JP2005253154A

JP2005253154A - 電源装置

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Publication number: JP2005253154A
Application number: JP2004057867A
Authority: JP
Inventors: Ryoji Oki; 良二沖; Natsuki Nozawa; 奈津樹野澤
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2004-03-02
Filing date: 2004-03-02
Publication date: 2005-09-15

Abstract

【課題】電力ラインにコンデンサが接続された構成の電源装置において、放電回路による定常的な電力損失の抑制と、起動時におけるコンデンサ充電速度の確保とを両立する。
【解決手段】電源ライン１１および１２に接続されたコンデンサ３０と並列に放電回路５５が接続される。放電回路５５は、コンデンサ３０の電極間に直列に接続されたポジスタ６０および抵抗素子７０を有する。ポジスタ６０は、周囲温度の上昇に依存してその抵抗値が指数的に増大する特性を有する正特性抵抗変化素子である。車両起動時にポジスタ６０の抵抗が小さいときでも、抵抗素子７０によって放電回路５５の抵抗値が確保されるので、コンデンサ３０をバッテリ電圧までプリチャージできる。定常動作時には、ジュール発熱に伴うポジスタ６０の抵抗値の上昇により、放電回路５５による定常的な電力損失を抑制できる。
【選択図】図１

Description

この発明は電源装置に関し、より特定的には、電力ラインに接続されたコンデンサを備えた電源装置に関する。

従来から、電気自動車やハイブリッド自動車等の車両搭載用の電源装置において、バッテリから負荷であるモータへ電力を供給する電力ラインに接続された、入力電圧を安定化させたり、平滑目的あるいはノイズ低減目的でのコンデンサが設けられている。

このような電源装置では、安全面から、車両のイグニッションがオフされた負荷の停止後にコンデンサを放電させる機構が必要とされる。たとえば、コンデンサに蓄積された電荷によって、無トルク状態でモータを駆動する動作によって、コンデンサの放電が実現される。

このため、車両の起動時（イグニッションのオン時）には、起動シーケンスの一環として、放電されたコンデンサを速やかに充電（プリチャージ）する必要がある。すなわち、負荷への電力供給は、コンデンサのプリチャージ後に始めて可能となる。

このようなコンデンサを備えた電源装置として、当該コンデンサに並列に放電抵抗を接続することによって、コンデンサの確実な放電経路を確保するとともに、イグニッションオンの度に大きな突入電流が流れることを防止する車両用電源装置の構成が、たとえば特許文献１に開示されている。
特開２００３−２０４６０８号公報特開平９−２８０４０号公報実開平５−１５６８８号公報特許第３０１３５９７号公報

しかしながら、特許文献１に開示される電源装置では、放電抵抗による放電経路が常時形成されるため、定常的な電力損失が発生してしまう。このため、コンデンサに放電抵抗を並列接続する構成の電源装置においては、放電抵抗をどのように設計するかが問題となる。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、電力ラインにコンデンサが接続された構成の電源装置において、放電回路による定常的な電力損失の抑制と、起動時におけるコンデンサ充電速度の確保とを両立することである。

この発明による電源装置は、電源と、電力ラインと、コンデンサと、突入電流制限抵抗と、スイッチと、放電回路とを備える。電力ラインは、電源からの電力により駆動される負荷と電源との間に設けられる。コンデンサは、電力ラインに接続される。スイッチは、電源および電力ラインの間に接続される。突入電流制限抵抗は、スイッチのターンオンから所定期間だけ電源と電力ラインとの間に接続される。放電回路は、コンデンサの充電電圧の放電経路を形成する。放電回路は、コンデンサと並列に接続される。放電回路は、コンデンサの電極と放電先ノードとの間に直列に接続される、第１および第２の抵抗素子を含み、第１の抵抗素子は、周囲温度に依存して抵抗値が上昇する正特性抵抗変化素子である。

好ましくは、第２の抵抗素子は、周囲温度に依存して抵抗値が下降する負特性抵抗変化素子である。

また好ましくは、第１および第２の抵抗素子は、第２の抵抗素子からの発熱が第１の抵抗素子へ印加されるように一体的に配置される。

あるいは好ましくは、電源装置は、電源の出力電圧を検出する第１の電圧検出器と、第１および第２の抵抗素子間の接続ノードの電圧を検出する第２の電圧検出器と、第１および第２の電圧検出器のそれぞれの検出電圧に基づいて、コンデンサの電圧を算出する制御部とをさらに備える。

さらに好ましくは、第２の電圧検出器は、演算増幅器を用いた非反転増幅回路で構成される。

好ましくは、電源装置は車両に搭載され、スイッチは、車両の起動に応答してターンオンされる。

この発明による電源装置では、突入電流制限抵抗を介したコンデンサの初期充電時に、正特性抵抗変化素子である第１の抵抗素子と直列に第２の抵抗素子が接続される。したがって、第１の抵抗素子の初期抵抗値に小さいときでも、コンデンサを速やかに電源の電圧まで充電できるとともに、定常時には、放電電流に伴うジュール熱によって第１の抵抗素子の抵抗値が増大することにより放電回路での電力損失を自己補償的に抑制できる。

また、第２の抵抗素子を負特性抵抗変化素子で構成することにより、低温時および高温時のいずれにも放電回路の抵抗値を確保できるので、コンデンサの速やかな初期充電および定常的な電力損失低減の両立をさらに確実に実行できる。

さらに、放電回路を構成する第１および第２の抵抗素子を、第２の抵抗素子からの発熱が第１の抵抗素子へ印加されるように一体的に配置することにより、正特性抵抗変化素子である第１の抵抗素子の抵抗値をより速やかに上昇させることができる。これにより、電力損失の低減をさらに図ることが可能となる。

あるいは、この発明による電源装置では、放電回路中の第１および第２の抵抗素子間の接続ノードでの中間電圧検出に基づいた演算によって、コンデンサの充電電圧を検出する。当該中間電圧はコンデンサ電圧より低いので、コンデンサ電圧を直接検出する構成と比較して、電圧検出器での電力損失低減および回路小型化を図ることができる。

また、この発明による電源を車両に搭載して、電源から電力ラインへの電力供給を切り替えるスイッチを車両の起動に応答してターンオンさせることにより、車両起動シーケンスの一環として必要なコンデンサのプリチャージ動作を短時間で完了するとともに、コンデンサプリチャージ後の定常動作における放電回路での電力損失を低減できる。

以下において、この発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下における同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態による電源装置の全体構成を示す回路図である。

図１を参照して、この発明の実施の形態による電源装置５は、バッテリ１０と、リレースイッチＳＭＲ１〜ＳＭＲ３と、電力ライン１１，１２と、突入電流制限抵抗２０と、電源装置５の全体動作を制御するための制御装置（ＥＣＵ：Electrical Control Unit）２５と、コンデンサ３０と、インバータ４０と、「負荷」として設けられる三相交流モータ５０と、放電回路５５とを備える。代表的には、電源装置５は、ハイブリッド自動車や電機自動車等に搭載される車両用電源装置であり、バッテリ１０は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や燃料電池で構成され、負荷である三相交流モータ５０は、車輪駆動用のモータジェネレータに相当する。

「電源」に相当するバッテリ１０の正極および負極間には、バッテリ電圧ＶＢが出力される。電力ライン１１および１２は、バッテリ１０および負荷である三相交流モータ５０の間に設けられて、電力を伝達する。電力ライン１１は電源ラインに相当し、電力ライン１２はアースラインに相当する。

電力ライン１１は、「スイッチ」に相当するリレースイッチＳＭＲ１およびＳＭＲ２を介して、バッテリ１０の正極と接続される。リレースイッチＳＭＲ１およびＳＭＲ２は、バッテリ１０の正極および電力ライン１１の間に並列に設けられる。電力ライン１２は、リレースイッチＳＭＲ３を介してバッテリ１０の負極と接続される。リレースイッチＳＭＲ１〜ＳＭＲ３のオンおよびオフは、制御装置２５によって制御される。

突入電流制限抵抗２０は、バッテリ１０の正極と電力ライン１１との間に、リレースイッチＳＭＲ１と直列に接続される。

放電回路５５は、コンデンサ３０の電極間に直列に接続された「正特性抵抗変化素子」であるポジスタ６０と、抵抗素子７０とを有する。コンデンサ３０の電極の一方は、電力ライン１１と電気的に接続される。図１の構成例では、放電回路５５の一端側およびコンデンサ電極の他方が電力ライン１２に共通に接続されており、放電回路５５の「放電先ノード」は電力ライン１２とされているが、放電回路５５の「放電先ノード」を他のノードとしてもよい。

インバータ４０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）に代表される半導体スイッチング素子４１〜４６によって構成される三相インバータであり、コンデンサ３０に充電された直流電圧を交流電圧に変換する。負荷である三相交流モータ５０は、インバータ４０から供給された三相交流電圧によって回転駆動される。制御装置２５は、インバータ４０および三相交流モータ５０に配置された各種センサからの検出信号に基づいて、インバータ４０および三相交流モータ５０の動作を制御する。

車両停止時、すなわちイグニッションスイッチがオフされているときには、制御装置２５によって、リレースイッチＳＭＲ１〜ＳＭＲ３は非導通とされ、電力ライン１１および１２は、バッテリ１０から切り離される。

車両起動時、すなわちイグニッションスイッチがオフからオンに切換えられたときは、車両起動シーケンスの一環として、コンデンサ３０の初期充電期間（プリチャージ期間）に相当する所定期間、制御装置２５によって、リレースイッチＳＭＲ１およびＳＭＲ３が導通され、リレースイッチＳＭＲ２は非導通状態に維持される。これにより、バッテリ１０およびコンデンサ３０の間には突入電流制限抵抗２０が接続されて、コンデンサ３０の初期充電時における過大な突入電流の発生が防止される。

その後、上記一定期間が経過すると定常動作に移行して、コンデンサ３０に充電された直流電圧がインバータ４０によって三相交流電圧に変換されて、負荷である三相交流モータ５０へ電力が供給される。定常動作時には、制御装置２５は、リレースイッチＳＭＲ１を非導通させる一方で、リレースイッチＳＭＲ２を導通させる。すなわち、定常動作時におけるバッテリ１０からの電力供給経路は、突入電流制限抵抗２０を介さずに行なわれる。

次に、放電回路５５の動作について説明する。

放電回路５５によるコンデンサ３０の充電電圧の放電経路は常時形成されるので、ポジスタ６０および抵抗素子７０の抵抗値の和、すなわち放電抵抗に応じた放電電流が定常的に発生する。この放電電流による電力損失が定常的に発生する。

図２を参照して、ポジスタ６０の温度−抵抗特性は、特性線６１で示される。すなわち、ポジスタ６０は、周囲温度の上昇に依存してその抵抗値が指数的に増大する特性を有する正特性抵抗変化素子である。

ポジスタ６０の抵抗値は、放電電流の増加によって電力損失が大きくなると、これに伴うジュール発熱の増大によって上昇する。この放電抵抗の上昇によって放電電流が抑えられるので、ポジスタ６０を放電回路５５に用いることにより、放電回路５５での定常電力損失を自己補償的に抑制することができる。

一方、車両起動時におけるコンデンサ３０のプリチャージは、その完了までは通常運転が実行できないことを鑑みれば、速やかに実行する必要がある。たとえば、ハイブリッド自動車に搭載された電源装置では、コンデンサプリチャージ時間は、０．５秒程度であることが要求される。

図３は、コンデンサプリチャージ時におけるコンデンサ電圧ｖｃおよび放電回路５５を流れる電流ｉｐを説明する波形図である。

図３（ａ）には比較例として、放電回路５５をポジスタ６０のみで構成する場合の電圧・電流波形が示される。

車両起動時において、ポジスタ６０が十分に冷えている際には、ポジスタ６０の抵抗値は比較的小さい。このため、図３（ａ）に示されるように、バッテリ電圧ＶＢに対する突入電流制限抵抗２０での電圧降下の割合が大きくなり、所定のプリチャージ期間Ｔの経過時におけるコンデンサ電圧ｖｃが、バッテリ電圧ＶＢよりもΔｖｃ低くなってしまう。このΔｖｃは、放電抵抗および突入電流制限抵抗の抵抗値に応じた電圧となる。

これに対して、図１に示した放電回路５５では、ポジスタ６０と直列にさらに抵抗素子７０が接続される。抵抗素子７０は、特殊な温度依存性を有さない通常の抵抗素子であるので、ポジスタ６０の抵抗値が小さい場合にも、抵抗素子７０によって放電抵抗を確保することができる。

これにより、図３（ｂ）に示すように、プリチャージ期間Ｔの経過時におけるコンデンサ電圧ｖｃとバッテリ電圧ＶＢとの電圧差Δｖｃ ≒０とすることができる。

定常動作時においては、放電電流によるジュール熱によってポジスタ６０の温度が上昇するため、ポジスタ６０の抵抗値が上昇する。したがって、定常動作時における放電抵抗は、ポジスタ６０による抵抗値が支配的なものとなり、定常的な電力損失が抑制される。

抵抗素子７０の抵抗値は、要求されるプリチャージ時間に基づいて、コンデンサ３０、突入電流制限抵抗２０および放電回路５５によって構成されるコンデンサ充電経路の時定数（ＲＣ積）が適切な値となるように、ポジスタ６０の初期抵抗値を考慮して設計すればよい。

なお、車両停止時には、ポジスタ６０の温度は上昇しており、その抵抗値は高くなっているのが一般的である。したがって、放電回路５５の時定数を大きくとることができるので、特許文献１の車両用電源装置と同様に、イグニッションスイッチを短期間にオン・オフする場合に、過大な突入電流が都度発生するのを防止することができる。

あるいは、車両停止時におけるコンデンサ放電を速やかに行なう必要がある場合には、制御装置２５によって、コンデンサ３０の充電電圧を用いて三相交流モータ５０を無トルク状態で駆動するようにインバータ４０を制御することもできる。すなわち、このような負荷の無トルク運転と、放電回路５５による放電との組合せによって、コンデンサ３０の放電をより確実に行なうことができる。

以上説明したように、実施の形態１による電源装置では、ポジスタ６０およびポジスタ６０と直列接続された抵抗素子７０によって放電回路５５を形成することにより、車両起動時にポジスタ６０の抵抗が小さいときでも、コンデンサ３０を速やかにプリチャージできるとともに、コンデンサプリチャージ後の定常動作においては、放電回路５５による定常的な電力損失を自己補償的に抑制することができる。

［実施の形態２］
図４は、この発明の実施の形態２に従う放電回路５６の構成を説明する回路図である。

図４に示された放電回路５６は、図１に示した電源装置５において、放電回路５５と置換して用いることができる。

図４を参照して、放電回路５６は、コンデンサ３０の両電極間、すなわち電力ライン１１および１２の間に直列に接続された、ポジスタ６０およびサーミスタ７５を有する。

サーミスタ７５は、図２における特性線７１で示されるように、ポジスタ６０と逆極性の温度−抵抗特性を有し、温度上昇に伴って抵抗値が指数的に小さくなる特性を有する。すなわち、実施の形態２による放電回路５６では、「第２の抵抗素子」として、図１における通常の抵抗素子７０に代えて、「負特性抵抗変化素子」であるサーミスタ７５が用いられる。

したがって、この発明の実施の形態２による放電回路５６では、車両起動時にポジスタ６０の抵抗値が小さいときにも、サーミスタ７５の抵抗値が大きいため、コンデンサプリチャージ時におけるコンデンサ電圧ｖｃを確保できる。さらに、コンデンサプリチャージ後の定常動作時では、放電電流によるジュール熱による温度上昇に伴って、サーミスタ７５の抵抗値は低下するもののポジスタ６０の抵抗値が上昇する。

したがって、低温時および高温時のいずれにも放電回路５６の放電抵抗を確保できるので、コンデンサ３０の速やかなプリチャージおよび定常的な電力損失低減の両立をさらに確実に実行できる。

なお、一般的な電源装置では、半導体スイッチング素子の冷却水温度測定用等の温度計測用途のためにサーミスタ（図示せず）が配置される。したがって、新たにサーミスタを設けることなく、上記のような他の用途のサーミスタを放電回路用のサーミスタ７５として兼用することも可能である。

［実施の形態３］
図５は、この発明の実施の形態３による放電回路５７の構成を示す回路図である。

図５に示された放電回路５７は、図１に示した電源装置５において、放電回路５５と置換して用いることができる。

図５を参照して、放電回路５７は、既に説明した放電回路５５，５６と同様に、コンデンサ３０の両電極間、すなわち電力ライン１１および１２の間に直列に接続された、ポジスタ６０ならびに通常の抵抗素子７０またはサーミスタ７５を有する。

実施の形態３による放電回路５７では、実施の形態１および２と比較して、「第１の抵抗素子」であるポジスタ６０と、「第２の抵抗素子」である抵抗素子７０またはサーミスタ７５とが、抵抗素子７０またはサーミスタ７５からのジュール熱がポジスタ６０に印加されるように一体的に配置される点が異なる。たとえば、ポジスタ６０と抵抗素子７０またはサーミスタ７５とは、同一パッケージ７７内にモールドされる。

したがって、この発明の実施の形態３による放電回路５７では、実施の形態１および２による放電抵抗が奏する効果に加えて、ポジスタ６０の抵抗値をより速やかに上昇させることができるので、電力損失の低減をさらに図ることが可能となる。

また、同様の効果を得るために、ポジスタ６０について、図１に示した半導体スイッチング素子４１〜４６の冷却用のヒートシンク等の発熱体に接触配置して、当該発熱体からの熱がポジスタ６０に印加される構造としてもよい。

［実施の形態４］
実施の形態４では、実施の形態１〜３による放電回路を利用して、コンデンサ３０の充電電圧（コンデンサ電圧）ｖｃを効率的に検出する手法について説明する。

図６は、比較例として示される、一般的なコンデンサ電圧測定器の構成を示す回路図である。

図６を参照して、電圧検出器８０は、演算増幅器８１，８２と、抵抗素子８４〜８８とを含む。抵抗素子８４は、電力ライン１１および演算増幅器８１の反転入力端子との間に接続され、抵抗値Ｒ１の入力抵抗として作用する。同様に、抵抗素子８６は、電力ライン１２および演算増幅器８１の反転入力端子との間に接続され、抵抗値Ｒ２の入力抵抗として作用する。

このように、電圧検出器８０は、非反転増幅回路によって構成され、図７に示されるように、演算増幅器８２の出力端子に生成される電圧検出器８０の検出電圧ｖｏは、コンデンサ電圧ｖｃに比例した電圧となる。なお、コンデンサ電圧ｖｃおよび検出電圧ｖｏの間の比、すなわち図７に示した特性線の傾き（増幅比）は、抵抗素子８４〜８８の抵抗値によって設計可能である。

図８は、この発明の実施の形態４に従うコンデンサ電圧検出機構を説明する図である。

図８を参照して、実施の形態４に従う構成では、バッテリ１０のバッテリ電圧ＶＢを検出する電圧検出器１４および、図６と同様の電圧検出器８０のそれぞれの検出電圧に基づき、制御装置（ＥＣＵ）２５によってコンデンサ電圧ｖｃが演算される。

電圧検出器１４による検出電圧ＶＢ♯は、制御装置（ＥＣＵ）２５へ入力される。なお、当該電圧検出器１４はバッテリ状態をモニタするために一般的に設置されるので、コンデンサ電圧の検出機構のために特別に設ける必要はない。

電圧検出器８０は、実施の形態１〜３にそれぞれ従う放電回路５５〜５７における、「第１の抵抗素子」に相当するポジスタ６０と、「第２の抵抗素子」に相当する抵抗素子７０またはサーミスタ７５との間の接続ノード６５の電圧を検出する。

電圧検出器８０は、図６に示したのと同様の構成であり、入力抵抗８４は、接続ノード６５と、演算増幅器８１との非反転入力端子との間に接続され、入力抵抗８６は、電力ライン１２と演算増幅器８２の反転入力端子との間に接続される。なお図８における符号８０♯で示したブロックは、図６に示した電圧検出器８０から入力抵抗８４および８６を除外した回路部分に相当する。

したがって、電圧検出器８０は、接続ノード６５の電圧ｖｐに応じた検出電圧ｖｏを出力する。電圧検出器８０の検出電圧ｖｏについても、制御装置（ＥＣＵ）２５へ入力される。

図９を参照して、コンデンサ充電前（ｖｃ≒０）における接続ノード６５の電圧ｖｐの初期値は、ポジスタ６０および突入電流制限抵抗２０の抵抗値の和を抵抗素子７０またはサーミスタ７５の抵抗値よりも十分小さく設計することにより、ほぼバッテリ電圧ＶＢに等しくなる。

この状態から、コンデンサ３０の充電が開始されてコンデンサ電圧ｖｃが上昇するにつれて、接続ノード６５の電圧ｖｐは反対に下降する。このように、コンデンサ電圧ｖｃおよび電圧ｖｐの和は、ほぼバッテリ電圧ＶＢに応じた一定値となる。また、電圧ｖｐは、定常的にはコンデンサ電圧ｖｃよりも低い。

この性質を利用して、実施の形態４に従う構成では、制御装置（ＥＣＵ）２５において、電圧検出器１４からの検出電圧ＶＢ♯および電圧検出器８０からの検出電圧ｖｏに基づく、ｖｃ＝ＶＢ−ｖｏの演算によりコンデンサ電圧ｖｃを算出する。

このような構成とすることにより、電圧検出器８０について、入力抵抗８４および８６の抵抗値を小さくすることができる。すなわち、コンデンサ電圧ｖｃを直接測定する構成における入力抵抗８４および８６の入力抵抗値Ｒ１およびＲ２に対して、実施の形態４に従う構成における入力抵抗８４および８６の入力抵抗値をＲ１♯，Ｒ２♯とすれば、Ｒ１♯＜Ｒ１およびＲ２♯＜Ｒ２となる。

これにより、電圧検出器８０について、入力抵抗で生じる定常的な電力損失を抑制するとともに、測定電圧の低下によって回路の小型化を図ることが可能となる。

なお、以上の実施の形態では、コンデンサ３０の充電電圧によって駆動される負荷を三相交流モータとして説明した。しかしながら、この発明の適用はこのような場合に限定されるものではなく、電源から負荷へ電力を供給する電力ラインに高周波成分を除去するためにコンデンサが接続された構成の電源装置において、この発明を共通に適用することができる。

また、この実施の形態では、電源装置が車両に搭載されて、車両の起動に伴いコンデンサがプリチャージされる構成を例示して説明した。しかしながら、車両以外に搭載された場合でも、負荷の起動時にコンデンサをプリチャージする構成であれば、本発明を同様に適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態による電源装置の全体構成を示す回路図である。この発明の実施の形態による電源装置に用いられるポジスタおよびサーミスタの温度−抵抗特性を示す概念図である。コンデンサプリチャージ時におけるコンデンサ電圧および放電回路を流れる電流を説明する波形図である。この発明の実施の形態２に従う放電回路の構成を説明する回路図である。この発明の実施の形態３に従う放電回路の構成を説明する回路図である。比較例として示される、一般的なコンデンサ電圧器の構成を示す回路図である。図６に示されたコンデンサ電圧検出器の出力特性を示す図である。この発明の実施の形態４に従うコンデンサ電圧検出機構を説明する図である。実施の形態４に従うコンデンサ電圧機構におけるコンデンサ電圧の算出を説明する概念図である。

符号の説明

１０バッテリ、１１，１２電力ライン、１４電圧検出器（バッテリ電圧）、２０突入電流制限抵抗、２５制御装置（ＥＣＵ）、３０コンデンサ、４０インバータ、４１〜４６半導体スイッチング素子、５０三相交流モータ、５５〜５７放電回路、６０ポジスタ、６５接続ノード、７０抵抗素子、７５サーミスタ、７７パッケージ、８０電圧検出器、ＳＭＲ１〜ＳＭＲ３リレースイッチ、ＶＢバッテリ電圧、ＶＢ♯ 検出電圧（バッテリ電圧）、ｖｃコンデンサ電圧、ｖｏ検出電圧、ｖｐ電圧（放電回路内の接続ノード）。

Claims

電源と、
前記電源からの電力により駆動される負荷と前記電源との間に設けられた電力ラインと、
前記電力ラインに接続されるコンデンサと、
前記電源および前記電力ラインの間に接続されるスイッチと、
前記スイッチのターンオンから所定期間だけ前記電源から前記コンデンサへの充電経路に接続される突入電流制限抵抗と、
前記コンデンサと並列に接続されて、前記コンデンサの充電電圧の放電経路を形成する放電回路とを備え、
前記放電回路は、前記コンデンサの電極と放電先ノードとの間に直列に接続される、第１および第２の抵抗素子を含み、
前記第１の抵抗素子は、周囲温度に依存して抵抗値が上昇する正特性抵抗変化素子である、電源装置。
前記第２の抵抗素子は、周囲温度に依存して抵抗値が下降する負特性抵抗変化素子である、請求項１に記載の電源装置。
前記第１および第２の抵抗素子は、前記第２の抵抗素子からの発熱が前記第１の抵抗素子へ印加されるように一体的に配置される、請求項１に記載の電源装置。
前記電源の出力電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記第１および第２の抵抗素子間の接続ノードの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記第１および第２の電圧検出器のそれぞれの検出電圧に基づいて、前記コンデンサの電圧を算出する制御部とをさらに備える、請求項１に記載の電源装置。
前記第２の電圧検出器は、演算増幅器を用いた非反転増幅回路で構成される、請求項４に記載の電源装置。
前記電源装置は車両に搭載され、
前記スイッチは、前記車両の起動に応答してターンオンされる、請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置。