JP2005253066A - 直接変調ｃｍｏｓ・ｖｃｏ - Google Patents

Abstract

【課題】直接変調電圧制御発振器を制御する方法であって、変調可変容量を準備することと、前記変調可変容量のゲインを調整することとを備える制御方法を提供する。
【解決手段】可変容量変調器は、差動バラクタブロックと、前記バラクタブロックのノードをタンク回路に接続する結合容量と、前記ノードとグラウンドの間に接続され、該可変容量変調器のゲインを調整する手段とを備える。
【効果】上記構成によりＶＣＯ周波数はＶＣＯタンク回路にかかる電圧スイングに対してブロードすることができ、電力範囲の拡大と変調指数の変動を抑えることができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、無線通信システムの分野、特に無線通信システムで使用する可変制御発振器に関する。

個人用通信システムと無線医療埋め込みシステムと無線補聴器との市場の急速な成長は、より集積化されより効率的な無線周波数（ＲＦ）集積回路（ＩＣ）に対する要求を増加させている。これらのＩＣは、数ＧＨｚまでの周波数において２Ｖ未満、時には１Ｖまでの電源電圧で、最小の消費電流で動作することが求められている。

ＣＭＯＳ技術の最近の進歩は、ＣＭＯＳデバイスの送信周波数を大きく改善し、ＣＭＯＳ技術をコスト上効果的なワンチップソリューションを可能にするＲＦ集積回路に対する有望な選択肢の１つにした。

送信部は無線システムの最も電力を消費するブロックの１つである。電流を節約するために、送信部の信号発生器として送信周波数で動作する直接変調電圧制御発振器（ＶＣＯ）を使用することが有利である。このＶＣＯからの変調された信号は、出力段で増幅され、アンテナに直接又はフィルタを介して印加することができる。

この方式は、出力段が出力電力を広い範囲にわたって制御でき、アンテナパラメータが用途によって可変であるので、簡単で非常に柔軟な方式である。

この送信方式の良い例は、非特許文献１に記載された１００〜１０００ＭＨｚ内の任意の２６ＭＨｚ帯で動作する「１ＧＨｚＦＭ送信器」である。

アンテナが送信周波数より７０％超だけ高い自己共振周波数をもつ高Ｑインダクタである場合に、ＶＣＯ自身が送信器として動作することが可能であり、出力段での電流の節約が可能になる。

この方法では、出力電力範囲は、アンテナパラメータと電源電圧に依って、１２〜２０ｄＢに制限される。これは高い電力は電源電圧によって決定され、低い電力は保持された発振の最小レベルによって決定されるためである。
米国特許第６，６２１，３６５号明細書 NT2800 CHIP-MITTER、www.numatechnologies.com/pdf/NT2800 Andreani 「ＲＦ・ＶＣＯにおけるＣＭＯＳバラクタの使用に関して」IEEE J. Solid States Circuits, vol. 35, pp. 905-910, June 20 Chi-Wa Lo 「無線用途のための１．５Ｖ・９００ＭＨｚモノリシックＣＭＯＳ高速スイッチング周波数シンセサイザ」IEEE J. Solid States Circuits, vol. 37, No. 4, pp. 459-470, April 2002

送信ＶＣＯの大きな欠点は、変調指数が送信電力に依存する傾向にあることである。これはＭＯＳ容量に基づくバラクタセルが、ＭＯＳトランジスタしきい値と密接に関係する相対的に狭い電圧制御範囲を有しているためである。その通常の範囲は±０．５Ｖであり、一方、タンクにかかる電圧スイングは数ボルトまでである。このことにより、ＶＣＯ周波数はバラクタセルに加わる制御電圧だけでなく、ＶＣＯタンクにかかる電圧スイングにも敏感である。これは電力範囲制限と指数変調変動のいずれかを引き起こす。

最も一般的な直接変調ＣＭＯＳ・ＶＣＯ構成は、非特許文献２に開示された差動方式に基づいている。この方式では、２つの差動接続されたバラクタ又はフルバラクタブリッジが周波数制御のために使用される（図１）。

差動方式は、電源電圧制限下で高出力と高ＳＮＲを得る最も効率的な方法を提供する。また、制御電圧はＲＦ電圧がゼロのノードに印加され、制御電圧源はＬＣ共振におけるさらなる損失を引き起こさない。バラクタブロックはＬＣタンク回路に直接又はＶＣＯゲインを減少させるための結合容量（特許文献１）を介して接続可能である(図２)。

また、これらの結合容量は、バラクタにかかるＲＦ電圧スイングを減少させ、周波数と電力の間の感度を抑えるのを助ける。

直接ＶＣＯ変調は、搬送中心周波数を設定する制御電圧に加えて変調電圧をバラクタブロックに印加することで得ることができる(図３)。

この方式の欠点は、ＰＬＬ（位相ロックド・ループ） に必要な高ＶＣＯゲイン（〜１０ＭＨｚ／Ｖ）のために、ピーク・ツー・ピーク周波数偏差（４００ＭＨｚ時、０．５〜２ＭＨｚ）に必要な変調電圧スイングがピーク・ツー・ピークで０．０５〜０．２Ｖでなければならないということである。低過ぎるレベルの変調電圧は変調指数を精確に制御することを困難にする。また、この低い変調電圧レベルは低い信号・ノイズ比を意味する。またＲＦ電圧スイング（ＲＦ電力）に応じたＶＣＯゲイン変化は変調指数に影響する。

変調を提供する別の方法は、搬送周波数制御のためのバラクタブロックに並列にＬＣタンクに別のバラクタブロックを追加することである。この追加のバラクタブロックは、別の制御電圧入力とより低いゲインとを有する（図４）。より低いゲインはより高い変調電圧とより大きい信号・ノイズ比を可能にする。変調指数は、変調電圧スイングだけでなく変調バラクタブロックの可変容量感度によっても制御することができ、ＰＬＬループに必要な適切な高ゲインをそのまま残すことができる。

上記のように、より低いゲインは結合容量を介してＬＣタンクに接続されたバラクタブロックを使用して達成することができる。しかし、結合容量を変調バラクタブロックのゲインを調整するために使用することはできない。これは、結合容量のピンにかなり高い電圧がかかるためと、結合容量セグメントを接続するためのＣＭＯＳスイッチが、より小さいゲート・ソース電圧とＲＦ電流路中でのより高い抵抗のために、より小さい効果しか発揮しないためである。従って、共振器Ｑファクタを駄目にするか又は多くの寄生的な効果を加えることになる。変調バラクタブロックに並列に接続されたスイッチド容量も、同じ理由で適切ではない。

非特許文献３に開示された既知の方法が、ＶＣＯ出力とグラウンドとの間に接続されたスイッチド容量を用いてＲＦ搬送周波数を粗く下げるために使用される（図５）。

この方法は、これらのスイッチド容量がＬＣタンクに接続された全体の容量に影響するがｄＣ／ｄＶには影響しないため、変調バラクタブロック感度を調整するのには適切ではない。周波数が相対タンク容量偏差ｄＣ／Ｃ（分母に依存する量）に依存するために、変調器ゲインはこれら容量によって更に影響されるように見えるかもしれないが、ＰＬＬは１つのＲＦ搬送周波数に対して総ＬＣタンク容量を一定に保つので、該分母は実際には一定である。

調整されたゲインを有する可変変調器容量は、スイッチド・バラクタの２つのアレーの上部ピンが結合容量を介してＬＣタンクに接続されている図６に示す方法で得ることができる。グラウンドに対する変調電圧は、該上部ピンに抵抗を介して印加される。スイッチド・バラクタの底部ピンは、要求される変調器ゲインに応じてＮＭＯＳスイッチを介してグラウンドに接続することができる。この方法の欠点は、グラウンドに対して正の変調電圧だけが印加できることによる、バラクタのＣ−Ｖ特性の不完全な利用である。また、全電力ＲＦ電圧と制御電圧がバラクタの同じ上部ピンに印加され、変調器電圧源をＲＦ電圧から分離するための抵抗が、ＬＣタンクにおける望ましくない追加の損失と寄生的な効果を引き起こす。

本発明の１つの態様は、２つの好ましくは等しい結合容量を介してメインのＬＣタンクに接続された差動バラクタブロックと、２つの好ましくは同一のスイッチド・トリム容量とを含み、調整されたゲインを有する変調可変容量を提供する。該スイッチド・トリム容量はそれぞれ、グラウンドと前記結合容量が前記バラクタブロックに接続されているノードの１つとの間に接続されている。

本発明の別の態様は、２つの好ましくは等しい結合容量を介してＬＣタンクに接続された変調バラクタブロックと、２つの好ましくは同一のスイッチド・トリム容量とを有する直接変調差動ＶＣＯを提供する。該スイッチド・トリム容量はそれぞれ、グラウンドと前記結合容量が前記変調バラクタブロックに接続されているノードの１つとの間に接続されている。

本発明の原理に係わるＶＣＯは、前記変調バラクタブロックの次の利点を提示する。
・ＰＬＬ制御のために要求されるメインのＶＣＯゲインから独立して設定された小さい変調バラクタブロック・ゲイン。
・変調バラクタにかかる低レベルのＲＦ電圧とＲＦ電力の変調指数への小さい影響。
・制御電圧がゼロＲＦ電圧のノードに印加され、ＬＣタンクＱファクタに影響しない。
・全バラクタ制御電圧範囲を利用する。

また、この方法は、最大と最小ゲインの比が４までの非常に広い範囲にわたって変調器可変容量ゲインを調整することを可能にする。このゲイン変化は特定の容量分割効果によって得られ、ＰＬＬが総タンク容量値を一定に保つ時でも、このゲイン変化が起こる。トリム容量はＱファクタ損失を最小化するように接続される。すなわち、トリム容量セグメントをスイッチする最小限の抵抗を持ったＮＭＯＳスイッチをグラウンドとトリム容量セグメントの底ピンの間に接続することができ、これによりスイッチがオンであるトリム容量セグメントの底ピンは常に電圧がほぼゼロであり、該ＮＭＯＳスイッチのサイズ及び寄生効果は最小化できる。この方法を用いて、１Ｖまでの変調電圧に対して１２ｆＦという非常に小さい変調容量偏差が達成できる。この方法における追加の変調電圧スイング調整は、より一層小さい容量変化と、変調指数の非常に精確な制御を提供する。

また、この方法は、直接変調電圧制御発振器を制御する方法であって、変調可変容量を準備することと、前記変調可変容量のゲインを調整することとを備える制御方法を提供する。

本発明は添付の図面を参照して実施例を用いて以下説明される。

ＣＭＯＳ・ＲＦプロセスで作られた直接変調ＶＣＯにおいて使用される可変変調器容量の実施例を、図７を参照して説明する。図７に示す回路は、ノード１２においてタンク回路１４に結合され、バラクタ１１を有する搬送周波数制御バラクタブロック１０を備える。タンク回路１４は容量２２とインダクタンス２４を既知のとおり備える。

バラクタ２１を有する変調バラクタブロック１６は、互いに等しい結合容量２０を介してノード１２においてタンク回路１４に結合されている。

ノード１８は、スイッチド・トリム容量２６の互いに同一のアレーを介してグラウンドに接続されている。結合容量２０とスイッチド容量２６の両方が、それぞれ６４ｆＦのＭＯＭフリンジ基本容量セル群から構成されている。ブロック１０、１６で使用されるＡＭＯＳバラクタセルは通常、図８に示すＣ−Ｖ特性を有している。

制御電圧が−１．５Ｖから０．５Ｖまで変化すると、バラクタ容量Ｃｖは０．１５から０．３８ｐＦまで変化するが、有用な線形に近い領域の範囲は狭く、約−０．９Ｖから０．２Ｖまでである。

全変調器可変容量の例としての回路図が図９に示されている。ここでスイッチド・トリム容量２６が各ノードに設けられている。スイッチド・トリム容量は容量３０とＮＭＯＳスイッチ３２を備える。

可変容量成分値は次のとおりである。結合容量２０はそれぞれ１９個の並列接続された６４ｆＦ容量を備え、総結合容量はＣｃ＝１．２２ｐＦとなる。２つのスイッチド・トリム容量２６のそれぞれは、ＮＭＯＳＦＥＴ（Ｗ／Ｌ＝３／０．３５μｍ）を介してグラウンドに接続された６４ｆＦ容量をそれぞれ有する３６個のセルを含む。これら３６個のスイッチド容量セルは、３、３、４、５、６、７、８個のセルをそれぞれ含む７つの組に分けられ、７ビットの温度コードｍｉｒ＜０：６＞によって制御される。

この７ビット温度コードは、それぞれ０、３、６、１０、１５、２１、２８、３６個の基本容量セルがオンされた（０から２．３ｐＦ）８つの異なる状態を生成する。このようなトリム容量の組分けは、コードに対する非線形トリム容量依存性を提供し、これが制御電圧に対するほぼ線形な変調器可変容量ゲイン（変調電圧スイングに対するデルタＣ）を最終的に与える（図１０）。トリム容量がより大きいと変調器ゲインはより小さくなる。

図９のバラクタブリッジは４つのバラクタセル２１を含んでいる。トリムコードとバラクタブリッジ制御電圧に依って、バラクタブリッジにかかるＲＦ電圧は容量分割のためにＬＣタンク１４にかかる全電力ＲＦ電圧の０．３〜０．８になる。

半ブリッジ電圧に対する変調器可変容量の出力差動容量値が、３つの異なるトリムコード値の場合について図１０に示されている。この図はトリム容量を追加すると総容量は増加する（図１０の一番下の曲線から上の曲線）が、その総容量の可変部分は減少することを示している。

より詳細な変調器トリミング特性が図１１に示されている。図１１においてトリム（ｍｉｒ）コードに対する総出力変調器可変容量は、トリムコードに応じて下がる２つの曲線によって表されている。ｍｉｒ＝０の場合、トリム容量の全ての組が接続され、一方、ｍｉｒ＝７の場合、全ての組が非接続になっている。これら２つの曲線は、有用なバラクタ制御電圧範囲の両端に対応する半ブリッジ変調電圧の−０．９Ｖと０．２Ｖにそれぞれ対応している。半ブリッジ電圧−０．９Ｖ〜０．２Ｖの場合におけるトリムコードに対するピーク・ツー・ピーク容量偏差は図１１においてデルタＣ曲線（トリムコードに応じて上がる曲線）によって表されている。この例では、トリムコードの０〜７に応じてデルタＣは１３ｆＦから４４ｆＦまでほぼ直線状に変化している。総変調器容量はトリムコードに応じて約５１５ｆＦから３５０ｆＦまで減少している。このトリムコードに対する総容量変化は寄生的な効果であるが総ＬＣタンク容量を一定に保つＰＬＬループによって打ち消される。

提案の変調器可変容量を有する実際の直接変調ＶＣＯ回路の簡略図の例を図１２に示す。この図は変調バラクタブロック１６と搬送周波数制御ブロック１０とタンク回路１４とを示す。

ａは従来の２つのバラクタを有するＶＣＯを示す図、ｂは従来のフルバラクタブリッジが差動状態に接続されたＶＣＯを示す図である。 ａはＬＣタンクに直接接続されたバラクタブロックを示す図、ｂは結合容量を介してＬＣタンクに接続されたバラクタブロックを示す図である。 搬送周波数制御に同一のバラクタブロックを使用する直接変調方式を示す図である。 変調と搬送周波数制御に別々のバラクタブロックを使用する直接変調方式を示す図である。 接地されたスイッチド容量によるＬＣタンク共振周波数の粗い調整を示す図である。 接地されたスイッチド・バラクタによる変調器ゲイン調整を示す図である。 本発明の原理に係わるＬＣタンクに差動状態に接続された変調器バラクタ容量を示す図である。 ＡＭＯＳバラクタセルＣ−Ｖ特性を示す図である。 変調器可変容量の回路図である。 ３つの異なるトリムコード値の場合の１／２変調電圧に対する変調器可変容量の差動容量値を示す図である。 変調器可変容量トリミング特性を示す図である。 電圧制御発振器の回路図である。

符号の説明

１０ 搬送周波数制御バラクタブロック
１１、２１ バラクタ
１２、１８ ノード
１４ タンク回路
１６ 変調バラクタブロック（変調可変容量／可変容量変調器）
２０ 結合容量
２２ 容量
２４ インダクタンス
２６ スイッチド・トリム容量

Claims (12)

1. 電圧制御発振器で使用される可変容量変調器であって、
   差動バラクタブロックと、
   前記バラクタブロックのノードをタンク回路に接続する結合容量と、
   前記ノードとグラウンドの間に接続され、該可変容量変調器のゲインを調整する手段と
   を備えた可変容量変調器。
2. 前記手段は複数のスイッチド・トリム容量を備える請求項１に記載の可変容量変調器。
3. 前記スイッチド・トリム容量は互いに同一である請求項２に記載の可変容量変調器。
4. 前記スイッチド・トリム容量はＮＭＯＳスイッチを有する請求項１及至３のいずれかに記載の可変容量変調器。
5. 差動バラクタブロックと、
   前記バラクタブロックの一対のノードをタンク回路に接続する複数の結合容量と、
   前記一対のノードをグラウンドに接続する複数のスイッチド・トリム容量と
   を備えた直接変調電圧制御発振器。
6. 前記複数の結合容量は互いにほぼ等しい請求項５に記載の直接変調電圧制御発振器。
7. 前記複数のスイッチド・トリム容量は互いに同一である請求項６に記載の直接変調電圧制御発振器。
8. 前記複数のスイッチド・トリム容量はアレーを構成している請求項７に記載の直接変調電圧制御発振器。
9. 前記タンク回路は前記複数の結合容量に接続されている請求項５及至８のいずれかに記載の直接変調電圧制御発振器。
10. 前記結合容量と前記スイッチド・トリム容量はＭＯＭフリンジ基本容量セル群から構成されている請求項５及至９のいずれかに記載の直接変調電圧制御発振器。
11. 直接変調電圧制御発振器を制御する方法であって、
    変調可変容量を準備することと、
    前記変調可変容量のゲインを調整することと
    を備える制御方法。
12. 前記ゲインは、Ｑファクタ損失を最小化するようにスイッチド・トリム容量を使用して調整される請求項１１に記載の制御方法。
    

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