JP2005160106A - 通信システムにおいて情報を符号化および復号化するための非組織的反復累積符号 - Google Patents

Abstract

【課題】通信システムにおいて非組織的反復累積符号を使用することを対象とする。
【解決手段】通信システムの変調および符号化方式では、非組織的反復累積符号の使用に基づいて、伝送用のチャネル情報を符号化し、検出および復号化の組合せ配置を採用して符号化チャネル情報を復号化する。非組織的反復累積符号は、送信器側の符号器により生成され、受信器側の検出器／復号器複合配置により復号化されることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信システムで非組織的反復累積（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）符号を使用することに関する。

送信器側に複数のアンテナ、および受信器側に複数のアンテナを使用する無線通信システム、いわゆる、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムは、単一アンテナ・システム、つまり、送信器側に単一アンテナ、受信器側に単一アンテナを備えるシステムと比べると容量が劇的に改善することができる。一般的なＭＩＭＯ無線通信システムでは、送信すべきデータ・ストリームは、よく知られている手法を使用して処理され、空間・時間符号化信号が形成され、複数の異なる送信アンテナで送信される。
送信アンテナから放射される信号は、送信された信号のそれぞれの重ね合わせとして受信アンテナに届く。送信された信号は互いに干渉しあうが、受信された信号は受信器内で処理され、それらの重ね合わせされた信号の分離および復号化が行われる。受信器では、通常、ＭＩＭＯ検出器およびチャネル復号器を複数回繰り返し使用して、復号化された信号のビット誤りの個数を減らそうとする。

データ・ストリームの信号を符号化し空間・時間符号化信号を形成するために使用されるチャネル符号化機能は、受信器側での誤り訂正に使用される。つまり、受信器側のチャネル復号器は、雑音および／または干渉のせいで、誤りが生じた受信器に届いたビットを正常なビットに戻すことができる。従来、ターボ符号などの強いチャネル符号が使用されてきた。しかし、研究の結果、チャネル符号の強さを増しても、送信器のアンテナの数が受信器のアンテナの数よりも多い場合、受信器で復号化された信号の誤りが減ることに必ずしもつながるわけではないことが証明された。

２００２年６月２６日に出願された「ＭＩＭＯ ＳＹＳＴＥＭＳ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＣＨＡＮＮＥＬ ＤＥＣＯＤＥＲ ＭＡＴＣＨＥＤ ＴＯ Ａ ＭＩＭＯ ＤＥＴＥＣＴＯＲ」という表題の同一出願人による米国同時係属特許出願第１０／１８０７２７号では、特に送信アンテナの数が受信アンテナの数よりも多い場合に、受信器にＭＩＭＯ検出器が備えられている通信システムで低密度パリティ検査符号（ＬＤＰＣ）をチャネル符号として使用する方法を説明している。ＬＤＰＣ符号を調整して復号特性を変化させることができるため、ＭＩＭＯ検出器の伝達特性曲線に一致する伝達特性曲線を持つ受信器のＬＤＰＣ符号復号器を設計できる。

伝達特性曲線は、デバイスの入力側のソフト値ビット（ｓｏｆｔ ｖａｌｕｅ ｂｉｔｓ）の相互情報内容の関数として決定されるデバイス（チャネル復号器など）の出力側のソフト値ビット（このビットの値は、ビットが１であるか０であるかとともにこれが知られている確かさを示す情報を伝達する）の外部相互情報内容を示す曲線として定義することができる。伝達特性曲線は、当分野で知られているように、外部情報伝達（ＥＸＩＴ）チャート、ビット誤り率（ＢＥＲ）チャート、または信号対雑音比（ＳＮＲ）チャートで示すことができる。

反復累積（ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ、ＲＡ）符号は、近年、並列連接（ＰＣまたはターボ）およびＬＤＰＣ符号の競合代替手段として考案された。ＲＡ符号は、可変速（可変レート）反復符号器、インタリーバ、可変速モジュロ２（ｍｏｄｕｌｏ−２）加算器（単一パリティ検査（ｓｉｎｇｌｅ ｐａｒｉｔｙ ｃｈｅｃｋ）符号器）、および累算器（ａｃｃｕｍｕｌａｔｏｒ）の順で、４種類のオペレーションを使用することにより符号化される。一般的な構造については、Ｈ．Ｊｉｎ等による「Ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ ｃｏｄｅｓ」ｉｎ Ｐｒｏｃ．２^ｎｄ Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｏｎ Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ、Ｂｒｅｓｔ、Ｆｒａｎｃｅ、２０００という表題の論文で説明されている。多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムに関して、ＬＤＰＣおよびＲＡの符号は両方とも、システムの最大容量に近いところで動作することが可能である。イレギュラー（ｉｒｒｅｇｕｌａｒ） ＲＡ符号の一種に、非組織的（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）反復累積（ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）（ＲＡ）符号と呼ばれるものがある。非組織的 ＲＡ符号は、多数のチャネルの最大容量近くで動作が可能な反復復号化可能チャネル符号（ｉｔｅｒａｔｉｖｅｌｙ ｄｅｃｏｄａｂｌｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｅｓ）の開発中のファミリである。
米国特許出願第１０／１８０７２７号 Ｈ．Ｊｉｎ，ｅｔ ａｌ．、「Ｉｒｒｅｇｕｌａｒ ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ ｃｏｄｅｓ」ｉｎ Ｐｒｏｃ．２ｎｄ Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｏｎ Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ、Ｂｒｅｓｔ、Ｆｒａｎｃｅ、２０００ Ｂａｈｌ ｅｔ ａｌ．「Ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ ｓｙｍｂｏｌ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ、第２０巻、２８４〜２８７頁、１９７４年３月 ２００２年６月にＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．に提出されたＳ．ｔｅｎ Ｂｒｉｎｋ ｅｔ ａｌ．の論文「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｌｏｗ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」 Ｓ．Ｙ．Ｃｈｕｎｇの学位論文「Ｏｎ ｔｈｅ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｓｏｍｅ ｃａｐａｃｉｔｙ−ａｐｐｒｏａｃｈｉｎｇ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅｓ」Ｐｈ．Ｄ．Ｔｈｅｓｉｓ、Ｍ．Ｉ．Ｔ．、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ、ＭＡ、２０００年９月

本発明は、通信システムにおいて非組織的ＲＡ符号を使用することを対象とする。

本発明の一実施例は、通信システムにおいてデータを伝送する方法を対象とする。
この方法では、データ・ストリームのビットは、非組織的反復累積符号により符号化され、伝送用の信号にマッピングされる。他の実施例は、通信システムにおいてデータを復号化する方法を対象とする。非組織的反復累積符号で符号化されたデータ・ストリームの１つまたは複数の伝送信号が検出され、検出出力が得られる。検出出力は、復号化されてビットの復号化ストリームが取り出され、データ・ストリームが再構成される。

他の実施例は、通信システム内の受信器の検出器／復号器の組合せ配置を対象とする。この配置は、１つまたは複数のチャネル上で受信されたチャネル情報からビット検出を実行し検出器出力を供給する検出器を含むことができる。第１のノード復号器は、検出器出力から外部値を決定し、次のビット検出反復のため検出器はそれをアプリオリな知識として使用することができる。第１のノード復号器は、さらに、第２のノード復号器に入力される検出器出力に基づいて信頼度値を出力する。第２のノード復号器は、受信された信頼度値から修正された信頼度値を決定する。検出器と第１のノード復号器からの組合せ出力は、第１の伝達特性曲線で表される。第２のノード復号器からの出力は、第１の伝達特性曲線と実質的に一致するように適合された第２の伝達特性曲線により表され、可能な最高のデータ転送速度、小さなビット誤り率で、受信されたチャネル情報の復号化を促進する。

本発明は、以下で述べる詳細な説明と付属の図面からより完全に理解され、類似の要素は類似の参照番号とプライムで表され、複数プライム表記は他の実施形態における類似の要素を示し、これらは説明のためのみ取りあげられており、本発明の実施例を制限するものではない。

本発明のいくつかの実施例は、送信器側の符号器により生成され、受信器側の検出器／復号器複合配置により復号化される非組織的反復累積符号（検査−双正則、非組織的（ｃｈｅｃｋ−ｂｉｒｅｇｕｌａｒ、ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ（ＢＮＲＡ）とも呼ばれる）を採用する変調および符号化方式を対象とする。送信器および受信器は、例えば、ＭＩＭＯ通信システムの一部とすることができるが、後述する実施例は、ＤＳＬ通信およびケーブル・システムなどの、複数のチャネル入力および複数のチャネル出力を採用する任意の通信システムに適用可能な場合もある。

一実施例では、検出器／復号器複合配置はＢＮＲＡ符号化信号の検出および復号化に内側検出ループを使用する。他の実施例では、検出器／復号器複合配置はＢＮＲＡ符号化信号の検出および復号化に格子状検出器または「ＭＩＭＯ格子状検出」を使用する。これらの実施例のそれぞれにおいて、複合配置の復号器および検出器の伝達特性曲線を実質的に一致させること（「曲線当てはめ」）により最大容量に迫るパフォーマンスを発揮することが可能である。ＢＮＲＡ符号およびＭＩＭＯ格子状検出を採用する変調および符号化方式により、複雑度を低減し、符号パラメータの不整合に対するロバスト性を高めることができ。

ＢＮＲＡ符号は、後で詳しく説明するように、外部情報伝達（ＥＸＩＴ）チャート上で曲線当てはめ手順を使用することによりスカラー・チャネルとベクトル・チャネルの両方に対し設計することができる。ベクトル・チャネル（多入力、多出力、またはＭＩＭＯ）符号設計は、２つの復調器構造、つまり、上述の内側検出ループおよび格子状検出器について評価される。変調および検出を注目しているので、これらの実施例では、１クラスの符号、つまり、非組織的反復累積符号（つまり、ＢＮＲＡ符号）を使用する。他の符号ファミリに対し類似の設計を行うことも可能である。

非組織的反復累積符号
ＲＡ符号は、ＬＤＰＣ、並列連接（ＰＣまたはターボ）符号、および直列連接（ＳＣ）符号とまったく同様に、多数のチャネルの最大容量近くで動作することが可能である。イレギュラーＲＡ符号には２つのクラス、組織的（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）および非組織的（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ符号がある。両クラスとも、送信器の符号器（または受信器の復号器）は、それぞれの検査ノードがインタリーバから入力としてちょうどｄ_ｃ個のエッジを取る検査ノードのレイヤを持つという意味で「検査正則（ｃｈｅｃｋ−ｒｅｇｕｌａｒ）」である。検査ノードの機能は、入力エッジにより表されるｄ_ｃビットのモジュロ２加算（ＸＯＲ）を実行することである。検査ノード次数ｄ_ｃなどの次数は、したがって、入力として検査ノードが抽出したビットの数を参照するパラメータと考えることができる。反復検査正則非組織的（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ，ｃｈｅｃｋ−ｒｅｇｕｌａｒ，ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ復号器は、最大容量に迫るために次数ｄ_ｃ＞１である必要があり、けれども、そのようなケースについて収束を開始することすらしない。「収束」という用語は、反復復号器が反復する毎にビット誤り数を連続して減らし、最終的に、ビット誤りが残らないようにできることを意味すると理解できる。

この問題は、検査ノード・レイヤを「双正則」にすることで解決することができ、ノードを次数１または次数ｄ_ｃを持つ。より一般的に、検査ノード次数の非０部分は１でなければならない。これにより反復復号化を正常に開始できるので、検査双正則非組織的（ｃｈｅｃｋ−ｂｉｒｅｇｕｌａｒ，ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ（ＢＮＲＡ）符号は、本発明のいくつかの実施例により使用されている。これ以降、わかりやすくするために、ＢＮＲＡ符号は、非組織的反復累積（ＲＡ）符号と呼ぶ。

ＭＩＭＯチャネル・モデル
Ｍ本の送信アンテナとＮ本の受信アンテナがあると仮定する。それぞれの送信器シンボルは、ＭＸ１ベクトルｓ＝［ｓ_１，．．．，ｓ_Ｍ］^Ｔであり、そのエントリはコンスタレーション集合（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｓｅｔ）内で複素数値をとる。サイズ２^Ｍｃのコンスタレーションを考え、各シンボルはＭ・Ｍ_ｃ符号化ビットを伝搬するとする。例えば、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）では、Ｍ_ｃ＝２である。１送信シンボル当たりの平均エネルギーはＥｓに制限され、Ｅ［‖ｓｍ‖^２］＝Ｅｓ／Ｍであると仮定される。

受信器からは、Ｎ×１個のベクトルｙ＝Ｈｓ＋ｎが見えるが、ＨはＮ×Ｍチャネル行列であり、ｎはＮ×１雑音ベクトルである。ｎのエントリは独立、複素、０平均、ガウス・ランダム変数とすることができ、実成分毎に分散σ^２＝Ｎ_ｏ／２である。したがって、正規化された信号対雑音比（Ｅ_ｂ／Ｎ_０、単位ｄＢ）は以下の式で定義できる。

式（１）の中のＲは符号化率である。Ｈは、受信器でのみ認識されるものと仮定し、レイリー・フェージング・チャネルは、Ｈのエントリが単位分散を持つ独立、複素、０平均、ガウス・ランダム変数であるように考慮される。区分的一定（ｐiｅｃｅｗｉｓｅ ｃｏｎｓｔａｎｔ）チャネルについては、行列Ｈは長い時間間隔にわたって変化がないが、エルゴード・チャネルＨはシンボルｓ毎に変化する。簡単のため、容量Ｃが式（２）により定義されているエルゴード・モデルのみを考察する。

式（２）において、Ｉは単位行列であり、Ｈ^†はＨの複素共役転置を表している。上記の式に関してグレーマップ（Ｇｒａｙ ｍａｐｐｅｄ）ＱＰＳＫ変調が考察されているが、最大容量はガウス分散シンボルｓを使用することにより達成できる。

図１は、本発明の一実施例によるＭＩＭＯ通信システムの送信器用の符号器配置および受信器用の検出器／復号器組合せ配置を例示する図である。図１は、例えばＭＩＭＯ通信システムなどの通信システム内の送信器１００の一部と受信器１５０の一部を例示している。送信器１００は、基地局の送信器を表し、受信器１５０は移動局の受信器を表すことができるが、通常、移動局および基地局は両方とも送信器および受信器を備えるものと理解される。

非組織的反復累積符号による符号化
一般に、通信システム内の送信器から伝送されるデータ（プリミティブ・データ・ストリームなど）は、よく知られている手法（図に示されていない）により複数のデータ・ストリームに分割することができる。図１では、バイナリ・ソースは、伝送すべき所定のデータ・ストリームのビットのソースを表すことができる。このビットは、符号器配置（点線の箱１１０で示されている）により非組織的反復累積符号で符号化され、その後ｎｏｎ−ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ−ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ符号ビットは、知られているようにＱＡＭマッパ１２０の信号にマッピングされ、複数のＭ個の送信アンテナ１３０上に多重化され、空間−時刻符号化信号を出力するように複数のＭ個の送信アンテナ１３０上で伝送する。空間時間符号化信号はそれぞれ、Ｍ本の送信アンテナ１３０のうちの異なる１つで伝送することができる。

符号器配置１１０は、ｋ個の反復符号、インタリーバ、ｎ個の単一パリティ検査符号、および差動符号器または累算器の４つの主要パーツで構成される。反復符号は、可変ノード符号器１１１内の可変ノードとして、またエッジ・インタリーバ１１２としてインタリーバとして表すことができる。単一パリティ検査符号は、検査ノード符号器１１３内の検査ノード・レイヤの検索ノードとして表すことができる。累算器は、差動符号器１１４内の検査ノードの連鎖として表すことができる。

非組織的反復累積符号によるデータ・ストリームのビットの符号化は、図１を参照しながら説明することができる。バイナリ・ソース１０２から受信されたビットは、可変ノード符号器１１１で可変速のｋ個の反復符号で符号化され、第１の符号化されたビットが得られる。つまり、所定の数のビットについて、反復符号による符号化で反復ビットが形成される（つまり、例えば１００ビット入力、２００ビット出力）。第１の符号化されたビットはエッジ・インタリーバ１１２で交互配置処理を受け、これにより第１の符号化されたビットの順列置換が行われ、ビット順序が変更される（並べ替え）。並べ替えられた第１の符号化ビットは、検査ノード復号器１１３の双正則検査ノード・レイヤ内でパリティ検査符号（第２の符号化）により符号化され、第２の符号化されたビットが得られる。上述のように、検査ノード・レイヤは、検査ノードが次数１またはｄ_ｃを持つという点で双正則である（例えば、検査ノード符号器１１３内の各検査ノードは、エッジ・インタリーバ１１２から入力として１つのエッジまたはｄ_ｃ個のエッジを受け取る）。より一般的に、検査ノードの非０部分は次数１でなければならない。次に、第２の符号化されたビットは、差動符号器１１４で累算され、非組織的反復累積符号ビットが得られる。

非組織的反復累積符号化ビットは、ＱＡＭマッパ１２０でのマッピング前に、チャネル・インタリーバ１１５でチャネル・インタリービング処理を受ける。この実施例では、チャネル・インタリービング処理は、ＭＩＭＯシステム内の受信器で受信したときに伝送された信号の復号化を行いやすくするために必要である。非組織的反復累積符号化ビットのチャネル・インタリービングは、受信器側１５０の累算器復号器のオペレーションを補助するためにローカルの依存関係を断ち切るのに役立つ。

ＱＡＭマッパ１２０は、非組織的（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ビットを、Ｍ本の送信アンテナ１３０に複数の空間−時間符号信号として多重化することができる信号にマッピングする。上述のＭＩＭＯモデルに関して、それぞれの送信器シンボルは、ＭＸ１ベクトルｓであり、そのエントリはコンスタレーション集合内で複素数値をとる。

内側検出ループと組み合わせた検出器復号器配置
受信器１５０は、検出器／復号器複合配置を備える。複数のＮ本の受信アンテナ１５５では、Ｎ×１個のベクトルｙ＝Ｈｓ＋ｎが見えるが、ＨはＮ×Ｍチャネル行列であり、ｎは加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）ベクトルなどのＮ×１雑音ベクトルである。

図１の受信器１５０の検出器／復号器組合せ配置を含むコンポーネントは、送信器の符号器配置のコンポーネントのほぼ鏡像である。一般に、アンテナ１５５で（ベクトルｙとして）受信されたデータ・ストリームの信号を復号化するには、データ・ストリームが非組織的反復累積符号で符号化されたビットからなる場合に、受信信号を検出して検出出力を得、検出出力は復号化され、ビットの復号化ストリームが取り出され、データ・ストリームが再構成される。

図２は、受信器１５０の検出器／復号器組合せ配置を示しており、この配置は点線のボックス１５１および１５２内のコンポーネントで表される。動作時には、例えば、ＭＩＭＯ検出器１５７は、受信アンテナ１５５で受信された信号を、一度に１ベクトル・シンボルずつ処理し、信号をデジタル方式で復調することができる、つまりシンボル空間からソフト値ビットにマッピングする。ソフト・ビット毎に、ＭＩＭＯ検出器１５７はチャンネル信頼値（またはＬ値）を計算する。チャネル出力をｙ（ｙはスカラー（非ＭＩＭＯ検出器の場合））またはベクトル（ＭＩＭＯ検出器の場合）と仮定する。すると、ビットｂに関するＬ値は式（３）で表すことができる。
Ｌ＝ｌｏｇ［Ｐｒ（ｙ｜ｂ＝０）／Ｐｒ（ｙ｜ｂ＝１）］ （３）

復号器１５７のｎチャネル信頼値出力（Ｌ値）は、受信器１５０の受信アンテナ１５５によって受信された信号のうちの少なくとも１つの非組織的反復累積符号化ビットの１つを表すことができる。

以下に示すように、図１の検出器または復号器のそれぞれ（ＭＩＭＯ検出器１５７、累算器検出器（ＡＣＣ）１５８ａ／１５８ｂ、検査ノード復号器（ＣＮＤ）１６３ａ／１６３ｂ、および可変ノード復号器（ＶＮＤ）１７０）は、２つの入力（１つはフィードバック入力）を受け取り、ＡＰＰ計算を実行し、Ｌ値を単一出力として決定する。ＶＮＤ １７０は、０値フィードバックを受け取り、したがって１つの入力しか示されていない。

検出器／復号器組合せ配置は内側検出ループ、つまり、ＭＩＭＯ検出器１５７と累算器復号器（ＡＣＣ）１５８ｂとの間の反復を含むことが例示されている。このループの目的は、次の検出反復のためＭＩＭＯ検出器１５７により必要とされるアプリオリな知識を適切に注入することである。ＭＩＭＯ検出器１５７は、ｓについてすべての２ＭＭ_ｃ個の可能な仮説を考察することにより事後確率（ＡＰＰ）ビット検出を実行する。検出器１５７のソフト・ビット出力（これらはｎチャネル信頼値であり、Ｌ値とも呼ばれる）は、さらに累算器復号器（ＡＣＣ）１５８ａおよび１５８ｂに転送される。ＡＣＣ １５８ｂではｎチャネル信頼値から外部値を計算し、検出器１５７は次の検出反復でアプリオリな知識としてこれを使用する。累算器ＡＣＣ １５８ａが検出器出力を復号化し、Ｌ値を生成してＣＮＤ １６３ａに転送する前に、検出器１５７／ＡＣＣ１５８ｂ間の数回の検出反復を実行できる。

例えば、内側累算器復号器（ＡＣＣ）１５８ａは、ｎ個のチャネル信頼値（デインタリーバ１５６でデインタリーブ処理されている）を受け取り、メモリ上でＡＣＣ１５８ａの格子１つずつ事後確率（ＡＰＰ）ビット復号化（第１の復号化）を実行する。ＡＣＣ １５８ａは、ＭＩＭＯ信号（ｙ）からの値と検査ノード復号器（ｃｈｅｃｋ ｎｏｄｅ ｄｅｃｏｄｅｒ、ＣＮＤ）１６３ｂからの値の２種類のソフト・ビット値（Ｌ値）を受け取る。したがって、ＡＰＰ復号化処理は、ＡＣＣ １５８ａで実行され、各ビットの対数尤度比（Ｌ値）が計算される。

ＡＣＣ １５８ａのＬ値出力（第１のＬ値集合）は、部分的に復号化されたビットを表す。部分的に復号化されたビットは、反復符号とパリティ検査符号で符号化されたビットからのものであり、符号器配置１１０のＡＣＣ １１４で累算され、受信信号の非組織的反復累積符号化ビットを形成する。つまり、ＡＣＣ １５８ａで１レベル分の符号化が「剥ぎ取られる」ということである。

その結果得られる出力Ｌ値は、ｎ個の検査ノードを含む内側検査ノード復号器（ＣＮＤ）１６３ａ（第１のノード復号器）に転送される（双正則（ｂｉｒｅｇｕｌａｒ）検査ノード・レイヤ）。内側ＣＮＤ １６３ａでは、ＡＣＣ １５８ａから受信されたＬ値およびフィードバック（インタリーバ１６７から受け取ったＬ値）に対し第２の復号化を実行して、デインタリーバ１６５でデインタリーブ処理をした後、ｋ個の可変ノードを含む外側可変ノード復号器（ＶＮＤ）１７０（第２のノード復号器）に転送されるＬ値を生成する。第２の復号化から生成されたＬ値のこの「第２の集合」は、複数の部分的復号化ビットを表すことができる。これらの部分的復号化ビットは、反復符号で符号化されたビットであるが、それは、受信器１５０で受信した非組織的（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）符号およびパリティ検査符号はＡＣＣ １５８ａおよびＣＮＤ １６３ａで復号化されているからである。

外側復号器（ＶＮＤ １７０）は、これらのＬ値を使用して新しいＬ値を生成する。反復符号の符号化はＶＮＤ １７０で復号化されるので、Ｌ値の「第３の集合」は、複数の完全に復号化されたビットを表すことができる、つまり、ビットは受信器１５０のソース１０２から出力されたビットを反映すべきである。第３のＬ値集合は、すべての復号化反復が完了するまで、ハード決定１７５に送り、収集することができる。ＶＮＤ １７０のＬ値出力は、エッジ・インタリーバ１６７を通じて内側ＣＮＤ １６３ｂにフィードバックすることもできる。最後に、１つの復号器反復は、内側ＣＮＤ １６３ｂが、累算器復号器（ＡＣＣ）１５８ｂに送り返すＬ値を生成したときに、またＡＣＣ １５８ｂが、インタリーバ１５９を通じてＤＥＴ １５７に転送するＬ値を生成した後、完了する。この結果は、次の検出反復で、ＭＩＭＯ検出器１５７により使用可能なアプリオリな（先験的な、ａ ｐｒｉｏｒｉ）情報である。ＡＣＣ（１５８ａおよび１５８ｂ）およびＣＮＤ（１６３ａおよび１６３ｂ）は、単一の復号化ユニット、つまり、「ＡＣＣ＆ＣＤＮ」復号器とみなすことができる。

ハード検出１７５の出力は、受信器１５０内のソース１０２により出力されるビットに対する受信器１５０の決定である。これらの決定は、シンク１８０に送られ、しかも、高い確率でソース１０２ビットからのビットと同じでなければならない。

ＭＩＭＯ格子検出と組み合わせた検出器復号器配置
図２は、本発明の他の実施例によるＭＩＭＯ通信システムの送信器用の符号器配置および受信器用の検出器／復号器組合せ配置を例示する図である。図２は、いくぶん図１に似ており、したがって、相違点のみ説明する。

図２の送信器２００の符号化配置２１０は図１と同様に機能し、同じコンポーネントを含む、つまり、符号器配置２１０は、非組織的反復累積符号化ビットをＱＡＭマッパ２２０にマッピングする前にチャネル・インタリーバ１１５が必要でないことを除き、符号器配置１１０と同じである。これは、本質的に受信器２００の鏡像である送信器２５０では、デインタリーバ１５６も省かれることを意味する。さらに、図２では内側検出ループがない。

図３Ａ〜図３Ｃは、本発明のいくつかの実施例による格子状構成およびエッジ・ラベル付けを例示する図である。図３Ａは、格子検出のないＡＣＣ格子セクション（２値格子（ｂｉｎａｒｙ ｔｒｅｌｌｉｓ））を例示している。図３Ｂは、（２^ＭＭｃ項格子）格子検出のあるＡＣＣ格子セクションを例示している。図３Ａおよび３Ｂの格子図は、ＡＣＣ符号化オペレーションが受信器側でどのように見えるかを示している。両方の格子の状態は、ＡＣＣの状態を表している。格子内のエッジは、一方のＡＣＣ状態から他方のＡＣＣ状態への可能な遷移の１つを表す。各エッジは、対応するＡＣＣ状態遷移が行われるときにＡＣＣにより出力されるビットでラベル付けされている。２値格子では、各エッジは１ビットでラベル付けされる、つまり、各入力ビットは１出力ビットに変換される。２^ＭＭｃ項格子では、各エッジは、ＭＭ_ｃ個のビットでラベル付けされる、つまりＭＭ_ｃ個の入力ビットは受信器により、ＭＭ_ｃ個の出力ビットに変換されるものとみなされる。格子構造は、主に復号化に使用される。

ＭＩＭＯ検出および累算器復号化は、現在、単一の格子（ＤＥＴおよびＡＣＣ格子）検出器／復号器２５７で実行される。図３Ｃに示されているように、この格子には、２つの状態（０，１）および１状態につき２^ＭＭｃ個の入って来るエッジ／出て行くエッジがあり、それぞれのエッジは、１つのベクトル・チャネル・シンボルｓに対応するＭＭ_ｃビットによりラベル付けされている。一方の状態から次の状態への遷移は、ＭＭｃ個のビットを差動符号器に通すことにより決定することができ、２^{ＭＭｃ−１}回の遷移が状態０で、２^{ＭＭｃ−１}回の遷移が状態１で到来する。

検出／復号化については、例えばＢａｈｌ ｅｔ ａｌ．「Ｏｐｔｉｍａｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｌｉｎｅａｒ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｉｎｉｍｉｚｉｎｇ ｓｙｍｂｏｌ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ、第２０巻、２８４〜２８７頁、１９７４年３月の記事で説明されているようなＢａｈｌ，Ｃｏｃｋｅ，Ｊｅｌｉｎｅｋ，Ｒａｖｉｖ（ＢＣＪＲ）アルゴリズムを検出器／復号器２５７の格子に適用することができる。したがって、図３Ａは、１つの２値格子が２つの状態を持つメモリを例示している。ＡＣＣ １５８ａ／１５８ｂは、図１の内側検出ループ内のこの２値格子例として実現することができ、復号化は、例えば、単純ＢＣＪＲアルゴリズムを使用して実行することができる。検出器／復号器２５７は、図２に示されているように、ＭＩＭＯ検出とともに使用するために、ＡＣＣ部分に対する２^ＭＭｃ項格子（４×４ＱＰＳＫシンボル変調）を含むことができ、復号化は、例えば、ＢＣＪＲアルゴリズムの修正版を使用して実行できる。

図２に示されているような格子検出は、図１に示されている内側検出ループに勝るいくつかの利点がある。第１に、復号化の複雑度を低減する内側反復は必要なく、したがって、ＭＩＭＯ検出器は図１および２の同じＡＰＰビット検出を実行しなければならないことがわかる。第２に、格子検出は、後述のように、符号パラメータ不整合に対しロバスト性が高い。

ＥＸＩＴ曲線および曲線一致
最大容量に迫るパフォーマンスは、ＶＮＤ（ＶＮＤ １７０または２７０）の「外側の」外部情報転送（ＥＸＩＴ）特性曲線をＤＥＴ＆ＡＣＣ＆ＣＮＤ（例えば、ＤＥＴ １５７／２５７、ＡＣＣ １５８ａ／２５８ａ、ＣＮＤ １６３ａ／２６３ａ）の「内側の」ＥＸＩＴ特性曲線と一致させることにより得られる。つまり、外側ＶＮＤ曲線は、内側ＤＥＴ＆ＡＣＣ＆ＣＮＤ曲線への曲線当てはめが行われる。これは、オフラインで行うことができる（あらかじめ）ので、本発明の実施例による検出器／復号器組合せ配置は、可能な最低のビット誤り率（ＢＥＲ）、可能な最高のデータ転送速度で、受信信号を復号化するように設計することができる。

伝達特性曲線は、デバイス（「Ｉ_Ｅ」と総称的に表す）の出力に現れるソフト値ビットの外部相互情報内容をデバイス（「Ｉ_Ａ」と総称的に表す）の入力に現れるソフト値ビットの相互情報内容の関数として示している。図１および２のコンポーネントのそれぞれに対するＩ_ＥおよびＩ_Ａは、以下で説明される式および伝達チャートの理解を助けるため示されている。これらはモデル化されたパラメータであるが、図１および２のコンポーネントの実際の出力は前述のＬ値である。ソフト値ビットの相互情報内容は、ビットの情報内容を表すための値であり、この場合、送信器の符号化処理により生成されるビットである。相互情報内容は、０から１までの目盛りでプロットされる。

例えば、相互情報内容が０だと、ビットに関して何も情報が知られていないことを意味し、１ビットを正確に伝達するためには無限個のビットを必要とする。相互情報内容が１であれば、ビットは１００％の確度で知られており、したがって１ビットを正確に伝達するため１ビットあればよいということを意味し、０と１の間の値であれば、１／相互情報内容は、１ビットを正確に伝達するため必要な最小ビット数である。例えば、０．２は、十分な確度でビットが知られており、１ビットを正確に伝達するために少なくとも５ビット必要であることを意味する。

ＥＸＩＴ曲線−ＶＮＤ
ＶＮＤから始める。次数ｄ_ｖの可変ノードはｄ_ｖ個の着信メッセージを持ち、Ｌ値を加えることにより復号化する。復号器出力は式（４）で示される。

ただし、Ｌ_ｊ，ｉｎは、可変ノードに入るｊ番目のアプリオリ（ａ ｐｒｉｏｒｉ）なＬ値であり、Ｌ_{ｉ，ｏｕｔ}は、可変ノードから出るｉ番目の外部Ｌ値である。Ｌ_ｊ，ｉｎを、入力がＢＰＳＫを使用して送信されたｊ番目のインタリーバ・ビットであったＡＷＧＮチャネルの出力Ｌ値としてモデル化する。そこで、次数ｄ_ｖ可変ノードのＥＸＩＴ関数は、式（５）で表すことができる。

式（５）の中の関数Ｊ（・）およびＪ^−１（・）は、２００２年６月にＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．に提出されたＳ．ｔｅｎ Ｂｒｉｎｋ ｅｔ ａｌ．の論文「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｌｏｗ−ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ−ｃｈｅｃｋ ｃｏｄｅｓ ｆｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」およびＳ．Ｙ．Ｃｈｕｎｇの学位論文「Ｏｎ ｔｈｅ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｓｏｍｅ ｃａｐａｃｉｔｙ−ａｐｐｒｏａｃｈｉｎｇ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅｓ」Ｐｈ．Ｄ．Ｔｈｅｓｉｓ、Ｍ．Ｉ．Ｔ．、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ、ＭＡ、２０００年９月で与えられている。関数Ｊ（・）およびＪ^−１（・）に関係しているようなこれらの文書のそれぞれの内容は参照により明細書に組み込まれる。

ＥＸＩＴ曲線−内側ＣＮＤ
次に、内側ＣＮＤを考察する（ＣＮＤ １６３ａ／２６３ａ／１６３ｂ／２６３ｂはどれもすべて同じように動作する）。次数ｄ_ｃの検査ノードは、ｄ_ｃ＋１個の着信メッセージを持ち、そのうちｄ_ｃ個はエッジ・インタリーバ１６７／２６７から、１個は累算器１５８ａから（または検出器／復号器２５７から）である。したがって、次数ｄ_ｃの検査ノードの復号化は、長さｄ_ｃ＋１（または率ｄ_ｃ／（ｄ_ｃ＋１））の単一パリティ検査符号の復号化と同じである。そこで、出力Ｌ値は、以下の式（６）により定義される。

式（６）において、インデックスｉおよびｊは、エッジ・インタリーバからのｄ_ｃ個のメッセージと累算器からの１つのメッセージを含む。再び、Ｌ_ｊ，ｉｎを、ＢＰＳＫを使用してＡＷＧＮチャネルでｊ番目のインタリーバ・ビットを伝送したかのようにモデル化する。

詳細な分析のため、ＣＮＤを通る情報の流れの２つの方向、１）Ｌ値がインタリーバからＡＣＣにフィードバックされるＣＮＤからＡＣＣへの方向および２）Ｌ値がエッジ・インタリーバを通してＶＮＤへフィードフォワードされるＣＮＤからインタリーバへの方向を別々に考察する。

ＣＮＤからＡＣＣへの方向では、長さｄ_ｃの反復（繰り返し）符号のＥＸＩＴ曲線Ｉ_{Ｅ，ＲＥＰ}（・）に関して長さｄ_ｃの単一パリティ検査符号のＥＸＩＴ曲線Ｉ_{Ｅ，ＳＰＣ}（・）を表す消去チャネルの双対性を使用することができる。結果は式（７）で示される。

シミュレーションにより、式（７）は正確な近似であることが示されており、したがって、ＣＮＤからＡＣＣへの方向のＥＸＩＴ曲線は以下の式（８）として書くことができる。

ＣＮＤからインタリーバへの方向では、各ＣＮＤノードはＡＣＣからのＬ値、およびエッジ・インタリーバからの（ｄ_ｃ−１）個のＬ値を使用して外部情報を計算する。式（９）で示されているように、消去チャネルに対する一般化された双対性の結果を使用し、ＣＮＤからインタリーバへの方向のＥＸＩＴ曲線を近似する。式（９）で、Ｉ_Ａ＝Ｉ_{Ａ，ＣＮＤ}およびＩ_Ｅ＝Ｉ_{Ｅ，ＡＣＣ}は以下のようになる。

ＥＸＩＴ曲線−内側ＡＣＣ
累算器復号器（ＡＣＣ）のＥＸＩＴ曲線について（検出器／復号器２５７において１５８ａ／ｂまたはＡＣＣのいずれか）、累算器復号器（ユニット・メモリ格子復号器（ｕｎｉｔ ｍｅｍｏｒｙ ｔｒｅｌｌｉｓ ｄｅｃｏｄｅｒ））のＥＸＩＴ関数は、シミュレーションにより計算され、式（１０）で表される。

ＡＣＣの目的は、Ｉ_Ｅ（Ｉ_Ａ＝１）＝１とすることである。つまり、累算器復号器なしで、検査ノード・レイヤはＩ_Ｅ（Ｉ_Ａ＝１）＜１となる。これは、図１または２に示されているように反復復号器配置は収束しない、つまり、すべてのビット誤りを訂正しないということを意味する。

ＥＸＩＴ曲線−組合せ内側ＡＣＣおよびＣＮＤ
式（８）から（１０）を組み合わせることにより、組合せ内側ＡＣＣおよびＣＮＤのＥＸＩＴ曲線を近似することができる。式（１１）は、ＡＣＣおよびＣＮＤを含む内側復号器の伝達曲線Ｉ_{Ｅ，ＡＣＣ＆ＣＮＤ}を例示している。

式（１１）を介してＩ_{Ｅ，ＡＣＣ}およびコンピュータのＩ_{Ｅ，ＡＣＣ＆ＣＮＤ}を測定するのではなく、代わりにＩ_{Ｅ，ＡＣＣ＆ＣＮＤ}を直接測定することができる。このアプローチは実用的であるが、それは後者の曲線が後述の曲線当てはめ手順に関して変化しないからである。
符号混合のＥＸＩＴ曲線
Ｄ_ｃ＝２を異なる検査ノード次数の数とし、

および

でこれらを表すことにする。平均検査ノード次数は、以下の式（１２）で示されるように計算することができる。

式（１２）において、ａ_ｃ，ｉは、次数ｄ_ｃ，ｉを持つ検査ノードの断片である。ｂ_ｃ，ｉを、次数ｄ_ｃ，ｉを持つ検査ノードに入射するエッジの断片とする。符号の混合のＥＸＩＴ曲線は、構成要素ＥＸＩＴ曲線の平均である。そこで、ｂ_ｃ，ｉ（かつ、ａ_ｃ，ｉでなく）を使用して平均を求めなければならないが、それは外部メッセージを伝達するエッジだからである。したがって、ＡＣＣおよび双正則ＣＮＤのＥＸＩＴ曲線は、以下のようになる。

図４は、本発明の一実施例によるＡＣＣおよび双正則ＣＮＤのＥＸＩＴ曲線を例示するグラフである。それとは別に、モンテカルロ・シミュレーション［ｂ］によりこのＥＸＩＴ曲線を推定することができる。図４は、そのようないくつかのＥＸＩＴ曲線をプロットしたものであり、ＡＷＧＮチャネルは符号化率Ｒ＝１／２でＥ_ｂ／Ｎ_０＝０．５ｄＢである。ａ_ｃ，１＞０だと曲線は原点の上から始まることに注意されたい。これで、ＡＣＣおよびＣＮＤがＶＮＤと組み合わされた場合に、収束を開始する。
Ｄ_ｖを、異なる可変ノード次数の数とし、

でこれらを表すことにする。したがって、平均可変ノード次数は、以下の式（１４）で示されるように書くことができる。

式（１４）において、ａ_ｖ，ｉは、次数

を持つ可変ノードの断片である。ｂ_ｖ，ｉを、次数

を持つ可変ノードに入射するエッジの断片とする。したがって、ＶＮＤ ＥＸＩＴ曲線は以下の式（１５）で表される。

インタリーバ・エッジの数は

なので、以下のようになる。

式（１６）は強制され、かつ

でなければならないため、

のＤ√２のみを自由に調整できることに注意されたい。そこで、曲線当てはめを行えるようにＤｖ≧３を選択すべきである。

ＭＩＭＯ検出器のＥＸＩＴ曲線
８−ＰＳＫ ＭＩＭＯ検出器は、送信シンボルｓに対する８つの仮説すべてを考慮することによりＡＰＰビット検出を実行する。検出器ＥＸＩＴ曲線は、閉形式では記述できないため、モンテカルロ・シミュレーションでそれを測定する。検出器をＤＥＴで、そのＥＸＩＴ曲線を以下の式（１７）で表す。

式（１７）のＲは、符号化率である（合計すると３Ｒビット／使用である）。

ロバスト性
図５は、本発明のいくつかの実施例によるＭＩＭＯ検出器ＥＸＩＴ曲線を例示するグラフである。図５においてＥ_ｂ／Ｎ_０は、チャネル間の情報転送速度が一定であるように選ばれており、符号化率はＲ＝１／２である。ＭＩＭＯ検出器ＥＸＩＴ曲線は、主に送信アンテナおよび受信アンテナの本数に依存する。例えば、４×４−ＭＩＭＯ検出器は、アプリオリな知識をあまり利用しない、つまり、図５に示されているようにＥＸＩＴ曲線はどちらかといえば平坦であり、１×１検出器の水平ラインに近い。対照的に、ＭがＮよりもかなり大きい検出器では（例えば、４×１−ＭＩＭＯ検出器）、アプリオリな知識をかなり利用するため、ＥＸＩＴ曲線は急勾配になる。

図６は、図１の内側検出ループが使用された場合のＭＩＭＯ検出器、累算器検出器、および検査ノード検出器の組合せに対するＥＸＩＴ曲線を例示する図である。図７は、図２に示されているような格子検出のためのＭＩＭＯ検出器、累算器検出器、および検査ノード検出器の組合せに対するＥＸＩＴ曲線を例示する図である。

検出器の挙動は、簡略記号Ｄ＆Ａ＆Ｃで表されるＭＩＭＯ検出器（ＤＥＴ）、累算器復号器（ＡＣＣ）、および検査ノード復号器（ＣＮＤ）の組合せのＥＸＩＴ曲線に影響を及ぼす。図６は、図１に関して説明されているように、内側検出ループが使用される場合の異なる本数ＭおよびＮのアンテナに対するそのようなＥＸＩＴ曲線を示している。４×４曲線は４×１曲線とかなり異なることがわかる。図７は、格子検出の対応するＥＸＩＴ曲線を示している。これらは曲線は、内側検出ループの場合よりも互いの曲線に近い位置にあることがわかる。

図８は、非組織的検査双正則（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｃｈｅｃｋ−ｂｉｒｅｇｕｌａｒ） ＲＡ符号について一致するＥＸＩＴ曲線の一例の図である。図８を作成するのに使用されたパラメータは、Ｒ＝１／２、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ＝０．５ｄＢ、ａ_ｃ，１＝０．２、

、

となっている。ＶＮＤ曲線（下側曲線）は、次数

、

、

の曲線の混合である。

上側曲線は、組み合わせたＡＣＣおよびＣＮＤ（ＡＣＣ＆ＣＮＤ）の伝達特性である。下側曲線は、ＶＮＤの伝達特性であり、組み合わせたＡＣＣ＆ＣＮＤ曲線と実質的に一致するように設計されている。図８は、ＭＩＭＯ検出器が採用されていない場合、例えば、ＭＩＭＯなしのＢＰＳＫ変調（１×１復号化）を示している。つまり、図１および２に示されている反復復号器は、検出反復を必要としない単一の格子に縮約されるということである。しかし、図８は、組み合わせたＡＣＣ＆ＣＮＤ曲線とＶＮＤ曲線との曲線一致の有意性を例示するために用意したものである。

反復復号化は、図８の（０，０）点から始まる。組み合わされたＡＣＣ＆ＣＮＤの第１の復号化反復の出力外部情報は、（０，０）点よりも上の中身の詰まっている正方形で与えられる。この情報は、さらに、ＶＮＤに対する入力相互情報でもある（図１および２ではＩ_{Ａ，ＶＮＤ}として示されている）。次に、ＶＮＤの出力外部情報（図１および２のＩ_{Ｅ，ＶＮＤ}）は、中身の詰まっている正方形のすぐ右にある下側曲線上の点で与えられる。復号器が望ましくは（１，１）点に収束するまで、２つの曲線の間で行きつ戻りつを繰り返し、収束するとすべての誤りは訂正されている。図８に示されているように、これらの曲線には間に、収束トンネルと呼ばれる狭い空間があり、（１，１）点の周囲に来るまで交差（収束）しない。

図９は、非組織的検査双正則（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｃｈｅｃｋ−ｂｉｒｅｇｕｌａｒ） ＲＡ符号について一致するＥＸＩＴ曲線の他の例の図である。図９は、受信器が図１に示されているような内側検出ループを備える検出器／復号器組合せ配置を含む場合を例示しており、ＭＩＭＯ検出器は４×１ ＱＰＳＫ ＭＩＭＯ検出器である。図９を作成するのに使用されたパラメータは、Ｒ＝１／２、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ＝７ｄＢとなっている。下側曲線は、ＶＮＤの伝達特性であり、曲線から（１，１）点周囲までの間で組み合わせたＤＥＴ＆ＡＣＣ＆ＣＮＤ曲線（「内側Ｄ＆Ａ＆Ｃ曲線」）と実質的に一致するように設計されている。

図８および９を参照して設計手順をまとめると、ＥＸＩＴ曲線一致では、（１）曲線間で開いている収束トンネルを持つことおよび（２）このトンネルを狭くすることを意味する。これらの条件のうち第１のものは、２つの曲線が交差しないこと、また反復復号器が（１，１）コーナー点に収束することができ、ビット誤りの確率を低くすることを意味する。第２の条件では、符号化システムはチャネル最大容量付近で動作する（つまり、システム・スループットを最大にする）ことを保証する。

上述のように、符号設計は、外側ＶＮＤ曲線と内側Ｄ＆Ａ＆Ｃ曲線とを一致させることに帰着する。つまり、複数の内側曲線が類似している場合、そのうちの１つに合わせて設計された外側曲線は、それらすべてについて十分適切に機能することを意味する。これは、符号パラメータの不整合（符号器と復号器が実際のものと異なる何かとしてチャネルの同期をとる場合の不整合）の影響は、内側検出ループを使用する通信システムよりも格子検出を使用する通信システムのほうが小さい。

図１０は、様々なＭＩＭＯチャネルに対するビット誤り率（ＢＥＲ）チャートである。以下の実験は、格子検出を使用するシステムのほうが符号不整合の影響を受けにくいことを検証するために実施された。発明者は、ＡＷＧＮチャネル用にＲＡ符号を設計したが、ＲＡ符号はすべてのＭＩＭＯチャネルに使用されている。この符号は検出器に個別に適合していないので、パフォーマンス・ペナルティが予想された。図１０は、このシミュレーション結果をプロットしたものである。

図１０を参照すると、パフォーマンス・ペナルティは４×４チャネルでは小さく、４×１チャネルでは著しいことがわかる。さらに、格子検出は、内側検出ループに比べて符号パラメータ不整合の影響をあまり受けないこともわかる。つまり、格子検出は、チャネルが符号パラメータの調整に必要な時間よりも短時間のうちに変動する場合についても寛容であるということである。したがって、格子検出は、符号パラメータ不整合に対しロバスト性が高い。

上記の結論は、任意の符号化率、任意の本数の送信アンテナ、他の多くのチャネル・モデル、例えば準静的チャネルについても成立する。さらに、累算器を他の符号、例えば、ＬＤＰＣ符号に追加すると、格子検出で使用される場合に復号器にロバスト性を伝えることも可能であろう。

組織的（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ符号ではなく、非組織的（ｎｏｎｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ） ＲＡ符号を使用することの利点は２つある。第１に、可変ノード次数を変えても両方の伝達特性ではなく片一方のみが変更されるので符号設計が簡素化されることである。第２に、ＭＩＭＯ格子検出器と組み合わせた場合にチャネル変動に対する復号化のロバスト性が高まる。これは、チャネル変動は組み合わせたＭＩＭＯ格子検出器および検査ノード復号器伝達特性のみに影響し、可変ノード伝達特性には影響しないからである。対照的に、組織的（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）ＲＡ符号では、チャネル変動は、可変ノード伝達特性にも影響し、したがって、復号器は格子のロバスト性の利点を失う。

以上のように本発明の実施例を説明してきたが、様々な点で本発明を変更できることは明白であろう。このような変更形態は、本発明の実施例の精神と範囲から逸脱したものとみなされず、このようなすべての修正は、当業者には明らかなことであろうが、請求項の範囲内に収まる。

本発明の一実施例によるＭＩＭＯ通信システムの送信器用の符号器配置および受信器用の検出器／復号器組合せ配置を例示する図である。 本発明の他の実施例によるＭＩＭＯ通信システムの送信器用の符号器配置および受信器用の検出器／復号器組合せ配置を例示する図である。 本発明のいくつかの実施例による格子状構成およびエッジ・ラベル付けを例示する図である。 本発明のいくつかの実施例による格子状構成およびエッジ・ラベル付けを例示する図である。 本発明のいくつかの実施例による格子状構成およびエッジ・ラベル付けを例示する図である。 本発明の一実施例によるＡＣＣおよび双正則ＣＮＤのＥＸＩＴ曲線を例示するグラフの図である。 本発明のいくつかの実施例によるＭＩＭＯ検出器ＥＸＩＴ曲線を例示するグラフの図である。 図１の内側検出ループが使用された場合のＭＩＭＯ検出器、累算器検出器、および検査ノード検出器の組合せに対するＥＸＩＴ曲線を例示する図である。 図２に示されているような格子検出のためのＭＩＭＯ検出器、累算器検出器、および検査ノード検出器の組合せに対するＥＸＩＴ曲線を例示する図である。 非組織的検査双正則 ＲＡ符号について一致するＥＸＩＴ曲線の一例の図である。 非組織的検査双正則 ＲＡ符号について一致するＥＸＩＴ曲線の他の例の図である。 様々なＭＩＭＯチャネルに対するビット誤り率（ＢＥＲ）チャートの図である。

Claims (10)

1. 通信システムにおいてデータを伝送するための方法であって、
   非組織的反復累積符号でデータ・ストリームのビットを符号化する工程と、
   送信のため符号化されたビットを信号にマッピングする工程とを含む方法。
2. 前記符号化する工程は、
   第１の符号化されたビットを取得するために反復符号で前記データ・ストリームのビットを符号化する第１の符号化工程と、
   インタリービング処理に基づいて前記第１の符号化されたビットのビット順序を並べ替える工程と、
   第２の符号化されたビットを取得するために、前記並べ替えられた第１の符号化されたビットをパリティ検査符号で符号化する第２の符号化工程と、
   前記第２の符号化されたビットを累算して非組織的反復累積符号化ビットを取得する工程と、
   受信器側で受信されたときに送信信号の復号化を円滑にするため前記マッピングする工程の前に非組織的反復累積符号化ビットにインタリービング処理を受けさせる工程とを含む請求項１に記載の方法。
3. 前記符号化する工程は、
   第１の符号化されたビットを取得するために、反復符号で前記データ・ストリームのビットを符号化する第１の符号化工程と、
   インタリービング処理に基づいて前記第１の符号化されたビットのビット順序を並び替える工程と、
   第２の符号化されたビットを取得するために、前記並べ替えられた第１の符号化されたビットをパリティ検査符号で符号化する第２の符号化工程と、
   前記マッピングする工程のため、第２の符号化されたビットを累算して非組織的反復累積符号化ビットを取得する工程とを含む請求項１に記載の方法。
4. 通信システムにおいてデータを復号化するための方法であって、
   （Ａ）非組織的反復累積符号で符号化されたデータ・ストリームの１つまたは複数の伝送信号を検出して、検出出力を取得する工程と、
   （Ｂ）前記検出出力を復号化し、復号化されたビットストリームを取得して、前記データ・ストリームを再構成する工程とを含む方法。
5. 前記検出出力は、前記伝送信号の少なくとも１つの非組織的反復累積符号化ビットを表す複数のチャネル信頼値である請求項４に記載の方法。
6. 前記（Ｂ）工程は、
   複数の信頼値を復号化して第１の出力を取得する第１の復号化工程と、
   前記第１の出力を復号化して、第２の出力を取得する第２の復号化工程と、
   前記第２の出力を復号化して、前記第２の復号化工程及び前記第１の復号化工程が次の復号化反復のため復号化情報を供給する復号化反復を完了できるようにフィードバックされる第３の出力を取得する、第３の復号化工程とを含み、
   前記第１、第２、および第３の出力はあらかじめ、少なくとも１つの伝送信号の非組織的反復累積符号からなる対応する伝達特性曲線によりそれぞれモデル化され、
   前記第３の出力をモデル化する伝達特性曲線は前記第１および第２の出力の一方または両方の伝達特性曲線に当てはめられ、可能な最低ビット誤り率、可能な最高のデータ転送速度で伝送信号を復号化することを円滑にする請求項５に記載の方法。
7. 前記第１の復号化工程は、さらに、事後確率復号化処理を実行して第１の出力を取得する工程を含み、
   前記第１の出力は、伝送信号の少なくとも１つの非組織的反復累積符号化ビットを復号化することで部分的に復号化されたビットを表す対数尤度比値の第１の集合であり、前記部分的に復号化されたビットは受信器側での反復符号化およびパリティ検査符号化のみを受けていたデータ・ストリームのビットを反映し、
   前記第２の復号化工程は、さらに、対数尤度比値の第１の集合から前記第２の出力を生成する工程を含み、
   前記第２の出力は、非組織的反復累積符号およびパリティ検査符号が復号化されている部分的に復号化されたビットを表す対数尤度比値の第２の集合であり、そのため部分的に復号化されたビットは受信器での反復符号化のみを受けていたデータ・ストリームのビットを反映する請求項６に記載の方法。
8. 前記第２の復号化工程は、対数尤度比値の第１の集合および入力フィードバック値に基づき事後確率復号化処理を実行して前記第２の出力を生成する工程を含む請求項７に記載の方法。
9. 前記第３の復号化工程は、対数尤度比値の第２の集合に基づき事後確率復号化処理を実行することにより対数尤度比値の第２の集合を復号化することから前記第３の出力を生成する工程を含み、
   前記第３の出力は、データ・ストリームの完全に復号化されたビットを表す対数尤度比値の第３の集合である請求項７に記載の方法。
10. 通信システムにおける受信器の検出器／復号器組合せ配置であって、
    １つまたは複数のチャネル上で受信されたチャネル情報からビット検出を実行し検出器出力を供給する検出器と、
    次ビット検出反復のため検出器によりアプリオリな知識として使用される外部値を検出器出力から決定し、信頼値を出力する、第１のノード復号器であって、検出器および第１のノード復号器は第１の伝達特性曲線により表される、第１のノード復号器と、
    受信された信頼値から修正された信頼値を決定する、実質的に第１の伝達特性曲線と一致するように適合された第２の伝達特性曲線により表される、第２のノード復号器とを備える検出器／復号器組合せ配置。
    

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