲線であり、９９は、バリキャップダイオード８５の容量が小さいときの特性曲線である。なお、横軸４５は、周波数（ＭＨｚ）であり、縦軸４６は、減衰量（ｄＢ）である。 Reference numeral 97 denotes a 3 dB pass bandwidth of the high frequency filter 75. 98 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 85 is large, and 99 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 85 is small. The horizontal axis 45 is frequency (MHz), and the vertical axis 46 is attenuation (dB).

直列共振回路７９と直列共振回路８３とは異なる直列共振周波数を有している。ここで、ノッチ周波数制御端子９０、９２に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード７８、８２の容量は増加し、直列共振回路７９、８３の直列共振周波数は低くなる。 The series resonance circuit 79 and the series resonance circuit 83 have different series resonance frequencies. Here, when a low voltage is applied to the notch frequency control terminals 90 and 92, the capacitances of the varicap diodes 78 and 82 increase, and the series resonance frequency of the series resonance circuits 79 and 83 decreases.

逆に、ノッチ周波数制御端子９０、９２に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード７８、８２の容量は減少し、直列共振回路７９、８３の直列共振周波数は高くなる。このように、ノッチ周波数制御端子９０、９２に加える制御電圧で、通過凸部幅１００は横軸４５上を移動する。ノッチ周波数制御端子９０、９２に加える制御電圧を連続に変化させれば、ノッチ周波数９５、９６は連続して変化する。従って、ノッチ周波数９５、９６を連続的に制御できる高周波フィルタ７５を得ることができる。 Conversely, when a high voltage is applied to the notch frequency control terminals 90 and 92, the capacitance of the varicap diodes 78 and 82 decreases, and the series resonance frequency of the series resonance circuits 79 and 83 increases. In this way, the passing convex portion width 100 moves on the horizontal axis 45 with the control voltage applied to the notch frequency control terminals 90 and 92. If the control voltage applied to the notch frequency control terminals 90 and 92 is continuously changed, the notch frequencies 95 and 96 are continuously changed. Therefore, the high frequency filter 75 which can control the notch frequencies 95 and 96 continuously can be obtained.

また、ノッチ周波数制御端子９０、９２を接続して共通端子とし、この共通端子に制御電圧を加えてもよい。この場合、直列共振回路７９、８３のそれぞれの直列共振周波数は、ノッチ周波数は９５、９６となるように設定しておく。 Further, the notch frequency control terminals 90 and 92 may be connected to form a common terminal, and a control voltage may be applied to the common terminal. In this case, the series resonance frequencies of the series resonance circuits 79 and 83 are set so that the notch frequencies are 95 and 96, respectively.

以上のように、直列共振回路７９、８３とバリキャップダイオード８５に加える制御電圧によって、特性曲線９８、９９が決定される。この特性曲線９８、９９の中心周波数９７ａ付近の特性は、直列共振回路７９、８３を形成するそれぞれインダクタ７７、８１の大きさにより影響される。以下にその説明を行う。 As described above, the characteristic curves 98 and 99 are determined by the control voltages applied to the series resonant circuits 79 and 83 and the varicap diode 85. The characteristics of the characteristic curves 98 and 99 near the center frequency 97a are influenced by the sizes of the inductors 77 and 81 forming the series resonant circuits 79 and 83, respectively. This will be described below.

ここで、直列共振回路７９、８３のリアクタンス・スロープパラメータを、直列共振回路７９、８３のノッチ周波数９５、９６におけるリアクタンスの周波数に対する変化率である直列共振角周波数ωoとそれぞれのインダクタ７７、８１の大きさとの積として定義する。すなわち、このリアクタンス・スロープパラメータは、直列共振角周波数ωｏとインダクタ７７、８１の大きさによって決定されるものである。 Here, the reactance slope parameters of the series resonance circuits 79 and 83 are set to the series resonance angular frequency ωo which is the rate of change with respect to the reactance frequency at the notch frequencies 95 and 96 of the series resonance circuits 79 and 83 and the respective inductors 77 and 81. It is defined as the product of size. That is, the reactance slope parameter is determined by the series resonance angular frequency ωo and the sizes of the inductors 77 and 81.

例えば、通過帯域の低域側にノッチ周波数９５を形成する直列共振回路７９のインダクタ７７を大きく設定すると、直列共振回路７９のリアクタンス・スロープパラメータが大きくなり、また通過帯域の高域側にノッチ周波数９６を形成する直列共振回路８３のインダクタ８１を小さく設定すると、直列共振回路８３のスロープパラメータは小さくなり、バリキャップダイオード８５の容量値を小さく設定する必要がある。 For example, if the inductor 77 of the series resonant circuit 79 that forms the notch frequency 95 on the low band side of the pass band is set large, the reactance slope parameter of the series resonant circuit 79 becomes large, and the notch frequency on the high band side of the pass band. When the inductor 81 of the series resonance circuit 83 forming the circuit 96 is set small, the slope parameter of the series resonance circuit 83 becomes small, and the capacitance value of the varicap diode 85 needs to be set small.

反対に、通過帯域の低域側にノッチ周波数９５を形成する直列共振回路７９のインダクタ７７を小さく設定すると、直列共振回路７９のリアクタンス・スロープパラメータが小さくなり、また通過帯域の高域側にノッチ周波数９６を形成する直列共振回路８３のインダクタ８１を大きく設定すると、直列共振回路８３のリアクタンス・スロープパラメータは大きくなり、バリキャップダイオード８５の容量値を大きく設定する必要がある。 On the other hand, when the inductor 77 of the series resonance circuit 79 that forms the notch frequency 95 on the low band side of the pass band is set small, the reactance slope parameter of the series resonance circuit 79 becomes small, and the notch is set on the high band side of the pass band. When the inductor 81 of the series resonance circuit 83 forming the frequency 96 is set large, the reactance / slope parameter of the series resonance circuit 83 becomes large, and the capacitance value of the varicap diode 85 needs to be set large.

このように、直列共振回路７９、８３とバリキャップダイオード８５との整合を合わすことにより、所定の特性曲線９８、９９が得られる。 In this way, predetermined characteristic curves 98 and 99 are obtained by matching the series resonant circuits 79 and 83 with the varicap diode 85.

なお、バリキャップダイオード７８、８２の代わりに固定コンデンサを用いれば、通過凸部幅１００と通過周波数は固定となる。 If a fixed capacitor is used instead of the varicap diodes 78 and 82, the passing convex width 100 and the passing frequency are fixed.

また、３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に高い電圧を加えると、バリキャップダイオード８５の容量は減少し、直列共振回路７９と直列共振回路８３との間の容量結合（高周波結合の一例として用いた）が減少する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅９７は狭くなる。 Further, when a high voltage is applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88, the capacitance of the varicap diode 85 decreases, and capacitive coupling between the series resonant circuit 79 and the series resonant circuit 83 (used as an example of high frequency coupling). Decrease. That is, the 3 dB passband width 97 is narrowed.

逆に、３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に低い電圧を加えると、バリキャップダイオード８５の容量は増加し、直列共振回路７９と直列共振回路８３との間の容量結合が増大する。即ち、３ｄＢ通過帯域幅９７は広くなる。また、この場合、通過帯域内における損失１０１は減少する。従って、ＮＦは良化し、受信感度は向上する。 Conversely, when a low voltage is applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88, the capacitance of the varicap diode 85 increases, and the capacitive coupling between the series resonant circuit 79 and the series resonant circuit 83 increases. That is, the 3 dB passband width 97 is widened. In this case, the loss 101 in the pass band is reduced. Therefore, NF is improved and reception sensitivity is improved.

このように、３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に加える制御電圧で、３ｄＢ通過帯域幅９７を狭帯域にしたり、広帯域にしたりすることができる。３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に加える制御電圧を連続して変化させれば、３ｄＢ通過帯域幅９７は連続して変化する。従って、３ｄＢ通過帯域幅９７を連続的に制御できる高周波フィルタ７５を得ることができる。また、妨害信号は直接ノッチ周波数９５、９６で除去することができる。 In this way, the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88 can make the 3 dB pass bandwidth 97 narrow or wide. If the control voltage applied to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88 is continuously changed, the 3 dB pass bandwidth 97 is continuously changed. Therefore, the high frequency filter 75 capable of continuously controlling the 3 dB passband width 97 can be obtained. Further, the interference signal can be directly removed at the notch frequencies 95 and 96.

また、コンデンサ８４、８６は直流カットの役目と、３ｄＢ通過帯域幅９７の制御量の寄与度を制御する役目とを有している。即ち、コンデンサ８４、８６によって、３ｄＢ通過帯域幅９７の制御と、ノッチ周波数９５、９６の制御を独立に行うことができる。また、コンデンサ８４、８６の容量を大きくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅９７の変化を大きくすることができる。逆に、コンデンサ８４、８６の容量を小さくすれば、同じ通過帯域制御電圧の変化に対して、３ｄＢ通過帯域幅９７の変化を小さくすることができる。即ち、微調整をすることができる。 Capacitors 84 and 86 have a role of DC cut and a role of controlling the contribution of the control amount of 3 dB pass bandwidth 97. That is, the capacitors 84 and 86 can control the 3 dB passband width 97 and the notch frequencies 95 and 96 independently. Further, if the capacitances of the capacitors 84 and 86 are increased, the change in the 3 dB passband width 97 can be increased with respect to the same change in the passband control voltage. Conversely, if the capacitances of the capacitors 84 and 86 are reduced, the change in the 3 dB passband width 97 can be reduced with respect to the same change in the passband control voltage. That is, fine adjustment can be performed.

また、通過帯域制御電圧の高低によって、高域での減衰量の差１０２の方が低域での減衰量の差１０３より大きくなる。 Further, due to the level of the passband control voltage, the attenuation difference 102 in the high band becomes larger than the attenuation difference 103 in the low band.

この高周波フィルタ７５を、高周波信号受信部に用いると、実施の形態１と同様に、希望信号に近接して妨害信号が存在するエリアでの受信、あるいは弱電界エリアでの受信のそれぞれに対して最適な選択をすることにより、良好な受信をすることができる。 When this high-frequency filter 75 is used in a high-frequency signal receiving unit, each of reception in an area where a disturbing signal exists close to a desired signal or reception in a weak electric field area, as in the first embodiment. Good reception can be performed by making an optimal selection.

さらに、この高周波フィルタ７５によって、ノッチ周波数９５、９６を直接妨害信号に合わせると、妨害信号除去に大きな効果を有する。 Furthermore, if the notch frequencies 95 and 96 are directly adjusted to the interference signal by the high frequency filter 75, it has a great effect on the interference signal removal.

（実施の形態５）
図７は、実施の形態５における高周波フィルタ１０５の回路図である。実施の形態５は、実施の形態４における入力端子７６と、本実施の形態における入力端子１０６との間に直列共振回路１０７を設けるとともに、更に、実施の形態４における出力端子８０と、本実施の形態における出力端子１０８との間に直列共振回路１０９を設けたものである。なお、実施の形態４と同じものには同符号を付して説明を簡略化する。 (Embodiment 5)
FIG. 7 is a circuit diagram of high-frequency filter 105 in the fifth embodiment. In the fifth embodiment, a series resonant circuit 107 is provided between the input terminal 76 in the fourth embodiment and the input terminal 106 in the present embodiment, and the output terminal 80 in the fourth embodiment and the present embodiment are further provided. A series resonance circuit 109 is provided between the output terminal 108 and the output terminal 108 in the above configuration. Note that the same components as those in the fourth embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is simplified.

図７において、直列共振回路１０７は、入力端子１０６に接続されたインダクタ１１０と、バリキャップダイオード１１１と、コンデンサ１１２とがこの順に直列接続されており、コンデンサ１１２の端は実施の形態４で示した直列共振回路７９に接続されている。 In FIG. 7, the series resonant circuit 107 includes an inductor 110 connected to the input terminal 106, a varicap diode 111, and a capacitor 112 connected in series in this order. The end of the capacitor 112 is shown in the fourth embodiment. Connected to the series resonant circuit 79.

また、直列共振回路１０７を形成するインダクタ１１０及びバリキャップダイオード１１１のアノード側との接続点、並びにグランドとの間には抵抗１１３が接続されており、バリキャップダイオード１１１のカソード側とコンデンサ１１２の接続点と、通過信号制御端子１１４との間には抵抗１１５が接続されている。 A resistor 113 is connected between a connection point between the inductor 110 forming the series resonance circuit 107 and the anode side of the varicap diode 111 and the ground, and the cathode side of the varicap diode 111 and the capacitor 112 are connected. A resistor 115 is connected between the connection point and the passage signal control terminal 114.

直列共振回路１０９は、実施の形態４で示した直列共振回路８３に接続されたコンデンサ１１６と、インダクタ１１７と、バリキャップダイオード１１８とがこの順に直列接続されており、バリキャップダイオード１１８のカソード側が出力端子１０８に接続されている。 In the series resonance circuit 109, the capacitor 116 connected to the series resonance circuit 83 shown in the fourth embodiment, the inductor 117, and the varicap diode 118 are connected in series in this order, and the cathode side of the varicap diode 118 is connected to the series resonance circuit 109. It is connected to the output terminal 108.

また、直列共振回路１０９を形成するインダクタ１１７及びバリキャップダイオード１１８のアノード側との接続点、並びにグランドとの間には抵抗１１９が接続されており、バリキャップダイオード１１８のカソード側及び出力端子１０８の接続点、並びに通過信号制御端子１１４との間には抵抗１２１が接続されている。ここで、抵抗１１３、１１５、１１９、１２１は数十キロオームのものを用いている。 A resistor 119 is connected between a connection point between the inductor 117 forming the series resonance circuit 109 and the anode side of the varicap diode 118 and the ground, and the cathode side of the varicap diode 118 and the output terminal 108 are connected. A resistor 121 is connected between these connection points and the passage signal control terminal 114. Here, the resistors 113, 115, 119, and 121 have tens of kilohms.

なお、この直列共振回路１０７、１０９の直列共振周波数は通過凸部幅１００内に設定されている。 Note that the series resonant frequency of the series resonant circuits 107 and 109 is set within the passing convex portion width 100.

以上のように構成された高周波フィルタ１０５について、以下にその動作を説明する。図８は、この高周波フィルタ１０５の特性曲線である。即ち、この高周波フィルタ１０５は、実施の形態４で述べた高周波フィルタ７５の入力と出力に直列共振回路１０７、１０９が接続されたものである。従って、その特性曲線は、実施の形態４に比べて通過凸部幅１００以外の周波数帯がさらに抑圧されることになる。 The operation of the high frequency filter 105 configured as described above will be described below. FIG. 8 is a characteristic curve of the high frequency filter 105. That is, the high frequency filter 105 is obtained by connecting series resonant circuits 107 and 109 to the input and output of the high frequency filter 75 described in the fourth embodiment. Therefore, in the characteristic curve, the frequency band other than the pass protrusion width 100 is further suppressed as compared with the fourth embodiment.

また、この通過凸部幅１００内において、希望信号の周波数になるように直列共振回路１０７、１０９の直列共振周波数を設定している。このことにより、妨害信号を除去する高周波フィルタ１０５を実現することができる。 Further, the series resonance frequency of the series resonance circuits 107 and 109 is set so that the frequency of the desired signal is set within the passing convex portion width 100. Thus, it is possible to realize the high frequency filter 105 that removes the interference signal.

さらに、ノッチ周波数制御端子９０、９２と通過信号制御端子１１４とを接続して共通端子とし、この共通端子に制御電圧を加えてもよい。この場合、直列共振回路７９、８３のそれぞれの直列共振周波数は、ノッチ周波数は９５、９６とし、直列共振回路１０７、１０９の直列共振周波数は、通過凸部幅１００内に設定しておく。 Further, the notch frequency control terminals 90 and 92 and the passing signal control terminal 114 may be connected to form a common terminal, and a control voltage may be applied to the common terminal. In this case, the series resonance frequency of each of the series resonance circuits 79 and 83 is set to 95 and 96, and the series resonance frequency of the series resonance circuits 107 and 109 is set within the passing convex portion width 100.

９７は高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅である。１２５は、バリキャップダイオード８５の容量が大きいときの特性曲線であり、１２６は、バリキャップダイオード８５の容量が小さいときの特性曲線である。 Reference numeral 97 denotes a 3 dB pass bandwidth of the high frequency filter 105. 125 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 85 is large, and 126 is a characteristic curve when the capacitance of the varicap diode 85 is small.

また、通過帯域制御電圧の高低によって、高域での減衰量の差１２７の方が低域での減衰量の差１２８より大きくなる。 Further, due to the level of the passband control voltage, the attenuation difference 127 in the high band becomes larger than the attenuation difference 128 in the low band.

（実施の形態６）
実施の形態６は、実施の形態５における直列共振回路１０７の入力と出力との間に第１の電子スイッチを設けて、直列共振回路１０７の入力と出力との間を開放或いは短絡するものである。また、直列共振回路１０９の入力と出力との間にも第２の電子スイッチを設けて、直列共振回路１０９の入力と出力との間を開放或いは短絡するものである。 (Embodiment 6)
In the sixth embodiment, a first electronic switch is provided between the input and output of the series resonant circuit 107 in the fifth embodiment, and the input and output of the series resonant circuit 107 are opened or short-circuited. is there. Also, a second electronic switch is provided between the input and output of the series resonance circuit 109 to open or short-circuit between the input and output of the series resonance circuit 109.

この第１の電子スイッチと第２の電子スイッチとは、連動して開放或いは短絡をしても良いし、夫々独立して開放或いは短絡しても良い。連動して開放或いは短絡する場合は、妨害信号が大きな場合と殆ど存在しない場合に用いることができる。また、妨害信号の大きさがその中間の場合には、夫々の電子スイッチを独立して開放或いは短絡すると良い。 The first electronic switch and the second electronic switch may be opened or shorted in conjunction with each other, or may be opened or shorted independently. When opening or shorting in conjunction with each other, it can be used when there is a large interference signal and when there is almost no interference signal. Further, when the magnitude of the interference signal is in the middle, each electronic switch may be opened or short-circuited independently.

この第１、第２の電子スイッチの制御データは、夫々の希望信号と妨害信号の大きさの比率に応じてメモリに格納しておき、夫々の状況に応じて制御するようにすると良い。 The control data of the first and second electronic switches may be stored in a memory in accordance with the ratio between the magnitudes of the desired signal and the interference signal, and controlled according to the respective situations.

（実施の形態７）
本実施の形態では、実施の形態５で説明した高周波フィルタ１０５を用いた高周波装置について説明する。この高周波フィルタ１０５を、高周波装置に用いると、実施の形態４と同様の効果を奏するとともに、通過帯域外の妨害信号を大きく抑圧することができる。 (Embodiment 7)
In this embodiment, a high-frequency device using the high-frequency filter 105 described in Embodiment 5 will be described. When this high-frequency filter 105 is used in a high-frequency device, the same effects as in the fourth embodiment can be obtained, and interference signals outside the passband can be greatly suppressed.

図９は、本発明の実施の形態７における高周波装置のブロック図である。図９を用いて、１３１は、高周波信号が入力する入力端子であり、この入力端子１３１は高周波増幅器１３２に接続されている。この高周波増幅器１３２の出力は実施の形態５で説明した高周波フィルタ１０５（なお、この高周波フィルタ１０５は実施の形態４で説明した高周波フィルタ７５であっても良い）に接続されており、この高周波フィルタ１０５の出力は混合器１３３の一方の入力に接続されている。 FIG. 9 is a block diagram of the high-frequency device according to Embodiment 7 of the present invention. With reference to FIG. 9, 131 is an input terminal for inputting a high-frequency signal, and this input terminal 131 is connected to a high-frequency amplifier 132. The output of the high frequency amplifier 132 is connected to the high frequency filter 105 described in the fifth embodiment (the high frequency filter 105 may be the high frequency filter 75 described in the fourth embodiment). The output of 105 is connected to one input of the mixer 133.

また、この混合器１３３の他方の入力にはＰＬＬ回路１３４の出力が接続されている。このＰＬＬ回路１３４には発振器と位相比較器とローパスフィルタがループ状に接続されて内蔵されており、この発振器の出力が混合器１３３の他方の入力に接続されている。 The output of the PLL circuit 134 is connected to the other input of the mixer 133. The PLL circuit 134 includes an oscillator, a phase comparator, and a low-pass filter connected in a loop. The output of the oscillator is connected to the other input of the mixer 133.

混合器１３３の出力は中間周波フィルタ１３５の一方側に接続されており、この中間周波フィルタ１３５の他方側は中間周波増幅器１３６を介して出力端子１３７に接続されている。 The output of the mixer 133 is connected to one side of the intermediate frequency filter 135, and the other side of the intermediate frequency filter 135 is connected to the output terminal 137 via the intermediate frequency amplifier 136.

また、この中間周波増幅器１３６の出力は中間周波検波器１３８の入力に接続されており、その出力は利得制御器１４５を介して中間周波増幅器１３６の利得制御端子に接続されている。なお、この中間周波検波器１３８の入力は、混合器１３３の出力からフィルタを介して接続しても良いし、出力端子１３７に接続される復調器から出力される信号を入力しても良い。 The output of the intermediate frequency amplifier 136 is connected to the input of the intermediate frequency detector 138, and the output is connected to the gain control terminal of the intermediate frequency amplifier 136 via the gain controller 145. The input of the intermediate frequency detector 138 may be connected from the output of the mixer 133 via a filter, or a signal output from a demodulator connected to the output terminal 137 may be input.

この中間周波検波器１３８の出力はフィルタ制御部１３９にも接続されており、このフィルタ制御部１３９の出力は高周波フィルタ１０５の各制御端子に接続されて高周波フィルタ１０５を制御している。 The output of the intermediate frequency detector 138 is also connected to the filter control unit 139, and the output of the filter control unit 139 is connected to each control terminal of the high frequency filter 105 to control the high frequency filter 105.

フィルタ制御部１３９は、検波出力用減算器１４０と、基準電圧器１４１と、フィルタ用加算器１４２と、フィルタ用減算器１４３とで構成されており、以下その接続を説明する。 The filter control unit 139 includes a detection output subtracter 140, a reference voltage device 141, a filter adder 142, and a filter subtracter 143. The connection will be described below.

検波出力用減算器１４０の一方の入力には、中間周波検波器１３８の出力が接続されており、他方の入力には基準電圧器１４１の出力が接続されている。そして、この検波出力用減算器１４０の出力は、フィルタ用加算器１４２とフィルタ用減算器１４３の夫々の一方の入力と、高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に接続されている。 The output of the intermediate frequency detector 138 is connected to one input of the subtracter 140 for detection output, and the output of the reference voltage device 141 is connected to the other input. The output of the detection output subtractor 140 is connected to one input of each of the filter adder 142 and the filter subtracter 143 and the 3 dB pass bandwidth control terminal 88 of the high frequency filter 105.

また、フィルタ用加算器１４２とフィルタ用減算器１４３の夫々の他方の入力には、ＰＬＬ回路１３４を構成するローパスフィルタからの出力１３４ａが接続されている。また、このローパスフィルタの出力１３４ａは高周波フィルタ１０５の通過信号制御端子１１４にも接続されている。 The other input of each of the filter adder 142 and the filter subtracter 143 is connected to an output 134 a from a low-pass filter constituting the PLL circuit 134. The output 134 a of this low-pass filter is also connected to the pass signal control terminal 114 of the high-frequency filter 105.

フィルタ用加算器１４２の出力は、高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９０に接続されるとともに、フィルタ用減算器１４３の出力は、高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９２に接続されている。 The output of the filter adder 142 is connected to the notch frequency control terminal 90 of the high frequency filter 105, and the output of the filter subtractor 143 is connected to the notch frequency control terminal 92 of the high frequency filter 105.

また、１４４はデータ入力端子であり、このデータ入力端子１４４はＰＬＬ回路１３４の入力に接続されるとともに、このＰＬＬ回路１３４の出力１３４ｂは基準電圧器１４１の入力に接続されている。 Reference numeral 144 denotes a data input terminal. The data input terminal 144 is connected to the input of the PLL circuit 134, and the output 134 b of the PLL circuit 134 is connected to the input of the reference voltage device 141.

以上のように構成された高周波装置について、以下にその動作を説明する。入力端子１３１から入力された高周波入力信号は、高周波増幅器１３２で利得制御される。この高周波増幅器１３２からの出力信号は、高周波フィルタ１０５により妨害信号が抑圧された後、混合器１３３でＰＬＬ回路１３４の出力で周波数変換される。この混合器１３３から出力される中間周波数信号は、中間周波フィルタ１３５により妨害信号が抑圧された後、中間周波増幅器１３６で増幅される。そして、この増幅された信号は出力端子１３７から出力される。 The operation of the high-frequency device configured as described above will be described below. The high frequency input signal input from the input terminal 131 is gain controlled by the high frequency amplifier 132. The output signal from the high frequency amplifier 132 is frequency-converted by the output of the PLL circuit 134 by the mixer 133 after the interference signal is suppressed by the high frequency filter 105. The intermediate frequency signal output from the mixer 133 is amplified by the intermediate frequency amplifier 136 after the interference signal is suppressed by the intermediate frequency filter 135. The amplified signal is output from the output terminal 137.

さらに、中間周波増幅器１３６の出力は、中間周波検波器１３８に入力される。これにより、中間周波検波器１３８において中間周波数信号が検波されて、検波電圧Ａが出力される。この検波電圧Ａは、フィルタ制御部１３９に入力される。 Further, the output of the intermediate frequency amplifier 136 is input to the intermediate frequency detector 138. As a result, the intermediate frequency signal is detected by the intermediate frequency detector 138 and the detection voltage A is output. This detection voltage A is input to the filter control unit 139.

フィルタ制御部１３９を構成する検波出力用減算器１４０では、基準電圧器１４１の基準電圧Ｂから検波電圧Ａを減算し、その結果である減算電圧（Ｂ−Ａ）をフィルタ用加算器１４２とフィルタ用減算器１４３のそれぞれ一方の入力に供給する。なお、設定する基準電圧Ｂは、検波電圧Ａより大きいものとし、説明する。 In the detection output subtractor 140 constituting the filter control unit 139, the detection voltage A is subtracted from the reference voltage B of the reference voltage device 141, and the resulting subtraction voltage (B-A) is added to the filter adder 142 and the filter. 1 is supplied to one input of the subtracter 143. Note that the reference voltage B to be set is assumed to be larger than the detection voltage A and will be described.

一方、ＰＬＬ回路１３４の出力１３４ａからは、高周波フィルタ１０５の中心周波数（通過信号）を制御する制御電圧Ｃが出力されるとともに、フィルタ用加算器１４２とフィルタ用減算器１４３の他方の入力に供給される。フィルタ用加算器１４２では、制御電圧Ｃと減算電圧（Ｂ−Ａ）とが加算され、その加算結果（Ｃ＋（Ｂ−Ａ））が、フィルタ用加算器１４２から出力されて高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９０に入力される。これにより、高周波フィルタ１０５の直列共振回路７９のノッチ周波数９５が制御される。 On the other hand, the output 134 a of the PLL circuit 134 outputs a control voltage C for controlling the center frequency (pass signal) of the high frequency filter 105 and supplies it to the other inputs of the filter adder 142 and the filter subtracter 143. Is done. In the filter adder 142, the control voltage C and the subtraction voltage (B−A) are added, and the addition result (C + (B−A)) is output from the filter adder 142 and the notch of the high frequency filter 105. Input to the frequency control terminal 90. Thereby, the notch frequency 95 of the series resonance circuit 79 of the high frequency filter 105 is controlled.

また、フィルタ用減算器１４３では、制御電圧Ｃから減算電圧（Ｂ−Ａ）が減算され、その減算結果（Ｃ−（Ｂ−Ａ））が、高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９２に入力される。これにより、高周波フィルタ１０５の直列共振回路８３のノッチ周波数９６が制御される。 The filter subtracter 143 subtracts the subtraction voltage (B−A) from the control voltage C, and the subtraction result (C− (B−A)) is input to the notch frequency control terminal 92 of the high frequency filter 105. The Thereby, the notch frequency 96 of the series resonance circuit 83 of the high frequency filter 105 is controlled.

以上の動作によってフィルタ用加算器１４２、フィルタ用減算器１４３において、それぞれ高周波フィルタ１０５の制御電圧が作られる。これら制御電圧による高周波フィルタ１０５の制御について以下、説明する。 With the above operation, the filter adder 142 and the filter subtracter 143 generate control voltages for the high-frequency filter 105, respectively. The control of the high frequency filter 105 by these control voltages will be described below.

例えば、妨害信号がなく、希望信号のみが入力される場合には、検波電圧Ａが基準電圧Ｂに近くなり、減算電圧（Ｂ−Ａ）は、小さくなる。従って、フィルタ用加算器１４２からの加算結果（Ｃ＋（Ｂ−Ａ））および減算結果（Ｃ−（Ｂ−Ａ））の電圧は、それぞれ制御電圧Ｃに近くなるとともに、直列共振回路７９、８３のそれぞれのバリキャップダイオード７８、８２に印加されることになる。これにより、直列共振回路７９、８３のそれぞれのノッチ周波数９５、９６が制御される。 For example, when there is no interfering signal and only the desired signal is input, the detection voltage A becomes close to the reference voltage B, and the subtraction voltage (BA) becomes small. Therefore, the voltage of the addition result (C + (B−A)) and the subtraction result (C− (B−A)) from the filter adder 142 is close to the control voltage C, and the series resonance circuits 79 and 83 are used. Are applied to the respective varicap diodes 78 and 82. Thereby, the notch frequencies 95 and 96 of the series resonant circuits 79 and 83 are controlled.

このように、妨害信号がなく、希望信号のみが入力される場合には、加算結果（Ｃ＋（Ｂ−Ａ））と減算結果（Ｃ−（Ｂ−Ａ））の間を広くして、高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅を広くするとともに、３ｄＢ通過帯域幅９７を広く設定すれば良い。これにより、高周波フィルタ１０５の通過周波数での損失を最小にできる。 Thus, when there is no interfering signal and only the desired signal is input, the gap between the addition result (C + (B−A)) and the subtraction result (C− (B−A)) is widened to increase the high frequency. The 3 dB pass band width of the filter 105 may be widened and the 3 dB pass band width 97 may be set wide. Thereby, the loss at the pass frequency of the high frequency filter 105 can be minimized.

次に、希望信号よりも大きな妨害信号が入力される場合には、高周波増幅器１３２からの希望信号が抑圧される。従って、希望信号による検波電圧Ａが基準電圧Ｂより小さくなるので、減算電圧（Ｂ−Ａ）は大きくなる。この場合には、フィルタ用加算器１４２から出力される加算結果（Ｃ＋（Ｂ−Ａ））は、大きい電圧値となる。この大きい電圧値が、高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９０を通じて、バリキャップダイオード７８に印加されるので、容量値が小さくなる。この結果、低域側ノッチ周波数９５が高域側へ移行し、３ｄＢ通過帯域幅は狭くなる。 Next, when an interference signal larger than the desired signal is input, the desired signal from the high frequency amplifier 132 is suppressed. Accordingly, since the detection voltage A based on the desired signal is smaller than the reference voltage B, the subtraction voltage (BA) is increased. In this case, the addition result (C + (B−A)) output from the filter adder 142 has a large voltage value. Since this large voltage value is applied to the varicap diode 78 through the notch frequency control terminal 90 of the high frequency filter 105, the capacitance value becomes small. As a result, the low frequency side notch frequency 95 shifts to the high frequency side, and the 3 dB passband width becomes narrow.

一方、フィルタ用減算器１４３からの減算結果（Ｃ−（Ｂ−Ａ））は、小さい電圧値となる。この小さい電圧値が、高周波フィルタ１０５のノッチ周波数制御端子９２を通じて、バリキャップダイオード８２に印加されるので、容量値が大きくなる。この結果、高域側ノッチ周波数９６が低域側へ移行し、３ｄＢ通過帯域幅は狭くなる。 On the other hand, the subtraction result (C− (B−A)) from the filter subtracter 143 has a small voltage value. Since this small voltage value is applied to the varicap diode 82 through the notch frequency control terminal 92 of the high frequency filter 105, the capacitance value increases. As a result, the high frequency side notch frequency 96 shifts to the low frequency side, and the 3 dB passband width becomes narrow.

さらに、妨害波信号に対して希望波信号が大きい場合、検波出力用減算器１４０での減算電圧（Ｂ−Ａ）は小さくなる。減算電圧（Ｂ−Ａ）が高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に入力され、バリキャップダイオード８５の容量が大きくなる。その結果、３ｄＢ通過帯域幅９７が広くなり、高周波フィルタ１０５のロスを小さくできる。 Further, when the desired wave signal is larger than the interference wave signal, the subtraction voltage (BA) in the detection output subtracter 140 becomes small. The subtracted voltage (B−A) is input to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88 of the high frequency filter 105, and the capacitance of the varicap diode 85 is increased. As a result, the 3 dB passband width 97 is widened, and the loss of the high frequency filter 105 can be reduced.

一方、希望波信号に対して妨害信号が大きい場合、検波出力用減算器１４０での減算電圧（Ｂ−Ａ）が大きくなる。減算電圧（Ｂ−Ａ）が高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅制御端子８８に入力され、バリキャップダイオード８５の容量が小さくなる。その結果、３ｄＢ通過帯域幅９７が狭くなり、高周波フィルタ１０５は妨害信号を低減することができる。 On the other hand, when the interference signal is larger than the desired wave signal, the subtraction voltage (B-A) in the detection output subtracter 140 is increased. The subtraction voltage (B−A) is input to the 3 dB pass bandwidth control terminal 88 of the high frequency filter 105, and the capacitance of the varicap diode 85 is reduced. As a result, the 3 dB passband width 97 is narrowed, and the high frequency filter 105 can reduce the interference signal.

このようにして、高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅９７を制御することにより、妨害信号を抑圧し、最適な受信状態を実現することができる。なお、基準電圧器１４１の基準電圧Ｂについては、データ入力端子１４４からの制御データにより設定することが可能である。すなわち、データ入力端子１４４から入力される制御データをＰＬＬ回路１３４に入力し、このＰＬＬ回路１３４からの出力１３４ｂにより基準電圧器１４１の基準電圧Ｂを任意に変えることができる。これにより、高周波フィルタ１０５の３ｄＢ通過帯域幅９７を最適化できる。 In this way, by controlling the 3 dB passband width 97 of the high-frequency filter 105, the interference signal can be suppressed and an optimal reception state can be realized. The reference voltage B of the reference voltage device 141 can be set by control data from the data input terminal 144. That is, the control data input from the data input terminal 144 is input to the PLL circuit 134, and the reference voltage B of the reference voltage device 141 can be arbitrarily changed by the output 134b from the PLL circuit 134. Thereby, the 3 dB passband width 97 of the high frequency filter 105 can be optimized.

なお、中間周波検波器１３８は、混合器１３３の出力に接続した中間周波増幅器１３６の出力に接続した場合を説明したが、さらに後段に接続されているデジタルフィルタの出力に接続して希望信号を検出しても良い。その場合は、妨害信号による影響がなくなるので、精度のよい帯域制御ができる。 The intermediate frequency detector 138 has been described as being connected to the output of the intermediate frequency amplifier 136 connected to the output of the mixer 133. However, the intermediate frequency detector 138 is further connected to the output of the digital filter connected to the subsequent stage to output the desired signal. It may be detected. In such a case, the influence of the interference signal is eliminated, so that accurate band control can be performed.

以上のように、本実施の形態では、高周波装置における高周波フィルタ１０５を制御する方法を説明したが、実施の形態４の高周波フィルタ７５を制御する方法についても同様である。すなわち、高周波フィルタ７５は、高周波フィルタ１０５から直列共振回路１０７、１０９を削除したものであり、高周波フィルタ１０５の通過信号制御端子１１４を削除している。従って、実施の形態４における通過信号制御端子１１４以外の制御方法は、実施の形態５と同様である。 As described above, in the present embodiment, the method of controlling the high frequency filter 105 in the high frequency device has been described, but the same applies to the method of controlling the high frequency filter 75 of the fourth embodiment. That is, the high-frequency filter 75 is obtained by deleting the series resonance circuits 107 and 109 from the high-frequency filter 105, and the passing signal control terminal 114 of the high-frequency filter 105 is deleted. Therefore, the control method other than the passing signal control terminal 114 in the fourth embodiment is the same as that in the fifth embodiment.

本発明にかかる高周波フィルタ３ｄＢ通過帯域幅を可変にすることができるので、希望信号に近接した妨害信号を除去することができ、高周波装置等に適用できる。 Since the high-frequency filter 3 dB pass band width according to the present invention can be made variable, an interference signal close to a desired signal can be removed, and can be applied to a high-frequency device or the like.

本発明の実施の形態１における高周波フィルタの回路図Circuit diagram of high-frequency filter according to Embodiment 1 of the present invention 同、特性曲線図Same characteristic curve 本発明の実施の形態３における高周波フィルタの回路図Circuit diagram of high-frequency filter according to Embodiment 3 of the present invention 同、特性曲線図Same characteristic curve 本発明の実施の形態４における高周波フィルタの回路図Circuit diagram of high-frequency filter in Embodiment 4 of the present invention 同、特性曲線図Same characteristic curve 本発明の実施の形態５における高周波フィルタの回路図Circuit diagram of high-frequency filter according to Embodiment 5 of the present invention 同、特性曲線図Same characteristic curve 本発明の実施の形態７における高周波装置のブロック図Block diagram of a high-frequency device according to Embodiment 7 of the present invention 従来の高周波フィルタの回路図Circuit diagram of conventional high-frequency filter 同、特性曲線図Same characteristic curve

Explanation of symbols

２１バンドパスフィルタ
２４同調回路
２５入力端子
２８同調回路
２９出力端子
３１バリキャップダイオード
３４３ｄＢ通過帯域幅制御端子
４１３ｄＢ通過帯域幅 21 Bandpass Filter 24 Tuning Circuit 25 Input Terminal 28 Tuning Circuit 29 Output Terminal 31 Varicap Diode 34 3 dB Pass Bandwidth Control Terminal 41 3 dB Pass Bandwidth

Claims

A first tuning circuit connected between the input terminal and the ground, and a second tuning circuit having a resonance frequency substantially equal to that of the first tuning circuit and connected between the output terminal and the ground. The terminal and the output terminal are high-frequency coupled by a first varicap diode, and a 3 dB passband width is controlled by a control voltage applied to the first varicap diode.

The first and second tuning circuits are each composed of a parallel circuit formed of a second varicap diode and an inductor, and the tuning frequency is controlled by a control voltage applied to the second varicap diode. The high frequency filter described in 1.

2. The high frequency circuit according to claim 1, wherein the first and second tuning circuits are each composed of a parallel circuit formed of a fixed capacitor and a fixed inductor, and the resonance frequency of the first and second tuning circuits is a fixed frequency. filter.

A first capacitor connected between the input terminal and the ground; a second capacitor connected between the output terminal and the ground; and a first and a second connected between the input terminal and the output terminal. And a series circuit formed of a third inductor and a first varicap diode whose capacitance value can be varied between a connection point of the first and second inductors and the ground. And a 3 dB pass band width is controlled by a control voltage applied to the first varicap diode.

5. The high frequency filter according to claim 4, wherein the first and second capacitors are formed of a second varicap diode, and the center frequency is controlled by a control voltage applied to the second varicap diode.

5. The high frequency filter according to claim 4, wherein the center frequency is fixed while the values of the first and second capacitors and the first and second inductors are fixed.

The second terminal is connected between the input terminal and the ground, and is connected between the first series resonant circuit formed by the first capacitor and the first inductor, the output terminal and the ground, and the second A second series resonant circuit formed by a capacitor and a second inductor, and a first varicap diode connected between the input terminal and the output terminal, and the first series resonant circuit. Is set to be lower than the resonance frequency of the second series resonance circuit, and a 3 dB passband width is controlled by a control voltage applied to the first varicap diode.

8. The high frequency filter according to claim 7, wherein the first and second capacitors are formed of a second varicap diode, and the notch frequency is controlled by a control voltage applied to the second varicap diode.

The high frequency filter according to claim 7, wherein the resonance frequency of the first and second series resonance circuits is a fixed frequency.

A third series resonant circuit formed by a third capacitor and a third inductor between the input terminal and the first series resonant circuit, and a fourth between the output terminal and the second series resonant circuit. And a fourth series resonance circuit formed of a capacitor and a fourth inductor, and the resonance frequencies of the third and fourth series resonance circuits are the resonance frequencies of the first and second series resonance circuits. The high frequency filter according to claim 7, wherein the frequency is between.

The third and fourth capacitors are third and fourth varicap diodes, respectively, and the resonance frequencies of the third and fourth series resonance circuits are respectively controlled by control voltages applied to the third and fourth varicap diodes. The high frequency filter according to claim 10, wherein the high frequency filter is controlled.

The high frequency filter according to claim 10, wherein the third and fourth capacitors are fixed capacitors, respectively, and the resonance frequencies of the third and fourth series resonance circuits are fixed frequencies.

Provided are a first electronic switch and a second electronic switch for opening and short-circuiting between the input and output of the third series resonance circuit and the fourth series resonance circuit, respectively, and the first electronic switch and the second electronic switch. The high frequency filter according to claim 10, wherein the electronic switch is opened and shorted in conjunction with the electronic switch.

Provided are a first electronic switch and a second electronic switch for opening and short-circuiting between the input and output of the third series resonance circuit and the fourth series resonance circuit, respectively, and the first electronic switch and the second electronic switch. The high frequency filter according to claim 10, wherein the high frequency filter is opened and short-circuited independently of the electronic switch.

An input terminal to which a high-frequency signal is input, a high-frequency filter to which a signal input to the input terminal is supplied to the input side, an output side of the high-frequency filter is connected to one input, and the other input has a PLL circuit A mixer to which the output of the mixer is connected, an intermediate frequency filter to which the output of the mixer is connected, and an output terminal to which an output of the intermediate frequency filter is supplied, wherein the high frequency filter is provided in claim 7. And an intermediate frequency detector to which the output of the mixer is supplied, and a high frequency apparatus provided with a filter control unit between the output of the intermediate frequency detector and the high frequency filter.