JP2006121770A - Vector controller of induction motor and its control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、誘導電動機を制御するベクトル制御装置に係り、界磁弱め領域を急加減速する際のトルク特性を低下させない誘導電動機のベクトル制御装置とその制御方法に関する。 The present invention relates to a vector control device for controlling an induction motor, and more particularly to a vector control device for an induction motor that does not deteriorate torque characteristics when rapidly accelerating / decelerating a field weakening region and a control method therefor.
従来の誘導電動機のベクトル制御装置のうち、トルク特性を低下させないものとして下記のものが知られている。
第１の従来技術は、界磁弱め領域を運転する際、誘導電動機モデルを内蔵して磁束演算し、これを用いて励磁電流指令を演算し、誘導電動機の磁束変化を急速に行わせるように磁束制御している。（例えば、特許文献１参照）
また、第２の従来技術は、誘導電動機を駆動するためのＰＷＭインバータの出力電圧飽和を防止するため、電圧形インバータの直流電圧から限界出力電圧を求め、出力電圧指令が限界出力電圧を上回ると磁束指令を抑制して出力電圧指令を抑えることで、出力電圧指令が限界出力電圧以下に保つようにしている（例えば、特許文献２参照）。
また、第３の従来技術は、誘導電動機の温度上昇により、結果的に定格すべり周波数値の過小設定時に生じる出力電圧指令の上昇を抑制するため、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）出力、あるいは励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）出力が零となるように定格すべり周波数設定値を調整するようにしているものもある（例えば、特許文献３参照）。
このように、従来の誘導電動機のベクトル制御装置は、磁束を急速変化させるための励磁電流指令を求め磁束制御したり、出力電圧指令が限界出力電圧を上回ることを検出して磁束指令を抑制したり、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）出力、あるいは励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）出力が零となるように定格すべり周波数設定値を調整したりするのである。
In the first prior art, when operating the field weakening region, an induction motor model is built in to calculate the magnetic flux, and using this, an excitation current command is calculated to rapidly change the magnetic flux of the induction motor. The magnetic flux is controlled. (For example, see Patent Document 1)
The second prior art obtains a limit output voltage from the DC voltage of the voltage source inverter to prevent saturation of the output voltage of the PWM inverter for driving the induction motor, and when the output voltage command exceeds the limit output voltage. By suppressing the magnetic flux command and suppressing the output voltage command, the output voltage command is kept below the limit output voltage (see, for example, Patent Document 2).
Further, the third conventional technique suppresses an increase in the output voltage command that occurs when the rated slip frequency value is set too low as a result of an increase in the temperature of the induction motor, so that the torque current control unit (ACRq) output or the excitation current In some cases, the rated slip frequency set value is adjusted so that the output of the control unit (ACRd) becomes zero (see, for example, Patent Document 3).
As described above, the conventional induction motor vector control device controls the magnetic flux by obtaining an excitation current command for rapidly changing the magnetic flux and detects that the output voltage command exceeds the limit output voltage. The rated slip frequency set value is adjusted so that the torque current control unit (ACRq) output or the excitation current control unit (ACRd) output becomes zero.
従来の誘導電動機のベクトル制御装置は、特に大容量誘導電動機で顕著である定出力領域を急加速する際の出力電圧指令の急激な上昇（跳ね上がり）に対応しようとすると、第１の従来装置では、誘導電動機の二次回路時定数Ｔ２の一次遅れフィルタを介してでしか磁束を弱めることができないので、誘導電動機の二次回路時定数Ｔ２に比べ加速時間が短くなる程その効果が小さくなり、第２、第３の従来装置は、そもそも、界磁弱め領域での急加速時の動作を想定したものではなく、急加速時に十分な応答を取ろうとすると、補償量は積分動作を含む制御器の出力から成るので定常状態時での安定動作を犠牲にしてしまうことになり、特に第３の従来装置では、温度変化のような緩やかな状態変化ではない急激な変化を伴う場合は、使用することが困難である。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、界磁弱め領域で誘導電動機を急加速する際の出力電圧指令の上昇を抑えるととともに、急減速時においても、誘導電動機の磁束変化を急速に行うようにして、トルク特性の低下を回避することができる誘導電動機のベクトル制御装置とその制御方法を提供することを目的とする。
また、すべり周波数指令の大きさを補償することができ、最適なすべり周波数を指令することができるようにする。また、事前に設定しておいた複数の定格すべり周波数値から、すべり周波数指令を演算する際に用いる定格すべり周波数値を選択することができるようにする。また、誘導電動機のベクトル制御装置の外部からオンラインで変更される定格すべり周波数値に基づいて、最適なすべり周波数を指令することができるようにする。
さらに、界磁弱め領域で誘導電動機を加速または減速する際、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは加速レートに基づいて、最適なすべり周波数を指令することを目的とする。
A conventional vector control device for an induction motor is designed to cope with a sudden rise (bounce) of an output voltage command when rapidly accelerating a constant output region, which is particularly noticeable in a large-capacity induction motor. Since the magnetic flux can be weakened only through the primary delay filter of the secondary circuit time constant T2 of the induction motor, the effect becomes smaller as the acceleration time becomes shorter than the secondary circuit time constant T2 of the induction motor. The second and third conventional devices are not supposed to operate at the time of sudden acceleration in the field weakening region in the first place. If an attempt is made to obtain a sufficient response at the time of sudden acceleration, the compensation amount includes a controller including an integral operation. Therefore, the third conventional device is used when there is a sudden change that is not a gradual state change such as a temperature change. It is difficult.
The present invention has been made in view of such problems, and suppresses an increase in the output voltage command when suddenly accelerating the induction motor in the field weakening region, and also at the time of sudden deceleration, the magnetic flux of the induction motor. It is an object of the present invention to provide an induction motor vector control device and a control method therefor that can rapidly change and avoid a decrease in torque characteristics.
In addition, the magnitude of the slip frequency command can be compensated, and an optimum slip frequency can be commanded. In addition, a rated slip frequency value used when calculating a slip frequency command can be selected from a plurality of preset slip frequency values set in advance. Further, an optimum slip frequency can be commanded based on the rated slip frequency value that is changed online from the outside of the vector controller of the induction motor.
It is another object of the present invention to command an optimum slip frequency based on the change rate or acceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor when the induction motor is accelerated or decelerated in the field weakening region.
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、誘導電動機の一次電流を検出し、検出した電流を励磁電流検出Ｉｄとトルク電流検出Ｉｑとに変換する第１の座標変換手段と、励磁電流検出Ｉｄが励磁電流指令Ｉｄ*に一致するように励磁方向の電流制御を行う励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）と、トルク電流検出Ｉｑがトルク電流指令Ｉｑ*に一致するようにトルク方向の電流制御を行うトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）と、該誘導電動機の定格すべり周波数値と、磁束指令あるいは励磁電流（指令あるいは検出）と、トルク電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令演算手段と、該誘導電動機の検出された速度とすべり周波数指令を加算して一次周波数指令を演算する一次周波数指令演算手段と、前記励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）とトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力を固定座標系における電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換する第２の座標変換手段と、前記第２の座標変換手段出力を一次電圧指令として誘導電動機を制御する電圧形インバータを備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変させる定格すべり周波数指令値可変手段を備えたことを特徴とするものである。
また、請求項２に記載の発明は、誘導電動機の一次電流を検出し、検出した電流を励磁電流検出Ｉｄとトルク電流検出Ｉｑとに変換する第１の座標変換手段と、励磁電流検出Ｉｄが励磁電流指令Ｉｄ*に一致するように励磁方向の電流制御を行う励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）と、トルク電流検出Ｉｑがトルク電流指令Ｉｑ*に一致するようにトルク方向の電流制御を行うトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）と、該誘導電動機の定格すべり周波数値と、磁束指令あるいは励磁電流（指令あるいは検出）と、トルク電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令演算手段と、該誘導電動機の検出された速度とすべり周波数指令を加算して一次周波数指令を演算する一次周波数指令演算手段と、励磁電流、トルク電流、および前記一次周波数指令あるいは前記検出速度を用い、誘導電動機を模擬して回転座標系での電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’を演算する電圧指令演算手段と、電圧指令演算手段の出力に、電流制御手段の出力を加算して求めた値Ｖｄ*、Ｖｑ*を固定座標系における電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換する第２の座標変換手段と、前記第２の座標変換手段出力を一次電圧指令として誘導電動機を制御する電圧形インバータを備えた誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変させる定格すべり周波数指令値可変手段を備えたことを特徴とするものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１、あるいは２記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令演算手段出力であるすべり周波数指令の大きさを可変させるすべり周波数指令補償手段を備えたことを特徴とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令演算手段は、事前に複数の定格すべり周波数値を設定しておき、誘導電動機の加減速レートあるいは磁束指令の変化レートに応じて、すべり周波数指令を演算に用いる定格すべり周波数値を選択する定格すべり周波数指令値選択手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１ないし４記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令演算手段は、誘導電動機のベクトル制御装置の外部からオンラインで変更される定格すべり周波数値に基づいて、すべり周波数指令を演算する定格すべり周波数指令値書き換え手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１ないし５記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令可変手段は、界磁弱め領域で誘導電動機を加速する際、誘導電動機の加速レートあるいは磁束指令の変化レートに基づいて、すべり周波数指令が大きくなるようにする手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項２ないし６記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令可変手段は、界磁弱め領域で誘導電動機を加速する際、トルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力値が正転時：正、逆転時：負であれば、すべり周波数指令が大きくなるようにする手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項８記載の発明は、前記電圧指令演算手段からの出力値をVｄ’、Vｑ’、 前記第２の座標変換手段への入力値をVｄ* 、Vｑ*とした場合、√（Vｄ’ ２＋Vｑ’２）の値が、√（Vｄ*２＋Vｑ*２）の値より所定値以上小さいときに、すべり周波数指令が大きくなるようにする手段を備えたものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項１ないし５記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令可変手段は、界磁弱め領域で誘導電動機を減速する際、誘導電動機の減速レートあるいは磁束指令の変化レートに基づいて、すべり周波数指令が小さくなるようにする手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項２ないし５、および８記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、すべり周波数指令可変手段は、界磁弱め領域で誘導電動機を減速する際、トルク方向電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力値が正転時：負、逆転時：正であれば、すべり周波数指令が小さくなるようにする手段を有することを特徴とするものである。
また、請求項１１に記載の発明は、前記電圧指令演算手段からの出力値をVｄ’、Vｑ’、 前記第２の座標変換手段への入力値をVｄ* 、Vｑ*とした場合、√（Vｄ’ ２＋Vｑ’２）の値が、√（Vｄ*２＋Vｑ*２）の値より所定値以上大きいときに、すべり周波数指令が小さくなるようにする手段を備えたものである。
また、請求項１２に記載の発明は、誘導電動機の一次電流を検出し、検出した電流を励磁電流検出Ｉｄとトルク電流検出Ｉｑとに変換する第１の座標変換手段と、励磁電流検出Ｉｄが励磁電流指令Ｉｄ*に一致するように励磁方向の電流制御を行う励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）と、トルク電流検出Ｉｑがトルク電流指令Ｉｑ*に一致するようにトルク方向の電流制御を行うトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）と、該誘導電動機の定格すべり周波数値と、磁束指令あるいは励磁電流（指令あるいは検出）と、トルク電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令演算手段と、該誘導電動機の検出された速度とすべり周波数指令を加算して一次周波数指令を演算する一次周波数指令演算手段と、前記励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）とトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力を固定座標系における電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換する第２の座標変換手段と、前記第２の座標変換手段出力を一次電圧指令として誘導電動機を制御する電圧形インバータを備えた誘導電動機のベクトル制御方法において、前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変にするものである。
また、請求項１３に記載の発明は、誘導電動機の一次電流を検出し、検出した電流を励磁電流検出Ｉｄとトルク電流検出Ｉｑとに変換する第１の座標変換手段と、励磁電流検出Ｉｄが励磁電流指令Ｉｄ*に一致するように励磁方向の電流制御を行う励磁電流制御手段（ＡＣＲｄ）と、トルク電流検出Ｉｑがトルク電流指令Ｉｑ*に一致するようにトルク方向の電流制御を行うトルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）と、該誘導電動機の定格すべり周波数値と、磁束指令あるいは励磁電流（指令あるいは検出）と、トルク電流を用いてすべり周波数指令を演算するすべり周波数指令演算手段と、該誘導電動機の検出された速度とすべり周波数指令を加算して一次周波数指令を演算する一次周波数指令演算手段と、励磁電流、トルク電流、および前記一次周波数指令あるいは前記検出速度を用い、誘導電動機を模擬して回転座標系での電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’を演算する電圧指令演算手段と、電圧指令演算手段の出力に、電流制御手段の出力を加算して求めた値Ｖｄ*、Ｖｑ*を固定座標系における電圧指令Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換する第２の座標変換手段と、前記第２の座標変換手段出力を一次電圧指令として誘導電動機を制御する電圧形インバータを備えた誘導電動機のベクトル制御方法において、前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変にするものである。
In order to solve the above problem, the present invention is configured as follows.
According to the first aspect of the present invention, first coordinate conversion means for detecting a primary current of an induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and the excitation current detection Id is an excitation current. Excitation current control means (ACRd) that performs current control in the excitation direction so as to match the command Id *, and torque current control means that performs current control in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq * (ACRq), a rated slip frequency value of the induction motor, a magnetic flux command or excitation current (command or detection), a slip frequency command calculating means for calculating a slip frequency command using a torque current, and detection of the induction motor A primary frequency command calculating means for calculating a primary frequency command by adding the generated speed and the slip frequency command, the excitation current control means (ACRd) and the torque current A second coordinate conversion means for converting the output of the control means (ACRq) into voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in a fixed coordinate system, and the induction motor is controlled using the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command. A vector control device for an induction motor including a voltage source inverter that includes a rated slip frequency command value varying means for varying the magnitude of a rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculating means. Is.
According to the second aspect of the present invention, there is provided first coordinate conversion means for detecting a primary current of an induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and excitation current detection Id Excitation current control means (ACRd) that performs current control in the excitation direction so as to match the excitation current command Id *, and torque current that performs current control in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq * Control means (ACRq), rated slip frequency value of the induction motor, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculating means for calculating a slip frequency command using torque current, and the induction motor A primary frequency command calculating means for calculating a primary frequency command by adding the detected speed and the slip frequency command, an excitation current, a torque current, and the primary rotation The voltage command calculation means for calculating the voltage commands Vd ′ and Vq ′ in the rotating coordinate system by simulating the induction motor using the number command or the detected speed, and the output of the current control means as the output of the voltage command calculation means Second coordinate conversion means for converting values Vd * and Vq * obtained by addition into voltage commands Vu *, Vv * and Vw * in a fixed coordinate system, and the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command In the vector control device of an induction motor having a voltage source inverter for controlling the induction motor, a rated slip frequency command value variable means for varying the magnitude of the rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculation means was provided. It is characterized by.
According to a third aspect of the present invention, in the induction motor vector control device according to the first or second aspect, the slip frequency command compensating means for varying the magnitude of the slip frequency command, which is the output of the slip frequency command calculating means, is provided. It is characterized by having.
According to a fourth aspect of the present invention, in the induction motor vector control apparatus according to the first to third aspects, the slip frequency command calculating means sets a plurality of rated slip frequency values in advance, According to the present invention, there is provided a rated slip frequency command value selection means for selecting a rated slip frequency value that uses the slip frequency command for calculation according to the acceleration / deceleration rate or the change rate of the magnetic flux command.
According to a fifth aspect of the present invention, in the vector control device for an induction motor according to the first to fourth aspects, the slip frequency command calculation means is a rated slip frequency that is changed online from the outside of the vector control device for the induction motor. It has a rated slip frequency command value rewriting means for calculating a slip frequency command based on the value.
According to a sixth aspect of the present invention, in the induction motor vector control device according to any of the first to fifth aspects, the slip frequency command varying means accelerates the induction motor in the field weakening region. Alternatively, it has means for increasing the slip frequency command based on the change rate of the magnetic flux command.
According to a seventh aspect of the present invention, in the vector control device for an induction motor according to the second to sixth aspects, the slip frequency command varying means is a torque current control means (when the induction motor is accelerated in the field weakening region). If the output value of ACRq) is forward rotation: positive and reverse rotation: negative, it has means for increasing the slip frequency command.
According to the eighth aspect of the present invention, the output value from the voltage command calculating means is Vd ′, Vq ′, and the input value to the second coordinate converting means is Vd *. , Vq *, means for increasing the slip frequency command when the value of √ (Vd ′ 2 + Vq ′ 2 ) is smaller than the value of √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) by a predetermined value or more. It is provided.
According to a ninth aspect of the present invention, in the induction motor vector control device according to any one of the first to fifth aspects, the slip frequency command variable means reduces the speed of the induction motor when decelerating the induction motor in the field weakening region. Alternatively, it is characterized by having means for reducing the slip frequency command based on the change rate of the magnetic flux command.
According to a tenth aspect of the present invention, in the vector control device for an induction motor according to the second to fifth and eighth aspects, the slip frequency command variable means has a torque direction when decelerating the induction motor in the field weakening region. If the output value of the current control means (ACRq) is forward rotation: negative, and reverse rotation: positive, it has means for reducing the slip frequency command.
In the invention described in claim 11, the output value from the voltage command calculating means is Vd ′, Vq ′, and the input value to the second coordinate converting means is Vd *. , Vq *, means for reducing the slip frequency command when the value of √ (Vd ′ 2 + Vq ′ 2 ) is larger than the value of √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) by a predetermined value or more. It is provided.
According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a first coordinate conversion means for detecting a primary current of an induction motor and converting the detected current into an excitation current detection Id and a torque current detection Iq, and an excitation current detection Id. Excitation current control means (ACRd) that performs current control in the excitation direction so as to match the excitation current command Id *, and torque current that performs current control in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq * Control means (ACRq), rated slip frequency value of the induction motor, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculating means for calculating a slip frequency command using torque current, and the induction motor The primary frequency command calculating means for calculating the primary frequency command by adding the detected speed and the slip frequency command, the excitation current control means (ACRd) and the torque Second coordinate conversion means for converting the output of the current control means (ACRq) into voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in a fixed coordinate system, and an induction motor using the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command In the vector control method for an induction motor provided with a voltage source inverter for controlling the above, the magnitude of the rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculating means is made variable.
The invention according to claim 13 includes a first coordinate conversion means for detecting a primary current of the induction motor and converting the detected current into an excitation current detection Id and a torque current detection Iq, and an excitation current detection Id. Excitation current control means (ACRd) that performs current control in the excitation direction so as to match the excitation current command Id *, and torque current that performs current control in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq * Control means (ACRq), rated slip frequency value of the induction motor, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculating means for calculating a slip frequency command using torque current, and the induction motor A primary frequency command calculating means for calculating a primary frequency command by adding the detected speed and the slip frequency command, an excitation current, a torque current, and the primary frequency command Using the wave number command or the detected speed, the voltage command calculation means for calculating the voltage commands Vd ′ and Vq ′ in the rotating coordinate system by simulating the induction motor, and the output of the current control means as the output of the voltage command calculation means Second coordinate conversion means for converting values Vd * and Vq * obtained by addition into voltage commands Vu *, Vv * and Vw * in a fixed coordinate system, and the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command In the vector control method for an induction motor provided with a voltage source inverter for controlling the induction motor, the magnitude of the rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculation means is made variable.
請求項１、２、１２、１３に記載の発明によると、定格すべり周波数指令値の大きさを可変させることができ、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。また、請求項３に記載の発明によると、すべり周波数指令の大きさを補償することができ、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。請求項４に記載の発明によると、事前に設定しておいた複数の定格すべり周波数値から、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは加減速レートに応じて、すべり周波数指令を演算する際に用いる定格すべり周波数値を選択することができ、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。請求項５に記載の発明によると、誘導電動機のベクトル制御装置の外部からオンラインで変更される定格すべり周波数値に基づいて、すべり周波数指令を演算することができ、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。
特に、請求項６、７に記載の発明によると、界磁弱め領域で誘導電動機を加速する際、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは加速レートに基づいて、すべり周波数指令が大きくなるようにでき、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。
また、請求項８に記載の発明によると、界磁弱め領域で誘導電動機を減速する際、電圧指令演算手段からの出力Vｄ’、Vｑ’に基づいて、すべり周波数指令が大きくなようにでき、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。
また、請求項９、１０に記載の発明によると、界磁弱め領域で誘導電動機を減速する際、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは減速レートに基づいて、すべり周波数指令が小さくなるようにでき、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。
また、請求項１１に記載の発明によると、界磁弱め領域で誘導電動機を減速する際、電圧指令演算手段からの出力Vｄ’、Vｑ’に基づいて、すべり周波数指令が小さくなようにでき、目的を達成するのに最適なすべり周波数を指令することができる。
According to the first, second, twelfth, and thirteenth aspects, the magnitude of the rated slip frequency command value can be varied, and the optimum slip frequency can be commanded to achieve the object. According to the invention described in claim 3, the magnitude of the slip frequency command can be compensated, and the optimum slip frequency for achieving the object can be commanded. According to the fourth aspect of the invention, it is used when calculating a slip frequency command from a plurality of rated slip frequency values set in advance according to the change rate or acceleration / deceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor. The rated slip frequency value can be selected, and the optimal slip frequency can be commanded to achieve the purpose. According to the fifth aspect of the present invention, the slip frequency command can be calculated based on the rated slip frequency value that is changed online from the outside of the vector controller of the induction motor, which is optimal for achieving the object. A slip frequency can be commanded.
In particular, according to the inventions of claims 6 and 7, when the induction motor is accelerated in the field weakening region, the slip frequency command can be increased based on the change rate or acceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor. It is possible to command the optimum slip frequency to achieve the purpose.
According to the invention described in claim 8, when the induction motor is decelerated in the field weakening region, the slip frequency command can be increased based on the outputs Vd ′ and Vq ′ from the voltage command calculation means, The optimum slip frequency can be commanded to achieve the objective.
According to the ninth and tenth aspects of the present invention, when the induction motor is decelerated in the field weakening region, the slip frequency command can be reduced based on the change rate or deceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor. It is possible to command the optimum slip frequency to achieve the purpose.
According to the invention described in claim 11, when the induction motor is decelerated in the field weakening region, the slip frequency command can be made smaller based on the outputs Vd ′ and Vq ′ from the voltage command calculation means, The optimum slip frequency can be commanded to achieve the objective.
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明の誘導電動機のベクトル制御装置の制御ブロック図である。図において、１は誘導電動機、２は誘導電動機１を駆動する電圧形インバータ（２−１はコンバータ部、２−２はインバータ部）、３はＰＷＭ演算部で固定座標系における一次電圧指令Ｖu*，Ｖv*、Ｖw*からＰＷＭ演算を行ってＰＷＭパルスパターンを発生する。
４はベース回路、５はインバータ出力電流を検出する電流検出器、６は誘導電動機に付設された速度検出器、７は速度演算部で速度検出器６の検出パルスから誘導電動機１の検出速度ωrを発生する。
８は座標変換部で後述する磁束指令位相θを用いて、前記検出電流を３相/２相変換して回転座標ｄ−ｑ軸成分（Iｄ：励磁電流,Iｑ：トルク電流）に変換し、９、１０は加算器で、励磁電流指令Iｄ*と検出Iｄとを突き合わせて励磁電流偏差ΔIｄを、トルク電流指令Iｑ*と検出Iｑとを突き合わせてトルク電流偏差ΔIｑをそれぞれ求める。１１は励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）で励磁電流偏差ΔIｄから励磁電流方向の電圧指令Ｖｄ*を、１２はトルク電流制御部（ＡＣＲｑ）でトルク電流偏差ΔIｄからトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*を求める。１３は座標変換部で後述する磁束指令位相θを用いて、励磁電流方向の電圧指令Ｖｄ*とトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*から、固定座標系における一次電圧指令Ｖu*，Ｖv*、Ｖw*を求める。
１４は磁束指令演算部、１５はすべり周波数演算部、１６は加算器で磁束指令演算部１４は、前記検出速度ωrと、すべり周波数演算部１５の出力値であるすべり周波数指令ωs*を加算器１６を用いて加算した一次周波数指令ω1*を入力として、磁束指令φ*を出力する。１７は係数器１７で前記φ*から励磁電流指令Iｄ*を求める。１８は積分器で前記一次周波数指令ω1*を積分し、磁束指令位相θを求める構成となっている。
FIG. 1 is a control block diagram of a vector control device for an induction motor according to the present invention. In the figure, 1 is an induction motor, 2 is a voltage source inverter (2-1 is a converter unit, 2-2 is an inverter unit) that drives the induction motor 1, and 3 is a PWM calculation unit, which is a primary voltage command Vu * in a fixed coordinate system. , Vv *, Vw * to generate a PWM pulse pattern by performing a PWM operation.
4 is a base circuit, 5 is a current detector for detecting an inverter output current, 6 is a speed detector attached to the induction motor, 7 is a speed calculation unit, and a detection speed ωr of the induction motor 1 from a detection pulse of the speed detector 6. Is generated.
8 is a coordinate conversion unit that uses a magnetic flux command phase θ, which will be described later, to convert the detected current into a three-phase / two-phase conversion into a rotational coordinate dq axis component (Id: excitation current, Iq: torque current), Reference numerals 9 and 10 denote adders that match the excitation current command Id * and the detection Id to obtain the excitation current deviation ΔId, and match the torque current command Iq * and the detection Iq to obtain the torque current deviation ΔIq. Reference numeral 11 denotes an excitation current control unit (ACRd) that determines a voltage command Vd * in the direction of excitation current from the excitation current deviation ΔId, and reference numeral 12 denotes a torque current control unit (ACRq) that determines a voltage command Vq * in the direction of torque current from the torque current deviation ΔId. . Reference numeral 13 denotes a coordinate conversion unit, which uses a magnetic flux command phase θ, which will be described later, from the voltage command Vd * in the excitation current direction and the voltage command Vq * in the torque current direction, and the primary voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in the fixed coordinate system. Ask for.
Reference numeral 14 denotes a magnetic flux command calculation unit, 15 denotes a slip frequency calculation unit, 16 denotes an adder, and the magnetic flux command calculation unit 14 adds the detected speed ωr and a slip frequency command ωs * which is an output value of the slip frequency calculation unit 15. The primary frequency command ω1 * added using 16 is input, and the magnetic flux command φ * is output. Reference numeral 17 denotes a coefficient unit 17 which obtains an excitation current command Id * from the φ *. An integrator 18 integrates the primary frequency command ω1 * to obtain a magnetic flux command phase θ.
図２（ａ）（ｂ）は、設定された定格すべり周波数指令値を可変するすべり周波数演算部１５の構成を示す。図２（ａ）において、２６はレート演算手段、２７は逆数回路、２８は比例ゲイン、２９はリミッタ、３０は乗算器、３２は加算器からなる。
レート演算手段２６、および逆数回路２７は、入力された磁束指令φ*の前回値との差に基づいて、磁束指令の変化レートを演算してその逆数を求め、比例ゲイン２８で定数倍され、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。加算器３２は、定数１とリミッタ２９の出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力と設定されたすべり周波数指令ωs*の積を演算し出力し、この出力値を新たに設定された定格すべり周波数指令値ωs0*として用いるようにする。なお、逆数回路２７は、負の係数器に置換してもよい。
図２（ａ）では、磁束指令φ*の大きさを用いて界磁弱め領域での加速、減速での変化レートを演算するようにしたが、磁束指令φ*の大きさが定格磁束以下であることの情報を付加すれば、磁束指令φ*に替えて検出速度ωrを、逆数回路２７に替えて絶対値回路３３を用いた図２（ｂ）の構成にしてもよい。
以上のように、図２（ａ）（ｂ）を用いて定格すべり周波数設定値ωs0*を可変することで、界磁弱め領域を加減速する際、加速時にはすべり周波数を大きく、減速時はすべり周波数を小さく指令することができる。
2A and 2B show the configuration of the slip frequency calculation unit 15 that varies the set rated slip frequency command value. In FIG. 2A, 26 is a rate calculating means, 27 is an inverse circuit, 28 is a proportional gain, 29 is a limiter, 30 is a multiplier, and 32 is an adder.
The rate calculating means 26 and the reciprocal circuit 27 calculate the rate of change of the magnetic flux command based on the difference from the previous value of the input magnetic flux command φ * to obtain the reciprocal thereof, and are multiplied by a constant by the proportional gain 28. Limiter 29 sets a lower limit at 0 for acceleration and an upper limit at 0 for deceleration. The adder 32 adds the constant 1 and the output of the limiter 29, and the multiplier 30 calculates and outputs the product of the output of the adder 32 and the set slip frequency command ωs *, and newly sets this output value. The rated slip frequency command value ωs0 * is used. The reciprocal circuit 27 may be replaced with a negative coefficient unit.
In FIG. 2A, the rate of change in acceleration and deceleration in the field weakening region is calculated using the magnitude of the flux command φ *, but the magnitude of the flux command φ * is less than the rated flux. If there is added information, the configuration shown in FIG. 2B may be used in which the detection speed ωr is used instead of the magnetic flux command φ * and the absolute value circuit 33 is used instead of the reciprocal circuit 27.
As described above, by varying the rated slip frequency setting value ωs0 * using FIGS. 2 (a) and 2 (b), when accelerating / decelerating the field weakening region, the slip frequency is increased during acceleration and slipping during deceleration. The frequency can be commanded small.
次に、図３を用いて、大きなすべりを指令することで、誘導電動機の磁束を急速に変化せることが可能であることを説明する。
まず、誘導電動機を界磁弱め領域を急加速する際の現象を説明する。
誘導電動機が界磁弱め領域を急加速する際の磁束指令φ*は、例えば誘起電圧Ｅを一定にし、（１）式に従い演算で求められる。
φ ＝ Ｅ／ω1 ・・・（１）
（φ：磁束、E：誘起電圧、ω1：一次周波数）
演算された磁束指令φ*に基づき、励磁電流指令Ｉｄ*が小さくなるように制御されても、（２）式から明らかなように、誘起電動機の磁束φは、励磁電流Ｉｄの変化に対し、二次回路時定数Ｔ2を時定数とする一次遅れ関数でしか変化しない。
φ ＝ Ｍ・Ｉｄ／（１＋Ｔ2・ｓ） ・・・（２）
（Ｍ：励磁インダクタンス、ｓ：微分演算子）
したがって、大容量モータのように、二次回路時定数Ｔ２が大きい場合は特に、誘起電動機の磁束φを急速には小さくできない。したがって、上記(1)式により、一次周波数ω1が急速に大きくなると、磁束φが弱まらない間は、誘起電圧Ｅも上昇を続けるために、一次電圧指令Ｖ1*も上昇することになり、出力電圧が飽和する。
上記(2)式からわかるように、磁束φを弱めるためには、励磁電流Ｉｄを急速に弱めることが必要であり、励磁電流Ｉｄを負値にすると更に効果的である。
図３は、回転座標系（ｄ−ｑ軸）上にインバータ出力電流I1を描いたものである。回転座標系（ｄ−ｑ軸）のｄ軸とインバータ出力電流I1のなす角度はｔａｎ-1 （ωｓ*・Ｔ2）（ただし、Ｔ2：二次回路時定数）で求まるので、ωs*を大きく指令すれば、ｄ軸はｄ’軸のようになり、インバータ出力電流I1との位相差を大きくすることができる。
したがって、誘導電動機に流れるインバータ出力電流I1は、すべり周波数指令を大きく指令することで、励磁電流Iｄ、トルク電流Ｉｑを、図３に示す励磁電流Ｉｄ’（＜Iｄ）、トルク電流Ｉｑ’とすることができる。また、図３に示すように励磁電流Ｉｄを負値にもすることができる。
過小すべりを指令した際の動作は上記と逆動作となる。
以上のように、誘導電動機に流れるＩｄの大きさは、大きなすべり指令を与えることで小さく、小さなすべり指令を与えることで大きくすることができる。
Next, it will be explained using FIG. 3 that the magnetic flux of the induction motor can be changed rapidly by instructing a large slip.
First, the phenomenon when the induction motor is accelerated rapidly in the field weakening region will be described.
The magnetic flux command φ * when the induction motor suddenly accelerates the field weakening region is obtained by calculation according to the equation (1) with the induced voltage E constant, for example.
φ = E / ω1 (1)
(Φ: magnetic flux, E: induced voltage, ω1: primary frequency)
Even if the excitation current command Id * is controlled to be small based on the calculated magnetic flux command φ *, as is clear from the equation (2), the magnetic flux φ of the induction motor is changed with respect to the change in the excitation current Id. It changes only with a first-order lag function whose time constant is the secondary circuit time constant T2.
φ = M · Id / (1 + T2 · s) (2)
(M: excitation inductance, s: differential operator)
Therefore, especially when the secondary circuit time constant T2 is large as in a large-capacity motor, the magnetic flux φ of the induction motor cannot be reduced rapidly. Therefore, according to the above equation (1), when the primary frequency ω1 increases rapidly, the induced voltage E continues to rise while the magnetic flux φ is not weakened, so the primary voltage command V1 * also rises. The output voltage is saturated.
As can be seen from the above equation (2), in order to weaken the magnetic flux φ, it is necessary to rapidly weaken the exciting current Id, and it is more effective to make the exciting current Id negative.
FIG. 3 shows the inverter output current I1 on the rotating coordinate system (dq axes). Since the angle between the d axis of the rotating coordinate system (dq axis) and the inverter output current I1 can be obtained by tan -1 (ωs * · T2) (where T2 is the secondary circuit time constant), ωs * must be commanded large Then, the d-axis becomes like the d′-axis, and the phase difference from the inverter output current I1 can be increased.
Therefore, the inverter output current I1 flowing through the induction motor is a command of a large slip frequency command, so that the excitation current Id and the torque current Iq become the excitation current Id ′ (<Id) and the torque current Iq ′ shown in FIG. be able to. Further, as shown in FIG. 3, the excitation current Id can be a negative value.
The operation when an underslip is commanded is the reverse of the above.
As described above, the magnitude of Id flowing through the induction motor can be reduced by giving a large slip command, and can be increased by giving a small slip command.
図１において、誘導電動機のすべり周波数の演算を、磁束指令φ*とトルク電流指令Ｉｑ*で演算するようにで示したが、磁束指令φ*に替えて励磁電流（指令Ｉｄ*あるいは検出Ｉｄ）に基づいて演算しても，トルク電流指令Ｉｑ*に替えてトルク電流検出Ｉｑを用いて演算してもよい。
なお、磁束指令演算部１４の入力値が、一次周波数指令ω1*に替えて検出速度ωrである制御ブロック図であってもよい。
In FIG. 1, the slip frequency of the induction motor is calculated using the magnetic flux command φ * and the torque current command Iq *. However, the excitation current (command Id * or detection Id) is used instead of the magnetic flux command φ *. May be calculated using the torque current detection Iq instead of the torque current command Iq *.
Note that the input value of the magnetic flux command calculation unit 14 may be a control block diagram in which the detected speed ωr is used instead of the primary frequency command ω1 *.
図４は、第２実施例の構成を示す制御ブロック図である。図４が図１と異なるところは、電圧指令演算部１９、加算器２０、２１を追加したことである。
電圧指令演算部１９は、励磁電流指令Ｉｄ*、トルク電流指令Ｉｑ*、および一次周波数指令ω1*を用い、誘導電動機の電気定数を用い模擬した（３）式に基づき回転座標系での電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’を演算し、
FIG. 4 is a control block diagram showing the configuration of the second embodiment. 4 differs from FIG. 1 in that a voltage command calculation unit 19 and adders 20 and 21 are added.
The voltage command calculation unit 19 uses the excitation current command Id *, the torque current command Iq *, and the primary frequency command ω1 *, and uses the electric constant of the induction motor to simulate the voltage command in the rotating coordinate system based on Equation (3). Vd ′ and Vq ′ are calculated,
励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）１１、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力と、加算器２０，２１を用いてそれぞれ加算した結果を、新たに回転座標系での一次電圧指令Ｖｄ*、Ｖｑ*として座標変換部１３に入力するようにしている。
また、図５（ａ）は、すべり周波数指令を補償するすべり周波数演算部１５の構成を示している。図５（ａ）は、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力値を、逆転時には係数器３４1（係数：−１）と乗算する選択手段３１を設け、その出力を比例ゲイン２８で定数倍し、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。加算器３２は、定数１とリミッタ２９の出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力と設定されたすべり周波数指令ωs*の積を演算し出力し、この出力値を新たに設定された定格すべり周波数指令値ωs0*として用いるようにする。以上の構成により、定格すべり周波数指令値を可変している。
次に、図４、５（ａ）の構成で誘導電動機の磁束を急速に変化せることが可能であることを説明する。
図４では誘導電動機のベクトル制御装置は電圧指令演算部１９を設けた制御構成にしているので、誘導電動機のベクトル制御装置内の電流制御部１１，１２出力を用いて、一次電圧指令Ｖ1*が大きくなっているか、あるいは小さくなっているかを判断することができる。
通常、界磁弱め領域は高速域であるので、一次電圧指令Ｖ1*の主たる成分はトルク電流方向電圧指令Ｖｑ*であるので、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力が正転時：正、逆転時：負であれば一次電圧指令が大きく出力され、上記と逆であれば一次電圧指令が小さく出力されていると判断できる。また、周知のように、すべり周波数指令を過小設定すると一次電圧指令は過大となり、すべり周波数を過大設定すると一次電圧指令は過小となることを考慮すれば、トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力により、定格すべり周波数ωs0*を補償することで、一次電圧指令Ｖ1*を適正な値に制御できる。
以上より、定格すべり周波数設定値ωs0*を可変することで、出力電圧指令の急激な上昇を回避でき、強いては、界磁弱め領域での誘導電動機の磁束の変化を急速に行うことができる。
また、すべり周波数指令を補償するすべり周波数演算部１５の構成は、図５（ａ）の構成とはせず、図２を基本構成とした図５（ｂ）、（ｃ）としてもよい。
図５（ｂ）は、２６はレート演算手段、２７は逆数回路、２８は比例ゲイン、２９はリミッタ、３０、３０１は乗算器、３１は選択手段、３２は加算器、３４１、３４２は係数器からなる。
レート演算手段２６、および逆数回路２７は、入力された磁束指令φ*の前回値との差に基づいて、磁束指令の変化レートを演算してその逆数を求め、比例ゲイン２８で定数倍され、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。
トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力値を、逆転時には係数器３４1（係数：−１）と乗算する選択手段３１を設け、乗算器３０１は選択手段３１と上記リミッタ２９の出力を乗算する。
加算器３２は、定数１と乗算器３０１出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力と設定されたすべり周波数指令ωs*の積を演算し出力し、この出力値を新たに設定された定格すべり周波数指令値ωs0*として用いるようにする。以上の構成により、定格すべり周波数指令値を可変にしている。
なお、図５（ｂ）、（ｃ）の違いは、図２（ａ）、（ｂ）の違いと同じであるので、図５（ｃ）の説明は省略する。
The results of adding the outputs of the excitation current control unit (ACRd) 11 and the torque current control unit (ACRq) 12 using the adders 20 and 21 are newly added to the primary voltage commands Vd * and Vq * in the rotating coordinate system. Is input to the coordinate conversion unit 13.
FIG. 5A shows the configuration of the slip frequency calculator 15 that compensates the slip frequency command. FIG. 5A shows a selection means 31 for multiplying the output value of the torque current control unit (ACRq) 12 by a coefficient unit 34 1 (coefficient: −1) at the time of reverse rotation, and the output is multiplied by a constant by a proportional gain 28. The limiter 29 sets a lower limit at 0 when accelerating, and an upper limit at 0 when decelerating. The adder 32 adds the constant 1 and the output of the limiter 29, and the multiplier 30 calculates and outputs the product of the output of the adder 32 and the set slip frequency command ωs *, and newly sets this output value. The rated slip frequency command value ωs0 * is used. With the above configuration, the rated slip frequency command value is varied.
Next, it will be described that the magnetic flux of the induction motor can be changed rapidly with the configuration shown in FIGS.
In FIG. 4, since the vector control device for the induction motor has a control configuration provided with the voltage command calculation unit 19, the primary voltage command V1 * is obtained using the outputs of the current control units 11 and 12 in the vector control device for the induction motor. It can be judged whether it is increasing or decreasing.
Usually, since the field weakening region is a high speed region, the main component of the primary voltage command V1 * is the torque current direction voltage command Vq *, so that the output of the torque current control unit (ACRq) 12 is forward rotation: positive, During reverse rotation: If it is negative, it can be determined that the primary voltage command is output large, and if it is opposite to the above, it is determined that the primary voltage command is output small. As is well known, the output of the torque current control unit (ACRq) 12 takes into account that the primary voltage command becomes excessive when the slip frequency command is set too low, and the primary voltage command becomes too low when the slip frequency is set too high. Therefore, the primary voltage command V1 * can be controlled to an appropriate value by compensating the rated slip frequency ωs0 *.
As described above, by changing the rated slip frequency setting value ωs0 *, it is possible to avoid a sudden increase in the output voltage command, and thus to rapidly change the magnetic flux of the induction motor in the field weakening region.
Further, the configuration of the slip frequency calculation unit 15 that compensates the slip frequency command may not be the configuration of FIG. 5A, but may be FIGS. 5B and 5C based on FIG.
FIG. 5 (b), the rate calculation unit 26, the inverse unit 27, a proportional gain 28, 29 limiter, 30, 30 1 multiplier, 31 selection means, 32 is an adder, 34 1, 34 2 Consists of a coefficient unit.
The rate calculating means 26 and the reciprocal circuit 27 calculate the rate of change of the magnetic flux command based on the difference from the previous value of the input magnetic flux command φ * to obtain the reciprocal thereof, and are multiplied by a constant by the proportional gain 28. Limiter 29 sets a lower limit at 0 for acceleration and an upper limit at 0 for deceleration.
Torque current control unit (ACRq) the output value of 12, at the time of reverse rotation coefficient unit 34 1 (coefficient: -1) a selection means 31 for multiplying the provided, multiplier 30 1 multiplies the output of the selection means 31 and the limiter 29 To do.
The adder 32 adds the multiplier 30 1 outputs a constant 1, multiplier 30, adder 32 outputs the set slip frequency command .omega.s * of the product of calculated output, the output value newly Use as the set rated slip frequency command value ωs0 *. With the above configuration, the rated slip frequency command value is variable.
The difference between FIGS. 5B and 5C is the same as the difference between FIGS. 2A and 2B, and the description of FIG.
図６（ａ）（ｂ）は、第３実施例の構成を示す制御ブロック図である。
図６（ａ）は、図１の制御構成（実施例１）時のすべり周波数指令を補償するすべり周波数演算部１５の構成を示す。
図６（ａ）において、２５はすべり演算部、２６はレート演算手段、２７は逆数回路、２８は比例ゲイン、２９はリミッタ、３０は乗算器、３２は加算器からなる。
すべり演算部２５は、入力されたトルク電流指令Ｉｑ*、磁束指令φ*と設定された定格すべり周波数値ωs0*から（４）式を用いて、
ωs*＝ ωs0* × Iq*／φ* ・・・（４）
で演算される。
レート演算手段２６、および逆数回路２７は、入力された磁束指令φ*の前回値との差に基づいて、磁束指令の変化レートを演算し、その逆数は比例ゲイン２８で定数倍され、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。
加算器３２は、定数１とリミッタ２９出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力とすべり演算部出力の積を演算し、すべり周波数指令ωs*として求めている。以上の構成により、すべり演算部２５出力のすべり周波数指令を、乗算器３０出力に可変している。
以上のように、図６（ａ）を用いてすべり周波数ωs*を演算することで、界磁弱め領域を加減速する際、加速時にはすべり周波数を大きく、減速時はすべり周波数を小さく指令することができる。
図６（ａ）では、磁束指令φ*の大きさを用いて界磁弱め領域での加速、減速での変化レートを演算するようにしたが、磁束指令φ*の大きさが定格磁束以下であることの情報を付加すれば、磁束指令φ*に替えて検出速度ωrを、逆数回路２７に替えて絶対値回路３３を用いた図６（ｂ）の構成にしてもよい。
以上のように、図６（ａ）、（ｂ）において、誘導電動機のすべり周波数の演算を、磁束指令φ*とトルク電流指令Ｉｑ*で演算するようにで示したが、磁束指令φ*に替えて励磁電流（指令Ｉｄ*あるいは検出Ｉｄ）に基づいて演算しても，トルク電流指令Ｉｑ*に替えてトルク電流検出Ｉｑを用いて演算してもよい。
なお、磁束指令演算部１４の入力値が、一次周波数指令ω1*に替えて検出速度ωrである制御ブロック図であってもよい。
FIGS. 6A and 6B are control block diagrams showing the configuration of the third embodiment.
FIG. 6A shows the configuration of the slip frequency calculation unit 15 that compensates for the slip frequency command in the control configuration (Example 1) of FIG.
In FIG. 6A, 25 is a slip calculation unit, 26 is rate calculation means, 27 is an inverse circuit, 28 is a proportional gain, 29 is a limiter, 30 is a multiplier, and 32 is an adder.
The slip calculation unit 25 uses the equation (4) from the input torque current command Iq *, magnetic flux command φ * and the set rated slip frequency value ωs0 *,
ωs * = ωs0 * × Iq * / φ * (4)
Calculated with
The rate calculation means 26 and the reciprocal circuit 27 calculate the change rate of the magnetic flux command based on the difference from the previous value of the input magnetic flux command φ *, and the reciprocal thereof is multiplied by a constant by the proportional gain 28, and the limiter 29 Therefore, when accelerating, the lower limit is 0, and when decelerating, the upper limit is 0.
The adder 32 adds the constant 1 and the output of the limiter 29, and the multiplier 30 calculates the product of the output of the adder 32 and the slip calculation unit output and obtains it as a slip frequency command ωs *. With the above configuration, the slip frequency command output from the slip calculation unit 25 is varied to the multiplier 30 output.
As described above, by calculating the slip frequency ωs * using FIG. 6A, when accelerating or decelerating the field weakening region, the slip frequency is commanded to be large during acceleration and the slip frequency is commanded to be small during deceleration. Can do.
In FIG. 6A, the rate of change in acceleration and deceleration in the field weakening region is calculated using the magnitude of the magnetic flux command φ *, but the magnitude of the magnetic flux command φ * is less than the rated magnetic flux. If there is added information about this, the configuration shown in FIG. 6B may be used in which the detection speed ωr is used instead of the magnetic flux command φ * and the absolute value circuit 33 is used instead of the reciprocal circuit 27.
As described above, in FIGS. 6 (a) and 6 (b), the calculation of the slip frequency of the induction motor is performed using the magnetic flux command φ * and the torque current command Iq *. Alternatively, the calculation may be performed based on the excitation current (command Id * or detection Id), or may be performed using the torque current detection Iq instead of the torque current command Iq *.
Note that the input value of the magnetic flux command calculation unit 14 may be a control block diagram in which the detected speed ωr is used instead of the primary frequency command ω1 *.
図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、第４実施例の構成を示す制御ブロック図である。
図７（ａ）は、図４の制御構成（実施例２）時のすべり周波数指令を補償するすべり周波数演算部１５の構成を示す。図７（ａ）において、２５はすべり演算部、２８は比例ゲイン、２９はリミッタ、３０は乗算器、３１は選択手段、３２は加算器、３４１、３４２は係数器からなる。
トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力値を、逆転時には係数器３４1（係数：−１）と乗算する選択手段３１の出力を比例ゲイン２８で定数倍し、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。加算器３２は、定数１とリミッタ２９の出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力とすべり演算部２５で演算されたすべり周波数指令との積を演算し出力し、この出力値を新たにすべり周波数指令ωs*として用いるようにする。以上の構成により、定格すべり周波数指令値を可変している。
すべり演算部２５は、入力されたトルク電流指令Ｉｑ*、磁束指令φ*と設定された定格すべり周波数値ωs0*から、上記（４）式を用いて演算される。
以上のように、図７（ａ）を用いてすべり周波数ωs*を演算することで、界磁弱め領域を加減速する際、加速時にはすべり周波数を大きく、減速時はすべり周波数を小さく指令することができる。
また、すべり周波数指令を補償するすべり周波数演算部１５の構成は、図７（ａ）の構成とはせず、図２を基本構成とした図７（ｂ）、（ｃ）としてもよい。
図７（ｂ）は、２６はレート演算手段、２７は逆数回路、２８は比例ゲイン、２９はリミッタ、３０、３０１は乗算器、３１は選択手段、３２は加算器、３４１、３４２は係数器からなる。
レート演算手段２６、および逆数回路２７は、入力された磁束指令φ*の前回値との差に基づいて、磁束指令の変化レートを演算してその逆数を求め、比例ゲイン２８で定数倍され、リミッタ２９により加速時は０で下限リミット、減速時は０で上限リミットする。
トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）１２の出力値を、逆転時には係数器３４1（係数：−１）と乗算する選択手段３１を設け、乗算器３０１は選択手段３１と上記リミッタ２９の出力を乗算する。
加算器３２は、定数１と乗算器３０１出力を加算し、乗算器３０は、加算器３２の出力とすべり演算部２５で演算されたすべり周波数指令との積を演算し出力し、この出力値を新たにすべり周波数指令ωs*として用いるようにする。以上の構成により、定格すべり周波数指令値を可変している。
なお、図７（ｂ）、（ｃ）の違いは、図２（ａ）、（ｂ）の違いと同じであるので、図７（ｃ）の説明は省略する。
以上のように、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、誘導電動機のすべり周波数の演算を、磁束指令φ*とトルク電流指令Ｉｑ*で演算するようにで示したが、磁束指令φ*に替えて励磁電流（指令Ｉｄ*あるいは検出Ｉｄ）に基づいて演算しても，トルク電流指令Ｉｑ*に替えてトルク電流検出Ｉｑを用いて演算してもよい。
なお、磁束指令演算部１４の入力値が、一次周波数指令ω1*に替えて検出速度ωrである制御ブロック図であってもよい。
FIGS. 7A, 7B, and 7C are control block diagrams showing the configuration of the fourth embodiment.
FIG. 7A shows the configuration of the slip frequency calculation unit 15 that compensates for the slip frequency command in the control configuration (Example 2) of FIG. In FIG. 7A, 25 is a slip calculation unit, 28 is a proportional gain, 29 is a limiter, 30 is a multiplier, 31 is a selection means, 32 is an adder, and 34 1 and 34 2 are coefficient units.
The output value of the torque current control unit (ACRq) 12 is multiplied by a constant gain 28 by a constant gain 28 to multiply the output value of the selection unit 31 by a multiplier 34 1 (coefficient: −1) at the time of reverse rotation. Lower limit, upper limit at 0 at deceleration. The adder 32 adds the constant 1 and the output of the limiter 29, and the multiplier 30 calculates and outputs the product of the output of the adder 32 and the slip frequency command calculated by the slip calculation unit 25, and outputs this output value. Is newly used as the slip frequency command ωs *. With the above configuration, the rated slip frequency command value is varied.
The slip calculation unit 25 is calculated from the input torque current command Iq * and magnetic flux command φ * and the set rated slip frequency value ωs0 * using the above equation (4).
As described above, by calculating the slip frequency ωs * using FIG. 7A, when accelerating / decelerating the field weakening region, the slip frequency is commanded to be large during acceleration and the slip frequency should be small during deceleration. Can do.
Further, the configuration of the slip frequency calculation unit 15 that compensates the slip frequency command may not be the configuration of FIG. 7A, but may be FIGS. 7B and 7C based on FIG.
7 (b) is the rate computing unit 26, the inverse unit 27, a proportional gain 28, 29 limiter, 30, 30 1 multiplier, 31 selection means, 32 is an adder, 34 1, 34 2 Consists of a coefficient unit.
The rate calculating means 26 and the reciprocal circuit 27 calculate the rate of change of the magnetic flux command based on the difference from the previous value of the input magnetic flux command φ * to obtain the reciprocal thereof, and are multiplied by a constant by the proportional gain 28. Limiter 29 sets a lower limit at 0 for acceleration and an upper limit at 0 for deceleration.
Torque current control unit (ACRq) the output value of 12, at the time of reverse rotation coefficient unit 34 1 (coefficient: -1) a selection means 31 for multiplying the provided, multiplier 30 1 multiplies the output of the selection means 31 and the limiter 29 To do.
The adder 32 adds the multiplier 30 1 outputs a constant 1, multiplier 30 calculates the product of the slip frequency command and computed by the arithmetic unit 25 slip and the output of the adder 32 outputs, the output The value is newly used as the slip frequency command ωs *. With the above configuration, the rated slip frequency command value is varied.
Note that the difference between FIGS. 7B and 7C is the same as the difference between FIGS. 2A and 2B, and therefore the description of FIG. 7C is omitted.
As described above, in FIGS. 7A, 7B, and 7C, the calculation of the slip frequency of the induction motor is performed using the magnetic flux command φ * and the torque current command Iq *. The calculation may be performed based on the excitation current (command Id * or detection Id) instead of the command φ *, or may be performed using the torque current detection Iq instead of the torque current command Iq *.
Note that the input value of the magnetic flux command calculation unit 14 may be a control block diagram in which the detected speed ωr is used instead of the primary frequency command ω1 *.
次に、第５実施例について説明する。
第５実施例では、すべり周波数指令演算部１５に事前に複数の定格すべり周波数値を設定しておき（図示せず）、界磁弱め領域を加速時には定格すべり周波数指令値が大きくなるように、減速時には定格すべり周波数指令値が小さくなるように、すべり周波数指令演算に用いる定格すべり周波数値を選択するようにする。
これにより、界磁弱め領域で誘導電動機を加減速する際、加速時にはすべり周波数を大きく、減速時はすべり周波数を小さく指令することができる。
Next, a fifth embodiment will be described.
In the fifth embodiment, a plurality of rated slip frequency values are set in advance in the slip frequency command calculation unit 15 (not shown), and the rated slip frequency command value is increased when accelerating the field weakening region. The rated slip frequency value used for the slip frequency command calculation is selected so that the rated slip frequency command value becomes small during deceleration.
Thereby, when accelerating / decelerating the induction motor in the field weakening region, it is possible to command the slip frequency to be increased during acceleration and to decrease the slip frequency during deceleration.
次に、第６実施例について説明する。
第６実施例では、すべり周波数指令演算部１５で使用する定格すべり周波数値を、ベクトル制御装置の外部から例えば、伝送機能を用いてオンラインで変更するようにしておき（図示せず）、すべり周波数指令を演算する定格すべり周波数指令値を書き換えるようにする。
これにより、界磁弱め領域を加減速する際、加速時にはすべり周波数を大きく、減速時はすべり周波数を小さく指令することができる。
Next, a sixth embodiment will be described.
In the sixth embodiment, the rated slip frequency value used in the slip frequency command calculation unit 15 is changed from the outside of the vector controller, for example, online using a transmission function (not shown), and the slip frequency is calculated. Rewrite the rated slip frequency command value for calculating the command.
Thereby, when accelerating / decelerating the field weakening region, it is possible to command the slip frequency to be increased during acceleration and to decrease the slip frequency during deceleration.
次に、第７実施例について説明する。
第７実施例は、界磁弱め領域を加速する際のみすべり周波数指令を大きくするようにする手段を有効にするようにしたものである。
実施例１ないし６記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機が界磁弱め領域を加速する際、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは加速レートに基づいて、すべり周波数指令が大きくなるように定格すべり周波数設定値を大きく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を大きく補償する。
これにより、界磁弱め領域を加速時にはすべり周波数を大きく指令することができる。
Next, a seventh embodiment will be described.
In the seventh embodiment, means for increasing the slip frequency command only when accelerating the field weakening region is made effective.
In the vector control apparatus for induction motors according to the first to sixth embodiments, when the induction motor accelerates the field weakening region, the slip frequency command is increased based on the change rate or acceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor. Use one with a highly variable rated slip frequency setting value or greatly compensate the slip frequency command.
Thereby, it is possible to command a large slip frequency when accelerating the field weakening region.
次に、第８実施例について説明する。
第８実施例は、界磁弱め領域を加速する際のみすべり周波数指令を大きくするようにする手段を有効にするようにしたものである。
実施例２ないし７記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機が界磁弱め領域を加速する際、トルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力値が正転時：正、逆転時：負であれば、すべり周波数指令が大きくなるように定格すべり周波数設定値を大きく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を大きく補償する。
また、電圧指令演算部１９出力をVｄ’、Vｑ’、 座標変換手段１３への入力値をVｄ* 、Vｑ*としたとした場合、
√（Vｄ’ ２＋Vｑ’２）＋Ａ ＜ √（Vｄ*２＋Vｑ*２） ・・・（５）
（なお、Ａ:所定値）
を満足すれば、すべり周波数指令が大きくなるように定格すべり周波数設定値を大きく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を大きく補償してもよい。
これにより、界磁弱め領域を加速時にはすべり周波数を大きく指令することができる。
Next, an eighth embodiment will be described.
In the eighth embodiment, means for increasing the slip frequency command only when accelerating the field weakening region is made effective.
In the vector control apparatus for induction motors according to the second to seventh embodiments, when the induction motor accelerates the field weakening region, the output value of the torque current control means (ACRq) should be positive during forward rotation: negative and negative during reverse rotation: For example, the rated slip frequency set value is greatly varied so that the slip frequency command becomes large, or the slip frequency command is greatly compensated.
The output of the voltage command calculation unit 19 is Vd ′, Vq ′, and the input value to the coordinate conversion means 13 is Vd *. , Vq *
√ (Vd ′ 2 + Vq ′ 2 ) + A <√ (Vd * 2 + Vq * 2 ) (5)
(Note that A: Predetermined value)
If the above condition is satisfied, the rated slip frequency setting value may be varied so as to increase the slip frequency command, or the slip frequency command may be greatly compensated.
Thereby, it is possible to command a large slip frequency when accelerating the field weakening region.
次に、第９実施例について説明する。
第９の実施例は、界磁弱め領域を減速する際のみ、すべり周波数指令を小さくするようにする手段を有効にするようにしたものである。
実施例１ないし６記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機が界磁弱め領域を加速する際、誘導電動機の磁束指令の変化レートあるいは減速レートに基づいて、すべり周波数指令が小さくなるように定格すべり周波数設定値を小さく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を小さく補償する。
これにより、界磁弱め領域を減速時にはすべり周波数を小さく指令することができる。
Next, a ninth embodiment will be described.
In the ninth embodiment, means for reducing the slip frequency command is made effective only when the field weakening region is decelerated.
In the vector control apparatus for induction motors according to the first to sixth embodiments, when the induction motor accelerates the field weakening region, the slip frequency command is reduced based on the change rate or deceleration rate of the magnetic flux command of the induction motor. Use the one with a smaller rated slip frequency setting value or compensate for the slip frequency command.
Thereby, the slip frequency can be commanded to be small when decelerating the field weakening region.
次に、第１０実施例について説明する。
第１０実施例は、界磁弱め領域を減速する際のみすべり周波数指令を小さくするようにする手段を有効にするようにしたものである。
実施例２ないし７記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、誘導電動機が界磁弱め領域を減速する際、トルク電流制御手段（ＡＣＲｑ）の出力値が正転時：負、逆転時：正であれば、すべり周波数指令が小さくなるように定格すべり周波数設定値を小さく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を小さく補償する。
また、電圧指令演算部１９出力をVｄ’、Vｑ’とした場合、座標変換手段１３への入力値をVｄ*、Vｑ*としたとした場合、
√（Vｄ’ ２＋Vｑ’２）−Ａ ＞ √（Vｄ*２＋Vｑ*２） ・・・（６）
（なお、Ａ:所定値）
を満足すれば、すべり周波数指令が小さくなるように定格すべり周波数設定値を小さく可変されたものを用いるか、あるいはすべり周波数指令を小さく補償してもよい。
これにより、界磁弱め領域を減速時にはすべり周波数を小さく指令することができる。
Next, a tenth embodiment will be described.
In the tenth embodiment, a means for reducing the slip frequency command only when decelerating the field weakening region is made effective.
In the vector control apparatus for induction motors according to the second to seventh embodiments, when the induction motor decelerates the field weakening region, the output value of the torque current control means (ACRq) is negative during forward rotation: negative and positive during reverse rotation. For example, the rated slip frequency set value is varied to be small so that the slip frequency command becomes small, or the slip frequency command is compensated small.
Further, when the output of the voltage command calculation unit 19 is Vd ′ and Vq ′, and the input value to the coordinate conversion means 13 is Vd * and Vq *,
√ (Vd ′ 2 + Vq ′ 2 ) −A> √ (Vd * 2 + Vq * 2 ) (6)
(Note that A: Predetermined value)
If the above condition is satisfied, the rated slip frequency set value may be changed to be small so that the slip frequency command becomes small, or the slip frequency command may be compensated small.
Thereby, the slip frequency can be commanded to be small when decelerating the field weakening region.
また、すべり周波数への補償は、電圧指令の変化を抑制するのに十分な程度の補償量とし、電圧指令演算部１９を内蔵する場合は、電圧指令の目論見値からの変化分は、電圧指令Vd*、Vq*と電圧指令演算部１９出力Vd'、Vq'との差や、あるいは電流制御１１，１２出力を用いて検出・判断できる。
なお、電圧指令演算部１９を内蔵しない場合は、制御対象である誘導電動機１の二次回路時定数T2と加減速レートの大きさの比較により、すべり周波数への補償量を決定し、例えば、出力電圧指令の上昇防止であれば、二次回路時定数T2と同じ加速レートであれば、すべり周波数を補償前よりも４０％程度大きく補償（目安）すればよい。また、出力電圧指令の下降防止の補償量の大きさについても加速時と同様である。
このように、界磁弱め領域を急加減速する際、すべり周波数指令の大きさを自動で可変できる構成をしているので、界磁弱め領域を急加速する際の出力電圧指令の上昇を抑えるととともに、急減速時においても、誘導電動機の磁束変化を急速に行うように運転し、トルク特性の低下を回避することができる。
Further, the compensation to the slip frequency is a compensation amount sufficient to suppress the change of the voltage command. When the voltage command calculation unit 19 is built in, the change from the expected value of the voltage command is the voltage command. Detection and determination can be made using the difference between Vd *, Vq * and the voltage command calculation unit 19 output Vd ′, Vq ′, or the current control 11, 12 output.
When the voltage command calculation unit 19 is not built in, the compensation amount to the slip frequency is determined by comparing the secondary circuit time constant T2 of the induction motor 1 to be controlled with the magnitude of the acceleration / deceleration rate. In order to prevent an increase in the output voltage command, if the acceleration rate is the same as the secondary circuit time constant T2, the slip frequency may be compensated (approximate) about 40% larger than before compensation. The amount of compensation for preventing the output voltage command from falling is the same as that during acceleration.
In this way, when the field weakening region is suddenly accelerated or decelerated, the size of the slip frequency command can be automatically changed, so that the increase in the output voltage command when rapidly accelerating the field weakening region is suppressed. At the same time, even during sudden deceleration, the induction motor can be operated so as to rapidly change the magnetic flux, thereby avoiding a decrease in torque characteristics.
すべり補償量を自動で可変設定することによって、急加減速時のトルク特性の低下を抑制することができるので、定常状態だけでなく加減速時にもトルク特性が必要な用途にも適用できる。 By automatically and variably setting the slip compensation amount, it is possible to suppress a decrease in torque characteristics during sudden acceleration / deceleration. Therefore, the present invention can be applied not only to a steady state but also to applications that require torque characteristics during acceleration / deceleration.
１ 誘導電動機
２ 電圧形インバータ
２−１ コンバータ部
２−２ インバータ部
３ ＰＷＭ演算部
４ ベース回路
５ 電流検出器
６ 速度検出器
７ 速度演算部
８ 座標変換部
９、１０、１６、２０、２１、３２ 加算器
１１ 励磁電流制御部（ＡＣＲｄ）
１２ トルク電流制御部（ＡＣＲｑ）
１３ 座標変換部
１４ 磁束指令演算部
１５ すべり周波数演算部
１７、３４1、３４２ 係数器
１８ 積分器
１９ 電圧指令演算部
２５ すべり演算部
２６ レート演算手段
２７ 逆数回路
２８ 比例ゲイン
２９ リミッタ
３０、３０1 乗算器
３１ 選択手段
３３ 絶対値回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Induction motor 2 Voltage type inverter 2-1 Converter part 2-2 Inverter part 3 PWM calculating part 4 Base circuit 5 Current detector 6 Speed detector 7 Speed calculating part 8 Coordinate conversion part 9, 10, 16, 20, 21, 32 Adder 11 Excitation current controller (ACRd)
12 Torque current controller (ACRq)
13 Coordinate converter 14 Magnetic flux command calculator 15 Slip frequency calculator 17, 34 1 , 34 2 Coefficient unit 18 Integrator 19 Voltage command calculator 25 Slip calculator 26 Rate calculator 27 Reciprocal circuit 28 Proportional gain 29 Limiters 30, 30 1 multiplier 31 selection means 33 absolute value circuit
Claims (13)
前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変させる定格すべり周波数指令値可変手段を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 First coordinate conversion means for detecting the primary current of the induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and excitation so that the excitation current detection Id matches the excitation current command Id * Excitation current control means (ACRd) for controlling the current in the direction, torque current control means (ACRq) for controlling the current in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq *, and the induction motor Adds the rated slip frequency value, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculation means for calculating the slip frequency command using torque current, and the detected speed and slip frequency command of the induction motor. The primary frequency command calculating means for calculating the primary frequency command, the excitation current control means (ACRd) and the torque current control means (ACRq) And a voltage source inverter for controlling the induction motor using the output of the second coordinate converter as a primary voltage command. The second coordinate conversion unit converts the voltage to Vu *, Vv * and Vw * in the fixed coordinate system. In the induction motor vector control device,
A vector control device for an induction motor, comprising: a rated slip frequency command value varying means for varying the magnitude of the rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculating means.
前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変させる定格すべり周波数指令値可変手段を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 First coordinate conversion means for detecting the primary current of the induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and excitation so that the excitation current detection Id matches the excitation current command Id * Excitation current control means (ACRd) for controlling the current in the direction, torque current control means (ACRq) for controlling the current in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq *, and the induction motor Adds the rated slip frequency value, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculation means for calculating the slip frequency command using torque current, and the detected speed and slip frequency command of the induction motor. The primary frequency command calculating means for calculating the primary frequency command, the excitation current, the torque current, and the primary frequency command or the detected speed. The voltage command calculation means for calculating the voltage commands Vd ′ and Vq ′ in the rotating coordinate system by simulating the induction motor, and the value Vd obtained by adding the output of the current control means to the output of the voltage command calculation means Second coordinate conversion means for converting *, Vq * into voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in a fixed coordinate system, and a voltage type for controlling the induction motor using the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command In a vector control device for an induction motor equipped with an inverter,
A vector control device for an induction motor, comprising: a rated slip frequency command value varying means for varying the magnitude of the rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculating means.
前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変にすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。 First coordinate conversion means for detecting the primary current of the induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and excitation so that the excitation current detection Id matches the excitation current command Id * Excitation current control means (ACRd) for controlling the current in the direction, torque current control means (ACRq) for controlling the current in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq *, and the induction motor Adds the rated slip frequency value, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculation means for calculating the slip frequency command using torque current, and the detected speed and slip frequency command of the induction motor. The primary frequency command calculating means for calculating the primary frequency command, the excitation current control means (ACRd) and the torque current control means (ACRq) And a voltage source inverter for controlling the induction motor using the output of the second coordinate converter as a primary voltage command. The second coordinate conversion unit converts the voltage to Vu *, Vv * and Vw * in the fixed coordinate system. In the vector control method of the induction motor,
A vector control method for an induction motor, wherein the magnitude of a rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculation means is variable.
前記すべり周波数指令演算手段に設定された定格すべり周波数指令値の大きさを可変にすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。 First coordinate conversion means for detecting the primary current of the induction motor and converting the detected current into excitation current detection Id and torque current detection Iq, and excitation so that the excitation current detection Id matches the excitation current command Id * Excitation current control means (ACRd) for controlling the current in the direction, torque current control means (ACRq) for controlling the current in the torque direction so that the torque current detection Iq matches the torque current command Iq *, and the induction motor Adds the rated slip frequency value, magnetic flux command or excitation current (command or detection), slip frequency command calculation means for calculating the slip frequency command using torque current, and the detected speed and slip frequency command of the induction motor. The primary frequency command calculating means for calculating the primary frequency command, the excitation current, the torque current, and the primary frequency command or the detected speed. The voltage command calculation means for calculating the voltage commands Vd ′ and Vq ′ in the rotating coordinate system by simulating the induction motor, and the value Vd obtained by adding the output of the current control means to the output of the voltage command calculation means Second coordinate conversion means for converting *, Vq * into voltage commands Vu *, Vv *, Vw * in a fixed coordinate system, and a voltage type for controlling the induction motor using the output of the second coordinate conversion means as a primary voltage command In a vector control method for an induction motor equipped with an inverter,
A vector control method for an induction motor, wherein the magnitude of a rated slip frequency command value set in the slip frequency command calculation means is variable.
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2004
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