JP2005295666A

JP2005295666A - Power supply

Info

Publication number: JP2005295666A
Application number: JP2004105880A
Authority: JP
Inventors: Osamu Iyama; 井山　　治; Shoichi Kawachi; 祥一河内
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2004-03-31
Filing date: 2004-03-31
Publication date: 2005-10-20

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance durability to the charge/discharge operation of a storage battery in an AC uninterruptible power supply. <P>SOLUTION: A load 20 and a bidirectional power converter 4 are connected with an AC input terminal 1 through an AC switch 2. An electrolytic capacitor 5 is connected with a DC side line 17 of the bidirectional power converter 4. The bidirectional power converter 4 is connected with a storage battery 6 through a DC switch 7. When the AC switch 2 is turned off due to the abnormality of power supply, the DC switch 7 is also turned off to prevent the discharge of the storage battery 6. The DC switch 7 is turned on when the discharge of the electrolytic capacitor 5 reaches a predetermine level. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明はコンデンサ又は蓄電池を含む交流無停電電源装置等の電力供給装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus such as an AC uninterruptible power supply apparatus including a capacitor or a storage battery.

従来の代表的な交流無停電電源装置は、例えば、後記特許文献１に開示されているように商用交流電源端子と負荷との間に接続された交流スイッチと、交流スイッチを介して商用交流電源端子に接続されていると共に交流スイッチを介さないで負荷に接続された双方向電力変換器と、双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電池と、商用交流電源端子の電圧の異常を検出して交流スイッチをオフ制御する異常検出回路とを有している。 A conventional typical AC uninterruptible power supply includes, for example, an AC switch connected between a commercial AC power supply terminal and a load as disclosed in Patent Document 1 described later, and a commercial AC power supply via the AC switch. Detects abnormalities in the voltage of the bidirectional power converter connected to the terminal and connected to the load without going through the AC switch, the storage battery connected to the DC terminal of the bidirectional power converter, and the commercial AC power supply terminal And an abnormality detection circuit for turning off the AC switch.

ところで、蓄電池等から成る蓄電装置は充放電の繰返し回数が多くなるに従って寿命が短くなるという欠点を有する。
特開２０００−３４１８８１号公報 By the way, a power storage device composed of a storage battery or the like has a drawback that the lifetime is shortened as the number of charge / discharge cycles increases.
JP 2000-341881 A

従って、本発明が解決しようとする課題は、蓄電池等の蓄電装置の高寿命化が困難であるということである。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is that it is difficult to extend the life of a power storage device such as a storage battery.

上記課題を解決するための本発明は、
交流電源を接続するための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された第１の蓄電装置と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に直流スイッチを介して接続され且つ前記第１の蓄電装置よりも低い充放電耐久性を有している第２の蓄電装置と、
前記交流入力端子から前記交流スイッチを介して供給する交流電源電圧が異常であるか否かを検出する異常検出回路と、
前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時に前記交流スイッチをオフ制御、即ちオン制御を停止又は強制的にオフ制御等によってオフ状態にする交流スイッチ制御回路と、
前記交流スイッチのオン期間に前記双方向電力変換器を交流−直流変換動作させ、前記交流スイッチのオフ期間に前記双方向電力変換器を直流−交流変換動作させる変換器制御回路と、
前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時に前記直流スイッチをオフ制御し、このオフ制御の開始時点から所定時間後又は前記双方向電力変換器が要求している電力を前記第１の蓄電装置から供給することが困難又は不可能になった時に前記直流スイッチをオン制御する直流スイッチ制御回路と
を備えていることを特徴とする電力供給装置に係わるものである。 The present invention for solving the above problems is as follows.
AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal;
Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
A first power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
A second power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter via a DC switch and having lower charge / discharge durability than the first power storage device;
An abnormality detection circuit for detecting whether or not the AC power supply voltage supplied from the AC input terminal via the AC switch is abnormal;
An AC switch control circuit that turns off the AC switch when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, i.e., the on control is stopped or forcibly turned off by an off control or the like;
A converter control circuit that causes the bidirectional power converter to perform an AC-DC conversion operation during an ON period of the AC switch, and a DC-AC conversion operation of the bidirectional power converter during an OFF period of the AC switch;
When the output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, the DC switch is controlled to be off, and the electric power requested by the bidirectional power converter after a predetermined time from the start time of the off control or the first power storage And a DC switch control circuit that controls the DC switch to be turned on when it is difficult or impossible to supply from the apparatus.

なお、請求項２示すように、前記直流スイッチ制御回路は、前記第１の蓄電装置の電圧が所定電圧よりも低下した時点を検出する電圧低下検出手段と、前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時に前記直流スイッチをオフ制御させるためのオフ制御信号の発生を開始し、前記電圧低下検出手段から前記第１の蓄電装置の電圧が所定電圧よりも低下した時点を示す信号が発生した時に前記オフ制御信号の発生を終了するスイッチ制御信号形成手段とから成ることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記直流スイッチ制御回路は、前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時に一定時間幅のパルスを発生し、前記パルスによって前記直流スイッチをオフ制御するタイマから成ることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記直流スイッチ制御回路は、前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時点に同期して前記第１の蓄電装置の放電量の計測又は演算する放電量検出回路と、放電許容基準値を発生する放電許容基準値発生器と、前記放電量検出回路の放電量を示す出力が前記放電許容基準値に収まっているか否かを判定するための比較手段と、前記異常検出回路から異常を示す出力が発生した時点に同期して前記直流スイッチをオフ制御するためのオフ制御信号の発生を開始し、前記放電量を示す出力が前記放電許容基準値よりも大きくなったことを示す前記比較手段の出力に応答して前記オフ制御信号の発生を終了させるスイッチ制御信号形成手段とから成ることが望ましい。
また、請求項５及び７に示すように、前記直流スイッチ制御回路は、前記異常検出回路の出力が異常を示す状態から正常を示す状態に転換した時点に同期して前記直流スイッチを所定時間又は前記第１の蓄電装置の電圧が所定レベルまで上昇する期間だけオフ制御する機能を有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記交流スイッチ制御回路は、前記異常検出回路から得られた異常を示す信号の発生に同期して前記交流スイッチのオフ制御を開始し、前記異常を示す信号の発生の終了時点よりも所定時間遅延した時点で前記交流スイッチのオフ制御を終了させてオン制御を開始するものであることが望ましい。
なお、前記直流スイッチは前記双方向電力変換器の直流側ライン即ち電力供給路をオン・オフ制御するスイッチを意味する。 According to a second aspect of the present invention, the DC switch control circuit includes a voltage drop detection unit that detects a time point when the voltage of the first power storage device drops below a predetermined voltage, and an output indicating an abnormality from the abnormality detection circuit. Generation of an off control signal for turning off the DC switch is started when a voltage is generated, and a signal indicating when the voltage of the first power storage device has fallen below a predetermined voltage is generated from the voltage drop detection means. It is sometimes desirable to comprise switch control signal forming means for terminating generation of the off control signal.
According to a third aspect of the present invention, the DC switch control circuit generates a pulse having a predetermined time width when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, and the timer for controlling the DC switch to be turned off by the pulse. It is desirable to consist of.
Further, according to a fourth aspect of the present invention, the DC switch control circuit measures or calculates a discharge amount of the first power storage device in synchronization with a point in time when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit. A detection circuit; a discharge allowable reference value generator for generating a discharge allowable reference value; and a comparison means for determining whether an output indicating the discharge amount of the discharge amount detection circuit is within the discharge allowable reference value. The generation of an off control signal for turning off the DC switch is started in synchronization with the time when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, and the output indicating the discharge amount is lower than the discharge allowable reference value. It is desirable to comprise switch control signal forming means for ending generation of the off control signal in response to the output of the comparison means indicating that it has become larger.
In addition, as shown in claims 5 and 7, the DC switch control circuit is configured to switch the DC switch for a predetermined time or in synchronization with a time when the output of the abnormality detection circuit changes from a state indicating abnormality to a state indicating normal. It is desirable that the first power storage device has a function of performing off control only during a period in which the voltage of the first power storage device rises to a predetermined level.
Further, according to a sixth aspect of the present invention, the AC switch control circuit starts off control of the AC switch in synchronization with generation of a signal indicating an abnormality obtained from the abnormality detection circuit, and the signal indicating the abnormality It is desirable that the off control of the AC switch is terminated and the on control is started at a time delayed by a predetermined time from the end of the occurrence of the occurrence of the above.
The DC switch means a switch for controlling on / off of a DC side line of the bidirectional power converter, that is, a power supply path.

各請求項の発明によれば、異常時において双方向電力変換器を直流−交流変換動作させるための第１及び第２の蓄電装置の両方が放電する可能性が低下する。即ち、蓄電池等の第２の蓄電装置は直流スイッチを介して双方向電力変換器に接続されており、直流スイッチは異常時に所望時間だけオフ制御される。このため、異常発生直後は充放電に対して比較的耐久性の高い電解コンデンサ等の第１の蓄電装置の放電によって直流電力が供給され、異常期間が比較的短い時には第２の蓄電装置の放電が生じない。この結果、第２の蓄電装置の充放電の回数を減らすことが可能になり、この寿命の低下を防ぐことができる。なお、充放電に対する耐久性の高い電解コンデンサ等の第１の蓄電装置のみで双方向電力変換器の直流電源を構成することはコスト、寸法等から困難であり、蓄電池等の第２の蓄電装置が必然的に必要になる。
また、請求項２〜４の発明によれば直流スイッチの所望の制御を容易に達成することができる。
また、請求項５及び７の発明によれば、異常検出回路の出力が正常を示す状態に転換した時に直流スイッチがオフ制御されて第２の蓄電装置が双方向電力変換器から切り離される。この結果、交流スイッチのオン状態への転換期間に電源電圧の瞬時変動が発生して異常状態が瞬間的に再び生じても、第２の蓄電装置の放電が生じない。このため、第２の蓄電装置の放電回数を低減することができる。また、双方向電力変換器が直流―交流変換動作から交流―直流変換動作に戻った時に、第１の蓄電装置に対して充電電流は流れるが第２の蓄電装置に対する充電電流の流入がないので、交流スイッチ及び直流スイッチの負担を軽減することができる。
また、請求項６の発明によれば、交流スイッチのターンオン前に直流スイッチのオフ制御を確実に達成できる。 According to the invention of each claim, the possibility that both the first and second power storage devices for causing the bidirectional power converter to perform a DC-AC conversion operation at the time of abnormality is reduced. That is, the second power storage device such as a storage battery is connected to the bidirectional power converter via a DC switch, and the DC switch is turned off for a desired time when an abnormality occurs. For this reason, immediately after the occurrence of abnormality, DC power is supplied by the discharge of the first power storage device such as an electrolytic capacitor having a relatively high durability against charge / discharge, and when the abnormal period is relatively short, the second power storage device is discharged. Does not occur. As a result, the number of times of charging / discharging of the second power storage device can be reduced, and a decrease in the lifetime can be prevented. Note that it is difficult to configure a DC power source for a bidirectional power converter with only a first power storage device such as an electrolytic capacitor having high durability against charge and discharge because of cost, size, and the like. Second power storage device such as a storage battery Is inevitably necessary.
Moreover, according to the invention of Claims 2-4, desired control of a DC switch can be achieved easily.
According to the fifth and seventh aspects of the invention, when the output of the abnormality detection circuit is changed to a normal state, the DC switch is turned off and the second power storage device is disconnected from the bidirectional power converter. As a result, even if an instantaneous fluctuation of the power supply voltage occurs and the abnormal state occurs momentarily again during the switching period of the AC switch to the ON state, the second power storage device is not discharged. For this reason, the frequency | count of discharge of a 2nd electrical storage apparatus can be reduced. Further, when the bidirectional power converter returns from the DC-AC conversion operation to the AC-DC conversion operation, the charging current flows to the first power storage device, but the charging current does not flow to the second power storage device. The burden on the AC switch and the DC switch can be reduced.
According to the sixth aspect of the invention, the DC switch OFF control can be reliably achieved before the AC switch is turned on.

次に、本発明の実施形態を図１〜図１４を参照して説明する。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図１に示す本発明の実施例１に係わる電力供給装置としての交流無停電電源装置は、例えば２００Ｖの３相の商用交流電源Eに接続される交流入力端子１と、３相の交流スイッチ２と、交流出力端子３と、３相の双方向電力変換器４と、第１の蓄電装置としての電解コンデンサ５と、第２の蓄電装置としての蓄電池６と、直流スイッチ７と、初期充電回路８と、異常検出回路９と、交流スイッチ制御回路１０と、変換器制御回路１１と、直流スイッチ制御回路１２と、入力スイッチ１３と、出力スイッチ１４と、蓄電池切り離しスイッチ１５とを有している。なお、ブロック表示の図１において全ての交流部分は３相に構成されている。 An AC uninterruptible power supply device as a power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention shown in FIG. 1 includes an AC input terminal 1 connected to, for example, a 200 V three-phase commercial AC power supply E, and a three-phase AC switch 2. An AC output terminal 3, a three-phase bidirectional power converter 4, an electrolytic capacitor 5 as a first power storage device, a storage battery 6 as a second power storage device, a DC switch 7, and an initial charging circuit 8, an abnormality detection circuit 9, an AC switch control circuit 10, a converter control circuit 11, a DC switch control circuit 12, an input switch 13, an output switch 14, and a storage battery disconnecting switch 15. . In addition, in FIG. 1 of the block display, all AC portions are configured in three phases.

交流スイッチ２は交流入力端子１と交流出力端子３及び双方向電力変換器４との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ２の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ１３を介して交流入力端子１に接続され、交流スイッチ２の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ１４を介して交流出力端子３に接続されている。交流スイッチ２は図２に詳しく示すように、ＧＴＯ（ゲートターンオフ）構成のサイリスタ又は一般的な構成のサイリスタから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のサイリスタＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 から成る。第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆方向並列回路は第１相電源ライン１ａに直列に接続され、第３及び第４のサイリスタＳ3 、Ｓ4 の逆方向並列回路は第２相電源ライン１ｂに直列に接続され、第５及び第６のサイリスタＳ5 、Ｓ6 の逆方向並列回路は第３相電源ライン１ｃに直列に接続されている。第１、第２及び第３相電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃは図１の３相交流入力端子１に接続される。 The AC switch 2 is connected between the AC input terminal 1, the AC output terminal 3, and the bidirectional power converter 4. More specifically, the input end of the AC switch 2 is connected to the AC input terminal 1 via an input switch 13 having a mechanical switch configuration, for example, and the output end of the AC switch 2 is connected to an output switch 14 having a mechanical switch configuration, for example. Are connected to the AC output terminal 3. As shown in detail in FIG. 2, the AC switch 2 includes first, second, third, fourth, fifth and sixth thyristors S1, which are thyristors having a GTO (gate turn-off) configuration or thyristors having a general configuration. It consists of S2, S3, S4, S5 and S6. The reverse parallel circuit of the first and second thyristors S1 and S2 is connected in series to the first phase power supply line 1a, and the reverse parallel circuit of the third and fourth thyristors S3 and S4 is the second phase power supply line 1b. The reverse parallel circuits of the fifth and sixth thyristors S5 and S6 are connected in series to the third phase power supply line 1c. The first, second and third phase power supply lines 1a, 1b and 1c are connected to the three-phase AC input terminal 1 of FIG.

交流スイッチ制御回路１０はライン９ａによって与えられる図１の異常検出回路９の異常検出出力に応答して第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオフ制御し、電源正常時には第１〜第６のサイリスタＳ1 〜Ｓ6 をオン制御する。なお、本実施例では、図９（A）(B)から明らかなように異常検出回路９の出力V9が異常を示した時には直ちに交流スイッチ２がオフ制御され、異常が終了した時には僅かな遅延（ｔ2〜ｔ2´）を有して交流スイッチ２がオン制御されるように交流スイッチ制御回路１０が構成されている。勿論、交流スイッチ２のオンを遅延させないで、図９（A）の異常期間の終了に同期してオン制御することもできる。なお、本願での交流スイッチ２及び直流スイッチ７のオフ制御とは、オフ制御信号を供給するオフ制御のみならずオン制御の停止によってオフ状態に転換する制御も意味する。 The AC switch control circuit 10 controls to turn off the first to sixth thyristors S1 to S6 in response to the abnormality detection output of the abnormality detection circuit 9 of FIG. 1 given by the line 9a. The thyristors S1 to S6 are turned on. In this embodiment, as is apparent from FIGS. 9A and 9B, the AC switch 2 is immediately turned off when the output V9 of the abnormality detection circuit 9 shows an abnormality, and a slight delay occurs when the abnormality ends. The AC switch control circuit 10 is configured so that the AC switch 2 is ON-controlled with (t2 to t2 ′). Of course, the on-control of the AC switch 2 can be controlled in synchronization with the end of the abnormal period of FIG. In addition, the off control of the AC switch 2 and the DC switch 7 in the present application means not only the off control that supplies the off control signal but also the control that switches to the off state by stopping the on control.

図３は交流スイッチ２の変形例の１相分を示す。図３（Ａ）の交流スイッチ２ａはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイホーラトランジスタ）Ｓ１´、Ｓ２´の逆並列回路によって構成され、各ＩＧＢＴＳ１´、Ｓ２´に直列に逆流阻止用ダイオードＤａ、Ｄｂが接続されている。
図３（Ｂ）に示す交流スイッチ２ｂは、ブリッジ接続された４つのダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと、１つのサイリスタＳによって構成されている。
図３（Ｃ）に示す交流スイッチ２ｃは双方向制御が可能なトライアックＳ´によって構成されている。
図１の交流スイッチ２は、図２、及び図３に限定されるものでなく、交流電圧を高速でオン・オフできるものであれば、どのようなものでもよい。 FIG. 3 shows one phase of a modification of the AC switch 2. The AC switch 2a in FIG. 3 (A) is configured by an anti-parallel circuit of IGBTs (insulated gate type bipolar transistors) S1 ′ and S2 ′, and reverse current blocking diodes Da and Db are connected in series to the IGBTs 1 ′ and S2 ′. Has been.
The AC switch 2b shown in FIG. 3B is configured by four diodes Da, Db, Dc, and Dd that are bridge-connected and one thyristor S.
The AC switch 2c shown in FIG. 3C is configured by a triac S ′ capable of bidirectional control.
The AC switch 2 shown in FIG. 1 is not limited to that shown in FIGS. 2 and 3 and may be any switch as long as the AC voltage can be turned on / off at high speed.

図１の双方向電力変換器４は、交流−直流変換機能と直流−交流変換機能と波形改善機能とを有する。双方向電力変換器４の３相交流側ライン１６は初期電流回路８と交流スイッチ２と入力スイッチ１３を介して交流入力端子１に接続され且つ出力スイッチ１４を介して交流出力端子３にも接続されている。双方向電力変換器４の直流側ライン１７は電解コンデンサ５に直接に接続され且つ直流スイッチ７と蓄電池切り離しスイッチ１５とを介して蓄電池６に接続されている。 The bidirectional power converter 4 in FIG. 1 has an AC-DC conversion function, a DC-AC conversion function, and a waveform improvement function. The three-phase AC side line 16 of the bidirectional power converter 4 is connected to the AC input terminal 1 via the initial current circuit 8, the AC switch 2 and the input switch 13, and also connected to the AC output terminal 3 via the output switch 14. Has been. The DC side line 17 of the bidirectional power converter 4 is directly connected to the electrolytic capacitor 5 and connected to the storage battery 6 via the DC switch 7 and the storage battery disconnecting switch 15.

図４は図１の双方向電力変換器４と変換器制御回路１１とを詳しく示す。双方向電力変換器４は、スイッチ回路３０と、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と高周波成分除去用フィルタ３１とから成る。図４の双方向電力変換器４は、図１の交流側ライン１６から第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに供給される３相交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を一対の直流端子３６ａ、３６ｂから図１の直流側ライン１７に送出するＡＣ−ＤＣ変換機能と、一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間の直流電圧を３相交流電圧に変換して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃに送出するＤＣ−ＡＣ変換機能とを有する。第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃは図１の３相の交流側ライン１６に接続され、対の直流端子３６ａ、３６ｂは図１の直流側ライン１７に接続されている。従って、図１の電解コンデンサ５及び蓄電池６は図４の一対の直流端子３６ａ、３６ｂ間に接続されている。 FIG. 4 shows the bidirectional power converter 4 and converter control circuit 11 of FIG. 1 in detail. The bidirectional power converter 4 includes a switch circuit 30, first, second and third inductors L 1, L 2 and L 3 and a high frequency component removing filter 31. The bidirectional power converter 4 of FIG. 4 converts the three-phase AC voltage supplied from the AC side line 16 of FIG. 1 to the first, second and third phase AC terminals 35a, 35b and 35c into a DC voltage, An AC-DC conversion function for sending this DC voltage from the pair of DC terminals 36a, 36b to the DC side line 17 in FIG. 1, and the DC voltage between the pair of DC terminals 36a, 36b is converted into a three-phase AC voltage. DC-AC conversion function for sending to the first, second and third phase AC terminals 35a, 35b, 35c. The first, second and third phase AC terminals 35a, 35b and 35c are connected to the three-phase AC side line 16 in FIG. 1, and the pair of DC terminals 36a and 36b are connected to the DC side line 17 in FIG. Yes. Therefore, the electrolytic capacitor 5 and the storage battery 6 in FIG. 1 are connected between the pair of DC terminals 36a and 36b in FIG.

スイッチ回路３０は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とから成る。図４では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。 The switch circuit 30 includes first, second, third, fourth, fifth and sixth diodes D1, D2, D3, D4, D5, D6 and first to sixth diodes connected in a three-phase bridge. First, second, third, fourth, fifth and sixth switches Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 and Q6 as conversion switches connected in reverse parallel to D1 to D6, respectively Consists of. In FIG. 4, the first to sixth switches Q1 to Q6 are shown as insulated gate bipolar transistors or IGBTs, but can be replaced with other controllable semiconductor switches such as FETs or transistors.

第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、変換器制御回路１１の第１〜第６の制御信号ライン３７、３８、３９、４０、４１、４２に図示が省略されているドライブ回路を介して接続される。スイッチ回路３０の第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点４３、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点４４、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点４５は、第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を介して第１、第２及び第３相交流端子３５ａ、３５ｂ、３５ｃにそれぞれ接続されている。第１、第３及び第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは一方の直流端子３６ａに接続され、第２、第４及び第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは他方の直流端子３６ｂに接続されている。
高周波成分除去用フィルタ３１はコンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 から成り、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の高周波（例えば２０〜１００kHz ）でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。３相電源ラインに直列に接続された第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は、交流−直流変換時即ちＡＣ−ＤＣ変換動作時に力率改善用リアクトル及び昇圧リアクトルとして機能し、また直流−交流（ＤＣ−ＡＣ）変換時即ちＤＣ−ＡＣ変換（インバータ）動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。 The control terminals (gates) of the first to sixth switches Q1 to Q6 are not shown in the first to sixth control signal lines 37, 38, 39, 40, 41 and 42 of the converter control circuit 11. Connected through a drive circuit. Interconnection point 43 of first and second diodes D1, D2 of switch circuit 30, interconnection point 44 of third and fourth diodes D3, D4, and interconnection point of fifth and sixth diodes D5, D6. 45 is connected to the first, second and third phase AC terminals 35a, 35b and 35c via the first, second and third inductors L1, L2 and L3, respectively. The cathodes of the first, third and fifth diodes D1, D3 and D5 are connected to one DC terminal 36a, and the anodes of the second, fourth and sixth diodes D2, D4 and D6 are the other DC terminal 36b. It is connected to the.
The high frequency component removing filter 31 includes capacitors C1, C2, and C3, and removes high frequency components based on on / off of the first to sixth switches Q1 to Q6 at high frequencies (for example, 20 to 100 kHz). The first, second, and third inductors L1, L2, and L3 connected in series to the three-phase power line function as a power factor improving reactor and a boosting reactor during AC-DC conversion, that is, during AC-DC conversion operation. Also, it functions as a high-frequency component removal reactor during DC-AC conversion (DC-AC conversion), that is, during DC-AC conversion (inverter) operation.

変換器制御回路１１は、スイッチ回路３０を周知のＡＣ−ＤＣ変換動作及びＤＣ−ＡＣ変換動作させるために、ライン４６によって直流出力端子３６ａに接続され、且つ異常検出信号が入力するライン９ｂによって図１の異常検出回路９に接続され、且つライン４７ａ、４７ｂ、４７ｃによって電流検出器３２の第１、第２及び第３相出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃに接続され、且つライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃによって第１、第２及び第３相交流端子３５ａ，３５ｂ、３５ｃに接続されている。なお、変換器制御回路１１は交流スイッチ２のオン期間にAC―DC変換動作し、オフ期間にDC−AC変換動作するように構成されている。また、図１では一個で示されている３相の電流検出器３２は図４に示す第１、第２及び第３相出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃを有する。 The converter control circuit 11 is connected to the DC output terminal 36a by a line 46 and is connected by a line 9b to which an abnormality detection signal is input in order to cause the switch circuit 30 to perform a known AC-DC conversion operation and DC-AC conversion operation. Connected to the first abnormality detection circuit 9 and connected to the first, second and third phase output terminals 32a, 32b and 32c of the current detector 32 by lines 47a, 47b and 47c, and lines 48a, 48b and 48c. To the first, second and third phase AC terminals 35a, 35b and 35c. The converter control circuit 11 is configured to perform an AC-DC conversion operation when the AC switch 2 is on and perform a DC-AC conversion operation during the off-period. Further, the three-phase current detector 32 shown as one in FIG. 1 has first, second and third phase output terminals 32a, 32b and 32c shown in FIG.

電流検出器３２の第１、第２及び第３相出力端子３２ａ、３２ｂ、３２ｃは、交流スイッチを通って流れる電流に比例した電圧値を変換器制御回路１１に送る。
図４では３相分の電流検出器３２に接続された３本の電流検出ライン４７ａ、４７ｂ、４７ｃが設けられ、且つ３本の電圧検出ライン４８ａ、４８ｂ、４８ｃが設けられているが、３相から選択された２相の電流及び電圧を変換器制御回路１１に送り、これによって残りの１相の電流及び電圧を合成して形成してもよい。 The first, second and third phase output terminals 32a, 32b and 32c of the current detector 32 send a voltage value proportional to the current flowing through the AC switch to the converter control circuit 11.
In FIG. 4, three current detection lines 47a, 47b and 47c connected to the current detector 32 for three phases are provided, and three voltage detection lines 48a, 48b and 48c are provided. The two-phase current and voltage selected from the phases may be sent to the converter control circuit 11, whereby the remaining one-phase current and voltage may be combined to form.

電解コンデンサ５は、蓄電池６よりも小さい容量を有し且つ蓄電池６よりも速い応答性即ち充放電速度を有する。電解コンデンサ５の代りに別の形式のコンデンサ又は電気二重層等の蓄積器を使用することもできる。この電解コンデンサ５は直流スイッチ７を介さないで双方向電力変換器４に接続されている。 The electrolytic capacitor 5 has a capacity smaller than that of the storage battery 6 and has a faster response, that is, a charge / discharge speed than that of the storage battery 6. Instead of the electrolytic capacitor 5, another type of capacitor or an accumulator such as an electric double layer can be used. The electrolytic capacitor 5 is connected to the bidirectional power converter 4 without passing through the DC switch 7.

蓄電池６は蓄電池切り離しスイッチ１５及び直流スイッチ７を介して双方向電力変換器４に接続されている。蓄電池６の充放電耐久性は電解コンデンサ５のそれよりも低い。 The storage battery 6 is connected to the bidirectional power converter 4 via a storage battery disconnect switch 15 and a DC switch 7. The charge / discharge durability of the storage battery 6 is lower than that of the electrolytic capacitor 5.

直流スイッチ７は機械的構成の蓄電池切り離しスイッチ１５よりも応答速度の速い半導体スイッチから成り、蓄電池６と双方向電力変換器４との間を選択的に遮断する機能を有する。この直流スイッチ７は、例えば図３（Ａ）の交流スイッチ２ａと同様にＩＧＢＴＳ1 ′、Ｓ2 ′の逆並列接続回路から成る。なお、この直流スイッチ７を図５（Ａ）に示すサイリスタＳa とダイオードＤとを逆並列接続した構成の直流スイッチ７ａ、又は図５（Ｂ）に示す図５（Ａ）の回路に更に機械的スイッチＳm を並列接続した構成の直流スイッチ７ｂ、又は図３（Ｂ）及び（Ｃ）の構成のスイッチに変形できる。図５（Ａ）（Ｂ）のサイリスタＳa は蓄電池６の放電電流が流れる方向が順方向となるように接続されている。従って、サイリスタＳa がオフ制御されている期間は蓄電池６の放電が禁止される。 The DC switch 7 is composed of a semiconductor switch having a faster response speed than the storage battery disconnect switch 15 having a mechanical configuration, and has a function of selectively disconnecting the storage battery 6 and the bidirectional power converter 4. This DC switch 7 is composed of an antiparallel connection circuit of IGBTs 1 'and S2', for example, like the AC switch 2a of FIG. The DC switch 7 is further mechanically added to the DC switch 7a having a configuration in which the thyristor Sa and the diode D are connected in reverse parallel as shown in FIG. 5A, or the circuit of FIG. 5A shown in FIG. 5B. The switch Sm can be modified into a DC switch 7b having a configuration in which the switches Sm are connected in parallel, or a switch having the configuration shown in FIGS. 5A and 5B are connected such that the direction in which the discharge current of the storage battery 6 flows is the forward direction. Therefore, the discharge of the storage battery 6 is prohibited during the period when the thyristor Sa is controlled to be off.

図１の直流スイッチ制御回路１２はライン９ｃによって異常検出回路９に接続され、ライン１８によって電解コンデンサ５に接続され、ライン１９によって直流スイッチ７の制御端子（ゲート）に接続されている。直流スイッチ制御回路１２は異常検出回路９で異常が検出されていない正常時に直流スイッチ７をオン制御し、異常が検出された時に所望時間だけオフ制御し、更に、異常検出が終了した時にも所望時間オフ制御するものである。 The DC switch control circuit 12 in FIG. 1 is connected to the abnormality detection circuit 9 by a line 9c, connected to the electrolytic capacitor 5 by a line 18, and connected to the control terminal (gate) of the DC switch 7 by a line 19. The DC switch control circuit 12 controls the DC switch 7 to be on when no abnormality is detected by the abnormality detection circuit 9, and to turn it off for a desired time when an abnormality is detected. Time off control.

図６は図１の直流スイッチ制御回路１２の一例を示す。この直流スイッチ制御回路１２は、電解コンデンサ５の電圧低下を検出するための電圧低下検出手段を構成するために電圧検出回路２１と比較器２２と基準電圧源２３と第１のRSフリップフロップ２４と駆動回路２５と前縁検出回路６１と第１の後縁検出回路６２と第１のＯＲ回路６３とタイマ６４と第２のＯＲ回路６５と第２のRSフリップフロップ６６と第２の後縁検出回路６７とを有している。
電圧検出回路２１はライン１８よって図１の電解コンデンサ５に接続され、電解コンデンサ５の両端子間電圧を示す信号を検出する。比較器２２の一方の入力端子は電圧検出回路２１に接続され、他方の入力端子は基準電圧源２３に接続されている。基準電圧源２３は電解コンデンサ５のみで双方向電力変換器４を介して負荷２０に電力を供給することが望ましくない電解コンデンサ５の電圧レベルを示す基準電圧を発生する。従って、比較器2２の出力状態は電解コンデンサ５の両端子間電圧が許容範囲又はこの近くになった時に転換し、この転換を示すパルスが第２のOR回路６５を介して第１のRSフリップフロップ２４のリセット入力端子Rに送られ、且つ第２のRSフリップフロップ６６のセット入力端子Ｓにも送られる。
前縁検出回路６１は第１のRSフリップフロップ２４のトリガパルス形成手段とも呼ぶことができるものであって、ライン９cを介して図１の異常検出回路９に接続され、図９（Ａ）に示す異常検出回路９の出力信号Ｖ９の異常検出パルスの前縁を検出して図９（Ｅ）のｔ１，ｔ４に示すトリガパルスを含む信号Ｖ６１を形成する。この前縁検出回路６１は第１のOR回路６３を介して第１のRSフリップフロップ２４のセット入力端子Ｓに接続されている。従って、第１のRSフリップフロップ２４は図９（Ｄ）に示すように図９（Ｅ）のｔ１，ｔ４に示すトリガパルスに応答してセット状態になる。第１のRSフリップフロップ２４の出力端子は駆動回路２５とライン１９とを介して直流スイッチ７の制御端子に接続されている。駆動回路２５は第１のRSフリップフロップ２４の出力がセット状態の時に直流スイッチ７をオフ制御し、第１のRSフリップフロップ２４の出力がリセット状態の時に直流スイッチ７をオン制御する。
第１のRSフリップフロップ２４は比較器２２から図９（Ｈ）のｔ５〜ｔ６に示すパルスが出力した後の図９（Ａ）に示す異常検出回路９の出力信号Ｖ９の異常検出パルスの後縁時点ｔ７においてもセット状態になる。この詳細は後述する。
第１の後縁検出回路６２は第１及び第２のRSフリップフロップ２４，６６のリセットパルス形成手段の一部とも呼ぶことができるものであって、ライン９cを介して図１の異常検出回路９に接続され、図９（Ａ）に示す異常検出回路９の出力信号Ｖ９の異常検出パルスの後縁を検出して図９（Ｆ）のｔ２，ｔ７に示すトリガパルスを含む信号Ｖ６２を形成する。この後縁検出回路６２はタイマ６４と第２のOR回路６５を介して第１のRSフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒに接続され、また、第２のRSフリップフロップ６６のリセット入力端子Ｒに直接に接続されている。
タイマ６４は遅延回路と呼ぶこともできるものであって、図９（Ｆ）のｔ２，ｔ７に示す第１の後縁検出回路６２のトリガパルスに応答して一定時間Ｔｃを計測し、ｔ２，ｔ７よりも一定時間Ｔｃだけ遅れた図９（Ｇ）のｔ３，ｔ８においてリセットパルスを発生するものである。第１のRSフリップフロップ２４は図９（Ｇ）のｔ３，ｔ８におけるリセットパルスに応答して図９（Ｄ）に示すようにリセット状態に戻る。図６のタイマ６４における一定時間Ｔｃは、電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７から双方向電力変換器４による電解コンデンサ５の充電が開始し、この電圧が双方向電力変換器４が要求している電力をこの電解コンデンサ５から供給することが可能な所定レベルまで上昇する期間に相当することが望ましい。即ち、図６のタイマ６４における一定時間Ｔｃは、電解コンデンサ５を所定レベルまで充電するための所要時間であることが望ましい。
第１のRSフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒには第２のOR回路６５を介して比較器２２も接続されている。従って、図９（Ｈ）に示すようにｔ５時点で比較器２２からパルスが発生した時にも第１のRSフリップフロップ２４はリセット状態に戻る。
第２のRSフリップフロップ６６と第２の後縁検出回路６７は図９のｔ７時点における第１のRSフリップフロップ２４のためのセットパルスを形成する手段である。第２のRSフリップフロップ６６のセット入力端子Ｓは比較器２２に接続され、リセット入力端子Ｒは第１の後縁検出回路６２に接続され、出力端子は第２の後縁検出回路６７を介して第１のＯＲ回路６３に接続されている。従って、第２のRSフリップフロップ６６は図９のｔ５〜ｔ７期間にセット状態となり、第２の後縁検出回路６７から図９（Ｊ）のｔ７に示す第１のRSフリップフロップ２４のためのセットパルスを得ることができる。このため、第１のRSフリップフロップ２４はｔ７時点からセット状態となり、直流スイッチ７がオフになる。 FIG. 6 shows an example of the DC switch control circuit 12 of FIG. The DC switch control circuit 12 includes a voltage detection circuit 21, a comparator 22, a reference voltage source 23, a first RS flip-flop 24, in order to constitute a voltage drop detection means for detecting a voltage drop of the electrolytic capacitor 5. Drive circuit 25, leading edge detection circuit 61, first trailing edge detection circuit 62, first OR circuit 63, timer 64, second OR circuit 65, second RS flip-flop 66, and second trailing edge detection Circuit 67.
The voltage detection circuit 21 is connected to the electrolytic capacitor 5 of FIG. 1 through a line 18 and detects a signal indicating the voltage between both terminals of the electrolytic capacitor 5. One input terminal of the comparator 22 is connected to the voltage detection circuit 21, and the other input terminal is connected to the reference voltage source 23. The reference voltage source 23 generates a reference voltage indicating the voltage level of the electrolytic capacitor 5 where it is not desirable to supply power to the load 20 via the bidirectional power converter 4 with the electrolytic capacitor 5 alone. Therefore, the output state of the comparator 22 is switched when the voltage between both terminals of the electrolytic capacitor 5 is at or near the allowable range, and a pulse indicating this conversion is sent via the second OR circuit 65 to the first RS flip-flop. To the reset input terminal R of the second RS flip-flop 66 and to the set input terminal S of the second RS flip-flop 66.
The leading edge detection circuit 61 can also be called trigger pulse forming means of the first RS flip-flop 24, and is connected to the abnormality detection circuit 9 of FIG. 1 via a line 9c. The leading edge of the abnormality detection pulse of the output signal V9 of the abnormality detection circuit 9 shown is detected, and a signal V61 including a trigger pulse indicated by t1 and t4 in FIG. The leading edge detection circuit 61 is connected to the set input terminal S of the first RS flip-flop 24 via the first OR circuit 63. Therefore, as shown in FIG. 9D, the first RS flip-flop 24 is set in response to the trigger pulses indicated by t1 and t4 in FIG. 9E. The output terminal of the first RS flip-flop 24 is connected to the control terminal of the DC switch 7 via the drive circuit 25 and the line 19. The drive circuit 25 turns off the DC switch 7 when the output of the first RS flip-flop 24 is in the set state, and turns on the DC switch 7 when the output of the first RS flip-flop 24 is in the reset state.
The first RS flip-flop 24 outputs the abnormality detection pulse of the output signal V9 of the abnormality detection circuit 9 shown in FIG. 9A after the pulses shown at t5 to t6 in FIG. The set state is also reached at the edge time t7. Details of this will be described later.
The first trailing edge detection circuit 62 can also be called a part of the reset pulse forming means of the first and second RS flip-flops 24 and 66, and the abnormality detection circuit of FIG. 9 is detected, and the trailing edge of the abnormality detection pulse of the output signal V9 of the abnormality detection circuit 9 shown in FIG. 9A is detected to form a signal V62 including a trigger pulse indicated by t2 and t7 in FIG. 9F. To do. The trailing edge detection circuit 62 is connected to the reset input terminal R of the first RS flip-flop 24 via the timer 64 and the second OR circuit 65, and is connected to the reset input terminal R of the second RS flip-flop 66. Connected directly.
The timer 64 can also be called a delay circuit, and measures a predetermined time Tc in response to the trigger pulse of the first trailing edge detection circuit 62 shown at t2 and t7 in FIG. A reset pulse is generated at t3 and t8 in FIG. 9G which is delayed by a certain time Tc from t7. The first RS flip-flop 24 returns to the reset state as shown in FIG. 9D in response to the reset pulse at t3 and t8 in FIG. The constant time Tc in the timer 64 of FIG. 6 starts charging the electrolytic capacitor 5 by the bidirectional power converter 4 from the time t2 and t7 when the power supply voltage returns to normal, and this voltage is required by the bidirectional power converter 4. It is desirable to correspond to a period in which the electric power is increased to a predetermined level at which the electrolytic capacitor 5 can be supplied. That is, it is desirable that the predetermined time Tc in the timer 64 of FIG. 6 is a required time for charging the electrolytic capacitor 5 to a predetermined level.
The comparator 22 is also connected to the reset input terminal R of the first RS flip-flop 24 via the second OR circuit 65. Therefore, as shown in FIG. 9H, the first RS flip-flop 24 also returns to the reset state when a pulse is generated from the comparator 22 at time t5.
The second RS flip-flop 66 and the second trailing edge detection circuit 67 are means for forming a set pulse for the first RS flip-flop 24 at time t7 in FIG. The set input terminal S of the second RS flip-flop 66 is connected to the comparator 22, the reset input terminal R is connected to the first trailing edge detection circuit 62, and the output terminal is connected to the second trailing edge detection circuit 67. Are connected to the first OR circuit 63. Therefore, the second RS flip-flop 66 is set in the period from t5 to t7 in FIG. 9, and the second RS flip-flop 66 for the first RS flip-flop 24 shown in t7 in FIG. A set pulse can be obtained. For this reason, the first RS flip-flop 24 is set from time t7, and the DC switch 7 is turned off.

図１の交流入力端子１から交流電圧が正常に供給されている時には、図９のｔ1よりも前に示すように交流スイッチ２がオン状態に保たれ、且つ双方向電力変換器４がAC―DC変換制御される。従って、交流出力端子３に接続された負荷２０には交流入力端子１から交流スイッチ２を介して商用交流電圧が直接に供給される。また、双方向電力変換器４のAC−DC変換動作によって交流電圧が直流電圧に変換されるために、交流入力端子１、交流スイッチ２及び双方向電力変換器４の経路で電解コンデンサ５及び蓄電池６の充電電流が供給される。なお、初期充電回路８のスイッチ８cは電解コンデンサ５及び蓄電池６の初期充電の時にのみオンになり、スイッチ８cは初期充電後にオンになる。 When the AC voltage is normally supplied from the AC input terminal 1 in FIG. 1, the AC switch 2 is kept on as shown before t1 in FIG. 9, and the bidirectional power converter 4 is AC− DC conversion is controlled. Therefore, the commercial AC voltage is directly supplied from the AC input terminal 1 to the load 20 connected to the AC output terminal 3 via the AC switch 2. Further, since the AC voltage is converted into a DC voltage by the AC-DC conversion operation of the bidirectional power converter 4, the electrolytic capacitor 5 and the storage battery are connected through the path of the AC input terminal 1, the AC switch 2 and the bidirectional power converter 4. 6 charging current is supplied. The switch 8c of the initial charging circuit 8 is turned on only when the electrolytic capacitor 5 and the storage battery 6 are initially charged, and the switch 8c is turned on after the initial charging.

異常検出回路９で電源異常が検出されると、図９（A）のｔ１〜ｔ２，ｔ４〜ｔ７に示すように異常検出回路９の出力V9が異常を示す例えば高レベルになり、図９（B）に示すようにｔ1時点で交流スイッチ２がオフになって交流入力端子１側への逆流が阻止される。また、双方向電力変換器４の動作が異常検出に応答してDC−AC変換動作に切り換わる。これと同時に図９（C）に示すように直流スイッチ７がオフになり、電解コンデンサ５のみが双方向電力変換器４の直流電源となる。
図９のｔ４時点から電解コンデンサ５の放電が進み、時間Ｔｏ後の図９のｔ５時点において電解コンデンサ５の両端子間電圧が所定レベルよりも低下すると、比較器２２から図９（Ｈ）に示すパルスが発生し、第１のRSフリップフロップ２４がリセットされ、直流スイッチ７がオンになり、蓄電池６から双方向電力変換器４に直流電力が供給される。
ところで、図９（A）のt１〜t２に示すように異常検出回路９の出力V9が異常を示す期間が短い場合には、電解コンデンサ５の両端子間電圧が所定レベルまで低下しない内に電源異常が解消され、正常状態に戻る。このような場合には異常中即ち停電中であっても、蓄電池６の放電が生じない。異常解消時点ｔ2又はこれよりも少し遅れたｔ2´時点で交流スイッチ２をオンにすると同時に直流スイッチ７をオンに制御することも可能であるが、ｔ4〜ｔ7に示す比較的長い異常期間後の交流スイッチ２のターンオン時の電源電圧瞬時変動による蓄電池６の放電を阻止するために、この実施例ではｔ７時点から一定時間Tcをタイマ６４で計測し、一定時間Tc後のｔ８時点で第１のRSフリップフロップ２４をリセットして直流スイッチ７をオンにしている。図９のｔ２時点で異常期間が終了した時もｔ７時点と同様な動作が必然的に生じる。
一定時間Tcを設けると次の効果も得られる。即ち、ｔ2´、ｔ7´にて交流スイッチ２がオンすると、双方向電力変換器４はAC−DC変換動作に切り換わるため、一定時間Tcの間に電解コンデンサ５が充電される。従って、電解コンデンサ５の電圧を蓄電池６の電圧と同一又はそれ以上とすることができ、直流スイッチ７のオン時の蓄電池６の放電を阻止できる。また、直流スイッチ７のオン時の過電流も減少できる。
図６では第１のRSフリップフロップ２４のセット入力端子Ｓに第１のＯＲ回路６３の２つの入力の両方が与えられているが、いずれか一方のみを与えるように変形できる。また、図６では第１のRSフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒに第２のＯＲ回路６５の２つの入力の両方が与えられているが、いずれか一方のみを与えるように変形できる。 When a power supply abnormality is detected by the abnormality detection circuit 9, as shown at t1 to t2 and t4 to t7 in FIG. 9A, the output V9 of the abnormality detection circuit 9 becomes, for example, a high level indicating abnormality, and FIG. As shown in B), the AC switch 2 is turned off at time t1, and the backflow to the AC input terminal 1 side is prevented. Further, the operation of the bidirectional power converter 4 is switched to the DC-AC conversion operation in response to the abnormality detection. At the same time, as shown in FIG. 9C, the DC switch 7 is turned off, and only the electrolytic capacitor 5 becomes the DC power source of the bidirectional power converter 4.
When the discharge of the electrolytic capacitor 5 proceeds from time t4 in FIG. 9 and the voltage between both terminals of the electrolytic capacitor 5 falls below a predetermined level at time t5 in FIG. 9 after time To, the comparator 22 changes to FIG. 9 (H). The first RS flip-flop 24 is reset, the DC switch 7 is turned on, and DC power is supplied from the storage battery 6 to the bidirectional power converter 4.
By the way, when the period during which the output V9 of the abnormality detection circuit 9 is abnormal is short as indicated by t1 to t2 in FIG. 9 (A), the power supply is maintained while the voltage between both terminals of the electrolytic capacitor 5 does not decrease to a predetermined level. Abnormality is resolved and normal state is restored. In such a case, the storage battery 6 is not discharged even during an abnormality, that is, during a power failure. It is possible to turn on the AC switch 2 at the same time when the abnormality is solved t2 or at a time t2 'that is a little later than this, but it is possible to control the DC switch 7 to be turned on, but after a relatively long abnormality period shown by t4 to t7. In this embodiment, in order to prevent the discharge of the storage battery 6 due to instantaneous fluctuation of the power supply voltage when the AC switch 2 is turned on, the constant time Tc is measured by the timer 64 from the time t7, and the first time at the time t8 after the constant time Tc. The RS flip-flop 24 is reset to turn on the DC switch 7. When the abnormal period ends at time t2 in FIG. 9, an operation similar to that at time t7 occurs inevitably.
Providing the fixed time Tc also provides the following effects. That is, when the AC switch 2 is turned on at t2 'and t7', the bidirectional power converter 4 is switched to the AC-DC conversion operation, so that the electrolytic capacitor 5 is charged for a certain time Tc. Therefore, the voltage of the electrolytic capacitor 5 can be made equal to or higher than the voltage of the storage battery 6, and discharge of the storage battery 6 when the DC switch 7 is on can be prevented. Further, the overcurrent when the DC switch 7 is on can also be reduced.
In FIG. 6, both of the two inputs of the first OR circuit 63 are given to the set input terminal S of the first RS flip-flop 24, but it can be modified so that only one of them is given. In FIG. 6, both of the two inputs of the second OR circuit 65 are given to the reset input terminal R of the first RS flip-flop 24, but it can be modified so that only one of them is given.

本実施例によれば、第２の蓄電装置としての蓄電池６の放電前にまず第１の蓄電装置としての電解コンデンサ５が放電し、電解コンデンサ５のみで直流電力の供給が不可能な時にのみ蓄電池６から直流電力が供給される。この結果、電解コンデンサ５よりも充放電の耐久性の小さい蓄電池６の充放電の発生回数を減らすことが可能になる。この結果、蓄電地６の長寿命化を図ることができる。
また、t7時点に示すように異常状態から正常状態に戻る時に、直流スイッチ７がオフ状態に制御されるので、蓄電池６が双方向電力変換器４から切り離され、交流スイッチ２のターンオン時に電圧瞬時変動が生じても蓄電池６が放電しない。このため、蓄電池６の放電回数を更に少なくすることができ、この寿命が長くなる。
また、ｔ７〜ｔ８期間に直流スイッチ７をオフ制御すると、双方向電力変換器４が直流―交流変換動作から交流―直流変換動作に戻った時に、蓄電池６に対する充電電流の流入がないので、交流スイッチ２の負担を軽減することができる。
また、直流スイッチ７がオンするｔ3、ｔ8時点での直流スイッチ７の負担を軽減することができる。
また、交流スイッチ２のターンオン前に直流スイッチ７のオフ制御を確実に達成できる。 According to the present embodiment, the electrolytic capacitor 5 serving as the first power storage device is first discharged before the storage battery 6 serving as the second power storage device is discharged, and only when the electrolytic capacitor 5 alone cannot supply DC power. DC power is supplied from the storage battery 6. As a result, it is possible to reduce the number of occurrences of charging / discharging of the storage battery 6 having lower charging / discharging durability than the electrolytic capacitor 5. As a result, the life of the storage battery 6 can be extended.
Further, as shown at time t7, when the DC switch 7 is controlled to be off when returning from the abnormal state to the normal state, the storage battery 6 is disconnected from the bidirectional power converter 4 and the instantaneous voltage is applied when the AC switch 2 is turned on. Even if the fluctuation occurs, the storage battery 6 is not discharged. For this reason, the frequency | count of discharge of the storage battery 6 can further be reduced, and this lifetime becomes long.
Further, if the DC switch 7 is controlled to be off during the period from t7 to t8, when the bidirectional power converter 4 returns from the DC-AC conversion operation to the AC-DC conversion operation, no charging current flows into the storage battery 6, so that the AC The burden on the switch 2 can be reduced.
Further, the burden on the DC switch 7 at the time t3 and t8 when the DC switch 7 is turned on can be reduced.
Further, it is possible to reliably achieve the OFF control of the DC switch 7 before the AC switch 2 is turned on.

次に、図７を参照して実施例２に従う変形された直流スイッチ制御回路１２aを説明する。但し、図７〜図１５において図６と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、図７〜図１５の説明において必要に応じて図１〜図５、図９を参照する。
図７の実施例２に従う変形された直流スイッチ制御回路１２aは図１の直流スイッチ制御回路１２の駆動回路２５の前段の部分をタイマ６４aに置き換えたものである。タイマ６４aはライン９cから与えられる図１の異常検出回路９の異常を示す出力パルスの立上り及び立下りの両方に応答して図９（Ｄ）の第１のRSフリップフロップ２４の出力に近似のパルスを形成し、このパルスを直流スイッチオフ制御信号として駆動回路２５に送る。タイマ６４aがパルスを発生している間は図１の直流スイッチ７がオフ状態に保たれ、蓄電池６の放電が阻止される。なお、タイマ６４aは再トリガ可能なモノマルチバイブレータ又はこれと同様な機能を有するものから成るので、図９のｔ４〜ｔ７に示すように異常検出期間が長い時には例えば図９のＴｃと同一の一定時間のパルスを直流スイッチ７のオフ制御信号として出力する。また、図９のｔ１〜ｔ２に示すように異常検出期間が一定時間Ｔｃよりも短い時にはＴｃ〜２Ｔｃの範囲のパルスを直流スイッチ７のオフ制御信号として出力する。
実施例２では、実施例１の比較器２２に基づく効果以外の効果を有する。
なお、実施例２では、比較器２２によって電解コンデンサ５の放電状態が検出されていない。しかし、負荷２０の大きさがほぼ一定の場合には、演算で求めた電解コンデンサ５の放電可能時間と実測の放電可能時間との差は小さい。
なお、図７において、タイマ６４aを異常検出回路９の異常を示す出力パルスの立上り（前縁）にのみ又は立下り（後縁）のみに応答して一定時間Tcだけ直流スイッチ７をオフにする制御信号を発生するように変形できる。 Next, a modified DC switch control circuit 12a according to the second embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIGS. 7 to 15, substantially the same parts as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. Further, in the description of FIGS. 7 to 15, FIGS. 1 to 5 and FIG. 9 are referred to as necessary.
A modified DC switch control circuit 12a according to the second embodiment of FIG. 7 is obtained by replacing the previous stage of the drive circuit 25 of the DC switch control circuit 12 of FIG. 1 with a timer 64a. The timer 64a approximates the output of the first RS flip-flop 24 of FIG. 9D in response to both rising and falling of the output pulse indicating the abnormality of the abnormality detecting circuit 9 of FIG. A pulse is formed, and this pulse is sent to the drive circuit 25 as a DC switch-off control signal. While the timer 64a generates a pulse, the DC switch 7 of FIG. 1 is kept in the OFF state, and the discharge of the storage battery 6 is prevented. Since the timer 64a is composed of a re-triggerable mono multivibrator or one having a similar function, when the abnormality detection period is long as shown at t4 to t7 in FIG. 9, for example, the same constant as Tc in FIG. A time pulse is output as an off control signal for the DC switch 7. Further, as indicated by t1 to t2 in FIG. 9, when the abnormality detection period is shorter than the predetermined time Tc, a pulse in the range of Tc to 2Tc is output as an off control signal of the DC switch 7.
The second embodiment has effects other than the effects based on the comparator 22 of the first embodiment.
In Example 2, the discharge state of the electrolytic capacitor 5 is not detected by the comparator 22. However, when the size of the load 20 is substantially constant, the difference between the dischargeable time of the electrolytic capacitor 5 obtained by calculation and the actually measured dischargeable time is small.
In FIG. 7, the timer 64a turns off the DC switch 7 only for a predetermined time Tc in response to only the rising edge (leading edge) or only the falling edge (rear edge) of the output pulse indicating the abnormality of the abnormality detecting circuit 9. It can be modified to generate a control signal.

図８の実施例３に従う直流スイッチ制御回路１２bは、図６の実施例１に従う直流スイッチ制御回路１２を変形したものである。図８の直流スイッチ制御回路１２bは放電量検出回路２７を有している。この放電量検出回路２７は電解コンデンサ５に流れる電流を検出する電流検出器２６の出力を積算することによって放電量を検出している。即ち、放電量検出回路２７は、ライン９cから得られる異常検出に同期して電流検出器２６の出力を積算することによって放電量即ち放電エネルギ量に比例した電圧を出力する。比較手段としての比較器２８は基準電圧源２９から得られる放電許容基準値を示す基準電圧と放電量検出回路２７の出力電圧とを比較し、放電量を示す電圧が基準電圧を横切った時にリセット信号を第１のRSフリップフロップ２４のリセット入力端子Rに送る。図８の比較器２８よりも後段は図６と同一であるので、実施例３によっても実施例１と同一の効果を得ることができる。 A DC switch control circuit 12b according to the third embodiment of FIG. 8 is a modification of the DC switch control circuit 12 according to the first embodiment of FIG. The DC switch control circuit 12b in FIG. 8 has a discharge amount detection circuit 27. The discharge amount detection circuit 27 detects the discharge amount by integrating the output of the current detector 26 that detects the current flowing through the electrolytic capacitor 5. That is, the discharge amount detection circuit 27 outputs a voltage proportional to the discharge amount, that is, the discharge energy amount by integrating the output of the current detector 26 in synchronization with the abnormality detection obtained from the line 9c. The comparator 28 as a comparison means compares the reference voltage indicating the discharge allowable reference value obtained from the reference voltage source 29 with the output voltage of the discharge amount detection circuit 27, and is reset when the voltage indicating the discharge amount crosses the reference voltage. The signal is sent to the reset input terminal R of the first RS flip-flop 24. Since the subsequent stage of the comparator 28 of FIG. 8 is the same as that of FIG. 6, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by the third embodiment.

図１０に示す実施例４の直流スイッチ制御回路１２ｃは、実施例１の直流スイッチ制御回路１２から第１及び第２の後縁検出回路６２、６７と第１及び第２のＯＲ回路６３、６５とタイマ６４と第２のＲＳフリップフロップ６６とを省いたものに相当する。従って、ＲＳフリップフロップ２４は異常検出回路９から得られる異常検出パルスの前縁でセットされ、比較器２２から高レベルパルスが発生した時にリセットされる。これにより、異常が検出された時に直流スイッチ７がオフになり、電解コンデンサ５の電圧が所定レベルよりも低くなった時に直流スイッチ７がオンになる。この実施例４における異常検出時に直流スイッチ７がオフになることの効果は実施例１と同一である。
なお、図１０の電圧検出回路２１の代りに図８の放電量検出回路２７を設けることができる。また、比較器２２とＲＳフリップフロップ２４との間にトリガ回路を設けることができる。 The DC switch control circuit 12c according to the fourth embodiment illustrated in FIG. 10 includes first and second trailing edge detection circuits 62 and 67 and first and second OR circuits 63 and 65 from the DC switch control circuit 12 according to the first embodiment. And the timer 64 and the second RS flip-flop 66 are omitted. Therefore, the RS flip-flop 24 is set at the leading edge of the abnormality detection pulse obtained from the abnormality detection circuit 9 and is reset when a high level pulse is generated from the comparator 22. Thereby, the DC switch 7 is turned off when an abnormality is detected, and the DC switch 7 is turned on when the voltage of the electrolytic capacitor 5 becomes lower than a predetermined level. The effect of turning off the DC switch 7 when abnormality is detected in the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment.
Note that the discharge amount detection circuit 27 of FIG. 8 can be provided in place of the voltage detection circuit 21 of FIG. A trigger circuit can be provided between the comparator 22 and the RS flip-flop 24.

図１１の実施例５の直流スイッチ制御回路１２ｄは、図６から電圧検出回路２１と比較器２２と基準電圧源２３と第１及び第２の後縁検出回路６２、６７と第１及び第２のＯＲ回路６３，６５と第２のＲＳフリップフロップ６６とを省き、前縁検出回路６１とＲＳフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒとの間に一定時間Ｔｃのタイマ６４を接続したものに相当する。この図１１では図１０の比較器２２の出力に代って一定時間Ｔｃの経過を示すタイマ６４の出力でＲＳフリップフロップ２４がリセットされる。図１１の実施例５のタイマ６４の一定時間Ｔｃは、直流スイッチ７のオフ開始時点から双方向電力変換器４を電解コンデンサ５のみでDC−AC変換動作させることによって電解コンデンサ５の放電が進み、双方向電力変換器４が要求している電力を電解コンデンサ５から供給することが困難又は不可能になる時点までの時間長に相当することが望ましい。
図１１の実施例５によっても図１０の実施例４と同様な効果を得ることができる。 The DC switch control circuit 12d of the fifth embodiment of FIG. 11 includes the voltage detection circuit 21, the comparator 22, the reference voltage source 23, the first and second trailing edge detection circuits 62 and 67, and the first and second from FIG. The OR circuits 63 and 65 and the second RS flip-flop 66 are omitted, and a timer 64 having a fixed time Tc is connected between the leading edge detection circuit 61 and the reset input terminal R of the RS flip-flop 24. . In FIG. 11, the RS flip-flop 24 is reset by the output of the timer 64 indicating the elapse of the fixed time Tc instead of the output of the comparator 22 of FIG. In the fixed time Tc of the timer 64 of the fifth embodiment of FIG. 11, the discharge of the electrolytic capacitor 5 proceeds by causing the bidirectional power converter 4 to perform the DC-AC conversion operation only with the electrolytic capacitor 5 from the time when the DC switch 7 is turned off. It is desirable to correspond to the length of time until it becomes difficult or impossible to supply the electric power required by the bidirectional power converter 4 from the electrolytic capacitor 5.
Also in the fifth embodiment of FIG. 11, the same effect as that of the fourth embodiment of FIG. 10 can be obtained.

図１２の実施例６の直流スイッチ制御回路１２ｅは、図１０の前縁検出回路６１の代りに後縁検出回路６２を接続し、且つ図１０の基準電圧源23の代りに電解コンデンサ５の電圧の所定レベルを示すための基準電圧源23ａを設け、且つ図１０の比較器２２の代りに電解コンデンサ５の電圧が所定レベル以上に上昇したことを検出するための比較器２２ａ及び前縁検出回路７０を設けたものに相当する。比較器２２ａは電圧検出回路２１の出力と基準電圧源23ａの基準電圧とを比較し、電解コンデンサ５の電圧が所定レベル即ち基準電圧以上に上昇したことを検出する。比較器２２ａは前縁検出回路７０を介してＲＳフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒに接続されている。基準電圧源23ａの基準電圧は、図９において電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７でＲＳフリップフロップ２４がセットされ、電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７から双方向電力変換器４による電解コンデンサ５の充電が開始し、この電圧が双方向電力変換器４が要求している電力をこの電解コンデンサ５から供給することが可能な所定レベルまで上昇する期間に相当することが望ましい。図１２の実施例６では、異常検出回路９から得られる異常検出パルスの後縁即ち図９に示す電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７でＲＳフリップフロップ２４がセットされて直流スイッチ４７がオフになり、その後、電解コンデンサ５が所定レベルまで充電された時に直流スイッチ４７がオンになる。この結果、実施例６によっても実施例１の異常検出終了時の効果と同様な効果を得ることができる。
なお、図１２の電圧検出回路２１の代りに図８の放電量検出回路２７又は充電量検出回路を設けることができる。 The DC switch control circuit 12e of the sixth embodiment in FIG. 12 has a trailing edge detection circuit 62 connected in place of the leading edge detection circuit 61 in FIG. 10, and the voltage of the electrolytic capacitor 5 in place of the reference voltage source 23 in FIG. A reference voltage source 23a is provided for indicating a predetermined level, and a comparator 22a and a leading edge detection circuit for detecting that the voltage of the electrolytic capacitor 5 has risen above a predetermined level instead of the comparator 22 of FIG. This corresponds to the one provided with 70. The comparator 22a compares the output of the voltage detection circuit 21 with the reference voltage of the reference voltage source 23a, and detects that the voltage of the electrolytic capacitor 5 has risen to a predetermined level, that is, higher than the reference voltage. The comparator 22 a is connected to the reset input terminal R of the RS flip-flop 24 via the leading edge detection circuit 70. As for the reference voltage of the reference voltage source 23a, the RS flip-flop 24 is set at time t2 and t7 when the power supply voltage returns to normal in FIG. 9, and the bidirectional power converter 4 starts from time t2 and t7 when the power supply voltage returns to normal. It is desirable that the charging of the electrolytic capacitor 5 by the above starts, and this voltage corresponds to a period during which the power required by the bidirectional power converter 4 rises to a predetermined level at which the electrolytic capacitor 5 can be supplied. In Example 6 of FIG. 12, the RS flip-flop 24 is set at the trailing edge of the abnormality detection pulse obtained from the abnormality detection circuit 9, that is, the time t2 and t7 when the power supply voltage shown in FIG. The DC switch 47 is turned on when the electrolytic capacitor 5 is charged to a predetermined level. As a result, according to the sixth embodiment, the same effect as that at the end of the abnormality detection of the first embodiment can be obtained.
In place of the voltage detection circuit 21 of FIG. 12, the discharge amount detection circuit 27 or the charge amount detection circuit of FIG. 8 can be provided.

図１３の実施例７の直流スイッチ制御回路１２ｆは、図１１の前縁検出回路６１の代りに後縁検出回路６２を接続したものに相当する。図１３の実施例７のタイマ６４における一定時間Ｔｃは、図９に示す電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７から双方向電力変換器４による電解コンデンサ５の充電が開始し、この電圧が双方向電力変換器４が要求している電力をこの電解コンデンサ５から供給することが可能な所定レベルまで上昇する期間に相当することが望ましい。即ち、図１３のタイマ６４における一定時間Ｔｃは、電解コンデンサ５を所定レベルまで充電するための所要時間であることが望ましい。
この実施例７によっても、図１２の実施例６と同様な効果を得ることができる。 The DC switch control circuit 12f of the seventh embodiment in FIG. 13 corresponds to a circuit in which a trailing edge detection circuit 62 is connected instead of the leading edge detection circuit 61 in FIG. The constant time Tc in the timer 64 of the seventh embodiment of FIG. 13 starts to charge the electrolytic capacitor 5 by the bidirectional power converter 4 from the time t2 and t7 when the power supply voltage shown in FIG. It is desirable to correspond to a period in which the power required by the bidirectional power converter 4 rises to a predetermined level that can be supplied from the electrolytic capacitor 5. That is, it is desirable that the predetermined time Tc in the timer 64 of FIG. 13 is a required time for charging the electrolytic capacitor 5 to a predetermined level.
According to the seventh embodiment, the same effect as that of the sixth embodiment of FIG. 12 can be obtained.

図１４の実施例８の直流スイッチ制御回路１２ｇは、図１１に後縁検出回路６２とＯＲ回路６３とを付加したものに相当する。前縁検出回路６１と後縁検出回路６２とはライン９ｃに接続され、異常検出パルスの前縁と後縁とを検出する。ＯＲ回路６３の入力端子は前縁検出回路６１と後縁検出回路６２とに接続され、出力端子はＲＳフリップフロップ２４のセット入力端子Ｓに接続されている。一定時間Ｔｃを計測するタイマ６４はＯＲ回路６３とＲＳフリップフロップ２４のリセット入力端子Ｒとの間に接続されている。図１４の実施例８のタイマ６４一定時間Ｔｃは、直流スイッチ７のオフ開始時点から双方向電力変換器４を電解コンデンサ５のみでDC−AC変換動作させることによって電解コンデンサ５の放電が進み、双方向電力変換器４が要求している電力を電解コンデンサ５から供給することが困難又は不可能になる時点までの第１の時間、又は図９に示す電源電圧が正常に戻った時点ｔ２，ｔ７から双方向電力変換器４による電解コンデンサ５の充電が開始し、この電圧が双方向電力変換器４が要求している電力をこの電解コンデンサ５から供給することが可能な所定レベルまで上昇する期間に相当する第２の時間との内の短い方の時間であることが望ましい。しかし、図１４の実施例８のタイマ６４の一定時間Ｔｃを、前記第１の時間及び第２の時間の内のいずれか一方とすることができる。また、図１４の実施例８のタイマ６４の一定時間Ｔｃを、前記第１の時間及び第２の時間の中間値とすることができる。
この図１４の実施例７によれば図７の実施例２と同様な効果が得られる。 The DC switch control circuit 12g of the eighth embodiment shown in FIG. 14 corresponds to a circuit obtained by adding the trailing edge detection circuit 62 and the OR circuit 63 to FIG. The leading edge detection circuit 61 and the trailing edge detection circuit 62 are connected to the line 9c and detect the leading edge and the trailing edge of the abnormality detection pulse. An input terminal of the OR circuit 63 is connected to the leading edge detection circuit 61 and the trailing edge detection circuit 62, and an output terminal is connected to the set input terminal S of the RS flip-flop 24. A timer 64 that measures a certain time Tc is connected between the OR circuit 63 and the reset input terminal R of the RS flip-flop 24. The constant time Tc of the timer 64 in the eighth embodiment of FIG. 14 is such that the discharge of the electrolytic capacitor 5 proceeds by causing the bidirectional power converter 4 to perform the DC-AC conversion operation only with the electrolytic capacitor 5 from the time when the DC switch 7 is turned off. The first time until the time when it becomes difficult or impossible to supply the electric power required by the bidirectional power converter 4 from the electrolytic capacitor 5, or the time t2 when the power supply voltage shown in FIG. The charging of the electrolytic capacitor 5 by the bidirectional power converter 4 starts from t7, and this voltage rises to a predetermined level at which the power required by the bidirectional power converter 4 can be supplied from the electrolytic capacitor 5. It is desirable to be the shorter of the second times corresponding to the period. However, the fixed time Tc of the timer 64 of the eighth embodiment shown in FIG. 14 can be set to one of the first time and the second time. Further, the fixed time Tc of the timer 64 of the eighth embodiment of FIG. 14 can be set to an intermediate value between the first time and the second time.
According to the seventh embodiment of FIG. 14, the same effect as that of the second embodiment of FIG. 7 can be obtained.

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）双方向電力変換器４は図４の回路に限定されるものではなく、AC−DC変換とDC−AC変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。
（２）異常検出回路９、交流スイッチ制御回路１０、変換器制御回路１１、及び直流スイッチ制御回路１２の一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３）交流電源、双方向電力変換器４及び負荷２０を単相とすることができる。
（４）蓄電池６にサイクル用蓄積装置（サイクル用電池等）を接続することができる。
（５）各実施例において、図９のｔ１，ｔ４の異常検出時に直流スイッチ７をオフ制御せずに、ｔ２、ｔ７の異常解消時にのみ所定時間オフ制御することができる。
（６）一定時間Tｃをタイマで設定する代わりに、t2、ｔ7時点後における電解コンデンサ５の両端子間電圧があるレベルまで上昇する時点を検出して図９のｔ3、ｔ8時点に相当するタイミングを決定してもよい。例えば、図６及び図８のタイマ６４の代わりに、図１２の基準電圧源23ａ、比較器２２ａ、及び前縁検出回路７０を設け、前縁検出回路７０の出力パルスでＲＳフリップフロップ２４をリセットしても良い。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) The bidirectional power converter 4 is not limited to the circuit shown in FIG. 4 and may be any one as long as both AC-DC conversion and DC-AC conversion are possible.
(2) A part or all of the abnormality detection circuit 9, the AC switch control circuit 10, the converter control circuit 11, and the DC switch control circuit 12 are configured by digital arithmetic means such as a microcomputer or a DSP (digital signal processor). May be.
(3) The AC power supply, the bidirectional power converter 4 and the load 20 can be single phase.
(4) A storage device for cycles (cycle battery or the like) can be connected to the storage battery 6.
(5) In each embodiment, the DC switch 7 is not controlled to be turned off when an abnormality is detected at t1 and t4 in FIG. 9, and can be controlled to be off for a predetermined time only when the abnormality at t2 and t7 is resolved.
(6) Instead of setting the fixed time Tc with a timer, the timing corresponding to the time t3 and t8 in FIG. 9 is detected by detecting the time when the voltage between both terminals of the electrolytic capacitor 5 rises to a certain level after time t2 and t7. May be determined. For example, instead of the timer 64 of FIGS. 6 and 8, the reference voltage source 23a, the comparator 22a, and the leading edge detection circuit 70 of FIG. 12 are provided, and the RS flip-flop 24 is reset by the output pulse of the leading edge detection circuit 70. You may do it.

本発明は交流無停電電源装置等の電力供給装置に利用可能である。 The present invention is applicable to a power supply device such as an AC uninterruptible power supply.

本発明の実施例１の交流無停電電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the alternating current uninterruptible power supply of Example 1 of this invention. 図１の交流スイッチ及び交流スイッチ制御回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the alternating current switch and alternating current switch control circuit of FIG. 図１の交流スイッチの変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of the alternating current switch of FIG. 図１の双方向電力変換器及び変換器制御回路を詳しく示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the bidirectional | two-way power converter and converter control circuit of FIG. 1 in detail. 図１の直流スイッチの変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of the direct current switch of FIG. 図１の直流スイッチ制御回路を詳しく示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing in detail the DC switch control circuit of FIG. 1. 実施例２の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a second embodiment. 実施例３の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a third embodiment. 図１及び図６の各部の状態を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the state of each part of FIG.1 and FIG.6. 実施例４の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a fourth embodiment. 実施例５の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a fifth embodiment. 実施例６の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a sixth embodiment. 実施例７の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to a seventh embodiment. 実施例８の直流スイッチ制御回路を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a DC switch control circuit according to an eighth embodiment.

Explanation of symbols

１交流入力端子
２交流スイッチ
３交流出力端子
４双方向電力変換器
５電解コンデンサ
６蓄電池
７直流スイッチ
９異常検出回路
１０交流スイッチ制御回路
１１変換器制御回路
１２直流スイッチ制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC input terminal 2 AC switch 3 AC output terminal 4 Bidirectional power converter 5 Electrolytic capacitor 6 Storage battery 7 DC switch 9 Abnormality detection circuit 10 AC switch control circuit 11 Converter control circuit 12 DC switch control circuit

Claims

AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal;
Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
A first power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
A second power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter via a DC switch and having lower charge / discharge durability than the first power storage device;
An abnormality detection circuit for detecting whether or not the AC power supply voltage supplied from the AC input terminal via the AC switch is abnormal;
An AC switch control circuit for controlling the AC switch to be turned off when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit;
A converter control circuit that causes the bidirectional power converter to perform an AC-DC conversion operation during an ON period of the AC switch, and a DC-AC conversion operation of the bidirectional power converter during an OFF period of the AC switch;
When the output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, the DC switch is controlled to be off, and the electric power requested by the bidirectional power converter after a predetermined time from the start time of the off control or the first power storage A power supply apparatus comprising: a DC switch control circuit that controls the DC switch to be turned on when it becomes difficult or impossible to supply from the apparatus.

The DC switch control circuit is
Voltage drop detection means for detecting a time point when the voltage of the first power storage device drops below a predetermined voltage;
When an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, generation of an off control signal for turning off the DC switch is started, and the voltage of the first power storage device is lower than a predetermined voltage from the voltage drop detection means. 2. The power supply apparatus according to claim 1, further comprising switch control signal forming means for terminating generation of the off-control signal when a signal indicating a time point of decrease is generated.

2. The DC switch control circuit includes a timer that generates a pulse having a predetermined time width when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit, and controls the DC switch to be turned off by the pulse. The power supply device described.

The DC switch control circuit is
A discharge amount detection circuit for measuring or calculating a discharge amount of the first power storage device in synchronization with a point in time when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit;
A discharge allowable reference value generator for generating a discharge allowable reference value;
Comparison means for determining whether an output indicating the discharge amount of the discharge amount detection circuit is within the discharge allowable reference value;
The generation of an off control signal for turning off the DC switch is started in synchronization with the occurrence of an output indicating abnormality from the abnormality detection circuit, and the output indicating the discharge amount is larger than the discharge allowable reference value. 2. The power supply apparatus according to claim 1, further comprising switch control signal forming means for terminating generation of the off-control signal in response to an output of the comparison means indicating that it has become.

The DC switch control circuit further includes:
In synchronization with the time when the output of the abnormality detection circuit changes from a state indicating abnormality to a state indicating normality, the DC switch is controlled to be off for a predetermined time or a period during which the voltage of the first power storage device rises to a predetermined level. It has a function, The electric power supply apparatus in any one of the Claims 1 thru | or 4 characterized by the above-mentioned.

The AC switch control circuit starts off control of the AC switch in synchronization with generation of a signal indicating abnormality obtained from the abnormality detection circuit, and is delayed for a predetermined time from the end of generation of the signal indicating abnormality. 6. The power supply device according to claim 5, wherein when the AC switch is turned off, the off control of the AC switch is terminated and the on control is started.

AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal;
Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
A first power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
A second power storage device connected to the DC terminal of the bidirectional power converter via a DC switch and having lower charge / discharge durability than the first power storage device;
An abnormality detection circuit for detecting whether or not the AC power supply voltage supplied from the AC input terminal via the AC switch is abnormal;
An AC switch control circuit for controlling the AC switch to be turned off when an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit;
A converter control circuit that causes the bidirectional power converter to perform an AC-DC conversion operation during an ON period of the AC switch, and a DC-AC conversion operation of the bidirectional power converter during an OFF period of the AC switch;
The abnormality detection circuit is in a state in which DC power is supplied from the second power storage device to the bidirectional power converter through the DC switch during a period in which an output indicating abnormality is generated from the abnormality detection circuit. DC switch control has a function of turning off the DC switch for a predetermined time or a period during which the voltage of the first power storage device rises to a predetermined level when the output of the power supply changes from a state indicating abnormality to a state indicating normal A power supply device comprising a circuit.