JP2005522970A - トランシーバー - Google Patents

Abstract

トランシーバー装置は、様々なチャープ信号が、直接上向き変換において、選択的に送信周波数帯域の上にリコールするために、または送信周波数帯域内に配置するために、BT積および/または時間周波数特性を用いてメモリ内に記録されることを特徴としている。キャリア周波数帯域から、複雑なバンドパスフィルタを省略可能な上の方法を用いることで、いかなるミラー周波数帯域も生成されない。直接かつ自動の復調は、キャリア周波数帯域に対する分散フィルタを（たとえば、SAW部品として）非同期に動作させる実現可能性に応じて、受信機内のベースバンドにおいて可能である。

Description

本発明は、チャープ信号の生成および送信、さらにチャープ信号の受信および処理の双方のための、送信システムに適した、トランシーバーと呼ばれる送受信装置に関する。

本発明によるトランシーバーでは、チャープ信号、または異なる構成のチャープ信号の組合せが生成されかつ送信され、また異なるチャープ信号、またはチャープ信号の組合せが同様に受信されかつ処理される。

チャープ信号の生成処理は、当業界の技術からよく知られている。すなわち、たとえば、レーダー技術では、分散性の遅延線は、表面音波フィルタ(SAW)の形であり、信号波での励振の後に、対応するチャープ信号、すなわち、ダウンチャープ信号またはアップチャープ信号を生成する。

一般にトランシーバーは、アップチャープまたはダウンチャープ信号を受信し、次に、回路においてそれらを処理する適当な受信装置を含んでいる。ここで、デジタル技術の意味で、受信されたアップチャープを論理0に、受信されたダウンチャープを論理1にする。繰り返すが、適当に構成されたSAWフィルタは、チャープ信号の受信に役立つ。

こうしたトランシーバーで様々なチャープ信号が生成されるべきときには、SAWフィルタごとにただ1つの所定のチャープ信号特性が生成されるので、多数のSAW部品が提供されなければならなかった。チャープ特性が変わると、その後、基本的にそれぞれ必要なSAWフィルタに転換する必要があり、その目的で広帯域アナログスイッチが使用される。所望される柔軟性は、非常に高レベルの回路の出費で得られる。

今日の技術では、いかなる高周波数範囲に対しても、分散SAWフィルタは製造不可能である。したがって、一般に、チャープ信号は中間周波数位置で生成され、その後、変調装置で送信周波数帯域に変換されなければならない。放出前には、ミラー周波数サプレッションに対し、高価で複雑な測定がさらに実施されなければならない。現在、追加的に利用可能な分散SAWフィルタは、高レベルの挿入ダンピング(たとえば、−24dB)を有し、その補償は、適当な広帯域増幅器を用いて常にシステム全体の一部分で電流消費を増加させる。

チャープ信号生成のさらなる変形は、傾斜形信号により電圧制御発振器(VCO)をチューニングすることである。VCOのそれぞれの特性に応じて、制御入力において傾斜形状で上昇する電圧は、たとえば、アップチャープを生成可能であり、一方、傾斜形状で下降する電圧はダウンチャープを生成可能である。その処理は、原則として非常に単純であり、それにより、チャープ信号が直接送信周波数位置で生成可能となる。しかし、たとえば、アップチャープパルスのシーケンスなど、同一特性の連続したチャープ信号を放出する際、問題が生じることに留意しなければならない。この場合、制御信号は、一方のチャープパルスから他方へ遷移する際に不連続となり、スイッチング関数は出力信号に重ねられ、それにより、スペクトル幅の望ましくない増加という結果を引き起こしてしまう。これは、送信周波数位置のチャープ信号が、放出前にさらにバンドパスフィルタにかけられねばならないことを意味し、費用ならびに複雑さが追加される。

一般に、VCO制御入力で傾斜形をした電圧信号も、望まれ得るほど迅速にはリセットされることができず、その結果は、チップ生成のための長い傾斜、および短いリターン傾斜を有する、のこぎり歯形制御信号である。これは、次に、それ自身の周波数時間特性を有する、はるかに非常に短い、チップパルスを望ましくなく発生させ、これは受信機端末で雑音として検知される。しかし、短い傾斜を削除すると、スイッチング関数を再び生成し、その結果として送信信号のスペクトルを広くする。

この点で良好に統合可能な別の技術的に既知の方法は、中間周波数位置またはベースバンド内での任意の信号の合成による生成である。この場合、より高いステージで量子化されたサンプリング信号がメモリ内に保持され、必要な場合に、デジタル/アナログ変換され、送信周波数帯域に変換される。この処理は、特に柔軟性が得られる可能性があるので有利である。また、これは、チャープ信号の合成にも容易に使用できる。しかし、この方法の不都合は、特に、高度の量子化で、異なる特性の比較的多数のチャープ信号が提供されなければならないとき、デジタル技術および格納スペースに関して比較的高レベルの複雑さおよび費用を要することである。しかし、この格納要件、およびより高いステージのＤ/Ａ変換器の必要性は、常に、トランシーバーの送信機部分において電源パワーのレベルの増加の要求を伴い、送信機の機能の統合を伴う状況ならば、当然より大きなチップ面積が必要となる。

要するに、既知の方法では、以下のことがいえる。異なる特性のチャープ信号の生成は、(たとえば、非常に多数の異なる分散SAWフィルタ、および送信機内の関連するアナログスイッチ設備の提供に起因する)高レベルの回路の複雑さおよび費用、(たとえば、分散SAWフィルタ内での挿入ダンピングを補償する)送信機における高レベルの電流消費、送信周波数帯域におけるミラー周波数抑圧およびスペクトル形成のための高価な測定、または、たとえば、より高いステージのデジタル/アナログ変換器のような複雑なデジタル信号を実装しなければならない場合は、チップ面積に対する要求の増加を伴う。

異なる特性のチャープ信号を生成し、および放出し、および受信するための発明の課題は、作成された異なるチャープ信号に関して、既知のトランシーバーより単純な構造で、チャープ特性の選択において最大レベルの柔軟性を提供可能であり、中間周波数位置を通過することなく、送信周波数帯域内でチャープ信号またはチャープ信号の組合せを生成し、送信帯域内でいかなるスペクトル形成およびフィルタ測定も必要としないトランシーバー、すなわち、送信機および受信機を提供することである。

本発明によると、その目的は、以下の特徴を有するトランシーバーにより達成される。すなわち本発明に係るトランシーバ-は、チャープ信号を生成する装置を有する伝送システムのトランシーバーであって、予め決められたチャープ信号に個別的にまたは対で対応する複数の異なるチャープシーケンスを格納するメモリ(RAM、ROM)を備え、upon call 所望の個々のチャープシーケンスがコールされ、または１対のチャープシーケンスが上記メモリから読み出され、予め決められたチャープ信号が、デジタル/アナログ変換器およびローパス部材の組合せを好ましくは単独にまたは対で有する生成装置により生成される。これに付随する請求項においてさらなる発展が明らかにされる。

本発明によるトランシーバーは、チャープパルスの作成、放出、および受信に役立つ。特別な場合では、各チャープパルスは、上昇するモード(アップチャープ)、または下降するモード(ダウンチャープ)で、より低い周波数とより高い周波数との間で周波数が漸次直線的に変化する持続時間Tの一定振幅の直線的な周波数変調パルスである。より高い周波数とより低い周波数との差は、チャープパルスの帯域幅Bを表している。パルスの総合持続時間Tとパルスの帯域幅Bとの積は、拡大因子または分布因子Ψと呼ばれている。

チャープパルスが適当な周波数トランジットタイム特性の分散フィルタを通過する場合、そのフィルタ出力では、sin(x)/x形をしたエンベロープカーブを伴う、キャリア周波数パルス（圧縮パルスと呼ばれる）が発生する。その後、圧縮パルスのピーク電力は、因子B・Tによる入力チャープパルスのピーク電力と関連して増加する。チャープパルスの圧縮は可逆である。帯域幅Bのsin(x)/x形をしたエンベロープカーブを伴うキャリア周波数パルスが、適当な周波数グループトランジットタイム特性の分散フィルタを通過する場合、結果は、長さTの、等エネルギーのチャープパルスである。sin(x)/xパルスをチャープパルスに変換するには、まず、キャリア発振に印加し、その後、分散フィルタに渡さなければならない。これは既に説明した、チャープパルスを生成させる電流処理である。

チャープパルスでの通信伝送は、特に単純な状況では、シンボルアルファベットが「アップチャープ（upchiep）」および「ダウンチャープ(downchirp)」という2つの要素を含むような方法で、構成可能である。たとえば、アップチャープパルスは論理0で伝送され、一方、ダウンチャープパルスは論理1に対応して伝送される。

また、論理の状態が、双方とも、アクティブ伝送の利点を放棄している場合は、アップチャープパルスを伴うオン/オフキーイング、またはダウンチャープパルスを伴うオン/オフキーイングを確立することも可能である。

チャープ信号の特別な形式、またはチャープ信号の組合せは、畳み込み信号である。これは、アップチャープパルスおよびダウンチャープパルスの同時生成およびスーパーインポジションにより生成される。アップチャープパルスとダウンチャープパルスとの間の適当な位相置換の選択により、畳み込み信号は、受信機端末での復調の後、それらが正に逸脱または負に逸脱するので、畳み込みパルスでの2つの論理状態(0と1)でのアクティブ送信も可能となるような方法で生成させることが可能である。

本発明の目的は、送信機端末でチャープ信号を生成および放出し、受信機端末でチャープ信号を受信可能および復調可能な送受信装置を提供することである。チャープ信号は、他の変調信号より一連の利点があるという理由で、通信伝送のために選択された。

チャープ信号への変換により、高ピーク電力の短かいパルスを、エネルギーは等しいがはるかに長いチャープパルスに変えることが可能であり、この場合、送信電力は、同様に、たとえば電力が制限された送信チャンネルの許容ピーク電力の送信電力まで、減少される。このパルスは、送信チャンネルを通して受信機に送信され、そこで圧縮される。この場合、受信パルスと関連する電力が増加した短いパルスが、もう一度生成される。したがって、はるかに高いピーク電力、したがって雑音信号に対してはるかに大きなスペーシングを伴う信号が、電力制限チャンネルを通して送信される。

この状況を逆に見ると、大いに減少された電力レベルで、比較されるシステムに対しての性能を落とすことなく、特定の信号がチャープ化されすなわち送信可能となる限りにおいて、チャープ送信信号は、電力制限チャンネルを通して完全な信号電力で送信する他の送信システムから際立つ。したがって、チャープトランシーバーは、送信施設によりロードされる放射の減少(人間の露出が低い)が、重要な考慮すべき事柄である環境で使用されるために提供される。

チャープ信号は、広帯域信号であり、それらのスペクトルが帯域幅Bの利用可能な送信チャンネルを完全に満たすように生成可能である。この目的のために、送信されるシンボルに対して、sin(x)/x形のエンベロープカーブを伴うキャリア周波数パルスが生成され、その後、チャープパルスに変換される。このキャリア周波数パルスは、帯域幅Bの逆数として決定された平均幅Dである。したがって、有効チャンネル帯域幅Bは、チャープ送信システムの可能な時間分解能を決定する。したがって、チャープ送信の準備時には、まずパルスが、可能な最も低いBT積(B・δ＝1)で生成される。これらのパルスは、送信前に、空気インターフェースを通して、帯域幅Bが等しいが、持続時間Tがはるかに大きなチャープパルスへ変換される。言い換えれば、パルスは、空気インターフェースを通して、はるかに大きなBT積(BT＞＞1)で送信される。受信機端末では、逆の手順が実行される。入力チャープパルスは、再びBT積B・δ＝1のsin(x)/x‐パルスに変換され、さらなる処理が行われる。

空気インターフェースを通した送信に先立つ、BT積での重大な増加は、チャープ送信処理が送信における妨害に対し非常に強健である実際の理由である。送信機端末での信号準備において、BT積が同一のまま残っている他の信号送信処理は、送信中および受信機端末での信号処理においてその利点を享受しない。

限界データレートまでのいかなるシンボルレートRのデータシーケンスも、チャープパルス上で再生可能であり、完全なチャンネル帯域幅を用いて送信可能である。シンボルレートが帯域幅Bより小さい状況では、シンボルシーケンスのチャンネル帯域幅までの周波数拡張を参照可能である。それに加えてリンクされているのは、帯域幅BとシンボルレートRの商として決定可能な、伸長ゲインである。

整合されたフィルタ受信機は、チャープ信号の受信に役立つ。したがって、この伸長ゲインは、送信されたチャープ信号が、受信機内の特に適合した整合フィルタ(分散遅延線)によって圧縮(すなわち、非拡張) され、一方、非チャープ信号の一部(たとえば、重ねられた干渉または雑音信号)は、受信機内の同一マッチしたフィルタにより伸長されているものと、明確に解釈することができる。

シンボル持続時間1/Rがチャープ持続時間Tと等しいときは、予想される伸長ゲインは最大に達する。シンボルレートRがチャープ帯域幅Bと等しいとき、それは最小になる。

シンボルのシーケンスをチャープさせる際、シンボル持続時間1/Rがチャープ持続時間T未満である場合は、個々のシンボルの各々は、そのシンボルの制限を超える時間については、伸長されることになる。チャープパルスは、各シンボルに対し、チャープパルスがそのシンボル自体より長くなる状態で生成される。こうして、分散フィルタ出力において、時間に関してスーパーインポーズされ、およびオーバーラップされるチャープパルスのシーケンスが生成される。

シンボルの時間に対する伸長は、チャープ持続時間Tとシンボル持続時間1/Rの商により決定可能である。シンボルレートRとチャープ帯域幅Bが同一であるとき、それは最大に達する。

シンボルの時間に対する伸長は、高データレートで特に有効となる、さらなる送信上の利点を伴っている。はるかに大きな長さTに対するシンボルの時間伸長は、各シンボルのシンボルエネルギーが、相応のより大きい範囲にわたる時間軸に沿って分散されることを意味する。

妨害、および特に短期的な干渉が信号送信において起こる場合は、時間伸長送信を干渉抑圧のために用いることが可能である。送信機が時間伸長シンボル(例では、チャープパルス)を放出すると想定可能であり、広帯域干渉パルス｛たとえば、準ディラシメ（Diracime）パルス｝は、送信経路上に重ねられる。チャープパルスと干渉パルスの信号混合物は、受信機入力において、チャープパルスをsin(x)/xパルスへ圧縮する分散フィルタ(チャープフィルタ)を通過する。この状況で、全ての非相関信号構成成分、すなわち、チャープパルスの形では存在していないものが、時間に対して伸長される。これらの干渉エネルギーは、より長期にわたり、すなわち、多数の隣接シンボルにわたり分散される。個々のシンボルが、こうした干渉パルスにより破壊されるという確率は減少する。同時に、送信におけるビットエラーレートも下降する。

要約すると、広帯域および干渉の影響を受ける通信チャネルにわたる、データ送信のためのチャープ信号は、本発明によるトランシーバーの使用により、それを左右する一連の利点を提供すると言うことができる。

たとえば、ソフトウェアラジオシステムにおいて、広範囲の送信信号の合成に関する技術的に周知の変形は、中間周波数位置での信号のデジタル生成である。その処理は、また、チャープ信号の表現のためにそれ自体を用いる。

この場合、サンプル化され、さらに量子化されたチャープ信号は、中間周波数位置内の、たとえばROMなどのメモリ内に収納される。チャープパルスを生成するために、格納されたチャープシーケンスは、出力においてアナログチャープ信号を除去可能なデジタル/アナログ変換器に渡される。必要な高サンプリングレートにより、この方法はより低い周波数位置(低中間周波数)に対してのみ考慮可能である。たとえば、ISM帯域内などの共通送信周波数位置への変換は、常にミラー周波数抑圧のための適当な上向きミキサーと、関連するフィルタ手段が、未だに必要である。しかし、簡単化のために、前述の本発明の目的に従って、その目的は送信周波数帯域におけるスペクトルフィルタリング手順、ミラー周波数抑圧および帯域制限に先行するものである。加えて、その目的は、送信装置のための可能な限り単純な構造、および送信信号の選択において最大レベルの柔軟性を提供することである。

したがって、本発明により、ベースバンドにおける複雑なチャープ信号の格納に、より良好な方法が提供される。この目的のために、提供されたチャープベースバンド信号の実数部および虚数部は、サンプリングされ、量子化され、独立したビットシーケンスとしてメモリ(たとえばRAMまたはROM)内に格納される。トランシーバーのベースバンド部分では、格納されたベースバンドシーケンスをフェッチして読み出し、さらに、送信周波数位置のチャープ信号に変換可能である。

図１は、送信装置を一例として示している。図２は、その構成内の様々な点で発生する信号を示している。

異なるチャープベースバンド信号は、実数部ならびに虚数部に応じて、ビットシーケンスとして、メモリ(図１参照)内に別々に格納される(シーケンス1、シーケンス2...)。選択された当該チャープシーケンスの対は、たとえば、デジタルデータソースに接続された「アドレシング」というブロックを通してアドレス付けされる。図２の（ａ）は、送信されるデジタルデータソースの3つの情報シンボル(LOW; HIGH; LOW)を、一例として示している。

これらの各シンボルにおいて、2ビットシーケンス(シーケンス_Iおよびシーケンス_Q)は、外部読取装置を通して、たとえば並列/直列変換器をアドレシング(図１)ブロックを通して読み出される。並列／直列変換器の出力では、デジタル/アナログ変換器(DAC)の入力に渡される、2ビットシーケンスg2、g3(図２の（ｂ）および（ｃ）参照)が存在する。Ｄ/Ａ変換された信号は、ベースバンドで2つのローパスフィルタ(TP)でフィルタにかけられる。ローパスフィルタ出力(図２の（ｄ）および（ｅ）参照)で発生する信号g4、g5は、適当な変調装置(たとえば、I/ Q変調器)により直接所望の送信帯域に移される。I/Q変調器の出力でのチャープ信号g6(図２の（ｆ）参照)は、全くミラー周波数を含んでいないので、送信周波数位置でさらなるフィルタ手段なしで放出可能である。

このプロセスにおいて特に有利であることは、いかなる特性のチャープ信号(たとえば、アップチャープ、ダウンチャープ、または異なるBT積および異なる特性を有するチャープ信号)も、メモリ内に格納可能であり、さらに、それらは十分なメモリ空間を伴ってフェッチできるので、送信にかかわる要件により、格納された各チャープ信号のうちの一方または他方に依存可能となることである。また、開始動作または初期化にかかわる手順では、必要なチャープシーケンスが、ダウンロードを通してメモリに移されるが、必要ならば、再プログラミングにより取り替え可能となるよう想到することも可能である。従って、トランシーバーは、可能な最大レベルの柔軟性を有する送信信号を選択し、ハードウェアを変化させることなく、それらを放出可能にするプログラム可能な送信部分を有している(図１参照)。

チャープ信号のデジタル格納のために、特にメモリ要件を見積もるために、若干のパラメータが必要である。それらは、初めに、サンプルレート(チャープサンプルレート)を含んでいる。これはチャープ信号の帯域幅に依存し、その最小値はサンプリング定理により決定される。

量子化達成に対しての、より大きな自由度が存在する。図１に示された構成で、事前に格納されたシーケンスの選択した量子化が、非常に少数のステージを有するのみである場合、チャープ信号の生成は、容易に可能であることがわかる。

提案された処理により、1、2、3、...、nビットの範囲で、ビット量子化が自由に選択可能となる。言い換えれば、最も単純な1ビットの場合は、量子化周波数は、ベースバンドにおけるチャープ信号表現のための、デジタルシンボル「0」および「１」で十分である。この特定の場合では、接続回路は、デジタル/アナログ変換器により過剰なものとなりながら、さらに簡素化される。ベースバンドでの信号合成に対する既存の処理と違うように、本発明による(図１に示したような)トランシーバーが、追加的なデジタル/アナログ変換器を用いることなく、格納された2つの2進シーケンスから、送信信号を合成可能である。

他の全ての場合において、適切なオーダーのデジタル/アナログ変換器が採用される。

本発明の特定の具体化では、畳み込み信号は送信目的に使用される。畳み込み信号の生成のため、アップチャープ信号およびダウンチャープ信号は、所与の方法により、結果として生成される信号が純粋な実数であるように重ねられる。したがって、ベースバンドには、実数部だけが格納されなければならない。したがって、直接変調目的に対しては、実数のキャリア信号を伴う単純な変調装置(たとえば、ミキサーまたは変調器)による、1つのチャンネルのみでのＤ/Ａ変換で十分である。これは、信号の格納およびその送信周波数帯域への変調に対する複雑さおよび費用が、半減することを意味する。

図１に示したように、2つのＤ/Ａ変換器(DAC)に続いて、ベースバンドでのスペクトルを所望の帯域幅へ制限する機能を有する適当なローパスフィルタ(LP)が備えられている。1ビットの場合、量子化スペクトル制限は、これらのローパスフィルタのみで作用されなければならず、任意に、より高グレードのフィルタが使用されなければならない。

より高レベルの量子化により、サンプル化および量子化されたベースバンド信号は、メモリへの格納の前に、選択可能なフィルタ機能(たとえば、コサインロール‐オフ特性)で、既に重み付け可能であるので、送信状態へフェッチされたチャープ周波数は、ベースバンド信号のスペクトル純度に関し、既に単純な要件を満たしている。これは、下流側に接続されたローパスフィルタ上で、デマンドのレベルを減少させる。また、このベースバンド事前フィルタリングは、既にチャープ信号でのスペクトルデマンドを完全に満たしていると考えられるので、もはや、さらなるフィルタステージを要しない。より高いステージレベルの量子化が、この種類の追加的ベースバンドフィルタリングを実行する目的で選択されると明確に想定される場合は、ローパスフィルタステージの具体化に要する複雑さおよび費用に起因する、量子化交換の複雑さおよび費用(メモリ要件、デジタル部品、およびＡ/Ｄ変換器に要する費用)の問題となり得る。

一例として、図３に、上述のチャープ信号生成の実施形態が示される。

図３の実施形態は、2.44ギガヘルツおよび1μsのシンボル持続時間でのISM帯域において、特性を変えるチャープ信号の生成について説明している。

周波数分割器においては、最初に、キャリア周波数TX 2441.75MHzが、因子10：1を伴う2ステージの周波数分割器を通して244.175MHzまで分割される。こうして生成された周波数は、チャープ信号がベースバンドで合成されるべきサンプルレートに対応している。従って、1μsのシンボル持続時間内に、244個のサンプルがコード化されなければならない。従来のメモリ(RAM/ROM)の読み出しスピードは、これらをそのレートで読み出すには概してあまりに低いので、サンプルレートの半分で動作され、その代わりにデータバース幅は二倍にしているメモリが使用される。したがって、この場合も、周波数TX 244.175MHzは、もう一度因子２により分割され、122.0875MHzになる。シーケンサ(SEQ)およびメモリは、このクロックで動作される。メモリの必要なアドレス空間は、チャープサンプルレートの長さの4分の1として決定される。データバース幅は、量子化ステージ(ビットでの)数と因子4との積として決定することができる。シーケンスIROM、QROMはメモリ内に格納される。

チャープシーケンスは中心対称であるので、シーケンスの半分のみが格納される。読出し動作では、完全なシーケンスは、アドレス値をカウントアップし、その後シーケンサ(SEQ)内でカウントダウンすることにより作成される。

メモリ部品に接続されるマルチプレクサ(MUX)は、メモリ内で互いに並置関係に置かれているデータワードを直列化する。メモリ部品からのデータバースは、こうした幅の半分のデータバースに多重化される。この場合、メモリから読み出されるビットシーケンスのデータレートは、倍にされる。

アップチャープ、ダウンチャープ、およびアップチャープQPSKモード内またはダウンチャープQPSKモード内の畳み込みパルスまたはシンボルの生成に対しては、入力IROM、QROMデータストリームは、隣接するブロックMAP内で論理的にリンクされ(表参照)、その結果、必要なシンボルが与えられる。シンボルの選択は、4ビットデータワードMDを通して作用する。従って、2つの事前に格納されたビットシーケンスだけで、動作の様々なチャープモードでの全ての指定シンボルの合成が可能である。

IおよびQに対する2ビットのシーケンスは、2つのD/A変換器を用いてアナログ信号に変換され、接続されたローパスフィルタ(この例では、かえる飛びフィルタ)により帯域制限がかけられる。その後、ローパスフィルタの出力信号は、I/Q変調器で送信周波数帯域に変換される。

本発明の主題であるチャープ送信装置により、受信機側上のベースバンドへの、入力チャープ信号の直接圧縮および復調が基本的に可能となる。しかし、今一般的な、送信周波数帯域に対する適当な分散フィルタの具体化も、かなりの技術的困難に遭遇するものであり、本発明では、図示された各受信機の変形は、受信信号を中間周波数位置に変換する入力ステージが提供されている。分散フィルタも、予見可能な将来において、所望のより高いキャリア周波数位置での具体化が可能である場合は、中間周波数ステージは、その結果影響される発明に応じて、残余の受信機構造を用いることなく、対応して省略可能である。

入力チャープ信号の処理については、本発明によるトランシーバーは、第一に、受信機端末で入力信号を中間周波数位置に変換する変換装置(ミキサー、ダウン変換器)を含んでいる。その後、中間周波数信号は、その周波数グループの通過時間特性を送信機のチャープ信号特性に合わせなければならない、2つの相補的分散遅延線入力に渡される。分散フィルタの出力に生じる圧縮パルスは適当な検出回路により、ベースバンドへ復調され、閾値比較器により、受信機に隣接するデジタル評価回路で処理可能なデータパルスに変換される。

送信機端末で生成されるチャープ信号の特性が容易にプログラムされ、また変更される一方で、受信装置は、分散フィルタ(たとえばSAWフィルタ)の使用、すなわち、様々なハードウェア部品の提供に依存している。しかし、分散フィルタを除いて、全ての受信機ハードウェアが変化することなく残っており、たとえば、調整または使用の手順で、新たに選択された送信チャープ信号に受信機を容易に調整可能である。たとえば分散フィルタをプラグ可能な形で受信装置に接続し、容易に交換を可能とする場合は、受信機部分のハードウェアプログラミングの問題ともなり得ることは論を待たない。

したがって、本発明によるトランシーバーの送信装置と受信装置は、選択可能なチャープ特性のチャープ信号の伝送について有利にプログラム可能である。

上述のトランシーバーの動作モードの1つは、畳み込みパルスによるデータ送信である。この動作モードの特定の利点は、チャープシーケンスの格納に必要なメモリが少量であることと、送信部分のハードウェア構造が単純なことである。

畳み込みパルスは、アップチャープパルスのスーパーインポーズ、さらに、同時に発生するダウンチャープパルスにより生成される。畳み込み信号は、アップチャープパルスとダウンチャープパルス間の適当な位相変位の選択により、相補的分散フィルタの受信機端末での圧縮の後に発生するキャリア周波数パルスが、常に同一エンベロープカーブを有する程度に生成可能であるが、「正」の畳み込みパルスの場合は、これらは同一キャリア位相を有しており、「負」の畳み込みパルスの場合は、これらは180°の位相変位を有している。

畳み込みパルスは、特に受信機での復調が容易である。原則として、送信周波数帯域からベースバンドに直接復調を実行する可能性がある。この場合、適当な周波数トランジットタイム特性を有する相補的な分散フィルタにより、再び、アップチャープおよびダウンチャープ部品が分離可能である。圧縮されたダウンチャープパルスは、相補的遅延線出力で発生するが、圧縮されたアップチャープパルスは、1つの遅延線の出力で発生する。ベースバンドへのコヒーレントな復調は、2つの圧縮信号の単純な乗算により達成される。パルス形状は、正の畳み込みパルスが送信された場合には正の偏向を伴い、さらに、負の畳み込みパルスでは負の偏向を伴う、sin(x)/xパルスの二乗に対応している。

なお、畳み込み信号のベースバンドへの上述の直接復調は、送信周波数位置(たとえば、ISM帯域では、およそ2.4ギガヘルツ)における動作のための分散フィルタの存在を予想している。これらのフィルタが、未だに製造不可能、または著しく高い費用でのみ製造可能である限り、復調は、受信信号を中間周波数位置へ変換した後にのみ作用可能である。

受信機内の畳み込みパルスの良好な復調の前提条件は、受信機内の圧縮パルスのエンベロープカーブが可能な限り良好に適合することである。

この適合は、中間周波数位置へとミックスダウンされた受信信号の中心周波数が、2つの相補的分散遅延線の中心周波数と、できるだけ良好に一致するときにだけ起こり得るものである。

しかし、LOの送信および受信の従来のクォーツ安定化では、畳み込みパルスの復調が不可能になるような高周波変位が既に起こっている場合がある。遅延線の相補的な周波数グループの通過時間特性のために、その後、2つの圧縮パルスのエンベロープカーブは、時間軸上を互いに離れてしまう。

したがって、それは、必然的に、受信されたチャープ信号からのキャリア回復の必要性を伴う。畳み込み信号の復調がベースバンド内ではなく、中間周波数位置で起こるので、周波数が、回復されたキャリア周波数と、遅延線の既知の中心周波数(すなわち、使用される中間周波数)との差である、局部発振器を製造しなければならない。

受信されたチャープ信号においては、キャリア周波数(中心周波数)は、多くの周波数成分の1つにすぎず、その他のものに対しては全く区別されないので、純粋な両側波帯信号からキャリアを抽出可能な唯一の方法は、キャリア回復であると考えられる。

これについては、［ケーデー・カメイヤー（KD Kammeyer）：メッセージ送信(Nachrichtenuebertragung)、424‐428頁、第二版、1996年、トイブナー社、シュツットガルト］という文献が、位相変調受信信号の周波数の乗算に基づく原理を開示している。生じた周波数混合を取り出して、n倍のキャリア周波数は、その後、狭帯域のフィルタリングにかけ、分割することが可能であり、所望される基準キャリアは、位相調整回路を用いて生成される。これらの処理に共通することは、位相変調の状態番号nに応じ、受信信号は、n倍の回キャリア周波数を導出するために、(Id n)回二乗しなければならないことである。

これらの方法の不都合は、受信信号の多重の積の構成は、非常に高レベルの技術的複雑さならびに費用でのみ実行可能であるということであり、さらに、共通の送信帯域(たとえば、ISM帯域)においては、迅速に位相調整回路での処理(たとえば、分割化)のようなレベルに達する周波数は、実行に困難を伴なうことである。加えて、これらの処理を用いるのが困難な他の重要な理由がある。チャープ信号に対する位相状態の制限数を明示することは可能ではなく、したがって、多くの場合、受信信号の二乗は、理論的に、評価可能キャリア周波数に達するまで無限に行われなければならない。

キャリア回復のためのさらなる技術的に共通の方法は、コスタス調整ループの使用である。コスタスループによるキャリア調整は、I/Q復調器を通して受信信号をベースバンドへ変換し、さらに、復調器出力信号をローパスフィルタにかけ、さらに、基準キャリアの位相に対する調整判定基準を取得するような方法で、共に乗算されることに基づいている。リファレンス周波数を生成するVCOは、この積信号で直接作動可能である。

ベースバンドにおける復調信号は、完全に異なる位相構成で、一定ではなくチャープ信号であるため、この処理は、チャープ送信システムのキャリア調整に適しておらず、その結果、位相比較から、基準キャリアの位相に関するいかなる結論も導くことはできない。

既知のキャリア回復処理を、畳み込み信号の伝送に対して用いることは、明らかに不適当である。

問題となっているのは、チャープ送信処理に適用可能であり、畳み込みパルスが受信可能で、さらに、確かに復調可能な方法で、局部発振器を生成し安定させる処理を見つけることである。

この必要条件は、2つの圧縮された信号のエンベロープカーブの時間についての適合が、位相調整回路内の受信装置の局部発振器を調整するために、中間周波数中心周波数と相補的分散フィルタの中心周波数の一致に対する判定基準として使われる構成により、満足される。

図４には、この構成の一例が示されている。

これは、まず、たとえば、ミキサーなどの変換装置により、入力RF受信信号を適当な中間周波数位置へ変換し、その後、相補的周波数グループの通過時間特性により、それを分散遅延線の入力に提供する受信装置についてのものである。遅延線の出力信号は、検出器ステージを有するベースバンドへ復調され、その後、閾値比較器により方形パルスに変換される。これらの方形パルスは、レギュレータが続く位相検出器に渡される。その出力信号は、システムの局部発振器(LO)を生成するのに用いる電圧制御発振器(VCO)に影響を及ぼす。

受信機入力で畳み込みパルスが発生する場合、その後、圧縮されたチャープパルスは相補的遅延線の出力で生成され、チャープパルスの時間変位は、遅延線の中心周波数からの中間周波数の中心周波数の分散についての測定を表し、さらにそれは、基準キャリア(LO)の周波数に対する調整判定基準として使用可能である。

位相検出器は、復調圧縮パルスの適合のためにチェックし、その出力電圧は、大きさおよび極性について、パルスのそれぞれの確立した時間変位に応じて変化する。続くレギュレータは、圧縮されたチャープパルスのエンベロープカーブの一方が他方に重なるまで、VCOの設定電圧を変化させる。調整回路はラッチされ、乗算を用いた畳み込み信号の復調に対する前提条件が適用される。

従って、周波数の同期化は、既存の処理によくあるように、受信信号のキャリア周波数と基準キャリア(LO)との間ではなく、中間周波数信号と分散フィルタ特性との間でなされる。このシステムは、受信キャリア信号に同期せずに、受信信号を、相補的分散グループ通過時間フィルタの中心周波数であるシステム特定基準に同期化する。

入力信号は、その中心周波数および分散フィルタの中心周波数が、一方を他方の上に置く程度まで、周波数を中間周波数位置へシフトされる。言い換えれば、システムは、単純な方式を用いて、温度上昇、エージング、または他の影響による中心周波数の変化についても調整する。

受信装置を同期化するために、特に周波数調整回路の効果を発揮させる、畳み込みパルスのプレアンブルは、データシーケンスに先行可能である。達成された同期化は、データパルスのその後の送信においても維持され、その点では、受信されたものが、正の畳み込みパルスか、または負の畳み込みパルスか、または同一極性の長期化されたシーケンスかは、重要ではない。バースト的な形で発生する畳み込みパルスが、図示された受信機構成で受信された場合は、プレアンブルは、同期化目的のために、再び各データバーストに先行しなければならない。

本発明の特定の構成では、畳み込みパルスのプレアンブルは、データバーストの送信前に、まず送信され、ラッチされた状態に到達すると、VCO設定電圧がサンプルホールド回路によりサンプル化され、データバーストの持続時間の間、固く保持される。

受信装置の構造(図４参照)により、畳み込み信号の受信、および単純なチャープ信号(たとえば、アップチャープ/ダウンチャープ)の受信の、双方が可能になる。後者の場合については、上述の調整回路のスイッチを切ることが可能である。したがって、局部発振器を生成するクォーツ基準信号を有する単純なPLL回路を用いることで十分である。

本発明のさらなる具体化では、周波数同期化に役立つ畳み込みパルスの、プレアンブルがアップチャープパルス(論理HIGH)およびダウンチャープパルス(論理LOW)を含むデータシーケンスに先行し、さらに、周波数調整回路をラッチした後に、VCO設定電圧がサンプル化され、データバースト持続時間の間、固く保持される。この場合、単純なチャープ信号受信のための、いかなる追加的クォーツ安定化PLL回路も、局部発振器を生成するために提供される必要はない。

本発明のさらなる具体化は、図５に一例が示される、アップチャープ/ダウンチャープ送信システムのための自動周波数調整である。この場合、プレアンブルでは、交互に交替する一連のアップチャープパルスおよびダウンチャープパルスが送信される。その後、方形パルスは、位相検出器の入力でシンボルクロック内に現れ、これらの方形パルスは時間につれて、1つの入力から他の入力まで移動する。定常状態、すなわち、同期化が達成されたとき、その変位は、正確にシンボル周期の半分、すなわち、180°である。この状況に対して、位相検出器は、その出力信号が大きさおよび極性についての瞬時位相シフトを反映し、それにより、ラッチされた状態では見えなくなるよう設計されている。したがって、図５に示した周波数調整回路は、アップ/ダウンチャープシステムの周波数調整にも使用可能である。初期において、これは先行プレアンブルに供給されるだけである。続くデータシーケンスの持続時間の間、VCO入力信号は、ラッチされた状態の電圧値で再びクランプされなければならない。

したがって、アップ/ダウンチャープ信号、または畳み込み信号の送信に選択的に使用される送信システムでは、位相検出器は、双方の送信モードが同一周波数調整回路を用いて動作可能となるよう、切替え可能な形で適合させることができる。

アップチャープシンボルおよびダウンチャープシンボルが、たとえば、データバーストに先行するプレアンブル内で、少なくともラッチされるまで交互に受信される場合、上述の周波数調整は、アップ/ダウンチャープ送信システムに対してのみ使用可能である。その後のデータ信号は、概して、アップチャープ信号(たとえば、論理高レベル)およびダウンチャープ信号(たとえば、論理低レベルに対応)の不規則的な流れにより特徴づけられる。これはまた、同一極性の長期パルスシーケンスを含んでいる。

しかし、既知のシンボル周期の場合は、欠けているシンボルは、1周期以上の時間で取り替えられる、同一極性の2つのシンボル間の、2つの分岐において、ダミーシンボルとして挿入可能である。図５では、この目的のための「シーケンス回復」ブロックが、位相検出器に先行している。双方の分岐内でこのようにして作成される、途切れのないシンボルシーケンスは、位相検出器へ供給され、その後、調整回路の残余は既知の方法で動作する。この処理に対する前提条件は、同様のシンボルの時間間隔が高過ぎることにならないことである。これを確実にするために、シンボルシーケンスは、同一極性の連続するシンボル数が固定値kを超えないようにする目的で、送信前に送信機内で適当にスクランブルをかけることができる。

アップ/ダウンチャープ送信システムが、図５に示したような受信機を有していれば、プレアンブル内に達成される周波数同期化は、続くいかなる長さのデータシーケンスの送信中でも維持可能である。

デジタルデータシーケンスの送信は、受信機端末での周波数同期化のみならず、概してクロック同期化も予想する。これは、正しい位相および周波数の関係で受信信号からのシンボルクロックの導出を伴っている。技術的には、共通の処理は、周波数変調信号に対する同期復調、または、ローパスフィルタリングされたベースバンド信号が、合計され、その後、クロック周波数がバンドパスフィルタによる合計信号からフィルタにかけられる、復調ベースバンド信号からのクロック回復を伴うクロック導出である。さらに他の処理は、クロック回復に特定のPLL回路を提供する。

これらの処理に共通するのは、比較的高レベルの回路の複雑さおよび費用においてのみ、これらが実施可能となることである。機能性が、可能な限り低い電力消費量およびチップ領域における可能な限り小さな要件で確実にされる、完全なトランシーバー回路に対し、クロック回復のためにこうした複雑な構造を考えることはできない。タスクは、クロック導出の解決策を見出すことであり、それは、チャープ信号復調から直接機能的に生じ、さらに最小量の追加的な複雑さおよび費用でシステムクロックの確実な復元を可能にする、チャープ信号受信のための既存の構成上に見つけられる。

この目的は、下記のトランシーバーにより達成される。このトランシーバーでは、受信機で受信されるチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、さらに、相補的分散遅延線内で圧縮され、その後、エンベロープカーブ検出器によりベースバンドへ復調され、さらに、閾値比較器によりデジタル的に処理可能な信号に変換される。さらに、シンボルクロックの導出に論理エクスクルーシブオア（EXCLUSIVE OR）ゲートが使用され、前記ゲートが閾値検出器の出力信号にリンクしており、一方、現在のデータを表すためにJKフリップ‐フロップが使われ、その入力J、Kが閾値検出器の出力に接続される。さらに、そのクロック入力はエクスクルーシブオア（EXCLUSIVE OR）ゲートの出力信号により作動する。

本発明によるトランシーバーにより、アップチャープ/ダウンチャープパルス、または畳み込みパルスのデータシーケンスを含むデータシーケンスの送信、および受信機端末と同じ非同期的復調が可能となる。

図６は、続くクロック導出を伴うアップ/ダウンチャープ伝送のための受信装置を表している。

受信機入力に入るチャープ信号は、まず中間周波数位置へ変換され、自動的かつ非同期に相補的分散遅延線を用いて圧縮され、さらに検出回路によりベースバンドに復調される。

続く閾値比較器の出力で発生する方形パルスは、シンボルクロックを導出するために、適当な論理部材(たとえば、EXCLUSIVE ORゲート)により結びつけられなければならないだけである。シンボルクロック(CLOCK)は、JKフリップ‐フロップのクロック入力に供給され、入力J、Kは、適切に比較器出力へと接続される。このように、フリップ‐フロップの出力Q(DATUM)は、各クロックパルスにより、周期持続時間の間、現在の論理状態に設定される(たとえば、アップチャープ＝低レベルおよびダウンチャープ＝高レベル)。

シンボルクロックを非同期的に導出する、図示された処理の１つの利点は、送信機端末におけるシンボルレートの全ての変化に、したがって必要とされる特別な切り換え手順または再初期化手順もないシンボルクロックの全ての変化に、受信装置が直接従うことである。これにより、初めて、送信装置のデータレートのフレキシブル、かつ流動的な変化が可能となる。

畳み込みパルスの送信が関係する状況では、周波数調整が定常状態にあると予想されるシンボルクロックは、原則として同一方法で導出可能である。

図７は、畳み込みパルス伝送のための受信装置を示している。

受信装置の入力回路は、再び変換器および2つの分散フィルタを含んでいる。畳み込みパルス自体の復調に対して、2つの遅延線の出力信号は、互いに直接掛け合わされ、バイポーラベースバンド信号が得られる。シンボルクロックを導出するための変形は、そのベースバンド信号の完全な波の修正および続く閾値比較器による測定である。その出力信号はまた、シンボルクロック(CLOCK)を伝える。

図８には、畳み込みパルスに関するクロック導出に対する、さらなる変形が示されている。

この回路は、畳み込みパルス受信の際、および周波数調整の定常状態において、2つの分岐の比較器出力信号が、等しくシンボルクロックを担持するので、クロック導出に関して、システムを1つの分岐に制限可能であるという事実を利用している。干渉に対してセキュリティを増加させるために、2つの比較器出力信号を、論理AND素子を通してリンクすることは有利である。システムクロック(CLOCK)は、このAND素子の出力で発生する。

図９では、畳み込みパルスに関するクロック導出のための、さらなる変形が示されている。

図９は、まず、畳み込みパルス復調のための入力回路(ミキサー、分散フィルタ、乗算器)を示す。図示された受信装置におけるクロック導出のための前提条件は、周波数調整の定常状態である。

畳み込みパルス自体の復調に対して、双方の遅延線の出力信号は、互いに直接乗算され、これによりバイポーラベースバンド信号が与えられる。この信号は、2つの閾値比較器で、それぞれの正および負の閾値と比較される。比較器の出力信号は、システムクロック(CLOCK)を導出するために、論理OR素子を通して結びつけられる。JKフリップ‐フロップの出力Qで、現在のデータを適当に除去可能である。

本発明によるトランシーバーにより、双方の動作モードにおいて、受信機端末で比較器出力信号のゲーティングが実行可能となる。このゲーティングは、固定され、または受信機に知られているシンボルレートで、動作状況へ方向付けられる。この構成は、さらに、クロック導出の回路部分に関係すると想定される。

図１０は、トランシーバーで使用されるゲーティングの変形を示している。図１１は、一例として、関連信号を示している。

図１０は、まず「時間制御」ブロックを通って作動するスイッチを示している線図である。CLOCK信号g8は、クロック導出のために上流側のステージで生成されている。スイッチは、信号g9により開閉される。図１１に示したように、スイッチは、初期には休位置でオンとなっている。最初に入力されるシンボルクロックパルスは、時間制御により認識され、そして、少しの時間の遅れ(信号g9を通して制御される)の後に、スイッチをオフにするようトリガーし、それにより、シンボル周期未満の所与の間隔内の、さらなるパルスをブロックする。ブロック間隔が終了した後、スイッチは再びオンにされる。次の(予想される)シンボルクロックパルスが、通過可能となり、再びブロッキング効果を発生させる。

この構成の利点は、シンボル間隔内に起こる干渉パルスが抑圧されることである。この変形は、特に信号の初期発振に適している。干渉パルスが、たとえば、システム起動後に、第一に、ブロッキング効果を所望されずに発生させてしまう場合は、ゲートは、クロック周期より短い時間の後には、既に再び開かれている。システムは、ブロックされた状態のまま残ることなく、到着したシンボルクロックパルスを既に処理可能である。

図１２は、この構成の実施形態を示している。

この場合、論理AND部材は、スイッチの機能を引き継ぎ、モノフロップはブロッキング間隔の長さを決定する。

本発明によるゲートの特定のインプリメンテーションは、可変長のブロッキング間隔の使用に対して提供される。ブロッキング間隔は、定常状態において、極端な場合、シンボル持続時間自体より少し短いだけの、より長いブロッキング間隔へ、構成を切り換え可能である一方、たとえば、受信装置の部分の過渡応答を発生させる位相において、特に短くすることが可能である。

さらなるインプリメンテーションは、シンボルクロックパルスが、ブロッキング間隔の持続時間の間ゲートを閉じ、その後、オープニング間隔の持続時間の間ゲートを開き(ここで、次のシンボルクロックパルスが予想される)、さらにその後、ブロッキング間隔の持続時間の間、再びゲートを閉じるという―絶え間なく繰り返される手順―を提供する。その変形は、定常状態での動作に適している。

チャープパルスが、トランシーバーの受信装置により受信され、中間周波数位置へ変換され、さらに相補的分散フィルタへ供給される場合、2つのフィルタの一方の出力で圧縮パルスが発生するのみならず、それぞれの相補的チャープフィルタで、伸長チャープパルスがさらに発生する。伸長チャープパルスは、検出および続く識別の観点から考慮に入れなければならない、システム特有の干渉信号として、2つの分岐の各々に現れる。検出された信号は、ベースバンドへの復調後、各経路内で閾値と比較される。上述の効果は、比較器の閾値が、常に伸長パルスと圧縮パルスのピーク値の間の領域にあることを必要とする。これは、既に信号検出の力学を制限する。加えて、受信システムはまた、検出器入力での電力変化に反応可能である必要がある。これらの電力変化は、伸長され、および圧縮された信号に等しく関係しており、検出信号の振幅での変動をもたらす。動作が固定閾値で成し遂げられる場合、入力信号の振幅が変化する際に、非常に急速に検出限界へ遭遇してしまう。

したがって、これは、一方ではチャープ信号受信特性に調整されるが、他方では、入力信号の電力変化に反応し得る閾値を決定する装置を見つけることを伴う。

本発明によると、この目的は、受信機で受信されるチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、相補的分散遅延線内で圧縮され、その後、圧縮された信号が、双方の分岐内で、それぞれのエンベロープカーブ検出器、平均値検出器、およびピーク値検出器に渡され、下流側に接続された閾値比較器では、それぞれのエンベロープカーブ検出器の出力信号が、検出信号の平均値とピーク値との間の値を変化し得る形で予想可能な閾値と比較されるという構成により、達成される。

図１３は、本発明による受信装置を示している。

入力受信信号は、まず中間周波数位置へ変換され、2つの相補的分散フィルタの入力に渡される。2つのフィルタの各々の出力では、圧縮チャープパルスは、双方の分岐でエンベロープカーブ検出器、平均値検出器、およびピーク検出器に進む。続く比較器に対する閾値は、平均値検出器およびピーク検出器の出力信号から得られる。閾値は、検出信号のピーク値と平均値との間のいかなる値にも、変化し得る形で予想可能である。本発明の特定の構成では、閾値の位置は、その間隔内でデジタル的に制御可能である。エンベロープカーブ検出器の出力信号は、双方の分岐において、その方法で生成される閾値と比較される。信号COM_UP、COMP_DOWNは、2つの比較器の出力でのさらなるデジタル処理の準備ができている。

どんな受信信号も発生しない状況で、閾値比較器は、可能な最高レベルの感度を提供しなければならないが、受信装置の背景ノイズは、比較器の切り換えをもたらさない場合もある。したがって、本発明の特定の構成では、休止状態(受信準備状態)における、閾値の下限は、閾値が常に受信装置の背景ノイズの検出信号より高く設定されている。この目的のために、電圧U_minは、双方の分岐の平均値およびピーク値から形成された閾値に加えられ、それによって、比較器入力での閾値は、検出器出力での雑音振幅より常に高くなっている。

要約すると、適応閾値を有する検出器および比較器の、本発明による組合せを備えるトランシーバーは、検出器入力での信号内の電力変化の場合でさえ、相補的チャープ信号の信頼し得る検出が可能なように、振幅識別に関する閾値を確立すると言うことができる。

ブロック回路図が図１５に示されているNANONETトランシーバーは、好ましくは、デジタルデータシーケンスの送信に提供され、かつ、非常に小さなスペース内に、完全な送信機(デジタル入力からRF電力増幅器まで)、 完全なアナログ受信機(アンテナ入力から、復調されデジタル化された受信データの出力まで)、プログラマブルアナログ制御装置、およびプログラマブルデジタル制御装置を含む、集積度の高い回路である変形において示されている。

このアナログ制御装置は、電力管理、アナログ/デジタル変換器、電流源、バッテリー充電モニタリング、アラーム合図、および他の構成部品を含んでいる。この機能ブロックの全ての不可欠な機能は、アプリケーションソフトウェアにより、初期化および制御可能である。

シリアル周辺インターフェース(SPI)を通して外部の各マイクロコントローラと通信する、上記のプログラマブルデジタル制御装置は、様々な制御機能をＩCのアナログ部分に提供する。加えて、このブロックは、既に、MAC層、エラー修正、リアルタイムクロック、ウエイク‐アップ管理、割り込み要求、アクノレッジ信号の自動生成、および、さらなるタスクまで、プロトコルスタックの重要な機能を実行する。このブロックの全ての機能は、外部マイクロコントローラ上のアプリケーションソフトウェアを通して、初期化され、制御される。

以下に、図１５のブロック回路図の簡単な説明を述べる。
送信機(TX)：
NANONETトランシーバーのための使用の重要な状況は、アナログセンサデータを記録すること、同じものをデジタル信号に変換し、デジタルデータを空気インターフェースを通して受信機に伝送することである。アナログセンサインターフェース(1)は、接続されたセンサを供給する電流源を提供するモジュールに加えて、多数のチャンネル内のセンサデータの記録に役立つ。接続されたセンサの読取動作は、アプリケーションソフトウェアにより開始され、センサデータは、アナログセンサインターフェースによりA/D変換にかけられて、デジタル部分のブロック制御レジスタ(x)に伝送される。センサデータは、図示された線DiIO1、...、DiO4を通してアプリケーションに伝送可能である。

送信機部分のコア部分は、「I/Q変調器(2)」である。選択された送信モードに応じて、送信されるデジタルシンボルは、ベースバンドにおいて送信信号の実数部分および虚数部分を表す、事前に格納されたビットシーケンス上へ、ブロックパルスシーケンス(3)内で再生される。これらのビットシーケンスは、ローパスフィルタ(3)、(4)により帯域制限され、I/Q変調器(2)の入力に渡される。I/Q変調器に対するキャリア信号は、ブロック周波数合成(5)で生成される。この周波数合成装置は、送信周波数帯域への送信機側での直接変調のためのキャリア、または中間周波数位置への受信機端末でのダウン‐ミキシングのためのキャリアを、選択的に生成する。アナログスイッチ(6)は、信号RX/TXにより制御され、送信および受信モード間のキャリアの切り換えに作用する。

I/Q変調器(2)からの出力信号は、プリ増幅器ステージ(7)へ渡され、その後、電力増幅器(8)に渡される。電力増幅器の出力電力は、ブロック電力制御(9)を通してデジタル部分により制御可能である。電力増幅器は、信号RX/TXを通して、受信周期の持続時間の間、スイッチオフ可能である。

また、送信機側のブロック回路図では、外部クォーツの接続のために提供される内部振動子OSC(10)、およびバッテリーの充電状態をモニターするバッテリー管理(11)、が示されている。

受信機(RX)：
接続アンテナの受信信号は、低ノイズ増幅器(LNA)(12)に結合される。送信周期の持続時間の間、LNAは、信号RX/TXでオフにスイッチできる。そのゲインは、ブロックAGC(13)により制御される。LNAに続いて、受信信号を中間周波数位置に変換するダウンミキサー(14)がある。続いて接続した増幅器(15)は、LNAのように、自動ゲイン制御(AGC)に組み入れられる。その出力信号は、トランシーバーから結合される。

この回路は、SAW部品が、外部的に直接中間周波数増幅器(15)へ接続されるように提供されており、このSAW部品は、相補的グループ通過時間特性を有する2つの分散遅滞線を含んでいる。2つの遅延線の出力信号は、マルチステージ方式で調整された増幅器(16)、(17)の入力で、1Cへ結合されている。

これらの信号のベースバンドへの復調に対して、それぞれの検出器ステージ(18)、(19)、および次に接続されているローパスフィルタ(20)、(21)は、回路の入力増幅器(16)および(17)へそれぞれ接続されている。

2つの各ローパスフィルタに続いて、それぞれの閾値比較器(22)、(23)がある。双方の比較器に対する閾値は適応型であり、ブロック閾値(24)内でLP‐出力信号自体から決定される。

比較器出力信号は、初期にビットデコーダー内で、デジタル部分におけるさらなる処理が行われる。

畳み込みパルスの復調に対し、乗算器(25)は、受信部分で使用可能であり、その乗算器で、分散フィルタの出力信号が乗算される。乗算器に続いて、増幅器ステージ(26)、およびバイポーラ畳み込み信号の検出のための2つの閾値検出器(27)、(28)がある。双方の比較器に対する閾値は、ブロック閾値(24)内で適応的に決定される。

2つの比較器の出力信号は、デジタル部分において、さらなる処理が行われる。

マイクロコントローラインターフェース(29)は、外部のマイクロコントローラとトランシーバーチップとの間の送信データおよび受信データ、および制御情報の項目の伝送に役立つ。それは、さらにこれらの2つの部品の間のデータ通信を同期化する。

ＦＩＦＯ(30)は、受信データ、または送信されるべきデータをバッファリングし、トランシーバーチップおよび外部のマイクロコントローラ内での処理の時間に関して、デカップリングを行う。

MACステートマシーン(31)は、使用されるそれぞれのアクセス方法(CSMA/CA、TDMA)に従ってアナログブロックおよびデジタルブロックを制御し、送信処理および受信処理の実行を制御し、さらに、受信されたプロトコル情報の項目(パケットタイプ、自動目標アドレス比較、パケット長確認、など)を評価する。

送信されるべきまたは受信されたデータは、デジタルビット処理ユニット(32)内で処理(フレーム同期化、チェックサム生成、および制御、フォワードエラー訂正、スクランブリング/アンスクランブリング、オプションで暗号化/復号化)される。

アナログ部分により受信されたシンボルは、ビット検出器(33)により検出され、さらにビット同期化が作用する。

電力管理部(34)は、外部電源および内部電源をオフにし(節電モード)、再び内部イベントにより制御され、それらのスイッチをオンにする(ウェイクアップタイマ、バッテリー管理)。

マイクロコントローラ管理部(35)は、外部のマイクロコントローラへの全ての接続と同様に、電源を非活動状態にする。電源が電力管理によりオンにされた後は、マイクロコントローラの起動はここで制御される。

リアルタイムクロック(36)は、アクセス処理(TDMA)および節電モードの制御に使用されるリアルタイムクロックを含んでいる。それはまた、アプリケーションに対する時間検出に役立つ。ウエイクアップタイマは、電力管理のための節電モードを離れるのに間に合う瞬間を格納する。

トランシーバーのアナログブロックは、制御レジスタ(37)を通して制御され、または質問される。DiIO(デジタル入出力)は、デジタルセンサアクチュエータインターフェースを表す。

通常、適当な外部SAW(表面音波)部品は、これまで、チャープ信号の受信に用いられてきた。本発明はまた、対応する外部SAW部品を用いることなく、チャープ信号の受信、およびその検出の実行を可能にする。

この点で、図１６は、差動比較器を通過後に、チャープ信号が受信され、さらにその受信信号が、適当な排他的またはインターレースされる基準シフトレジスタに接続されたシフトレジスタで処理されることを示している。

このようして、アップチャープ信号、さらにはダウンチャープ信号も、出力側で明確に検出可能である。

本発明による出力相関器の使用は、受信機を非常に有利で単純にする外部SAW部品（図１７）に先行可能であることを意味する。

識別DDDLが図で使用されている限り、これは「デジタル差動分散線」である。

本発明は、開示されたトランシーバーに制限されるものではなく、図１６および図１７に開示されたようなチャープ信号受信は、トランシーバーの送信ユニットと独立に具体化可能である。

上で説明されたトランシーバーは、ISM帯域において、およそ2.4ギガヘルツで動作可能である。この場合、送信された各シンボルでは、80MHzの帯域幅のチャープパルスが放出される(用いられた0.25のロールオフ因子を伴ない、これは64MHzの有効帯域幅をもたらす)。したがって、トランシーバーシステムは、たとえば、雑音源に関する独立など、必要な全ての特性を有する、真の広帯域システムである。

受信機においては、80MHzの広い周波数範囲にわたって分布するエネルギーは、結果が非常に短く、高いパルス(sin x/x‐関数)となるよう、再び集められる。この目的のために、外部SAWフィルタ(表面音波)は、受信機、または図１６および図１７を参照して説明されたような解決策のいずれかで使用可能であり、その結果、チャープパルスに属するエネルギー部分のみが、順に積み重ねられ、一方、他の全て(たとえば、雑音および干渉信号)は、フィルタを通過する。その結果、実数の信号は、背景から明確に際立つことになる。このシステムゲインは、広い限界内でチャープパルスの長さを増加させ、または減少させることにより、自由に選択可能である。上で説明された処理では、1マイクロセカンドのチャープパルス持続時間、および64MHz(18dB)の有効帯域幅で十分である。

上で説明された処理および対応するトランシーバーにより、1.4ギガヘルツの比較的高い周波数、および戸外の700mの範囲、およびビル内の50m以上の範囲(各場合とも、ISM帯域における上限の、10mWの送信電力)さえ可能である。利用可能なチャンネルリソースは、ほぼ100%利用されている。

同時に、このシステムは、初期動作においておよそ5mA、および10mW送信時には33mAという、非常に小さな電流を必要とする。この理由は、エコー抑圧のための高価なデジタル信号プロセッサを全く用いることなく扱う実質的なアナログ信号処理である。

しかし、概して、非常に散発的にデータが送信されるような、ネットワークの休止時間(スリープモード)においては、さらに低レベルの電力消費量となる。ここにおいて、1μA未満の電流を伴なうシステムは、既に物理的に可能な限界にある。また、これは、数年のバッテリー動作時間の達成を可能にする(バッテリーは、トランシーバー内に配置可能である)。

上述のトランシーバーチップは、シリコンゲルマニウム技術を使用するのみならず、CMOS技術を使用しても実施可能である。

上述のトランシーバーの特定の用途のオプションは、ファクトリオートメーション、たとえばモニタリングマシーンを含んでいる。加えて、用途の良好な分野は、ワイヤレスキー(たとえば、チップカード、またはアクティブRFID)を用いて、ワイヤレスに、人々、動物、または商品を特定するインテリジェントアクセス制御である。受動的なシステムとの比較では、アクティブRFIDロジスティックタグは、より大きな範囲を有しており、さらに、再プログラムが可能である。また、アラームシステムの使用も非常に適切であり、特に火事または動きに対するアラームシステムを含んでおり、その点で、トランシーバーと、対応するチャープセンサとの間の双方向通信が可能である。たとえばパーソナルコンピュータとPDAとの間、またはパーソナルコンピュータと周辺機器(マウス、キーボード)との間のネットワークなど、ネットワークコンピュータでの使用も可能である。

図１６に示したように、DDDLは、差動比較器の出力信号を受信する、入力シフトレジスタを含んでいる。入力シフトレジスタの各セルは、さらに、アップチャープ信号用の格納された基準、および/または、ダウンチャープ信号用の格納されたシーケンスを含むメモリの出力に接続した排他的論理和ユニットにリンクされている。多数の排他的論理和ユニットの個々の結果は、合計され、相関器出力で利用可能にする。合計結果は、「UP」または「DOWN」に対する比較器部品内で処理され、その後、対応するチャープ信号が比較器の出力で検出され、その結果は利用可能となる。相関器出力信号の出力以外に、比較器はまた、閾値信号を受信し、相関器出力信号と閾値信号との間の比較結果が対応して検出可能な場合は、出力にチャープ検出信号を配送する。

送信装置の一例を示す図である。 送信装置の様々な点で発生する信号を示す図である。 チャープ生成を示す図である。 受信機装置の構成を示す図である。 アップ/ダウンチャープ伝送システムが有する受信機の構成を示す図である。 クロック導出を伴なうアップ/ダウンチャープ伝送のための受信装置を示す図である。 畳み込みパルス伝送のための受信装置を示す図である。 畳み込みパルスに関するクロック導出のための受信装置を示す図である。 畳み込みパルス復調のための入力回路を示す図である。 トランシーバーで使用されるゲーティングを示す図である。 関連信号を示す図である。 CLOCK-G信号を生成する装置を示す図である。 本発明による受信装置を示す図である。 本発明による受信装置を示す図である。 NANONETトランシーバーの構成を示す図である。 チャープ信号受信装置の構成を示す図である。 チャープ信号受信装置の構成を示す図である。

Claims (43)

1. チャープ信号を生成する装置を有する伝送システムのトランシーバーであって、予め決められたチャープ信号に個別的にまたは対で対応する複数の異なるチャープシーケンスを格納するメモリ(RAM、ROM)を備え、発信時に所望の個々のチャープシーケンスまたは１対のチャープシーケンスが上記メモリから読み出され、予め決められたチャープ信号が、デジタル/アナログ変換器およびローパス回路の組合せを好ましくは単独にまたは対で有する生成装置により生成される、トランシーバー。
2. 上記メモリに格納された上記チャープシーケンスが、ベースバンド内、元の周波数位置、または中間周波数位置でサンプル化され、ビット量子化されたチャープ信号であり、上記ビット量子化は、1〜ｎの範囲で自由に選択可能であることを特徴とする、請求項1に記載のトランシーバー。
3. 上記チャープ信号が、対応するチャープフィルタを用いることなく生成可能であり、ベースバンド内で上記予め決められたチャープ信号の実数部および虚数部に対応する2つの信号IおよびQが上記生成装置の出力で出力されることを特徴とする、請求項2に記載のトランシーバー。
4. 上記送信周波数位置内で上記予め決められたチャープ信号に対応する信号が上記生成装置の出力で出力されることを特徴とする、請求項2に記載のトランシーバー。
5. 上記中間周波位置内で上記予め決められたチャープ信号に対応する信号が上記生成装置の出力で出力されることを特徴とする、請求項2に記載のトランシーバー。
6. データ送信のため畳み込みパルス、すなわち、アップチャープパルスおよびダウンチャープパルスを含む組合せ信号が使用され、これは、ただ1つのチャープシーケンスがベースバンド内での提示のために上記メモリ内に格納されるように純粋に実数の信号を含むことを特徴とする、請求項2に記載のトランシーバー。
7. 上記生成装置の上記出力信号I、Qが、I/Q変調器により上記送信周波数帯域へ変換される、請求項3に記載のトランシーバー。
8. 上記生成装置の上記出力信号が、変調装置(たとえば、ミキサー、変調器、または単純な乗算器)により、上記中間周波数位置から上記送信帯域へ変換されることを特徴とする、請求項5に記載のトランシーバー。
9. 上記生成装置の出力での畳み込みパルスベースバンド信号が、単一の変調部材(たとえば、ミキサー、変調器または単純な乗算器)により、実のキャリア信号上に印加され、それにより上記送信周波数帯域に変換される、請求項6に記載のトランシーバー。
10. 異なるBT積、および/または、異なる時間周波数特性のチャープ信号が、上記メモリ内に格納され、そこから呼び出し可能である、請求項1から請求項5のいずれかに記載のトランシーバー。
11. 送信要求に応じて上記格納されたチャープシーケンスのうちの異なるチャープシーケンスを用いることが可能であることを特徴とする、請求項10に記載のトランシーバー。
12. 他のチャープシーケンスへの切り替えが送信中に行われる、請求項10に記載のトランシーバー。
13. 起動動作または初期化の処理において、要求されるチャープシーケンスが、ダウンロードにより上記メモリ内に転送され、要求されると再プログラミングにより置換できることを特徴とする、請求項1に記載のトランシーバー。
14. サンプル化された上記チャープ信号が、量子化および上記メモリへの格納の前に、さらに、選択可能なフィルタ関数(たとえば、コサインロールオフ特性)で重み付け可能である、請求項2に記載のトランシーバー。
15. 入力される上記チャープ信号が、キャリア周波数帯域内の適当な分散フィルタで圧縮され、その後、直接および非同期にベースバンドへ復調される、請求項１から請求項１４のうちの1つに記載のトランシーバー。
16. 入力される上記チャープ信号が、まず中間周波数位置に変換され、その後、適当な分散フィルタで、中間周波数位置へ圧縮され、次に、非同期にベースバンドへ復調される、請求項１から請求項１５のうちの1つに記載のトランシーバー。
17. 他のすべての受信機部品を維持しながら、受信機装置が、分散フィルタの単純な交換により、送信機端末で使われるチャープ信号へ調整すなわちプログラムすることが可能な、請求項１から請求項１６のうちの1つに記載のトランシーバー。
18. 相補的分散遅延線により、受信機端末で、キャリア周波数位置内において圧縮され、さらに、双方の遅延線の出力信号の乗算により、直接および非同期にベースバンドへ復調される畳み込み信号を生成し、放出し、および受信するための、請求項１から請求項１７のうちの1つに記載のトランシーバー。
19. まず、受信機端末で、中間周波数位置へ変換され、さらに、相補的分散遅延線により圧縮され、さらに、双方の遅延線の出力信号の乗算により、非同期にベースバンドへ復調される畳み込み信号を生成し、放出し、および受信するための、請求項１から請求項１８のうちの1つに記載のトランシーバー。
20. 2つの圧縮された信号のエンベロープカーブの時間についての合致が、位相調整回路内の受信装置の局部発振器を調整するために、中間周波数中心周波数と相補的分散フィルタの中心周波数の一致に対する判定基準として使われる、請求項19に記載のトランシーバー。
21. 相補的分散遅延線の出力信号が、まず、エンベロープカーブ検出器、続いて閾値比較器へ渡され、さらに、閾値比較器の出力信号は位相検出器に渡され、位相検出器の出力信号が、量および極性についての2つのエンベロープカーブの、時間に対する変位を反映する、請求項19に記載のトランシーバー。
22. 受信機端末で局部発振器(LO)を作成するために、双方のエンベロープカーブが合致するまで、電圧制御発振器(VCO) の設定電圧を変化させる調整器へ、位相検出器の出力信号が渡される、請求項19に記載のトランシーバー。
23. 受信された信号が、相補的分散グループ通過時間フィルタの中心周波数に同期化されることを特徴とする、請求項１から請求項２２のうちの1つに記載のトランシーバー。
24. 位相調整回路が、温度上昇、エージング、または他の影響により生成された、分散フィルタの中心周波数の変化も調整することを特徴とする、請求項１から請求項２３のうちの1つに記載のトランシーバー。
25. 畳み込みパルスによるデータシーケンスのバースト的な伝送のため、特に周波数調整を実行するのに用いられる、畳み込みパルスを含むプレアンブルが、送信されるべきデータシーケンスに先行する、請求項１から請求項２４のうちの1つに記載のトランシーバー。
26. 周波数調整の定常状態に到達すると、VCO設定電圧がサンプルホールド回路によりサンプル化され、データバーストの持続時間の間、固く保持される、請求項25に記載のトランシーバー。
27. 特に周波数調整を実行し、さらに、周波数調整の定常状態に到達すると、VCO設定電圧がサンプルホールド回路によりサンプル化され、データバーストの持続時間の間、固く保持される、畳み込みパルスを含んだプレアンブルが、伝送されるデータシーケンスに先行する、アップチャープ/ダウンチャープパルスのバースト的伝送のための、請求項１から請求項２６のうちの1つに記載のトランシーバー。
28. 交互に交替する一連のアップチャープパルスおよびダウンチャープパルスにより、プレアンブル内でデータシーケンスが先行され、図４に示したような位相調整回路が、エンベロープカーブの適合状態への調整はなく、180°の位相変位への調整であり、さらに、周波数調整の定常状態に到達すると、VCO設定電圧がサンプルホールド回路によりサンプル化され、データバーストの持続時間の間、固く保持される、アップチャープ/ダウンチャープパルスのバースト的伝送のためのシステム内の、自動周波数調整のための、請求項１から請求項２７のうちの1つに記載のトランシーバー。
29. 位相検出器が、畳み込みパルスまたはアップチャープ/ダウンチャープパルスを受信するために、切り替えられる、請求項28に記載のトランシーバー。
30. アップチャープ/ダウンチャープパルスを受信するための周波数調整を用い、畳み込みパルスシーケンスの検出されたシンボルと同じである、シンボルの途切れのないシーケンスが、分散フィルタに隣接する双方の分岐線内で、ダミーシンボルの挿入により生成され、それにより、これに続く位相検出器は、エンベロープカーブの適合に関して照合可能となり、さらに、図５に示した調整回路もまた、アップチャープ/ダウンチャープシステムの周波数調整に使用可能である、請求項１から請求項２９のうちの1つに記載のトランシーバー。
31. 同一極性の連続するシンボル数が指定された値を超えないようにする目的で、送信機端末で生成されたシンボルシーケンスが、送信前に適当にスクランブルをかけられる、請求項30に記載のトランシーバー。
32. 受信機で受信されるチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、さらに、相補的分散遅延線内で圧縮され、その後、エンベロープカーブ検出器によりベースバンドへ復調され、さらに、閾値比較器によりデジタル的に処理可能な信号に変換され、さらに、シンボルクロックの導出に論理エクスクルーシブオアゲートが使用され、前記ゲートが閾値検出器の出力信号にリンクしており、一方、現在のデータを表すためにJKフリップ‐フロップが使われ、その入力J、Kが閾値検出器の出力に接続されており、さらに、そのクロック入力はエクスクルーシブオアゲートの出力信号により作動する、請求項１から請求項３１のうちの1つに記載のトランシーバー。
33. 受信機で受信されたチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、相補的分散遅延線内で圧縮され、各遅延線の出力信号が共に掛け合わされ、乗算器の出力信号が全波整流され、その後、出力にシンボルクロックがある閾値比較器に渡される、畳み込みパルスを受信するための、請求項１から請求項３２のうちの1つに記載のトランシーバー。
34. 受信機で受信されたチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、相補的分散遅延線内で圧縮され、その後、エンベロープカーブ検出器によりベースバンドへ復調され、閾値比較器によりデジタル的に処理可能な信号に変換され、閾値比較器の出力は、シンボルクロックの導出のために論理アンドゲートに送られる、畳み込みパルスを受信するための、請求項１から請求項３３のうちの1つに記載のトランシーバー。
35. 受信機で受信されたチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、相補的分散遅延線内で圧縮され、遅延線の出力信号が共に乗算され、乗算器のバイポーラ出力信号が、それに続く閾値比較器によりデジタル的に処理可能な信号に変換され、それに続き、閾値比較器の出力信号が、シンボルクロックの導出のために論理アンドゲートにかけられ、一方、現在のデータを表すためにJKフリップフロップが使われ、その入力J、Kが閾値検出器の出力に接続され、そのクロック入力はオアゲートの出力信号により作動する、畳み込みパルスを受信するための、請求項１から請求項３４のうちの1つで特に記載のトランシーバー。
36. スイッチ、および、入力端末に入力されたシンボルクロックパルスが、時間制御により認識され、シンボルクロックの周期より短い特定のブロッキング間隔の持続時間の間、スイッチをオフにし、それにより、シンボル間隔内に起こる干渉パルスを抑圧し、その間に、次に続くシンボルクロックパルスが再び通過可能で、再度手順を実行することが可能な、時間制御を含んだゲート装置を有する、請求項32から請求項35のいずれかに記載のトランシーバー。
37. 論理アンドゲートが、スイッチの機能を実行し、モノフロップがブロッキング間隔の長さを決定する、請求項36に記載のトランシーバー。
38. ブロッキング間隔の長さが可変であり、たとえば、伝送の干渉現象などの伝送状況に合致する、請求項36に記載のトランシーバー。
39. 短いブロッキング間隔が、受信システムを動作させる位相に対して用いられ、一方で、定常状態においては、構成が、より長いブロッキング間隔に切り替える、請求項38に記載のトランシーバー。
40. シンボルクロックパルスにより作動されるゲートが、ブロッキング間隔の持続時間の間は閉じ、その後、次のシンボルクロックパルスが予想されるオープニング間隔の持続時間の間は開き、その後、ブロッキング間隔の持続時間の間、再び閉じ、この処理が絶え間なく繰り返される、請求項36に記載のトランシーバー。
41. 受信機で受信されるチャープ信号が、まず、中間周波数位置へ変換され、相補的分散遅延線内で圧縮され、その後、圧縮された信号が、双方の分岐内で、それぞれのエンベロープカーブ検出器、平均値検出器、およびピーク値検出器に渡され、下流側に接続された閾値比較器では、それぞれのエンベロープカーブ検出器の出力信号が、検出信号の平均値とピーク値との間の値を変化し得る形で予想可能な閾値と比較される請求項１から請求項４０のうちの1つで特に記載のトランシーバー。
42. 双方の分岐において閾値の位置が信号平均値と信号ピーク値との間でデジタル的に制御される、請求項41に記載のトランシーバー。
43. 双方の分岐での電圧が、信号平均値および信号ピーク値から形成された閾値に加えられ、それにより、比較器入力での閾値が、エンベロープカーブ検出器の出力での雑音振幅よりも常に高い、請求項42に記載のトランシーバー。
    

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