JP2005244860A - 高周波スイッチモジュール及びこれを用いた通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 振幅バランス、位相バランスの平坦性を損なうことなく、位相バランスの調整を可能とした高周波スイッチモジュール及びこれを用いた通信装置を提供する。
【解決手段】 スイッチング素子、コンデンサ、インダクタ、及び少なくとも一つ以上のSAWフィルタを誘電体基板にて一体に形成した高周波スイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの少なくとも一つは不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板表面に形成された受信回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たとき互いに重複しないように配置した高周波スイッチモジュールである。
【選択図】 図４

Description

本発明は、マイクロ波帯などの高周波帯域で用いられ、１つのアンテナで送受信系を取り扱う高周波スイッチモジュール及びこれを用いた通信装置に関するものである。

近年、セラミックRFデバイスは携帯電話機など高周波無線機器の小型に大いに貢献するものとして大変注目されている。欧州地域をはじめとして広く適用されているEGSMやDCS等の携帯電話機では、最近、雑音指数を下げ、受信感度を上げるように、RF回路に２本の信号端子を持つ平衡型RFデバイスを用いることが提案されている。平衡型の回路は１本の信号端子による不平衡型の回路に比べてノイズに強い特徴を持つ。図９にEGSMとDCSのデュアルバンド携帯電話機の回路ブロック図を示す。分波器１２０、高周波スイッチ１２１、１２２、ローパスフィルタ１２３、１２４、RF段間フィルタ（SAWフィルタ）１２５、１２６、低雑音増幅器(LNA)１２７、１２８、方向性結合器１３１、１３２、増幅器(PA)１３３、１３４ 等のRFデバイスを具備するものである。前記のような要請から、最近では、不平衡入力型LNAに変わり、平衡入力型LNAが用いられつつある。この場合、平衡入力型LNA １２７、１２８とその前段に配置される段間フィルタ(SAWフィルタ)１２５、１２６とを接続するのに、従来、不平衡型回路と平衡型回路との変換を行う平衡-不平衡変換トランス１２９、１３０を用いていた。そして、これらのRFデバイスは、それぞれ独立の部品から構成され、RFデバイスをプリント基板上に実装し、マイクロストリップライン等の接続線路を用いて互いに接続していた。

しかしながら、平衡-不平衡変換トランスを用いると必然的に部品点数が増えるといった問題が発生する。例えば、EGSM方式、DCS方式に対応したデュアルバンド対応の携帯電話機においては、それぞれの送受信系に平衡-不平衡変換トランスを設けなければならず、小型化、低価格化の要請に応じられないだけでなく、部品点数の増加による実装面積の増加という問題もあった。

この問題に対し、例えば特許文献１に示すような高周波スイッチモジュールが開示されている。この高周波スイッチモジュールは分波器、送受信切り替えを行う高周波スイッチ、ローパスフィルタ、不平衡入力・平衡出力型SAW フィルタを積層誘電体基板上に一体形成したもので、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタを用いることで部品点数を削減し、また、積層誘電体基板上に前記SAWフィルタを実装することでアンテナから前記SAWフィルタ間の導線線路を短くし、小型化・挿入損失向上を実現している。

特開２００３−１５２５９０号公報

特許文献１のように、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタを用いる場合、前記SAWフィルタより出力される信号の振幅バランス、位相バランスが良好でないと、後段に接続される低雑音増幅器に入力される信号が劣化し、低雑音増幅器は外来ノイズを受けやすくなり、発信などの不具合を生じる。そのため、振幅バランスは±１dB以内、位相バランスは１８０±１０°以内であるのが好ましい。前記SAWフィルタの出力信号の位相バランス特性が、SAWフィルタの特性上、あるいはSAWフィルタ前段の回路の影響により、１８０°よりずれた場合、特許文献１の高周波スイッチモジュールでは、位相バランスの調整を行うことが困難である。

本発明の高周波スイッチモジュールはこの問題を解決するもので、振幅バランス、位相バランスの平坦性を損なうことなく、位相バランスの調整を可能とした高周波スイッチモジュール及びこれを用いた通信装置を提供することを目的とする。

本発明の高周波スイッチモジュールは、スイッチング素子、コンデンサ、インダクタ、及び少なくとも一つ以上のSAWフィルタを誘電体基板にて一体に形成した高周波スイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの少なくとも一つは不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された２つの受信端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たときに互いに重複しないように配置したことを特徴とする。

本発明の高周波スイッチモジュールは、アンテナを共用し、通過帯域が異なる複数の送受信系の送信回路又は受信回路と前記アンテナとの接続を適宜切り換える高周波スイッチモジュールであって、前記複数の送受信系の信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、前記分波回路の低域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第１のスイッチ回路と、前記分波回路の広域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第２のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路の送信経路に設けたローパスフィルタと、前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路から受信回路に繋がる各受信経路にSAWフィルタを有し、前記分波回路とローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はダイオードと伝送線路を主構成とし、前記分波回路とローパスフィルタのＬＣ回路、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層基板内に、前記電極パターンにより構成し、前記SAWフィルタとダイオード及びＬＣ回路の一部を構成するチップ素子は、前記誘電体基板上に搭載したアンテナスイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの少なくとも一つは、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された受信回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たとき互いに重複しないように配置したことを特徴とする。

本発明の高周波スイッチモジュールは、アンテナを共用し、通過帯域が異なる複数の送受信系の送信回路又は受信回路と前記アンテナとの接続を適宜切り換える高周波スイッチモジュールであって、前記複数の送受信系の信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、前記分波回路の低域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第１のスイッチ回路と、前記分波回路の高域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第２のスイッチ回路と前記第2のスイッチ回路に接続され、複数の送受信系の受信回路のうち、2つの受信経路を切り換える第3のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路の送信経路に設けたローパスフィルタと、前記第１のスイッチ回路と第３のスイッチ回路から受信回路に繋がる各受信経路にSAWフィルタを有し、前記分波回路とローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はダイオードと伝送線路を主構成とし、前記分波回路とローパスフィルタのＬＣ回路、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層基板内に、前記電極パターンにより構成し、前記SAWフィルタとダイオード及びＬＣ回路の一部を構成するチップ素子は、前記誘電体基板上に搭載したアンテナスイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの少なくとも一つは、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された受信回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たとき互いに重複しないように配置したことを特徴とする。

本発明の高周波スイッチモジュールは、前記２つの伝送線路の長さが異なることを特徴とする。

本発明によると、平衡入力・不平衡出力型SAWフィルタ、スイッチング素子、コンデンサ、インダクタを誘電体基板にて一体に形成した高周波スイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板表面に形成された２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極を、互いに重複することなく配置することで、振幅バランス、位相バランスの安定した受信信号を出力可能な高周波スイッチモジュールを提供することができる。また、前記２つの伝送線路の長さを異ならせることで、振幅バランス、位相バランスの安定性を損なうことなく位相バランスのレベルを調整可能となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、コンデンサ、インダクタ、及びSAWフィルタ等のチップ部品を積層誘電体基板上に搭載する構造なので、より小型で安価な高周波スイッチモジュールを提供することができる。

本発明に係る第１の実施形態を図１〜図４に示す。本実施例はEGSM、DCS、PCSに対応したトリプルバンド型の高周波スイッチモジュールで、図１は本実施例の回路ブロック図、図２は等価回路図、図３は本実施例の積層体を構成する誘電体シート及び電極パターン図を示す。図４は不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの平衡出力側の伝送線路の電極パターンとグランド電極との配置を示し、誘電体基板上面から透過的に見た図である。図５は誘電体基板の外観を示す斜視図である。

分波器DIPはEGSM系（送信周波数：８８０〜９１５MHz、受信周波数：９２５〜９６０MHz）の８８０から９６０MHz帯の信号と、DCS系（送信周波数１７１０〜１７８５MHz、受信周波数１８０５〜１８８０MHz）及びPCS系（送信周波数１８５０〜１９１０MHz、受信周波数１９３０〜１９９０MHz）の１７１０〜１９９０MHz帯のアンテナからの信号を分波する。スイッチ回路SW１は、分波器DIPで分波されたEGSM系の信号を送信端子EGMS TXと受信端子EGSM RX１、EGSM RX２へ切り換える。スイッチ回路SW２は、分波器DIPで分波されたDCS系及びPCS系の信号を送信端子DCS/PCS TX、受信端子DCS RX１、DCS RX２及び受信端子PCS RX１、PCSRX２へ切り換える。第一の低域通過フィルタLPF１は、EGSM側のパワーアンプから入力される送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、EGSM送信信号を通過し、EGSM送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。同様に、第２の低域通過フィルタLPF２は、DCS及びPCS側からの送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、DCS及びPCS送信信号の２倍以上の周波数を十分に減衰するような特性のフィルタが用いられる。これにより、パワーアンプで発生され、アンテナANTから放射される高調波発生量を低減可能となる。SAWフィルタSAW１は、EGSM系受信周波数を通過帯域とする帯域通過フィルタであり、アンテナANTより受信した受信信号の不要な周波数帯域の信号を遮断する。SAWフィルタ SAW２、SAW３も同様に、それぞれDCS、PCS受信周波数を通過帯域とする帯域通過フィルタで、不要な周波数帯域の信号を遮断する。また、SAW１、SAW２、SAW３はいずれも不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであり、SAW１は、位相が１８０°異なる２つの信号をそれぞれ、受信端子EGSM RX１、EGSM RX２へと信号を出力する。SAW２、SAW３も同様であり、SAW２はDCS RX１、DCS RX２ へ、SAW３はPCS RX１、PCS RX２へと信号を出力する。

図２に本実施例の等価回路を示す。分波器DIPは伝送線路lf１〜lf３、コンデンサcf１〜cf４により構成される。伝送線路lf２及びコンデンサcf１は直列共振回路を形成し、DCS及びPCS周波数帯に共振周波数を持つよう設計することが望ましい。本実施例では共振周波数を１８００MHzに合わせた。また、伝送線路lf３、コンデンサcf３は直列共振回路を形成し、EGSM周波数帯に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では共振周波数を９００MHzに合わせた。この回路により、EGSM系の信号とDCS系、PCS系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路lf１はDCS系、PCS系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるよう、ある程度の長さに設定するのが好ましい。これにより、DCS系、PCS系の信号がEGSM系の回路へ伝送しにくくなる。一方、容量cf２、cf４はEGSM系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されているのが好ましい。これにより、EGSM系の信号がDCS系、PCS系の回路へ伝送しにくくなる。

第１のスイッチ回路SW１は、コンデンサcg１、cg５、cg６伝送線路lg２、lg３、PINダイオードDg１、Dg２、及び抵抗Rgにより構成される。伝送線路lg２、lg３はEGSM送信周波数帯においてλ/４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路lg２はEGSM送信周波数において、グランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルを用いても良い。この場合のインダクタンス値は１０〜１００nH程度が望ましい。抵抗Rgはコントロール端子Vc１に電圧が印加された状態でのPINダイオードDg１、Dg２に流れる電流を決定する。本実施例では１００〜２００Ωを使用した。コンデンサcg１、cg５、cg６はコントロール端子の直流カットのために必要である。コントロール端子Vc１に電圧が印加された状態では、PINダイオードDg２には接続ワイヤ等の寄生インダクタンスが存在する。そのため、これを打ち消すようにコンデンサcg５と直列共振させる。コンデンサcg５の容量値は適宜設定する。以上により、コントロール端子Vc１に電圧が印加された状態では、PINダイオードDg１、Dg２は共にON状態となり、PINダイオードDg２と伝送線路lg３の接続点がグランドレベルとなり、λ/４共振器である伝送線路lg３の反対側のインピーダンスが無限大となる。従って、コントロール端子Vc１に電圧が印加された状態では、分波器DIP〜EGSM受信端子EGSM RX１、EGSM RX２間の経路では信号は伝達せず、分波器DIP〜EGSM 送信端子EGSM 間の経路では信号が伝達し易くなる。一方、コントロール電圧Vc１に電圧が印加されていない時にはPINダイオードDg１もOFF状態となり、分波器DIP〜EGSM送信端子EGSM TX間の経路では信号が伝達せず、また、PINダイオードDg２もOFF状態であるので、分波器DIP〜EGSM受信端子EGSM RX１、EGSMRX２間の経路では信号が伝達し易くなる。以上の構成により、EGSM信号の送受信の切り換えが可能となる。

第２のスイッチ回路SW２は、コンデンサcd４、cp１〜cp３、伝送線路ld３、lp１、lp２、PINダイオードDd１、Dd２、Dp１、Dp２及び抵抗Rd、Rpにより構成される。伝送線路ld３、lp１、lp２はDCS〜PCSの信号の周波数においてλ/４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路ld２はDCS、PCS送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合のインダクタンス値は５〜６０nH程度が望ましい。抵抗Rdはコントロール端子Vc２に電圧が印加された状態でのPINダイオードDd１、Dd２に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２００Ωを使用した。抵抗Rpは、コントロール端子Vc３に電圧が印加された状態でのPINダイオードDp１、Dp２に流れる電流を決定する。本実施例では１００〜２０００Ωを使用した。コンデンサcd４、cp１、cp２はコントロール端子の直流カットのために必要である。また、コントロール端子Vc２に電圧が印加された時にはPINダイオードDd２には接続ワイヤ等の寄生インダクタンスが存在するため、コンデンサcd４と直列共振するようにコンデンサcd４の容量値を設定する。以上により、コントロール端子Vc２に電圧が印加された状態では、PINダイオードDd１、Dd２は共にON状態となり、PINダイオードDd２と伝送線路ld３の接続点がグランドレベルとなり、λ/４共振器である伝送線路ld３の反対側のインピーダンスが無限大となる。従って、コントロール端子Vc２に電圧が印加された状態では、分波器DIP〜DCS受信端子DCS RX１、DCS RX２及び、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２間の経路では信号が伝達せず、分波器DIP〜DCS、PCS送信端子DCS/PCS TX間の経路では信号が伝達し易くなる。一方、コントロール端子Vc２に電圧が印加されていない状態では、PINダイオードDd１はOFF状態となり、分波器DIP〜DCS、PCS送信端子DCS/PCS TX間では信号が伝達せず、また、PINダイオードDd２もOFF状態なので分波器DIP〜DCS受信端子DCS RX１、DCS RX２、及び、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２間の経路では信号が伝達し易くなる。

また、コントロール端子Vc３に電圧が印加されている時には、PINダイオードDp２には接続ワイヤ等の寄生インダクタンスが存在するため、コンデンサcp２と直列共振するようにコンデンサcp２の容量値を設定する。これによりコントロール端子Vc３に電圧が印加されている状態では、PINダイオードDp１、Dp２は共にON状態となり、PINダイオードDp２と伝送線路lp２の接続点がグランドレベルになり、λ/４共振器である伝送線路lp２の反対側のインピーダンスが無限大となる。従って、コントロール端子Vc３に電圧が印加された状態では、DCS受信端子DCS RX１、DCS RX２へは信号が伝達せず、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２へ信号が伝達し易くなる。逆に、コントロール端子Vc３に電圧が印加されていない状態では、PINダイオードDp１はOFF状態となり、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２へは信号が伝達せず、また、PINダイオードDp２もOFF状態であるのでDCS受信端子DCS RX１、DCS RX２へは信号が伝達し易くなる。以上の構成により、コントロール端子Vc２に電圧が印加されている状態ではDCS、PCS送信端子DCS/PCS TXへ、コントロール端子Vc２に電圧が印加されず、Vc３に電圧が印加された状態では、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２へ、コントロール端子Vc２、Vc３いずれも電圧が印加されていない状態では、DCS受信端子DCS RX１、DCS RX２への切り換えが可能となる。

第１の低域通過フィルタLPF１は、伝送線路lg１、コンデンサcg２〜cg４で構成されるπ型低域通過フィルタである。伝送線路lg１とコンデンサcg２は並列共振回路を構成し、その共振周波数はEGSM送信周波数の２倍、もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の２７００MHzに設定した。以上の構成により、パワーアンプから入力されるEGSM側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。図２において第１の低域通過フィルタLPF１は、第１の高周波スイッチSW１のPINダイオードDg１と、伝送線路lg２の間に配置しているが、これは分波器DIPと第１の高周波スイッチとの間に配置しても良いし、伝送線路lg２とEGSM送信端子EGSM TXとの間に配置しても良い。前記第１の低域通過フィルタLPF１のグランドに接続するコンデンサを伝送線路lg２と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路lg２の線路長をλ/４よりも短くすることが可能で、また、チョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。

第２の低域通過フィルタLPF２は、伝送線路ld１、コンデンサcd１〜cd３で構成されるπ型の低域通過フィルタである。ここで、伝送線路ld１とコンデンサcd１は並列共振回路を構成し、その共振周波数はDCS〜PCS送信周波数の２倍、もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３６００MHzに設定した。以上の構成により、パワーアンプから入力されるDCS、PCS側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。第２の低域通過フィルタLPF２も第１の低域通過フィルタLPF１と同様に、分波器DIPと第２の高周波スイッチSW２との間に配置しても良いし、伝送線路ld２とDCS、PCS送信端子DCS/PCS TXとの間に配置しても良い。図２の実施例では、第１、第２の低域通過フィルタLPF１、LPF２は、PINダイオードDg１と伝送線路lg２の間、及びPINダイオードDd１と伝送線路ld２との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。低域通過フィルタは送信信号が通過する分波器〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。

コンデンサcg６とEGSM受信端子 EGSM RX１、EGSM RX２の間にはSAWフィルタSAW１、インダクタls１、伝送線路ls２、ls３が接続されている。SAWフィルタSAW１は不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタで、SAW１の２つの平衡出力端子と、EGSM受信端子EGSM RX１、及びEGSM RX２との間にはそれぞれ伝送線路ls２、ls３が設けられている。EGSM受信周波数における位相バランスが１８０°程度である場合、伝送線路ls２、ls３は出来るだけ短く、しかも同じ長さが望ましいが、位相バランスが１８０°からずれる場合には伝送線路ls２、ls３のいずれか一方を他方よりも長くすることで位相バランスを１８０°付近へ調整することが可能である。本実施例ではls２、ls３の長さはほぼ同じで、０．５〜２．０mmで設定した。インダクタls１は、伝送線路ls２、ls３の一端とEGSM受信端子 EGSM RX１、EGSM RX２との間に設けられ、EGSM RX１、EGSM RX２間に並列接続される。インダクタls１により、EGSM受信端子から見たインピーダンスの整合を最適な状態に調整することが可能となる。インダクタls１は、チップインダクタ等の外部素子を用いることで、後から容易にインピーダンス整合の調整が可能となる。本実施例では１０〜１００nHを使用した。

PINダイオードDp２のアノード端子、伝送線路lp２、コンデンサcp３の接点とDCS受信端子DCS RX１、DCS RX２の間にはSAWフィルタSAW２、インダクタls４、伝送線路ls５、ls６が接続されている。SAWフィルタSAW２は不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタで、SAW２の２つの平衡出力端子と、DCS受信端子DCS RX１、及びDCS RX２との間にそれぞれ伝送線路ls５、ls６が設けられている。DCS受信周波数における位相バランスが１８０°程度である場合、伝送線路ls５、ls６は出来るだけ短く、しかも同じ長さが望ましいが、位相バランスが１８０°からずれる場合には伝送線路ls５、ls６のいずれか一方を他方よりも長くすることで位相バランスを１８０°付近へ調整することが可能である。本実施例では伝送線路ls６がls５に比べて長く、ls６を２．0〜１０．０mm、ls５を０．５〜１．０mmに設定している。インダクタls４は、伝送線路ls５、ls６の一端と、DCS受信端子 DCS RX１、DCS RX２の間に設けられ、DCS RX１、DCS RX２間に並列接続される。インダクタls４により、DCS受信端子から見たインピーダンスの整合を最適な状態に調整することが可能となる。インダクタls４は、チップインダクタ等の外部素子を用いることで、後から容易にインピーダンス整合の調整が可能となる。本実施例では４〜２０nHを使用した。

PINダイオードDp１のアノード端子、伝送線路lp１の接点とPCS受信端子PCS RX１、PCS RX２の間にはSAWフィルタSAW３、インダクタls７、伝送線路ls８、ls９が接続されている。SAWフィルタSAW３は不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタで、SAW３の２つの平衡出力端子と、PCS受信端子PCS RX１、及びPCS RX２との間にそれぞれ伝送線路ls８、ls９が設けられている。PCS受信周波数における位相バランスが１８０°程度である場合、伝送線路ls８、ls９は出来るだけ短く、しかも同じ長さが望ましいが、位相バランスが１８０°からずれる場合には伝送線路ls８、ls９のいずれか一方を他方よりも長くすることで位相バランスを１８０°付近へ調整することが可能である。本実施例ではls８、ls９の長さはほぼ同じで、０．５〜２．０mmで設定した。インダクタls７は、伝送線路ls８、ls９の一端と、PCS受信端子PCS RX１、PCS RX２との間に設けられ、PCS RX１、PCS RX２間に並列接続される。インダクタls７により、PCS受信端子から見たインピーダンスの整合を最適な状態に調整することが可能となる。インダクタls７は、チップインダクタ等の外部素子を用いることで、後から容易にインピーダンス整合の調整が可能となる。本実施例では４〜２０nHを使用した。

本発明における分波器、スイッチ回路、低域通過フィルタ等を構成する伝送線路、及びコンデンサの一部を誘電体積層基板に内蔵し、スイッチ回路の一部を構成するPINダイオード、抵抗、コンデンサ、インダクタ等のチップ部品を誘電体積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンド型高周波スイッチモジュールを得ることができる。

図３は、図２の等価回路で示される高周波スイッチモジュールの誘電体積層基板を構成するグリーンシート、及び電極パターンを示す図である。グリーンシート１〜１５は上から順番に積層されている。グリーンシート１６はグリーンシート１５の裏面である。グリーンシート１には、PINダイオード、チップ抵抗、チップインダクタ、及びチップコンデンサを搭載するためのランド電極１７、及びメタルシールド（金属ケース）を搭載するためのランド電極１８が印刷されている。また、異なるグリーンシートに形成された電極パターン同士を接続するビアホール電極１９（図中黒丸で表示）を形成している。
グリーンシート１６にはグランド端子９９、１００、アンテナ端子１０１、EGSM送信端子１０２、DCS/PCS送信端子１０３、EGSM受信端子１０４、１０５、DCS受信端子１０６、１０７、PCS受信端子１０８、１０９、及び電源端子１１０〜１１２が形成されている。
グリーンシート６〜１１には、主に伝送線路となるライン電極パターンが印刷されており、グリーンシート３、４、５、１２、１３、１４には主にコンデンサを形成する、コンデンサ用の電極パターンが印刷されている。また、グリーンシート５、１２、１３、１５にはグランド電極２０〜２３が印刷されている。

以下では、図２の等価回路との対応を説明する。図３において、２４〜３３は、分波器DIPを構成する伝送線路で、２４〜２９でlf１、３０〜３３でlf２、３４〜３８でlf３を形成している。７２〜７９は、分波器DIPを構成するコンデンサ用の電極パターンに対応し、７２でcf１、７３〜７５でcf２、７６でcf３、７７〜７９でcf４を形成している。３９〜４７は、スイッチ回路SW１を構成する伝送線路で、３９〜４４でlg２、４５〜４７でlg３を形成する。８２は、スイッチ回路SW１のコンデンサ電極cg５を形成する。５３〜６８はスイッチ回路SW２を構成する伝送線路で、５３〜５８でld２、５９〜６１でld３、６２〜６５でlp１、６６〜６８でlp２を形成している。８６〜８８はスイッチ回路SW２のコンデンサ用電極パターンに対応し、８６と２２、２３でcd４、８７と２２、２３でcp１、８８と２０でcp２を形成している。４８〜５２は第一の低域通過フィルタLPF１を構成する伝送線路lg１を形成する。８０、８１は第一の低域通過フィルタLPF１のコンデンサ用電極パターンに対応し、８０、８１でcg２を、８０、２１でcg３を、８１、２３でcg４を形成している。４８〜５２は、第２の低域通過フィルタLPF２の伝送線路ld１を形成している。８３〜８５は第２の低域通過フィルタLPF２のコンデンサ用電極パターンに対応し、８３、８５でcd１を、８４、２０でcd２を、８５、２３でcd３を形成する。
８９、９０はSAWフィルタSAW１とEGSM受信端子との間の伝送線路に対応し、８９はls３を、９０はls２を形成する。９１〜９６はSAWフィルタSAW２とDCS受信端子との間の伝送線路に対応し、９１はls５、９２〜９６はls６を形成している。９７、９８はSAWフィルタSAW３とPCS受信端子との間の伝送線路に対応し、９８はls８、９７はls９を形成している。また、スルーホール電極１９は、各グリーンシート間の電気的な接続を行う。

伝送線路を形成する電極パターン９２〜９６がグランド電極と重複する場合、電極パターン９２〜９６はそれぞれ異なるグリーンシート上に形成されており、グランド電極との層間隔が異なり特性インピーダンスがそれぞれ変化する。しかも、電極パターン９２〜９６とグランド電極との間隔は０．２〜０．４mmときわめて狭いのでインピーダンス変化が大きい。このため受信信号の周波数に対する伝送線路のインピーダンスの変化も大きくなり、受信周波数帯域内での位相バランスの平坦性が損なわれる。
図４は、グリーンシート７上に印刷された電極パターン９４とグリーンシート１５上に印刷されたグランド電極２３の位置関係を示す図である。図は誘電体積層基板を搭載面の上から透過的に見たもので、グリーンシート１５上にグリーンシート７の電極パターン９４を描いている。このように、電極パターン９４とグランド電極２３は重複しない位置に配置されている。図示しないが、同様にして、ls６を形成する他の電極パターン９２、９３、９５、９６はグランド電極２０〜２３と重複しないよう配置されている。これにより、伝送線路のグランド電極との干渉による特性インピーダンスの低下を無くし、安定した受信信号の位相バランス特性を得ることが可能となる。このときls５を形成する電極パターン９１の一部はグランド電極２３と重複する位置に配置されているが、ls５はls６に比較すると長さが短くインピーダンス低下による位相バランス特性の安定性に対する影響は少ないので、位相バランスの安定性を損ねることは無い。本実施例では他の伝送線路ls２、ls３、ls８、ls９を形成する電極パターン８９、９０、９７、９８の一部もグランド電極２３と重複しているがいずれも長さが２．０mm以下と短いので受信信号の位相バランス特性を損ねることはない、なお、各伝送線路とグランド電極との重複面積は、伝送線路を形成する電極パターンの面積の５０%以下が望ましい。

本実施例で使用したグリーンシートは、９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材料を用いており、伝送線路、コンデンサを形成し易いように、シート厚みが４０〜２００μmのものを使用した。このセラミックグリーンシート１〜１２を積層・圧着した後、９５０℃で焼成することにより、高周波スイッチモジュールの積層体が得られる。さらに図５に示すように、積層体１１３上面にダイオード１１４、チップ抵抗１１５、チップインダクタ１１６、チップコンデンサ１１７、及びSAWフィルタ１１８を実装することにより、図２の等価回路で示される高周波スイッチモジュールが得られる。

上記構成による高周波スイッチモジュールの、DCS受信周波数における位相バランス、振幅バランスの評価結果を図６、図７に示す。図６に示すように、本実施例における位相バランス特性（図６の太線）は、位相バランス調整前の特性（図６の細線）の波形をほとんど変えることなく、位相バランスのレベルを１８０°近くに調整することが出来た。一方で、伝送線路ls５、ls６の長さが本実施例と同じであるが、グランド電極と重複している場合の位相バランス特性（図６の点線）は、位相バランス調整前の特性の波形を維持しないことが分かった。また、図７に示すように、位相バランス調整前の振幅バランス特性（図７の細線）と本実施例における振幅バランス特性（図７の太線）は、DCS受信周波数において、ほぼ同様であるが、伝送線路ls５、ls６の長さが本実施例と同じであるが、グランド電極と重複している場合の振幅バランス特性（図７の点線）は大きく異なり、振幅バランスの平坦度が著しく失われていることが分かった。
図８は、本実施例と、位相バランス調整前、及び、本実施例とは逆に伝送線路ls５をls６よりも長くした場合の位相バランス特性を示す。図８に示すように、伝送線路ls５をls６よりも長くした場合の位相バランス特性（図８の点線）は位相バランス調整前の特性に比べて、位相バランスのレベルが全体的に低くシフトすることが分かる。つまり、位相バランスのレベルを低い方へ調整する場合、ls５をls６よりも長くすることが有効であることが分かった。
以上の結果から、本実施例の構成によれば振幅バランス、位相バランス特性の平坦性を失うことなく、位相バランスのレベルの調整が可能であることが分かる。また、伝送線路ls５、ls６の長さ、あるいは太さの大小関係を適宜変えることで、位相バランスのレベルを所望の方向へ調整することが可能であることが分かる。

本実施例では、DCS受信信号における位相バランスのレベルの調整を行ったが、EGSM、PCS等の他の受信信号についても位相バランスのレベルの調整が可能であることは明らかである。

本発明は、上述の実施例に限定されるものではない。上述の実施例では、EGSM、DCS、PCS 対応のトリプルバンド型高周波スイッチモジュールとしたが、デュアルバンド型、４バンド型の高周波スイッチモジュールとしても構わない。また、上述の高周波スイッチモジュールに限らず、誘電体積層基板と不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタを一体形成する他の電子部品に関しても本発明は有効である。

本発明の高周波スイッチモジュールは、携帯電話等の移動体通信端末機器に利用できる。

本発明に係る高周波スイッチモジュールの回路ブロック図を示す図である。 本発明に係る高周波スイッチモジュールの等価回路図を示す図である。 図２の等価回路で示される高周波スイッチモジュールの積層体を構成するグリーンシートの電極パターンを示す図である。 図３のグリーンシートの電極パターンにおける、グランド電極と、DCS SAW フィルタと、DCS受信端子の間に接続される伝送線路の位置関係を示す図である。 図２の等価回路図で示される高周波スイッチモジュールの斜視図である。 本実施例の高周波スイッチモジュールの位相バランス特性を示す図である。 本実施例の高周波スイッチモジュールの振幅バランス特性を示す図である。 本実施例の高周波スイッチモジュールの位相バランス特性を示す図である。 デュアルバンド携帯機のRF回路ブロックを示す図である。

符号の説明

Dip：ダイプレクサ（分波器）
SW：スイッチ回路
LPF：ローパスフィルタ回路
SAW：SAWフィルタ
SL：伝送線路
Ｃｇ、Ｃｄ、Ｃｐ：コンデンサ
Ｄｇ、Ｄｄ、Ｄｐ：ダイオード

Claims (5)

1. スイッチング素子、コンデンサ、インダクタ、及び少なくとも一つ以上のSAWフィルタを誘電体基板にて一体に形成した高周波スイッチモジュールにおいて、前記SAWフィルタの少なくとも一つは不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された２つの受信端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たときに互いに重複しないように配置したことを特徴とする高周波スイッチモジュール。
2. アンテナを共用し、通過帯域が異なる複数の送受信系の送信回路又は受信回路と前記アンテナとの接続を適宜切り換える高周波スイッチモジュールであって、
   前記複数の送受信系の信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、
   前記分波回路の低域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第１のスイッチ回路と、
   前記分波回路の高域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第２のスイッチ回路と、
   前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路の送信経路に設けたローパスフィルタと、
   前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路から受信回路に繋がる各受信経路にSAWフィルタを有し、
   前記分波回路とローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はダイオードと伝送線路を主構成とし、前記分波回路とローパスフィルタのＬＣ回路、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層基板内に、前記電極パターンにより構成し、
   前記SAWフィルタとダイオード及びＬＣ回路の一部を構成するチップ素子は、前記誘電体基板上に搭載したアンテナスイッチモジュールにおいて、
   前記SAWフィルタの少なくとも一つは、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された受信回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たとき互いに重複しないように配置したことを特徴とする高周波スイッチモジュール。
3. アンテナを共用し、通過帯域が異なる複数の送受信系の送信回路又は受信回路と前記アンテナとの接続を適宜切り換える高周波スイッチモジュールであって、
   前記複数の送受信系の信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、
   前記分波回路の低域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第１のスイッチ回路と、
   前記分波回路の高域通過フィルタに接続され、送信経路と受信経路を切り換える第２のスイッチ回路と、
   前記第2のスイッチ回路に接続され、複数の送受信系の受信回路のうち、2つの受信経路を切り換える第3のスイッチ回路と、
   前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路の送信経路に設けたローパスフィルタと、
   前記第１のスイッチ回路と第３のスイッチ回路から受信回路に繋がる各受信経路にSAWフィルタを有し、
   前記分波回路とローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はダイオードと伝送線路を主構成とし、前記分波回路とローパスフィルタのＬＣ回路、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層基板内に、前記電極パターンにより構成し、
   前記SAWフィルタとダイオード及びＬＣ回路の一部を構成するチップ素子は、前記誘電体基板上に搭載したアンテナスイッチモジュールにおいて、
   前記SAWフィルタの少なくとも一つは、不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタであって、前記不平衡入力・平衡出力型SAWフィルタの２つの平衡出力側端子と前記誘電体基板に形成された受信回路の２つの出力端子との間にそれぞれ接続される２つの伝送線路のうち少なくとも一方の伝送線路と、前記誘電体基板内に形成されるグランド電極とが、前記誘電体基板を積層方向に見たとき互いに重複しないように配置したことを特徴とする高周波スイッチモジュール。
4. 前記２つの伝送線路の長さが異なることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の高周波スイッチモジュール。
5. 請求項１〜４記載の高周波スイッチモジュールを用いたことを特徴とする通信装置。

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