JP2005117756A - 直流電圧検出回路の故障診断装置およびモータ制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧を検出する回路の故障を診断する直流電圧検出回路の故障診断装置、およびこの故障診断装置を有するモータ制御システムを提供する。
【解決手段】直流電圧ＶＢの基準値を求め、基準値と直流電圧ＶＢとを比較する。ＰＷＭ制御時には、搬送波１周期における電流差分差ΔΔｉを検出するとともに、重畳電圧Ｖｐとｄ軸電流ｉｄにより電流差分差ΔΔｉの基準値を算出し、基準値と電流差分差ΔΔｉの値とを比較する。矩形波制御時には、直流電圧ＶＢとスイッチング相の情報とでスイッチング前後の変化量ΔＶＢを求め、スイッチング相の電流ｉｓｗにより変化量ΔＶＢの基準値を算出し、その基準値と変化量ΔＶＢとを比較する。基準値との差が所定値以上となった場合は、電圧検出部７が故障していると判断してスイッチ１２をＰＷＭ制御部９側に切り換え、電圧検出部７より出力する直流電圧ＶＢの値をその最低保障電圧に固定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動するための直流電圧を検出し、検出した直流電圧値に基づいてモータを制御するモータ制御システムに関する。

バッテリからインバータに供給される直流電圧を電圧センサにより検出し、その直流電圧値に基づいてモータに供給する電流を制御するモータ駆動装置が知られている（特許文献１）。

特開２００２−１９１１９８号公報

このモータ駆動装置では、電圧センサが故障すると、正しい電圧を検出できずモータを適切に制御できなくなる。

本発明による直流電圧検出回路の故障診断装置は、モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値に基づいてモータを制御する制御手段とを備えたモータ制御システムに搭載され、直流電圧に生じる変動成分の周波数を検出し、その周波数により直流電圧の基準値を求め、その基準値と直流電圧の値との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出するものである。
また本発明による直流電圧検出回路の故障診断装置は、モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、モータの電流を検出する電流検出手段と、モータへの印加電圧にさらに電圧を重畳する電圧重畳手段とを少なくとも有し、直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と電流検出手段により検出された電流の値とに基づいてモータをＰＷＭ制御するモータ制御システムに搭載され、電圧重畳手段により重畳した電圧によって発生する電流の差分を電流検出手段により検出された電流の値に基づいて算出し、その算出した差分と重畳した電圧とに基づいて差分の基準値を算出し、その算出した基準値と差分との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出するものである。
さらに本発明による直流電圧検出回路の故障診断装置は、モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、モータの電流を検出する電流検出手段と、モータへの印加電圧波形を変化するスイッチング手段とを少なくとも有し、直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と電流検出手段により検出された電流の値とに基づいてモータを矩形波制御するモータ制御システムに搭載され、スイッチング手段により印加電圧波形を変化されたときの直流電圧の変化量を算出し、電流検出手段により検出された電流の値に基づいて変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と変化量との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出するものである。
本発明によるモータ制御システムは、モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、モータの電流を検出する電流検出手段と、モータへの印加電圧にさらに電圧を重畳する電圧重畳手段と、モータへの印加電圧波形を変化するスイッチング手段と、直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と電流検出手段により検出された電流の値とに基づいて、モータをＰＷＭ制御または矩形波制御する制御手段と、制御手段によるモータの制御方法として、ＰＷＭ制御または矩形波制御のいずれかを選択する選択手段と、選択手段によりＰＷＭ制御が選択されているとき、電圧重畳手段により重畳した電圧によって発生する電流の差分を電流検出手段により検出された電流の値に基づいて算出し、その算出した差分と重畳した電圧とに基づいて差分の基準値を算出し、その算出した基準値と差分との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出し、選択手段により矩形波制御が選択されているとき、スイッチング手段により印加電圧波形を変化されたときの直流電圧の変化量を算出し、電流検出手段により検出された電流の値に基づいて変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と変化量との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出する故障検出装置とを備え、故障検出装置により直流電圧検出手段の異常を検出した場合、選択手段が選択する制御方法をＰＷＭ制御に固定し、直流電圧検出手段より固定の値を出力するものである。

本発明によれば、直流電圧検出手段によりモータを駆動するための直流電圧を検出し、検出した直流電圧に生じる変動成分の周波数を検出し、その周波数により直流電圧の基準値を求め、その基準値と直流電圧の値との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出することとしたので、直流電圧検出手段の異常を検出することができる。
また本発明によれば、モータをＰＷＭ制御するモータ制御システムに搭載され、モータへの印加電圧にさらに重畳した電圧によって発生する電流の差分を検出された電流の値に基づいて算出し、その算出した電流の差分と重畳した電圧とに基づいて電流の差分の基準値を算出し、その算出した基準値と電流の差分との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出することとしたので、直流電圧検出手段の異常を検出することができる。
さらに本発明によれば、モータを矩形波制御するモータ制御システムに搭載され、モータへの印加電圧波形を変化されたときの直流電圧の変化量を算出し、検出された電流の値に基づいて直流電圧の変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と直流電圧の変化量との比較結果に基づいて直流電圧検出手段の異常を検出することとしたので、直流電圧検出手段の異常を検出することができる。
本発明によるモータ制御システムによれば、ＰＷＭ制御または矩形波制御のいずれかを選択してモータを制御し、直流電圧検出手段の異常を検出した場合、モータの制御方法をＰＷＭ制御に固定し、直流電圧検出手段より固定の値を出力することとしたので、直流電圧検出手段が故障した場合にもモータの運転を継続することができる。

図１に、本発明による直流電圧検出回路の故障診断装置を備えたモータ制御システムの一実施形態を示す。このモータ制御システムでは、同期モータ１をバッテリ２の直流エネルギーで駆動する。バッテリ２より供給される直流電力は、リレー６を介してインバータ３に入力され、インバータ３により３相の交流電力に変換されて、同期モータ１に供給される。このときインバータ３では、モータコントローラ４からのスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを基に、ＩＧＢＴ等の電力変換素子によりバッテリ２からの直流電力をスイッチングして、ｕｖｗ３相の交流電力に変換する。

モータコントローラ４の切換制御部８は、外部からのトルク指令値τｒ、モータ速度ωｍおよびインバータ入力電圧ＶＢに基づいて、スイッチ１２へ切換信号を出力し、スイッチ１２を切り換える。スイッチ１２を切り換えることにより、切換制御部８からのトルク指令値τｒの出力先が、ＰＷＭ制御部９と矩形波制御部１０のどちらかに切り換わる。モータ速度ωｍは、ＰＷＭ制御部９と矩形波制御部１０のうち、トルク指令値τｒが出力されている方において算出される。モータ速度ωｍの算出方法については、後に説明する。インバータ入力電圧ＶＢは、電圧検出部７により検出される。

ＰＷＭ制御部９は、トルク指令値τｒに基づいてＰＷＭ制御を行い、後に説明するようにしてＰＷＭパルスによるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを決定し、インバータ３へ出力する。矩形波制御部１０は、トルク指令値τｒに基づいて矩形波制御を行い、後に説明するようにして矩形波によるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを決定し、インバータ３へ出力する。

切換制御部８におけるスイッチ１２の切り換え方法を、図２により説明する。図２（ａ）は、インバータ入力電圧ＶＢがＶＢ１のときの、トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍと、スイッチ１２の切り換え先との関係の例を示す図である。トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍの交点が符号１０２に示すＰＷＭ制御域にある場合、スイッチ１２をＰＷＭ制御部９側へ切り換える。このとき、同期モータ１はＰＷＭ制御により制御される。トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍの交点が符号１０３に示す矩形波制御域にある場合は、スイッチ１２を矩形波制御部１０側へ切り換える。このとき、同期モータ１は矩形波制御により制御される。

図２（ｂ）は、インバータ入力電圧ＶＢがＶＢ２のときの、トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍと、制御方法との関係の例を示す図である。図２（ａ）の場合と同様に、トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍの交点が符号１０４に示すＰＷＭ制御域にある場合、スイッチ１２をＰＷＭ制御部９側へ切り換える。トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍの交点が符号１０５に示す矩形波制御域にある場合は、スイッチ１２を矩形波制御部１０側へ切り換える。ここでＶＢ１＜ＶＢ２であり、図２（ａ）と（ｂ）に示すように、インバータ入力電圧ＶＢが高くなるほど矩形波制御域は狭くなる。

このように、トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍにより、制御方法をＰＷＭ制御とするか矩形波制御とするかが決定され、その関係はインバータ入力電圧ＶＢによって変化する。切換制御部８は、トルク指令値τｒ、モータ速度ωｍおよびインバータ入力電圧ＶＢに基づいて、このようにしてスイッチ１２の切り換え先を決定し、切換信号を出力する。また、後に説明する故障診断部１１からの異常信号を入力したときには、トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍにかかわらず常にスイッチ１２をＰＷＭ制御部９側へ切り換える。

電圧検出部７は、インバータ入力電圧ＶＢを検出して、切り換え制御部８、ＰＷＭ制御部９、矩形波制御部１０、および故障診断部１１へ出力する。さらに、後に説明する故障診断部１１からの異常信号を入力したときには、インバータ入力電圧ＶＢとして、あらかじめ設定された所定の値を出力する。この所定値には、インバータ入力電圧ＶＢが取りうる値のうちの最低値（最低保障電圧）が設定される。

電圧検出部７が故障した場合、インバータ入力電圧ＶＢを正しく検出できなくなる。このとき矩形波制御を行うと、後に説明するようなスイッチング信号を正しく出力できず、同期モータ１を制御できなくなる。そのため、電圧検出部７が異常となった場合は、前述したように切換制御部８において常にスイッチ１２をＰＷＭ制御部９側へ切り換えるとともに、インバータ入力電圧ＶＢを所定値に固定する。電圧検出部７の異常は、故障診断部１１により次に説明するようにして検出される。

故障診断部１１は、電圧検出部７を診断し、その異常を検出する。これは、次の３つの方法によって行われる。１つ目は、インバータ３に電力が供給されないとき、すなわちリレー６が開放しているときに行うものであり、これをリレー開放時の診断という。２つ目は、ＰＷＭ制御のときに行うものであり、これをＰＷＭ制御時の診断という。３つ目は、矩形波制御のときに行うものであり、これを矩形波制御時の診断という。いずれかの方法によって電圧検出部７の異常が検出された場合、故障診断部１１より切換制御部８および電圧検出部７へ異常信号を出力する。上記の３つの方法のうち、１つ目のリレー開放時の診断について、以下に説明する。２つ目のＰＷＭ制御時の診断と、３つ目の矩形波制御時の診断については、後に説明する。

−リレー開放時の故障診断−
リレー開放時の診断は、電圧検出部７により検出されたインバータ入力電圧ＶＢの値と、そのリップル周波数ｆωに基づいて行われる。リレー６が開放している場合に電圧検出部７において検出されるインバータ入力電圧ＶＢの例を、図３に示す。このときインバータ入力電圧ＶＢには、符号１００に示すような同期モータ１による誘起電圧の全波整流分が現れる。この同期モータ１による誘起電圧は、モータ速度ωｍに比例して変化する。また、符号１０１に示す時間幅の逆数で表されるリップル周波数ｆωは、モータ速度ωｍの６倍の周波数で現れる。したがって、リレー６が開放している場合に電圧検出部７において検出されるべき電圧の基準値ＶＢ＊は、下記の式（１）により表すことができる。ここで、φは同期モータ１の磁極による磁束を表す。
ＶＢ＊＝１．３５・２π・（ｆω／６）・φ （１）

リレー開放時の診断では、式（１）により求められた電圧基準値ＶＢ＊と、電圧検出部７により検出されたインバータ入力電圧ＶＢを、下記の式（２）によって比較することで、電圧検出部７が故障しているか否かを判定する。式（２）を満たす場合、電圧検出部７は故障していると判定し、そうでない場合は、故障していないと判定する。ここで、ｋは判定のしきい値であり、あらかじめ設定されている。このようにして、故障診断部１１は電圧検出部７のリレー開放時の診断を行い、その異常を検出する。
｜ＶＢ＊−ＶＢ｜＞ｋ （２）

次に、ＰＷＭ制御部９について説明する。ＰＷＭ制御部９は、図４に示す構成を備えており、トルク指令値τｒに基づいてＰＷＭパルスによるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを同期モータ１へ出力する。図３の各構成について以下に説明する。

電流指令値発生部１３は、図１の切換制御部８よりスイッチ１２を介して入力するトルク指令値τrに対して、ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定し、電流制御部１４へ出力する。ここで、ｄ軸は同期モータ１の磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、このｄ軸およびｑ軸により、ｄ−ｑ軸座標系が構成される。なお、ｉｄｒおよびｉｑｒはトルク指令値τrに対して様々な割合で設定することができるが、その割合によってモータ損失が異なり、モータ損失を最小とするｉｄｒとｉｑｒの割合は、モータ速度およびインバータ入力電圧によって変化する。そこで、電流指令値発生部１３では、速度検出部２１で求められたモータ速度ωｍおよび図１の電圧検出部７で検出されたインバータ入力電圧ＶＢに基づいて、トルク指令値τrに対してモータ損失が最も少ない最適なｉｄｒ，ｉｑｒを出力するようにしている。

同期モータ１において磁石を有する回転子が回転すると、ｄ−ｑ軸座標系も回転する。このｄ−ｑ軸座標系の回転変位量、すなわち磁極の位相をθで表し、以下、これを磁極位置θと呼ぶことにする。速度検出部２１は、この磁極位置θを一定時間ごとに検出し、その変化量によりモータ速度ωｍを求めている。磁極位置θは、磁極位置検出部２０において、同期モータ１の出力電流より後述する方法によって求められる。

ＰＷＭ制御部９の外部に備えられた電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗによって、同期モータ１の３相（ｕ相、ｖ相およびｗ相）電流がそれぞれ検出される。これら検出されたモータ電流は、電流検出部１９に出力される。

電流検出部１９は、電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗによって検出されたモータ電流をサンプリングする。図５にサンプリングのタイミングを示す。電流検出部１９では、図５の符号１０６に示す搬送波における各頂点（符号１０７に示す各点）のタイミングに合わせて、検出されたモータ電流をサンプリングする。このタイミングは、後に説明するＰＷＭ信号発生部１６より出力されるタイミング信号Ｐdによって判別する。なお、搬送波１０６は周波数１０ｋＨｚのときの例を示しているが、その他の周波数としてもよい。こうしてサンプリングされたｕｖｗ各相のモータ電流に対するサンプリング値ｉｕ、ｉｖおよびｉｗは、図４に示す座標変換部１８および磁極位置検出部２０に出力される。

座標変換部１８は、電流検出部１９より入力するモータ電流のサンプリング値ｉｕ、ｉｖおよびｉｗに対して、磁極位置検出部２０より出力される磁極位置θに基づいて座標変換を行い、ｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。算出されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは、電流制御部１４に出力される。またｄ軸電流ｉｄは、図１の故障診断部１１へも出力される。

電流制御部１４は、電流指令値発生部１３より入力するｄ軸電流指令値ｉｄｒと、座標変換部１８より入力するｄ軸電流ｉｄとの差により、ｄ軸電流偏差を求める。さらに、そのｄ軸電流偏差に対して周知の比例・積分制御演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｓを得る。このｄ軸電圧指令値Ｖｄｓには、後に説明する重畳電圧生成部１７より出力される重畳電圧Ｖｐが加算され、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ１となって座標変換部１５に出力される。同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉｑに対して得られるｑ軸電圧指令値Ｖｑｓも、座標変換部１５に出力される。このとき、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓに対しては、重畳電圧Ｖｐは加算されない。

座標変換部１５は、入力するｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ１およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｓに対して、磁極位置検出部２０より出力される磁極位置θに基づいて座標変換を行い、静止座標系の３相電圧指令値Ｖｕｓ、ＶｖｓおよびＶｗｓを算出する。算出された３相電圧指令値Ｖｕｓ、ＶｖｓおよびＶｗｓは、ＰＷＭ信号発生部１６に出力される。

ＰＷＭ信号発生部１６は、座標変換部１５より入力する３相電圧指令値Ｖｕｓ、ＶｖｓおよびＶｗｓをインバータ入力電圧ＶＢに対して正規化し、それぞれ搬送波と比較することでパルス幅を算出し、３相のＰＷＭパルスＰｕ、ＰｖおよびＰｗをインバータ３に出力する。これにより、同期モータ１に印加する電圧が決定される。また、ＰＷＭ信号発生部１６は、搬送波よりサンプリングのタイミングを示す信号Ｐｄを抽出し、電流検出部１９および重畳電圧生成部１７へ出力する。

重畳電圧生成部１７は、図５の符号１０８に示す重畳電圧Ｖｐを出力する。符号１０８に示す重畳電圧Ｖｐは、搬送波１０６の半周期ごと、すなわち符号１０７に示す各点のタイミングごとに、極性を切り換えられる。この切り換えのタイミングは、図４に示すＰＷＭ信号発生部１６より出力されるタイミング信号Ｐｄにより判別する。このように極性を切り換えられた重畳電圧Ｖｐを電流制御部１４から出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄｓに重畳することで、同期モータ１の３相電流に磁極位置θに応じた電流変化を発生させる。発生した電流変化は電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗによって検出され、磁極位置検出部２０において、後述する方法によって磁極位置θが求められる。また、重畳電圧Ｖｐは図１の故障診断部１１へも出力される。

磁極位置検出部２０では、搬送波の１周期の間におけるモータ電流のサンプリング値ｉｕ、ｉｖおよびｉｗから、重畳電圧Ｖｐによって発生する電流差分を求めることにより、磁極位置θを求める。この方法を以下に説明する。まず、モータ電流のサンプリング値ｉｕおよびｉｖについて、下記の式（３）により、搬送波の前半の半周期における差分ΔｉｕおよびΔｉｖを求める。ここで、計算対象とする１周期においてはじめにサンプリングした時刻、たとえば図５の時刻ｔ０を時刻ｔ（２ｎ）と表し、その次にサンプリングした時刻、たとえば時刻ｔ１を時刻ｔ（２ｎ＋１）と表す。
Δｉｕ（ｔ（２ｎ））＝ｉｕ（ｔ（２ｎ＋１））−ｉｕ（ｔ（２ｎ））
Δｉｖ（ｔ（２ｎ））＝ｉｖ（ｔ（２ｎ＋１））−ｉｖ（ｔ（２ｎ）） （３）

次に、求められた差分ΔｉｕとΔｉｖを、２相交流（α−β）座標系の差分ΔｉαとΔｉβに変換する。この変換された差分を、Δｉα（ｔ（２ｎ））およびΔｉβ（ｔ（２ｎ））と表す。

なお、以上説明した内容について、差分ΔｉｕまたはΔｉｖの代わりにサンプリング値ｉｗの差分Δｉｗを下記の式（４）により求め、この差分Δｉｗと差分ΔｉｕまたはΔｉｖのいずれか、または差分Δｉｕ、ΔｉｖおよびΔｉｗ全てにより、Δｉα（ｔ（２ｎ））とΔｉβ（ｔ（２ｎ））を求めてもよい。
Δｉｗ（ｔ（２ｎ））＝ｉｗ（ｔ（２ｎ＋１））−ｉｗ（ｔ（２ｎ）） （４）

次に、後半の半周期、すなわち時刻ｔ（２ｎ＋１）から時刻ｔ（２ｎ＋２）の間においても上記と同様の演算を行い、このときの２相交流（α−β）座標系の差分Δｉα（ｔ（２ｎ＋１））とΔｉβ（ｔ（２ｎ＋１））を求める。その後、下記の式（５）によって、搬送波の１周期の間におけるΔｉαとΔｉβの差であるΔΔｉαとΔΔｉβをそれぞれ求める。
ΔΔｉα＝Δｉα（ｔ（２ｎ＋１））−Δｉα（ｔ（２ｎ））
ΔΔｉβ＝Δｉβ（ｔ（２ｎ＋１））−Δｉβ（ｔ（２ｎ）） （５）

このようにして算出されたΔΔｉαとΔΔｉβを、２相交流（α−β）座標系におけるベクトルとしてそれぞれ表し、そのベクトルを合成したベクトルの位相角をθａｂとする。図６において、符号１０９に示すベクトルをΔΔｉα、符号１１０に示すベクトルをΔΔｉβとすると、ベクトル１０９と１１０を合成した符号１１１に示すベクトルの位相角１１２がθａｂを表す。このθａｂが磁極位置θである。

また、ベクトル１１１を電流差分差ΔΔｉと表すと、このΔΔｉは式（５）のΔΔｉαとΔΔｉβを用いて、下記の式（６）のように表すことができる。電流差分差ΔΔｉは、磁極位置検出部２０より図１の故障診断部１１へ出力される。
ΔΔｉ＝√（ΔΔｉα^２＋ΔΔｉβ^２） （６）

上記のようにして、磁極位置θが求められる。この磁極位置θに基づいて、上記に説明した方法によって、同期モータ１への印加電圧が決定される。

−ＰＷＭ制御時の故障診断−
ここで、図１の故障診断部１１で行う電圧検出部７の診断のうち、２つ目のＰＷＭ制御時の診断について説明する。ＰＷＭ制御時の診断は、上記の式（６）によって表されるΔΔｉと、下記の式（７）によって表される電流差分差の基準値ΔΔｉ＊とを比較することによって行われる。なお、式（７）におけるＬｄは同期モータ１のｄ軸におけるインダクタンスであり、ｄ軸電流ｉｄの絶対値が大きくなると減少する。そのため、あらかじめｉｄとＶｐに対する基準値ΔΔｉ＊の値をテーブル化しておき、座標変換部１８より出力されるｉｄの値と、重畳電圧生成部１７より出力されるＶｐの値によって、基準値ΔΔｉ＊の値を決定する。
ΔΔｉ＊＝２Ｖｐ／Ｌｄ （７）

電圧検出部７が故障した場合、検出されるインバータ入力電圧ＶＢは本来の値とは異なるものとなる。前述したように、電流指令値発生部１３はこのインバータ入力電圧ＶＢの値に基づいて、３相電圧指令値Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓを実現するＰＷＭパルスを生成する。したがって、電圧検出部７が故障した場合には、本来出力されるべき重畳電圧Ｖｐに対してずれが生じ、それによってインバータ３から同期モータ１に印加する重畳電圧にもずれが生じるため、モータ電流の差分、すなわちΔΔｉにもずれが生じる。このことから、下記の式（８）によってΔΔｉとΔΔｉ＊とを比較することで、電圧検出部７が故障しているか否かを判定する。式（８）を満たす場合、電圧検出部７は故障していると判定し、そうでない場合は、故障していないと判定する。ここで、αは判定のしきい値であり、あらかじめ設定されている。このようにして、故障検出部１１は電圧検出部７のＰＷＭ制御時の診断を行い、その異常を検出する。
｜ΔΔｉ＊−ΔΔｉ｜＞α （８）

図１の矩形波制御部１０について次に説明する。矩形波制御部１０は、図７に示す構成を備えており、上記に説明したＰＷＭ制御部９と同様に、トルク指令値τｒに基づいて矩形波によるスイッチング信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを同期モータ１へ出力する。図７の各構成について以下に説明する。

電圧位相演算部２３では、図１の切換制御部８よりスイッチ１２を介して入力するトルク指令値τｒに対して、電圧位相γを決定し、スイッチ選択部２４へ出力する。この電圧位相γは、２相直流の電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定した後、次のようにして算出される。なおｄ軸電流指令値ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値ｉｑｒは、トルク指令値τｒ、モータ速度ωｍおよびインバータ直流入力電圧ＶＢに基づいて、あらかじめ記憶された電流テーブルによって決定される。

ｄ軸方向に印加すべき電圧をＶｄ、ｑ軸方向に印加すべき電圧をＶｑとする。このとき、ｄ軸方向のインダクタンスをＬｄ、ｑ軸方向のインダクタンスをＬｑとすると、ＬｄおよびＬｑによって、ＶｄおよびＶｑはｄ軸電流指令値ｉｄｒおよびｑ軸電流指令値ｉｑｒに対してそれぞれ９０°位相が進む。したがって、ＶｄおよびＶｑは下記の式（９）のように表される。なお、Ｖｑの式に含まれるωｍ・φの項は、ｑ軸方向へ生じる逆起電力を補償する電圧を表す。この逆起電力は、モータ１が回転することによって、磁極位置θの方向であるｄ軸に対して電気的に直交するｑ軸方向へ生じるものである。
Ｖｄ＝−ωｍ・Ｌｑ・ｉｑｒ
Ｖｑ＝ωｍ・φ＋ωｍ・Ｌｄ・ｉｄｒ （９）

上記の式（９）によって表されるｄ軸印加電圧Ｖｄおよびｑ軸印加電圧Ｖｑをベクトル図に示したものを図８に示す。静止座標系である２相交流（α−β）座標系およびｕｖｗ相の座標系に対して、ｄ−ｑ軸座標系は、符号６１に示す磁極位置θの分だけ傾いている。符号６４に示すベクトルはｄ軸電流指令値ｉｄｒ、符号６５に示すベクトルはｑ軸電流指令値ｉｑｒをそれぞれ表している。このとき、ｉｄｒによるベクトル６４はｄ軸の負方向、ｉｑｒによるベクトル６５はｑ軸の正方向にそれぞれ向いているとする。

式（９）の−ωｍ・Ｌｑ・ｉｑｒの項によるベクトル６８により、ｄ軸印加電圧Ｖｄは符号６６に示すベクトルで表される。また、式（９）のωｍ・φの項によるベクトル６９およびωｍ・Ｌｄ・ｉｄｒの項によるベクトル７０により、ｑ軸印加電圧Ｖｑは符号６７に示すベクトルで表される。このベクトル６６とベクトル６７を合成した符号７０に示すベクトルを電圧指令ベクトルＶｒとすると、この電圧指令ベクトルＶｒをｄ軸から見たときの符号６２に示す位相が電圧位相γである。なお、ベクトル６４とベクトル６５を合成した符号７１に示すベクトルは、ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｑ軸電流指令値ｉｑｒとの合成である電流指令ベクトルｉを表す。

なお、α軸を基準とする静止座標系から見たときの電圧指令ベクトルＶｒの位相、すなわち符号６３に示す位相を、電圧位相θｖと表す。この電圧位相θｖは、後に説明するスイッチングパターンの選択において用いられる。なお、θｖ＝θ＋γである。

上記のようにして、矩形波制御部１０の電圧位相演算部２３において電圧位相γを決定する。次にスイッチ選択部２４について説明する。スイッチ選択部２４は、電圧位相γと磁極位置θの合計値、すなわち前述した電圧位相θｖに基づいてスイッチングパターンを選択し、矩形波によるスイッチング信号Ｐｕ、ＰｖおよびＰｗを出力する。これらのスイッチング信号がインバータ３に入力されると、そのスイッチング信号に応じた電圧が同期モータ１に印加される。なお、スイッチング信号によって同期モータ１に印加する電圧は所定の電圧値の正電圧または負電圧であり、スイッチング信号はこの正電圧または負電圧のどちらかを指示するものである。

スイッチ選択部２４では、１８０°通電の矩形波制御を行うために、α−β座標系（ｕｖｗ座標系）を電気角６０°ごとに６つの区間に分割し、電圧位相θｖの値がどの区間に相当するかによって異なるスイッチングパターンを選択する。図９（ａ）にα−β座標系を６つの区間に分割した様子を示す。符号７３〜７８に示す区間をそれぞれ区間I〜VIと称し、たとえば符号７３に示す区間、すなわち電圧位相θｖが−３０°〜３０°のときに符号７１に示す電圧指令ベクトルＶｒが位置する区間を、区間Iとする。同様に、θｖが３０°〜９０°のときを区間II、９０°〜１５０°のときを区間III、１５０°〜２１０°のときを区間IV、２１０°〜２７０°のときを区間V、２７０°〜３３０°のときを区間VIとする。

図９（ａ）の区間I〜VIのそれぞれにおいて選択するスイッチングパターンを図９（ｂ）に示す。たとえば区間Iの場合には、ｕ相が正電圧、ｖ相とｗ相が負電圧となるように、スイッチング信号Ｐｕ、ＰｖおよびＰｗをそれぞれ出力する。また、電圧位相θｖが図９（ａ）の符号６３に示す角度のときには、符号７１に示す電圧指令ベクトルＶｒが区間IIIに位置するため、図９（ｂ）により、ｕ相とｗ相が負電圧、ｖ相が正電圧となるように、スイッチング信号を出力する。

スイッチ選択部２４は、このようにしてスイッチングパターンを選択することで、同期モータ１への印加電圧の波形を変化するスイッチング信号Ｐｕ、ＰｖおよびＰｗをそれぞれ出力する。選択したスイッチングパターンの情報は、磁極位置検出部２６へ出力される。また、スイッチングを行う相、すなわち電圧を正から負、または負から正に変化させるｕｖｗ相いずれかの情報が、電流検出部２７と図１の故障診断部１１へ出力される。

電流検出部２７は、電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗによって検出されたモータ電流をサンプリングする。このときのサンプリングのタイミングは、図４の電流検出部１９とは異なり、所定のものが用いられる。サンプリングされたｕｖｗ各相のモータ電流に対するサンプリング値ｉｕ、ｉｖおよびｉｗは、磁極位置検出部２６に出力される。また、スイッチ選択部２４よりスイッチングを行う相の情報を入力し、その相の電流をｉｓｗとして、図１の故障診断部１１へ出力する。すなわち、スイッチング相がｕ相であればｉｓｗ＝ｉｕ、ｖ相であればｉｓｗ＝ｉｖ、ｗ相であればｉｓｗ＝ｉｗとする。

磁極位置検出部２６は、スイッチング選択部２４より出力されたスイッチングパターンの情報により、同期モータ１に印加される交流電圧を求める。この交流電圧と、電流検出部２７より出力されたモータ電流のサンプリング値ｉｕ、ｉｖおよびｉｗとによりモータの誘起電圧を検知し、その誘起電圧の位相によって、磁極位置θを求める。求められた磁極位置θは、スイッチ選択部２４と速度検出部２５へ出力される。

速度検出部２５は、図４の速度検出部２１と同様に、磁極位置検出部２６より出力される磁極位置θを一定時間ごとに検出し、その変化量によってモータ速度ωｍを求める。求められたモータ速度ωｍは電圧位相演算部２３へ出力される。

―矩形波制御時の故障診断―
ここで、図１の故障診断部１１で行う電圧検出部７の診断のうち、３つ目の矩形波制御時の診断について説明する。矩形波制御時における、モータ電流値、スイッチングパターン、インバータ入力電流、およびインバータ入力電圧の関係の例を図１０に示す。符号８１に示すスイッチングパターンによるスイッチング信号Ｐｕ、ＰｖおよびＰｗがインバータ３へ出力されると、それに応じた交流電圧が同期モータ１に印加され、符号８０に示すようにモータ電流ｉｕ、ｉｖおよびｉｗが変化する。このとき、インバータ３へ入力するインバータ入力電流は符号８２に示すように変化し、これに合わせてインバータ入力電圧も符号８３に示すように変化する。矩形波制御時の診断において、このインバータ入力電圧の変化量を検出する。

前述したように、図１の電圧検出部７によりインバータ入力電圧ＶＢが検出される。矩形波制御時の診断において、検出されたインバータ入力電圧ＶＢと、スイッチ選択部２４より出力されるスイッチングを行う相の情報とにより、スイッチング前の電圧値ＶＢａとスイッチング後の電圧値ＶＢｂとの差を求め、その差の絶対値を変化量ΔＶＢ＝｜ＶＢａ−ＶＢｂ｜とする。ΔＶＢは、図１０において符号８４に示される部分の変化量である。また、電流検出部２７より出力されるスイッチングを行う相の電流ｉｓｗにより、電圧変化量の基準値ΔＶＢ＊を求める。この電圧変化量の基準値ΔＶＢ＊は、あらかじめスイッチング時の電流ｉｓｗに対して測定しておき、スイッチング相の電流ｉｓｗの値に対するΔＶＢ＊としてテーブル化されている。

さらに、求められたΔＶＢとΔＶＢ＊とを下記の式（１０）によって比較することで、電圧検出部７が故障しているか否かを判定する。式（１０）を満たす場合、電圧検出部７は故障していると判定し、そうでない場合は、故障していないと判定する。ここで、βは判定のしきい値であり、あらかじめ設定されている。このようにして、故障検出部１１は電圧検出部７の矩形波制御時の診断を行い、その異常を検出する。
｜ΔＶＢ＊−ΔＶＢ｜＞β （１０）

上記に説明した電圧検出部７に対する故障診断の処理の流れを示すフローチャートを図１１に示す。このフローチャートはモータコントローラ４で実行されるプログラムに基づくものであり、モータコントローラ４の動作中は常に実行されている。

ステップＳ１では、リレー６がオフ（開放）かオン（接続）かの判定を行う。この判定は、リレー６からモータコントローラ４へ出力される図示しない信号により行う。リレー６がオフの場合はステップＳ２へ進み、オンの場合はステップＳ８へ進む。

ステップＳ２では、故障診断部１１において、電圧検出部７より出力されるインバータ入力電圧ＶＢにより、そのリップル周波数ｆωを検出する。リップル周波数ｆωは、前述のようにＶＢの波形によって図３に例を示す時間幅を検出し、これの逆数を算出することにより検出される。さらに、検出されたリップル周波数ｆωによって、前述の式（１）から電圧の基準値ＶＢ＊を算出する。

ステップＳ３では、故障診断部１１において、前述の式（２）により、電圧検出部７より出力されるインバータ入力電圧ＶＢとステップＳ２で算出された電圧の基準値ＶＢ＊とを比較し、リレー開放時の診断を行う。式（２）を満たす場合は電圧検出部７が故障していると判定し、ステップＳ４へ進む。式（２）を満たさない場合は電圧検出部７が故障していないと判定し、ステップＳ７へ進む。

ステップＳ４では、電圧検出部７が故障しているとして、故障診断部１１より切換制御部８と電圧検出部７へ異常信号を出力する。

ステップＳ５では、故障診断部１１より異常信号が出力されたことにより、電圧検出部７において、インバータ入力電圧ＶＢをあらかじめ設定された所定値に固定して出力する。この所定値は、前述の最低保障電圧、すなわちインバータ入力電圧ＶＢが取りうる値のうちの最低値である。

ステップＳ６では、故障診断部１１より異常信号が出力されたことにより、切換制御部８において、スイッチ１２をＰＷＭ制御部９側へ固定する切換信号をスイッチ１２へ出力する。このようにすることで、矩形波制御は行われなくなる。ステップＳ６を実行した後は、ステップＳ１へ戻る。

ステップＳ７では、電圧検出部７は故障していないとする。このとき、故障診断部１１より異常信号は出力されない。ステップＳ７を実行した後は、ステップＳ１へ戻る。

ステップＳ８では、切換制御部８において、現在のモータ運転がＰＷＭ制御と矩形波制御のどちらであるかを判定する。この判定は、切換制御部８よりスイッチ１２へ出力する切換信号の状態によって行われる。ＰＷＭ制御であると判定した場合はステップＳ９へ進み、矩形波制御であると判定した場合はステップＳ１１へ進む。

ステップＳ９では、故障診断部１１において、前述の式（６）に表される、図４の磁極位置検出部２０より出力される電流差分差ΔΔｉを検出する。なお電流差分差ΔΔｉは、図１１のフローチャートによる故障診断処理と並行して磁極位置検出部２０において実行される、図示しない磁極位置を検出する処理によって算出される。さらに、図４の座標変換部１８より出力されるｉｄの値と、重畳電圧生成部１７より出力されるＶｐの値によって、前述の式（７）に表される電流差分差の基準値ΔΔｉ＊を算出する。

ステップＳ１０では、故障診断部１１において、前述の式（８）により、ステップＳ９で検出された電流差分差ΔΔｉと、同じくステップＳ９で算出された電流差分差の基準値ΔΔｉ＊とを比較し、ＰＷＭ制御時の診断を行う。式（８）を満たす場合は電圧検出部７が故障していると判定し、ステップＳ４へ進む。式（８）を満たさない場合は電圧検出部７が故障していないと判定し、ステップＳ７へ進む。

ステップＳ１１では、故障診断部１１において、電圧検出部７より出力されるインバータ入力電圧ＶＢと、図７のスイッチ選択部２４より出力されるスイッチングを行う相の情報とにより、前述のＶＢの電圧変化量ΔＶＢを検出する。さらに、図７の電流検出部２７より出力されるスイッチングを行う相の電流ｉｓｗにより、前述の電圧変化量の基準値ΔＶＢ＊を算出する。

ステップＳ１２では、前述の式（１０）によって、ステップＳ１１で検出された変化量ΔＶＢと、同じくステップＳ１１で算出された電圧変化量の基準値ΔＶＢ＊とを比較し、矩形波制御時の診断を行う。式（１０）を満たす場合は電圧検出部７が故障していると判定し、ステップＳ４へ進む。式（１０）を満たさない場合は電圧検出部７が故障していないと判定し、ステップＳ７へ進む。

上述した直流電圧検出回路の故障診断装置によれば、電圧検出部７により検出した直流電圧に生じる変動成分の周波数を検出し、その周波数により直流電圧の基準値を求め、その基準値と直流電圧の値との比較結果に基づいて電圧検出部７の異常を検出することとしたので、電圧検出部７の異常を即時に検出することができる。
また上述した直流電圧検出回路の故障診断装置は、ＰＷＭ制御部９により同期モータ１をＰＷＭ制御するモータ制御システムに搭載される。この故障診断装置によれば、重畳電圧生成部１７により重畳した電圧によって発生する電流の差分を、電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗにより検出された電流の値に基づいて算出する。その算出した電流の差分と、重畳した電圧とに基づいて電流の差分の基準値を算出し、その算出した基準値と電流の差分との比較結果に基づいて、電圧検出部７の異常を検出する。このようにしたので、電圧検出部７の異常を即時に検出することができる。
さらに上述した直流電圧検出回路の故障診断装置は、矩形波制御部１０により同期モータ１を矩形波制御するモータ制御システムに搭載される。この故障診断装置によれば、スイッチ選択部２４により同期モータ１への印加電圧波形を変化されたときに、電圧検出部７により検出された直流電圧の変化量を算出する。電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗにより検出された電流の値に基づいて、その直流電圧の変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と直流電圧の変化量との比較結果に基づいて、電圧検出部７の異常を検出する。このようにしたので、電圧検出部７の異常を即時に検出することができる。
本発明によるモータ制御システムは、切換制御部８によりＰＷＭ制御部９または矩形波制御部１０のいずれかを選択して、同期モータ１をＰＷＭ制御または矩形波制御する。このモータ制御システムによれば、電圧検出部７の異常を検出した場合、切換制御部８をＰＷＭ制御部９側に切り換えて同期モータ１の制御方法をＰＷＭ制御に固定し、電圧検出部７より固定の値であるインバータ入力電圧ＶＢの最低保障電圧を出力する。このようにしたので、電圧検出部７が故障した場合にも同期モータ１の運転を継続することができる。

上述の実施の形態では、故障診断部１１はモータコントローラ４の機能の一部である例を説明したが、この故障診断部１１の機能を切り離して、モータコントローラ４と別個の直流電圧検出回路の故障診断装置としてもよい。または、その他の機能も合わせてモータコントローラ４から切り離し、この機能を実現する直流電圧検出回路の故障診断装置としてもよい。

上述の実施の形態では、直流電圧検出手段を電圧検出部７、電流検出手段を電流センサ５ｕ、５ｖおよび５ｗ、電圧重畳手段を重畳電圧生成部１７、スイッチング手段をスイッチ選択部２４、選択手段を切換制御部８およびスイッチ１２によりそれぞれ実現し、制御手段をモータコントローラ４、故障検出装置を故障診断部１１で実現している。しかし、これらはあくまで一例であり、本発明の特徴が損なわれない限り、各構成要素は上記実施の形態に限定されない。

上述の実施の形態では、同期モータ１をインバータ３で制御する例について説明したが、電圧検出部７と故障診断部１１に相当する機能を備えるのであれば、同期モータに限らず、誘導モータ、直流モータやその他の方式のモータを制御するものであっても、本発明を適用できる。

本発明による直流電圧検出回路の故障診断装置を備えたモータ制御システムの一実施形態を示す図である。 トルク指令値τｒおよびモータ速度ωｍとスイッチ１２の切り換え先との関係の例を示す図であり、（ａ）はインバータ入力電圧ＶＢがＶＢ１のときの例、（ｂ）はインバータ入力電圧ＶＢがＶＢ２のときの例をそれぞれ示す。 リレー６が開放している場合に検出されるインバータ入力電圧ＶＢの波形の例を示す図である。 ＰＷＭ制御部９の構成を示す図である。 電流検出部１９におけるモータ電流のサンプリングのタイミングを示す図である。 搬送波の１周期の間における電流値の差分ΔΔｉαfおよびΔΔｉβf、および電流差分差ΔΔｉと磁極位置θを表す位相角θａｂとの関係を示すベクトル図である。 矩形波制御部１０の構成を示す図である。 電流指令値と電圧位相との関係を示すベクトル図である。 モード区間とスイッチングパターンとの関係を示す図であり、（ａ）は静止座標系とモード区間との関係、（ｂ）はモード区間とスイッチングパターンとの関係をそれぞれ示す。 モータ相電流、スイッチングパターン、およびインバータ入力直流電圧変動の関係を示す図である。 故障検出処理のフローチャートを示す図である。

符号の説明

１ 同期モータ
２ バッテリ
３ インバータ
４ モータコントローラ
５ｕ，５ｖ，５ｗ 電流センサ
６ リレー
７ 電圧検出部
８ 切換制御部
９ ＰＷＭ制御部
１０ 矩形波制御部
１１ 故障診断部
１２ スイッチ

Claims (4)

1. モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値に基づいて前記モータを制御する制御手段とを備えたモータ制御システムに搭載され、
   前記直流電圧に生じる変動成分の周波数を検出し、その周波数により前記直流電圧の基準値を求め、その基準値と前記直流電圧の値との比較結果に基づいて前記直流電圧検出手段の異常を検出することを特徴とする直流電圧検出回路の故障診断装置。
2. モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
   前記モータへの印加電圧にさらに電圧を重畳する電圧重畳手段とを少なくとも有し、
   前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と前記電流検出手段により検出された電流の値とに基づいて前記モータをＰＷＭ制御するモータ制御システムに搭載され、
   前記電圧重畳手段により重畳した電圧によって発生する電流の差分を前記電流検出手段により検出された電流の値に基づいて算出し、その算出した差分と前記重畳した電圧とに基づいて前記差分の基準値を算出し、その算出した基準値と前記差分との比較結果に基づいて前記直流電圧検出手段の異常を検出することを特徴とする直流電圧検出回路の故障診断装置。
3. モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
   前記モータへの印加電圧波形を変化するスイッチング手段とを少なくとも有し、
   前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と前記電流検出手段により検出された電流の値とに基づいて前記モータを矩形波制御するモータ制御システムに搭載され、
   前記スイッチング手段により印加電圧波形を変化されたときの前記直流電圧の変化量を算出し、前記電流検出手段により検出された電流の値に基づいて前記変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と前記変化量との比較結果に基づいて前記直流電圧検出手段の異常を検出することを特徴とする直流電圧検出回路の故障診断装置。
4. モータを駆動するための直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、
   前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
   前記モータへの印加電圧にさらに電圧を重畳する電圧重畳手段と、
   前記モータへの印加電圧波形を変化するスイッチング手段と、
   前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧の値と前記電流検出手段により検出された電流の値とに基づいて、前記モータをＰＷＭ制御または矩形波制御する制御手段と、
   前記制御手段による前記モータの制御方法として、前記ＰＷＭ制御または前記矩形波制御のいずれかを選択する選択手段と、
   前記選択手段によりＰＷＭ制御が選択されているとき、前記電圧重畳手段により重畳した電圧によって発生する電流の差分を前記電流検出手段により検出された電流の値に基づいて算出し、その算出した差分と前記重畳した電圧とに基づいて前記差分の基準値を算出し、その算出した基準値と前記差分との比較結果に基づいて前記直流電圧検出手段の異常を検出し、
   前記選択手段により矩形波制御が選択されているとき、前記スイッチング手段により印加電圧波形を変化されたときの前記直流電圧の変化量を算出し、前記電流検出手段により検出された電流の値に基づいて前記変化量の基準値を算出し、その算出した基準値と前記変化量との比較結果に基づいて前記直流電圧検出手段の異常を検出する故障検出装置とを備え、
   前記故障検出装置により前記直流電圧検出手段の異常を検出した場合、前記選択手段が選択する制御方法をＰＷＭ制御に固定し、前記直流電圧検出手段より固定の値を出力することを特徴とするモータ制御システム。
   

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