JP2006101245A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブランチ毎での周波数誤差推定値のバラツキが周波数の補正に与える影響を低減できる受信装置を提供する。
【解決手段】第１，第２のアンテナそれぞれで受信される信号の周波数誤差を信号強度で重み付け合成し、この合成される周波数誤差に基づいて、第１，第２の受信信号それぞれの位相を補正する。周波数誤差を信号強度で重み付け合成することで、より信頼性の高い周波数誤差の補正が行える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のアンテナからの信号を受信する受信装置に関する。

携帯電話やＰＨＳの普及によって，個人消費者にとって「いつでも、どこでも、誰とでも」通信ができることが当たり前のようになり、無線通信は非常に身近なものとなっている。またＰＣユーザにとっても、室内ＬＡＮを無線で構築することができ、高速データ伝送への適性や、場所にとらわれないユビキタス性が功を奏して、無線ＬＡＮ(Local Area Network)は爆発的に普及してきている。

無線を用いたシステムでは、複数のアンテナを用いて送信側あるいは受信側で適応信号処理を行うことで、受信品質の改善、伝送速度またはスループットの向上を図ることができる。このような技術に、（１）ダイバーシチ技術、（２）Space-time codingあるいはＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)技術がある。ダイバーシチ技術は、複数のアンテナで受信した信号から受信状態の良好な信号の選択等を行う技術である。ＭＩＭＯ技術は、複数のアンテナでの受信状態の相違に対応して、送信側がそれぞれ異なるデータ系列を送信し、受信側がそれらを分離・抽出してＮ倍（N：最大送信アンテナ数）のデータを同時に復調することを可能とする技術である。いずれにしろ、受信側での効果的な受信信号の選択／合成／分離のための復調アルゴリズムが検討されてきた。

ここで、アンテナおよび高周波からベースバンドに周波数変換し、ディジタル信号の状態にまで変換する一連の受信回路をまとめて「受信ブランチ」と定義し、「アンテナ」と区別する。
ベースバンド帯でディジタル信号処理によって合成ダイバーシチを行う方式や、指向性制御のために各アンテナに対する振幅あるいは位相の重み付け合成を行うアダプティブアレーアンテナ、スマートアンテナと呼ばれる方式では、受信機自体が複数のディジタル領域の受信部を持つ構成となる。

ところで、受信信号をディジタル領域で復調可能とするために、キャリア周波数誤差を補正するＡＦＣ(Automatic Frequency Control)が受信機で利用される。送受信機でＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)が異なることから、送受信機間でキャリア周波数オフセット（以下、「周波数誤差」と呼ぶ）が生じるからである。

複数のアンテナを有する受信機においては、コストや回路規模、ばらつきを抑えるために、ブランチで共通の周波数シンセサイザを用いるのが通例であり、理想的にはブランチ間で周波数誤差は生じない。
しかし、実際にはブランチ毎での周波数誤差推定値にばらつきが生じる。これは、（１）各ブランチで別々のミキサを使って周波数変換を行うことや、（２）ブランチ毎での周波数誤差推定に、各ブランチのフェージングの影響や雑音を含んだ信号が用いられること等が原因である。また、各ブランチで独立に別個の周波数シンセサイザを組み込んだ無線モジュール（例えば放送用チューナーなど）を使用する場合には、各ブランチの周波数シンセサイザはフリーランの状態であり、互いに同期がとれずに大きな周波数誤差が生じる可能性がある。

複数のアンテナを有するシステムでの周波数誤差補正に関し、次のような技術が開示されている。
最大受信電力のアンテナからの無線信号を用いて周波数誤差を測定する技術が開示されている（特許文献１、段落番号００３５参照）。また、ＭＩＭＯ方式で通信が行なわれているときの周波数オフセット値に２つの周波数オフセット値の平均値を用いる技術が開示されている（特許文献２、段落番号０１１４参照）。
特開２００３−２４４０４３ 特開２００３−２８３３５９

複数のアンテナを有するシステムでの周波数誤差の補正には次のような困難がある。
（１）個々のブランチで周波数誤差の推定および補正を独立に行うと、その構成全体での回路規模および消費電力がブランチの個数に対応して増加し、小型化、低消費電力化、低価格化が困難となる。また、フェージングなどの影響により、各ブランチで受信信号電力、ひいてはＳ／Ｎがばらつく結果、周波数誤差の推定値がばらつく可能性がある。
（２）特定のブランチで推定される周波数誤差によって、全ブランチでの周波数の補正を行うと、選択されたブランチのＳ／Ｎが悪い場合や推定の精度が不十分なときに、周波数誤差補正が不十分で結果的に復調性能が劣化するおそれがある。
（３）全てのブランチで推定された周波数誤差の平均によって、全ブランチでの周波数の補正を行うと、受信強度が過大なブランチがある場合に、周波数誤差推定値の信頼度が劣化するおそれがある。

上記に鑑み、本発明はブランチ毎での周波数誤差推定値のバラツキが周波数の補正に与える影響を低減できる受信装置を提供することを目的とする。

Ａ．上記目的を達成するために、本発明に係る受信装置は、第１，第２のアンテナそれぞれで受信される第１，第２の信号の周波数誤差を検出する第１，第２の周波数誤差検出手段と、前記第１，第２の信号それぞれの信号強度を検出する第１，第２の信号強度検出手段と、前記第１，第２の信号強度検出手段での信号強度検出結果に基づいて、前記第１，第２の周波数誤差検出手段で検出される周波数誤差を重み付け合成する周波数誤差合成手段と、前記周波数誤差合成手段で合成される周波数誤差に基づいて、第１，第２の受信信号それぞれの位相を補正する第１，第２の位相補正手段と、前記第１，第２の位相補正手段で補正される第１，第２の信号を用いて復調を行う復調手段と、を具備することを特徴とする。

Ｂ．本発明に係る受信装置は、第１，第２のアンテナそれぞれで受信される第１，第２の信号を重み付け合成する信号合成手段と、前記信号合成手段で合成される信号のＳ／Ｎ比を検出するＳ／Ｎ比検出手段と、前記Ｓ／Ｎ比検出手段での検出結果に基づいて、前記信号合成手段での信号の合成に用いる重み付けを決定する重み付け決定手段と、前記信号合成手段で合成される信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段で検出される周波数誤差に基づいて、前記第１，第２の受信信号それぞれの位相を補正する第１，第２の位相補正手段と、前記第１，第２の位相補正手段で補正される第１，第２の信号を用いて復調を行う復調手段と、を具備することを特徴とする。

本発明によればブランチ毎での周波数誤差推定値のバラツキが周波数の補正に与える影響を低減できる受信装置を提供できる。

以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る受信機１００の構成を示すブロック図である。
受信機１００は、アンテナ１０１，１０２，乗算器１０３，１０４，ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）１０５，１０６，ダイバーシチ復調回路１０７，周波数誤差検出回路１１５，ＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２，比較器１１３，動作切替判定回路１１４，高周波回路１１６，１１７，Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９を有する。

アンテナ１０１，１０２は、電波を受信する受信素子であり、その配置が異なることから受信状態が異なる。なお、本実施形態では、２素子のアンテナ１０１，１０２を用いた場合のみ説明しているが、アンテナおよび受信ブランチの本数を２本より多くしてもよい。
高周波回路１１６，１１７はそれぞれ、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、直交復調器等を含み、アンテナ１０１，１０２で受信された信号の周波数を搬送波帯域からベースバンド帯域まで低下させる。
Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９はそれぞれ、高周波回路１１６，１１７から出力されるアナログ信号をディジタル信号に変換する。

周波数誤差検出回路１１５は、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９，補正量重み付け合成回路１１０から構成され、Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９から出力される信号の総合的な周波数誤差を検出する。
個別周波数誤差検出回路１０８，１０９はそれぞれ、Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９から出力される信号に基づき、周波数誤差（キャリア周波数オフセット）の検出を行う。周波数誤差の検出（あるいは推定）は、例えば、受信信号のフレームの先頭付近にあるプリアンブルやヘッダ、あるいは受信フレーム内に含まれるパイロット信号を用い、これらの既知情報等の位相の変化を追跡することで行える。また、ＯＦＤＭシステムでは、信号の一部をコピーして付加したガードインターバル部との相関によっても周波数誤差を検出することができる。

個別周波数誤差検出回路１０８，１０９から出力される周波数誤差信号は、必ずしも一致しない。これは、（１）高周波回路１１６，１１７で周波数変換を行うダウンコンバータ（具体的には、ミキサ）のばらつきや、（２）個別周波数誤差検出回路１０８，１０９での周波数誤差の検出結果が各ブランチでのフェージングや雑音の影響を受けること、（３）ブランチ毎に個別にチューナーを使うこと等による。このため、周波数シンセサイザが全ブランチで共通であっても、ブランチ毎に周波数誤差推定値にばらつきが生じる。

補正量重み付け合成回路１１０は、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９から出力される周波数誤差信号を重み付け合成して総合的な周波数誤差を算出する。このときの重み付け係数は、例えば、アンテナ１０１，１０２で受信された信号の信号強度（ＲＳＳＩ値等）やＡＧＣ利得制御状態に基づいて決定できる。
ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）１０５，１０６は、数値制御発振器であり、補正量重み付け合成回路１１０から出力される合成された周波数誤差信号に基づき、補正周波数（位相回転）成分e^(-jθ)の信号（補正周波数信号）を生成する。
乗算器１０３，１０４はそれぞれ、Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９から出力される信号にＮＣＯ１０５，１０６から出力される補正周波数信号を乗算する。この結果、信号の位相を変化させることができる。

ダイバーシチ復調回路１０７は、乗算器１０３，１０４から出力される周波数誤差が補正された信号に基づき、ダイバーシチ復調・復号を行う。ダイバーシチ復調回路１０７は、アンテナ１０１，１０２で受信した信号から受信状態の良好な信号の選択等を行う。
なお、ダイバーシチ復調回路１０７の代わりに複数の異なる送信データ系列を分離・抽出するＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)復調処理回路を用いることも可能である。アンテナ１０１，１０２での受信状態の相違に対応して、送信側がそれぞれ異なるデータ系列を送信し、受信側がそれらを分離・抽出してＮ倍（N：最大送信アンテナ数、ここではＮ＝２）のデータを同時に復調することが可能となる。

ＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２はそれぞれ、高周波回路１１６，１１７から出力される信号のＲＳＳＩ(Receive Signal Strength Indication：受信信号強度)値を測定する。
なお、ＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２は、高周波回路１１６，１１７からのアナログ信号に基づくＲＳＳＩ測定（Ａ−ＲＳＳＩ測定）を行っているが、これに換えてＡ／Ｄ変換器１１８，１１９からのディジタル信号に基づくＲＳＳＩ測定（Ｄ−ＲＳＳＩ測定）を行ってもよい。

比較器１１３は、ＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２から出力されるＲＳＳＩ値を比較し、いずれが大きいかを判定する。
動作切替判定回路１１４は、比較器１１３での比較結果に基づき、周波数誤差検出回路１１５での周波数誤差検出に利用するアンテナ１０１，１０２の選択の判定を行い、この判定結果に基づき周波数誤差検出回路１１５を制御する。動作切替判定回路１１４は、受信信号レベルに応じて、周波数誤差補正に、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９から出力される周波数誤差信号の一方、双方いずれを用いるかを判定、切り替え制御する。

周波数誤差信号の一方を用いる場合には、１受信ブランチの信号を用いて周波数誤差補正が行われる。このとき、個別周波数誤差検出回路１０８あるいは１０９のどちらか一方だけが動作する。また、補正量重み付け合成回路１１０は、特に計算を行わず、入力された周波数誤差値をそのままＮＣＯ１０５または１０６へと出力する。
周波数誤差信号の双方を用いる場合には、複数ブランチで独立に検出された周波数誤差の検出値をブランチ毎のＡＧＣ利得制御状態に応じて重み付け合成した値を基に周波数誤差補正が行われる。このとき、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９，補正量重み付け合成回路１１０、ＮＣＯ１０５，１０６のすべてが動作する。

例えば、あるブランチのＲＳＳＩが第１の所定値より大きい場合に、そのブランチの個別周波数誤差検出回路１０８，１０９のみを電源オン（動作状態）とし、それ以外の個別周波数誤差検出回路１０８，１０９および補正量重み付け合成回路１１０を電源オフ（停止状態）とする。信号強度がある程度以下の信号（微弱な信号）は信頼性が乏しいと考えられるからである。
具体的には、特定のブランチのＲＳＳＩ値が他ブランチのＲＳＳＩ値の２０ｄＢ以上である場合や、特定のブランチ以外のすべてのＲＳＳＩが−７０ｄＢｍを下回った場合に、特定のブランチの個別周波数誤差検出回路１０８，１０９のみを動作させる。これから判るように、この切替の判定は、ＲＳＳＩの絶対値およびブランチ間での相対値のいずれに基づいても行える。

また、あるブランチのＲＳＳＩが第２の所定値より大きい場合に、そのブランチの個別周波数誤差検出回路１０８，１０９を停止状態とし、それ以外の個別周波数誤差検出回路１０８，１０９を動作状態とすることができる。信号強度が過大な信号は飽和状態となり、却って信頼性が乏しいことが考えられるからである。

一方、全ブランチのＲＳＳＩ値が同程度の場合は、全ての個別周波数誤差検出回路１０８，１０９をオンし、周波数誤差の重み付け合成を行う。例えば、信号強度が第１の所定値以上、第２の所定値以下の信号を重み付け合成の対象とする。

このように、動作切替判定回路１１４が個別周波数誤差検出回路１０８，１０９の動作／停止を切り換えることで、周波数誤差検出回路１１５での動作状態を制御できる。
なお、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９の動作を停止する替わりに、補正量重み付け合成回路１１０での補正量重み付け合成の重み付け係数を調節してもよい。例えば、特定のブランチでの周波数誤差の重み付け係数を０とすることで、そのブランチの個別周波数誤差検出回路１０８，１０９の動作を停止したとほぼ同様の効果を挙げることができる。

（受信機１００の動作）
次に、受信機１００の動作を説明する。
アンテナ１０１，１０２で受信された信号は、高周波回路１１６，１１７によってベースバンド帯域まで下げられ、Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９によってディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、送信側の送信周波数との周波数誤差を含んでいる。
ディジタル信号に変換された受信信号は、乗算器１０３，１０４において、ＮＣＯ１０５，１０６で生成された補正周波数信号と乗算されることで、周波数誤差が取り除かれて、ダイバーシチ復調回路１０７で復調・復号される。

受信信号のＲＳＳＩ値はＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２で測定され、比較器１１３で比較される。動作切替判定回路１１４では、受信信号レベルに応じて、（１）一方の受信ブランチの周波数誤差検出値、（２）複数のブランチでの周波数誤差検出値の重み付け合成値（例えば、ブランチ毎のＡＧＣ利得制御状態に応じて重み付け合成した値）のいずれに基づいて周波数誤差補正を行うかを切り替える。

本実施形態では、次のような効果が期待できる。
（１）すべての受信系のＳ／Ｎが悪いときやアンテナ毎に周波数誤差推定値がばらつくときでも信頼性の高い推定値を決定でき、受信特性を改善できる。即ち、検出される受信レベル（例えば、ＲＳＳＩ値）を用いてブランチの信頼度を係数化し、ＡＦＣでの周波数誤差推定値の重み付け合成に用いることで、信頼度の高いＡＦＣを行える。即ち、誤差補正精度の高いロバストなＡＦＣによる、受信品質の向上が図れる。
入力信号の強度が過大で、ＡＧＣを行っても信号が飽和して信号の品質が劣化するような場合に、強度が過大な信号を周波数誤差推定に用いないようにしてこの推定の精度を高めることができる。

（２）各アンテナ１０１，１０２での受信レベルの状態に応じて、ＡＦＣのための個別周波数誤差検出回路１０８，１０９を一つだけ、または全て動作させるかを切り換えることができ、低消費電力化が図れる。

（第１の実施形態の変形例）
図２は、本発明の第１の実施形態の変形例に係る受信機１００ａの構成を示すブロック図である。
受信機１００ａは、アンテナ１０１，１０２，乗算器１０３，１０４，ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）１０５，１０６，ダイバーシチ復調回路１０７，周波数誤差検出回路１１５，Ａ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ、１１２ａ、Ｄ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ｂ、１１２ｂ、比較器１１３，動作切替判定回路１１４，高周波回路１１６，１１７，Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９，ＡＧＣアンプ１２０， １２１，ＡＧＣ制御回路１２２，１２３，重み係数決定部１２６，ルックアップテーブル(ＬＵＴ)１２７を有する。

即ち、受信機１００ａは受信機１００のＲＳＳＩ測定回路１１１，１１２をＡ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ、１１２ａ、Ｄ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ｂ、１１２ｂに置き換え、ＡＧＣアンプ１２０， １２１，ＡＧＣ制御回路１２２，１２３，重み係数決定部１２６，ルックアップテーブル(ＬＵＴ)１２７を付加したことになる。

Ａ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ、１１２ａはそれぞれ、高周波回路１１６，１１７から出力されるアナログ信号のＲＳＳＩ値を測定する。
Ｄ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ｂ、１１２ｂはそれぞれ、Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９から出力されるディジタル信号のＲＳＳＩ値を測定する。
ＡＧＣアンプ１２０， １２１はそれぞれ、高周波回路１１６，１１７から出力される信号を増幅する増幅率可変の増幅器であり、ＡＧＣ(Automatic Gain Control)のために用いられる。Ａ／Ｄ変換器１１８，１１９の入力レンジにおさまるように信号振幅のゲイン調整を行う。
ＡＧＣ制御回路１２２，１２３はそれぞれ、Ａ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ、１１２ａおよびＤ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ｂ、１１２ｂから出力されるＲＳＳＩ値に基づき、ＡＧＣアンプ１２０， １２１の増幅率を制御する制御回路であり、高周波回路１１６，１１７から出力される信号のＡＧＣのために用いられる。

重み係数決定部１２６は、ルックアップテーブル１２７を参照して、Ａ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ、１１２ａから出力されるＡ−ＲＳＳＩ値に基づき、個別周波数誤差検出回路１０８，１０９から検出される周波数誤差推定値を重み付け合成する重み係数を決定し、決定された重み係数を出力する。

ルックアップテーブル１２７は、受信レベル（例えば、Ａ−ＲＳＳＩ値）と重み付け係数Ｍｊと対応して表すテーブルである。この重みは、いわば各ブランチでの受信信号の信頼度を表すものと考えられる。ルックアップテーブル１２７は、メモリに記憶しておくことで短時間でのアクセス、判断が可能となる。このとき、メモリは回路内のレジスタ設定などにより、書き換え可能とすることができる。

図３は、ルックアップテーブル１２７の一例を表す模式図である。受信レベル（例えば、Ａ−ＲＳＳＩ値）に応じて受信レベル（信号強度）がＡ〜Ｅの領域に区分され、この領域に対応して重み係数Ｍｊが定められている。
本図に示すように、領域Ａ〜Ｃでは受信信号強度が大きくなるにつれて重み係数Ｍｊが大きくなる。ある程度信号強度が大きい方が信号としての信頼性が大きいと考えられることによる。
一方、領域Ｄ，Ｅでは、受信信号強度が大きくなると却って重み係数Ｍｊが小さくなり、領域Ｅでは重み係数Ｍｊが０になる。これは、受信信号が飽和する可能性を考慮して、重み係数Ｍｊ（優先度）を決定したためである。即ち、受信信号電力が大きすぎて飽和領域に入る信号の重み（ウェイト）を小さくする。
なお、領域判定の境界しきい値や領域の数は図３に限られるものではなく、様々な組み合わせが存在する。

（受信機１００ａの動作）
次に、受信機１００ａの動作を説明する。
通常、ＡＧＣやＡＦＣといった復調のための同期処理には、受信信号のフレーム先頭付近にあるプリアンブルやヘッダ、あるいは受信フレーム内に含まれるパイロット信号が用いられる。
受信レベルに基づく重み付けＡＦＣ処理では受信レベルの測定精度が高いことが望ましい。このためには、ＡＧＣでのＡ／Ｄ変換器入力レンジの調整の完了後に、Ａ／Ｄ変換されたサンプルを平均化した受信信号を用いて、ＡＦＣ処理を行うことが考えられる。しかしながら、ＡＧＣ処理の完了を待っていると、ＡＦＣでの周波数の初期同期に時間を要する可能性がある。

ここでは、ＡＧＣ処理の完了を待たずにＡＦＣ処理を実行可能とすることを考える。特に、ＡＦＣで重み付け合成するときの尤度（重み付け係数）の決定について説明する。
本実施形態では、ＡＧＣの利得切り替えを段階的に行い、かつＡＧＣでの大まかな領域判定を行った時点で、アンテナ１０１，１０２毎に尤度を割り当てる。
この結果、ＡＧＣ処理の途中で（ＡＧＣの利得切替前、あるいは並行して）ＡＦＣを開始でき、プリアンブルの早い段階でＡＦＣを行い、初期同期引き込みの早期完了が可能となる。また、初期同期引き込みの早期完了に換えて、初期同期引き込みに時間をかけて、より高精度の同期確立を実現することもできる。

図４は、受信機１００ａでの処理手順の例を表すフロー図である。
（１）高周波回路１１６，１１７で受信された信号の強度（例えば、アナログＲＳＳＩ）がＡ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ａ，１１２ａで測定される（ステップＳ１１）。
また、測定された受信レベルを用いて受信領域の判定が行われる（Ｓ１２）。この判定結果は、ＡＧＣの第１段階としてのゲイン調節のために用いられる。

（２）この判定以降、ＡＧＣとＡＦＣとをほぼ並行して実行できる。即ち、次に示すように、ＡＧＣの完了を待たず、ＡＦＣを実行できる。
ａ．ＡＧＣ処理
判定された受信領域に基づきＡＧＣ初期ゲインを求め（Ｓ１３）、この初期ゲインに基づきＡＧＣ制御回路１２２，１２３からＡＧＣアンプ１２０， １２１のゲインを制御する。
その後、ＡＧＣの第２段階として、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を用いてＤ−ＲＳＳＩ測定回路１１１ｂ， １１２ｂでディジタルＲＳＳＩが測定され（Ｓ１４）、それに基づいてより精密なＡＧＣ制御が行われる。（Ｓ１５）

ｂ．ＡＦＣ処理
ＡＧＣ処理と並行して、重み係数決定部１２６において、ルックアップテーブル(ＬＵＴ)１２７を参照し（Ｓ１６）、ＡＦＣによる周波数誤差推定値の重み付け合成係数を求める。
具体的には、次の式（１）によって重み付け合成係数Ｗ_iを算出する。
Ｗ_i = Ｍｉ／Σ(Ｍｊ) ……式（１）
求められた重み付け係数を使って、補正量重み付け合成回路１１０で重み付け合成を行う（Ｓ１７）。これにより、各ブランチで検出された補正量の分散が平滑化される。

本実施形態では、第１の実施形態での効果（１）、（２）に加えて、次の（３）のような効果が期待できる。
（３）従来シリアルに行われていたＡＧＣ処理とＡＦＣ処理であるが、ＡＧＣ処理の途中からＡＦＣ処理を開始することができる。即ち、アナログ部で検出される受信レベル（例えばＲＳＳＩ）をＡＧＣの第１段階としての大まかな受信領域判定に利用し、判定された領域情報をＡＦＣでの周波数誤差推定値の重み付け合成に用いる。
このため、周波数引き込みをより早くすることが可能となる。復調処理が開始されるまでに十分な時間を確保でき、結果的に安定した周波数引き込みを実現できる。
また、余った時間を利用してさらに周波数誤差推定の精度を高めることができる。

（第２の実施形態）
図５は本発明の第２の実施形態に係る受信機２００の構成を示すブロック図である。
受信機２００は、アンテナ２０１，２０２，乗算器２０３，２０４，ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）２０５，２０６，ダイバーシチ復調回路２０７，周波数誤差検出回路２０８，Ｓ／Ｎ最大値検出回路２０９，Ｓ／Ｎ測定回路２１０，メモリ２１１，ルックアップテーブル２１２，乗算器２１３，加算器２１４，周波数誤差決定回路２１５，高周波回路２１６，２１７，Ａ／Ｄ変換器２１８，２１９を有する。

アンテナ２０１，２０２は、電波を受信する受信素子であり、その配置が異なることから受信状態が異なる。なお、本実施形態では、２素子のアンテナ２０１，２０２を用いた場合のみ説明しているが、アンテナおよび受信ブランチの本数を２本より多くしてもよい。
高周波回路２１６，２１７はそれぞれ、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、直交復調器等を含み、アンテナ２０１，２０２で受信された信号の周波数を搬送波帯域からベースバンド帯域まで低下させる。
Ａ／Ｄ変換器２１８，２１９はそれぞれ、高周波回路２１６，２１７から出力されるアナログ信号をディジタル信号に変換し、出力する。

ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）２０５，２０６は、数値制御発振器であり、周波数誤差決定回路２１５から出力される周波数誤差信号に基づき、補正周波数（位相回転）成分e^(-jθ)の信号（補正周波数信号）を生成する。
乗算器２０３，２０４はそれぞれ、Ａ／Ｄ変換器２１８，２１９から出力される受信信号へのＮＣＯ２０５，２０６から出力される補正周波数信号の乗算を行う。この結果、複素信号の位相を変化させることができる。
ダイバーシチ復調回路２０７は、乗算器２０３，２０４から出力される周波数誤差が補正された信号に基づき、ダイバーシチ復調・復号が行われる。
なお、ダイバーシチ復調回路２０７の代わりに複数の異なる送信データ系列を分離・抽出するＭＩＭＯ復調処理回路を用いることも可能である。

ルックアップテーブル２１２は、直交ウェイトの組（例えば０°,９０°,１８０°の位相ずれ組）が記憶されたテーブルである。
図６は、ルックアップテーブル２１２の一例が表された模式図である。アンテナ１，２（アンテナ２０１，２０２に対応）の直交ウエイトの組W1〜W3が表されている。
複数の組が表されているのはこの組の中から最適なもの（具体的には、Ｓ／Ｎ比が最大のもの）を選択するためである。これは原理的に空間直交ビームを張ることによるＳ／Ｎ改善と等価であり、アンテナ２０１，２０２間の空間相関が高い状態のときや、受信信号がマルチパスなどにより位相合成されて信号レベルが減じられてしまうような場合に、Ｓ／Ｎ比の改善が期待できる。

図７は、ルックアップテーブルの他の例が表された模式図である。アンテナ１〜４の直交ウエイトの組W1〜W４が表されている。即ち、本図はアンテナが４素子の場合のルックアップテーブルを表す。即ち、図５では２組設置されているアンテナ２０１，２０２，乗算器２０３，２０４，ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）２０５，２０６，乗算器２１３，高周波回路２１６，２１７，Ａ／Ｄ変換器２１８，２１９を４組有する場合である。

乗算器２１３は、アンテナ２０１，２０２から出力される受信信号にルックアップテーブル２１２に基づく直交ウェイトを積算する。加算器２１４は、乗算器２１３で直交ウェイトが積算された受信信号を加算する。これら乗算器２１３および加算器２１４によって、信号の直交ウェイト演算（一般的には、重み付け合成）が行われる。

周波数誤差検出回路２０８は、加算器２１４から出力される直交ウェイト重み付け信号の周波数誤差を検出する。
Ｓ／Ｎ測定回路２１０は、加算器２１４から出力される直交ウェイト重み付け信号のＳ／Ｎ比を測定する。
メモリ２１１は、周波数誤差検出回路２０８で検出された周波数誤差およびＳ／Ｎ測定回路２１０で測定されたＳ／Ｎ比を記憶する。即ち、ルックアップテーブル２１２に記憶された複数個の直交ウェイトの組それぞれの試行・測定結果がメモリ２１１に記憶される。
Ｓ／Ｎ最大値検出回路２０９は、メモリ２１１に記憶されたＳ／Ｎ比から最大のものを選択する。さらに、Ｓ／Ｎ最大値検出回路２０９は、このときの直交ウェイトの組をルックアップテーブル２１２から選択し、乗算器２１３および乗算器２１３による直交ウェイト演算に用いられるようにする。
周波数誤差決定回路２１５は、Ｓ／Ｎ最大値検出回路２０９で検出された最大のＳ／Ｎ比に対応する周波数誤差をメモリ２１１から選択する。

（受信機２００の動作）
次に、受信機２００の動作を説明する。
アンテナ２０１，２０２で受信された信号は、乗算器２１３および加算器２１４によって直交ウェイトで重み付けされて、周波数誤差（Δｆ）が検出される。
ルックアップテーブル２１２に表された複数個の直交ウェイトの組それぞれで、受信信号が重み付けされ、周波数誤差決定回路２１５で周波数誤差を計算しながら、Ｓ／Ｎ測定回路２１０でＳ／Ｎを測定する。それぞれの直交ウェイトの組での試行・測定結果を順次メモリ２１１に蓄えていく。
すべての直交ウェイトの組を試した後、Ｓ／Ｎ最大値検出回路２０９で最も高いＳ／Ｎを検出し、このときの直交ウェイトの組に対応する周波数誤差Δｆが選択される。
複数通りの直交ウェイト組を試し、Ｓ／Ｎの高い信号を強制的に作り出すことで周波数誤差推定の精度の向上が図られる。

（第２の実施形態の変形例）
以下に第２の実施形態の変形例を説明する。
（１）第２の実施形態では、直交ウェイトの組による重み付けを行っている。即ち、位相を回転させている。これに対して、アンテナ２０１，２０２で受信された信号を位相のみでなく、振幅の重み付を行うことも可能であり、より大きくＳ／Ｎが改善される。この重み付けには、例えば、ＡＧＣ制御振幅またはＲＳＳＩ値を用いることができる。

（２）第２の実施形態では、ルックアップテーブル２１２に記述されている固定ウェイトすべてをそのまま試行している。これに対して、受信信号と既知の信号等を用いたトレーニングにより適応的にウェイトを変化させることも可能である。
このトレーニングの手法として， ＬＭＳ(Least Mean Squares)、ＳＭＩ(Sample Matrix Inverse)，ＲＬＳ(Recursive Least Square)等のＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error: 最小平均２乗誤差)を基本とするビーム形成アルゴリズムを利用できる。これにより、さらに精度の高い周波数誤差Δｆを得ることができ、信頼度の高いＡＦＣが可能となる。

ＬＭＳアルゴリズムでは、誤差信号ε（ｔ）を最小化するように次の式（２）の逐次更新を行い、収束したウェイトを解とする。
Ｗ（ｋ）＝Ｗ（ｋ）＋ε＊（ｋ）ｘ（ｋ）
ｙ（ｋ）＝Ｗ^Ｈ（ｋ）ｘ（ｋ）
ε（ｋ）＝ｒ（ｋ）−ｙ（ｋ）
Ｗ（ｋ）＝［Ｗ_１（ｋ），Ｗ_２（ｋ），…Ｗ_Ｍ（ｋ）］^Ｔ ……式（２）
ここで、ｘ（ｋ）は入力信号ベクトル、ｙ（ｋ）は出力信号ベクトル、ｗ（ｋ）はウェイトベクトル、ｒ（ｋ）は所定の参照信号系列、＊は複素共役、^Ｈは複素共役転置を意味する。ここではサンプルｋ毎にウェイト更新を行う。

（３）また、重み付け回路の別の形態として、後続のダイバーシチ復調回路あるいはＭＩＭＯ復調回路において求められる伝送路応答を利用し、各ブランチの伝送路応答推定値のノルムに応じた周波数誤差推定値の重み付けを行うこともできる。伝送路応答は既知のパイロット信号などを用いて受信信号との相関処理を行うことで推定でき、ＭＩＭＯ復調処理や合成ダイバーシチ処理において必須の処理である。
このような構成により、ディジタル信号処理で精度の高い受信状態の把握ができ、より緻密な周波数誤差補正が実現できる。

例えば、アンテナ１０１の伝送路応答をH_１=h_０δ(t)+h_１δ(t-τ_１)+h_２δ(t-τ_２)としたとき、１−ノルム：‖H_１‖_１、２−ノルム：‖H_１‖_２は次の式（３）で表される。
‖H_１‖_１＝｜ｈ_０｜＋｜ｈ_１｜＋｜ｈ_２｜
‖H_１‖_２＝（｜ｈ_０｜^２＋｜ｈ_１｜^２＋｜ｈ_２｜^２）^１／２ ……式（３）
ここで、h０，h１，h２は各遅延時刻０、τ_１，τ_２における複素振幅を表す。各アンテナ１０１，１０２毎にこのノルムH_１、H_２を測定することにより、受信レベルに換えて、受信信号の本質的なパス成分の大きさに比例した重み付けを行える。

（４）また、通信システムによっては、初期周波数同期がとれた後にも追従ＡＦＣを行い逐次周波数誤差補正を行う場合がある。例えば、周期的にＡＦＣ処理を繰り返す。この場合、上記のすべての方法が適用でき、同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で構成要素を拡張、変形可能である。拡張、変更した実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。
また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１実施形態に係る受信機を表す図である。 本発明の第１実施形態の変形例に係る受信機を表す図である。 ルックアップテーブルの一例を表す模式図である。 図２に示す受信機での処理手順の例を表すフロー図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。 ルックアップテーブルの一例を表す模式図である。 ルックアップテーブルの他の例を表す模式図である。

符号の説明

１００，１００ａ，２００…受信機、１０１，１０２，２０１，２０２…アンテナ、１０３，１０４，２０３，２０４…乗算器、１０５，１０６、２０５，２０６…ＮＣＯ、１０７，２０７…ダイバーシチ復調回路、１０８，１０９，２０８…個別周波数誤差検出回路、１１０…合成回路、１１１，１１２…ＲＳＳＩ測定回路、１１１ａ，１１２ａ…Ａ−ＲＳＳＩ測定回路、１１１ｂ，１１２ｂ…Ｄ−ＲＳＳＩ測定回路、１１３…比較器、１１４…動作切替判定回路、１１５…周波数誤差検出回路、１１６，１１７ ，２１６，２１７…高周波回路、１１８，１１９ ，２１８，２１９…Ａ／Ｄ変換器、１２０，１２１…ＡＧＣアンプ、１２２，１２３…ＡＧＣ制御回路、１２６…重み係数決定部、１２７，２１２…ルックアップテーブル、２０９…Ｓ／Ｎ最大値検出回路、２１０…Ｓ／Ｎ測定回路、２１１…メモリ、２１３…乗算器、２１４…加算器、２１５…周波数誤差決定回路

Claims (10)

1. 第１，第２のアンテナそれぞれで受信される第１，第２の信号の周波数誤差を検出する第１，第２の周波数誤差検出手段と、
   前記第１，第２の信号それぞれの信号強度を検出する第１，第２の信号強度検出手段と、
   前記第１，第２の信号強度検出手段での信号強度検出結果に基づいて、前記第１，第２の周波数誤差検出手段で検出される周波数誤差を重み付け合成する周波数誤差合成手段と、
   前記周波数誤差合成手段で合成される周波数誤差に基づいて、第１，第２の受信信号それぞれの位相を補正する第１，第２の位相補正手段と、
   前記第１，第２の位相補正手段で補正される第１，第２の信号を用いて復調を行う復調手段と、
   を具備することを特徴とする受信装置。
2. 信号強度と、周波数誤差の重み付けとを対応して表すテーブルをさらに具備し、
   前記周波数誤差合成手段での周波数誤差の重み付け合成が前記テーブルに基づいて行われる、
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記第１の信号強度検出手段で検出される信号強度が所定値よりも大きい場合に、前記周波数誤差合成手段での前記第１の信号の周波数誤差検出結果の重み付けが所定値以下となる
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
4. 前記第１の信号強度検出手段で検出される信号強度が所定値よりも大きい場合に、前記第１の周波数誤差検出手段での周波数誤差検出を停止させる周波数誤差検出停止手段、
   をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
5. 前記第１，第２のアンテナそれぞれで受信される第１，第２の信号を増幅する第１、第２の増幅手段と、
   前記第１，第２の信号強度検出手段それぞれでの信号強度検出結果に基づいて、前記第１，第２の増幅手段それぞれでの増幅を制御する第１、第２の増幅制御手段と、
   をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
6. 前記第１、第２の増幅手段で増幅される第１、第２の信号それぞれをＡ／Ｄ変換する第１，第２のＡ／Ｄ変換手段と、
   前記第１、第２のＡ／Ｄ変換手段でＡ／Ｄ変換される第１、第２の信号それぞれの信号強度を検出する第３，第４の信号強度検出手段と、
   前記第３，第４の信号強度検出手段それぞれでの信号強度検出結果に基づいて、前記第１、第２の増幅手段それぞれでの増幅を制御する第３、第４の増幅制御手段と、
   をさらに具備することを特徴とする請求項５記載の受信装置。
7. 第１，第２のアンテナそれぞれで受信される第１，第２の信号を重み付け合成する信号合成手段と、
   前記信号合成手段で合成される信号のＳ／Ｎ比を検出するＳ／Ｎ比検出手段と、
   前記Ｓ／Ｎ比検出手段での検出結果に基づいて、前記信号合成手段での信号の合成に用いる重み付けを決定する重み付け決定手段と、
   前記信号合成手段で合成される信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
   前記周波数誤差検出手段で検出される周波数誤差に基づいて、前記第１，第２の受信信号それぞれの位相を補正する第１，第２の位相補正手段と、
   前記第１，第２の位相補正手段で補正される第１，第２の信号を用いて復調を行う復調手段と、
   を具備することを特徴とする受信装置。
8. 前記信号合成手段で前記第１，第２の信号を重み付け合成するための重み付けの複数の組み合わせが表されるテーブル、をさらに具備し、
   前記重み付け決定手段が、前記テーブルから重み付けの組み合わせを選択する手段を含む、
   ことを特徴とする請求項７記載の受信装置。
9. 前記テーブルに表される重み付けの組み合わせが、前記第１、第２の信号の相対的な位相を略９０°変化させる重み付けの組み合わせである
   ことを特徴とする請求項８記載の受信装置。
10. 前記テーブルに表される重み付けの組み合わせが、前記第１、第２の信号の相対的強度を変化させる重み付けの組み合わせである
    ことを特徴とする請求項８記載の受信装置。

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