JP2005094827A - 高電圧電源パルス電源 - Google Patents

Abstract

【課題】放電電極と対向電極の間に高電圧パルスを印加することでパルスコロナ放電を発生させるパルスコロナ装置に、経済的、かつ、高信頼性の高電圧パルス電源を供給する。
【解決手段】高電圧パルス電源のパルス形成回路のパルス形成コンデンサーを充電するために共振充電回路を用いるとともに、該共振充電回路の直流コンデンサーを力率改善回路を組み込んだ直流安定化電源で充電する。さらに、パルスコロナ装置からパルス形成回路に反射して残存するエネルギーを消費するためのエネルギー消費回路を設ける。
【選択図】 図１

Description

本発明は、コロナ放電電極と対向電極間に高電圧パルスを印加してパルスコロナ放電を発生させ大気圧コールドプラズマを生成し、このプラズマ中を通過するガス中のダイオキシン、有機溶剤、悪臭物質などをプラズマ処理するパルスコロナ処理装置に用いる高電圧パルス電源に関するものである。

また、前記大気圧プラズマ中をプラスチック材料、繊維など通過させ、それらの表面物性を改質したり、表面の殺菌を行うためのパルスコロナ処理装置に用いる高電圧パルス電源に関するものである。

従来の高電圧パルス電源は、図７に記載の如く商用電源１をノイズフィルター２１を通して全波整流回路２２で定電流インバータ充電回路２８の直流コンデンサーＣｏを充電する。定電流インバータ充電回路２８はこの直流コンデンサーＣｏ、高周波インバータスイッチＳｉ、直列コンデンサーＣｓ、高周波トランスＴｈｆ及びダイオードブリッジＤＢから構成されている。高周波インバータ２８でパルス形成回路２９のパルス形成コンデンサーＣｐを充電し、そのエネルギーをサイラトロンなどの高電圧スイッチＨＳＷでスイッチングを行い急峻な高電圧パルスを発生させていた（例えば特許文献１参照）。
特開平１−３０２８８２号公報

または、前記パルス形成コンデンサーＣｐを充電するために、商用電源１を全波整流回路２２で充電した直流コンデンサーＣｏとパルス形成コンデンサーＣｐの共振を用いた共振充電回路（図７の定電流インバータ充電回路２８の代わりに図１の共振充電回路９を用いる）を用いる場合もあった（例えば特許文献２参照）。
特開平７−７９０４３号公報

商用電源１を全波整流回路２２で充電した直流コンデンサーＣｏとパルス形成コンデンサーＣｐの共振を用いた共振充電回路を用いた場合のパルス形成コンデンサーＣｐの電圧波形を図８に示す。この場合、高電圧パルス電源のパルス繰り返し周波数を上げていくと全波整流回路の充電周期（例えば商用電源１が５０Ｈｚの場合では約３．３ｍｓ）以上の周期で高電圧パルスを発生させると直流コンデンサーＣｏの充電が間に合わなくなり直流コンデンサーＣｏの電圧が低下（リップル発生）してしまう。その結果、パルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧も低下してしまうため、高電圧パルスの出力電圧が変動（約３．３ｍｓの周期）する。

大気圧コールドプラズマを発生させるコロナ放電負荷では、コロナ放電に必要な初期電子は宇宙線、自然放射線などにより確率的に発生するため、高電圧パルス印加するたびに、コロナ放電に寄与する初期電子の数と分布に異なる。その結果、高電圧パルス印加毎に放電電流、放電電力に変動が生じ、さらには、パルス電圧波形（特に、ピーク値）も異なることになる。

その結果、負荷インピーダンスの値は一定なものではなく、ある値を平均値として統計分布する。このような特性を持つコロナ放電負荷では、パルス形成コンデンサーの充電電圧を厳しく、例えば、±１％の精度で規定するよりは、簡単な回路構成で安価な電源が求められている。

また、従来の高電圧パルス電源では高調波対策が必要で、高電圧パルス電源３０と商用電源の間にノイズフィルター２１などが必要で、特に高電圧パルス電源の容量が大きくなった場合には、そのコストが多大となっていた。また、力率も０．７程度で大型電源が必要な場合には力率調整が必要であったり、無効電力に対する割り増しの電気代が必要となる場合があった。

また、高電圧パルス電源３０のパルス形成コンデンサーＣｐに充電したエネルギーの全てが放電に転換されるわけでわなく、余剰のエネルギーはコロナ放電負荷２７から同極性のエネルギーとして反射し、パルス形成回路２９のいずれかのコンデンサーに残留電圧として残留する場合がある。

また、さらには、この種のコロナ放電負荷２７ではスパークが発生する場合も多く、その場合には逆極性のエネルギーとして反射し、パルス形成回路２９のいずれかのコンデンサーに残留電圧として残留する場合がある。

パルス形成コンデンサーＣｐにエネルギーが残留し残留電圧Ｖｒが発生する場合、特に、直流コンデンサーＣｏとパルス形成コンデンサーＣｐの共振を用いた共振充電回路を用いてパルス形成コンデンサーＣｐを充電する場合、充電電圧は図９のように低下してしまう。

すなわち、残留電圧をＶｒ、直流コンデンサーの容量と初期電圧をそれぞれＣｃｏとＶｏ、パルス形成コンデンサーの容量と充電電圧をそれぞれＣｃｐとＶｃ、共振トランスＴｒの昇圧比をＮｒとすると、これらの間には下記の関係式がある。

すなわち、図９に示すが如く残留電圧Ｖｒが存在すると、パルス形成コンデンサーの充電電圧ＶｃはＶｒ低下することになり、所定の充電電圧を保持することができない。さらに、図８に示すが如くリップルでＶｏがΔＶｏ低下すると、やはりパルス形成コンデンサーの充電電圧は２ＮｒΔＶｏ低下することになる。

また、定電流インバータ充電回路２８を用いた場合のパルス形成コンデンサーＣｐの電圧波形および充電電流波形を図１０に示す。この場合、パルス形成コンデンサーＣｐの充電周波数を高周波化できるため、パルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧は定電流インバータの１周期もしくは半周期で供給される電荷による電圧分以内の変動に収まり、また、パルス形成コンデンサーＣｐの充電前の残留電圧Ｖｒにも依存しないうえ、パルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧を検出しながら高精度に制御できるため、高電圧パルスの出力電圧も安定化できる。しかしながら、充電回路および制御回路が複雑でコスト高となっていた。

前記のような特徴を持つコロナ放電負荷に、経済的、かつ、高信頼性の高電圧パルス電源を供給すること目的とする。

他の目的は、高調波対策が不要で、しかも、力率が殆ど１に近い高電圧パルス電源とすることである。

この発明は放電電極と対向電極の間に高電圧パルスを印加することでパルスコロナ放電を発生させるパルスコロナ装置に用いる高電圧パルス電源において、パルス形成回路のパルス形成コンデンサーを充電するために共振充電回路を用いるとともに、該共振充電回路の直流コンデンサーを直流安定化電源で充電することを特徴とする。

さらに、該直流安定化電源にＰＦＣ（力率改善回路）が組み込まれていることを特徴とする。

また、パルス形成回路にパルスコロナ装置から反射して残存するエネルギーを消費するためのエネルギー消費回路を備えることを特徴とする。

パルス形成回路としてはパルス形成コンデンサーと少なくとも１個の半導体素子を直並列接続してなる半導体スイッチと可飽和リアクトルを有し、前記可飽和リアクトルの飽和動作により前記半導体スイッチにより放電される前記パルス形成コンデンサーのエネルギーをパルス圧縮する磁気パルス圧縮手段を複数段設けた回路を用いる。また、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に、入力パルス電圧を昇圧するパルストランスを挿入しても良い。

上記パルス形成回路においてはパルスコロナ装置から反射して残存するエネルギーを消費するためのエネルギー消費回路を最終段の前段の磁気パルス圧縮手段の可飽和リアクトルの出力端に設けると良い。

通常、パルスコロナ装置では、パルスコロナ放電で注入するエネルギーをパルスパルス繰り返し周波数で制御する。そのため、パルス繰り返し周波数を可変とする必要があるが、本発明による高電圧パルス電源では、高電圧パルスの生成の指令を該共振充電回路への充電指令信号と前記充電指令信号に常に一定の遅延時間をおいて該パルス形成回路の該半導体スイッチへの放電指令信号で行うとともに、これら一連の信号の繰り返し周期を制御することで高電圧パルスの繰り返しを制御する。

本発明によって、高電圧パルス印加毎に放電電流、放電電力が変動し、さらには、パルス電圧波形（特に、ピーク値）も変動するパルスコロナ処理装置に用いる高電圧パルス電源に関して、経済的、かつ、高信頼性とできるとともに、商用電源に接続する場合、高調波対策が不要で、しかも、力率が殆ど１とすることがでる。

高電圧パルス電源のパルス形成コンデンサーを充電するために共振充電回路を用いるとともに、該共振充電回路の直流コンデンサーをＰＦＣ（力率改善回路）を組み込んだ直流安定化電源で充電する。さらに、パルスコロナ装置からパルス形成回路に反射して残存するエネルギーを消費するためのエネルギー消費回路を設ける。

図１は、本発明による高電圧パルス電源を模式的に表したものである。パルス形成回路１０のパルス形成コンデンサーＣｐを充電するために、共振充電回路９を用い、さらに、共振充電回路９の直流コンデンサーＣｏを充電するためにＰＦＣ（力率改善回路）が組み込まれた直流安定化電源２を用いる。

図２に直列共振回路１０の１例を示す。直流コンデンサーＣｏに接続された半導体スイッチ（例えばＩＧＢＴ）ブリッジ回路ＳＢ、チョークコイルＬｃｈ、共振充電トランスＴｒ、さらにはダイオードブリッジＤＢを介してパルス形成コンデンサーＣｐと直列共振回路を形成している。

図３にＰＦＣ（力率改善回路）の１例を示す。整流回路ＤＢ１とブーストコンバータ部１３を縦続接続し、半導体スイッチＳｂｃを高周波のスイッチングさせることで電流波形を正弦波に近づける。ここでは、３相の内Ｒ相のみを示しているが、Ｓ相Ｔ相も同様にすれば良い。

数式１において、Ｖｒ＝０の場合にはＣｃｏ＞＞ＮｒＣｃｐとしておくことでＶｃ＝２ＮｒＶｏにまで充電できるわけである。この時のパルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧波形と充電電流、ならびに直流コンデンサーＣｏの電源波形を図４に示す。

パルス繰り返し周波数を上げていっても、商用電源の全波整流回路で直流コンデンサーを充電した場合に問題となる直流コンデンサー電圧のリップルは発生せず、常に直流コンデンサーＣｏの電圧をＶｏに保持することができ、図４に示すが如くパルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧を毎回同じ値にすることが可能となる。

特に、直流安定化電源２の駆動周波数をパルス繰り返し周波数の１００倍程度以上に設定しておくと、パルス形成コンデンサーＣｐの充電中も直流コンデンサーＣｏの電圧は一定に保たれる（図４）。そのため、直流コンデンサーＣｏの電圧は常に一定に保つことが可能で、ひいては、パルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧も安定化できるわけである。

直流コンデンサーＣｏの電圧Ｖｏだけを設定すれば、自動的にパルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧Ｖｃは一義的に定まるため、定電流インバータ充電の場合のようにパルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧検出２４を行い定電流インバータ充電回路の充電を制御する必要がないため、高電圧の検出が不要となり制御回路も簡単になる。

また、特に直流コンデンサーＣｏの充電にＰＦＣ（力率改善回路）を組み込んだ直流安定化電源２を用いることで、力率は殆ど１とすることができる。また、商用入力電源が正弦波であれば、高調波成分も殆ど０とすることができるため、商用電源に対する高調波対策も不要となる。また、力率が殆ど１であるため、無効電力補償も不要となる。これらの対策が不必要なため、特に、高電圧パルス電源の容量が大型化した場合に電源コストが大幅に低減することができる。

この場合、残留電圧Ｖｒが変化すると当然Ｖｃも変化するため、Ｖｒ＝０とする必要があるが、これは、パルス形成回路に残留エネルギーを消費する抵抗Ｒｄを挿入することで行う。

パルス形成回路１０としては図５や図６に示す半導体素子をスイッチング素子ＳＷとして用い、過飽和リアクトルの飽和特性を利用したパルス圧縮手段（ＭＰＣ）を１段以上を用いると良い。すなわち図５において、パルス形成コンデンサーＣｐと、オンすることでパルス形成コンデンサーＣｐのエネルギーを次段のコンデンサーに移行する少なくとも１個の半導体素子を直並列接続してなる半導体スイッチユニットＳＷＵと、可飽和リアクトルＳＲ１，ＳＲ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２を有し、可飽和リアクトルＳＲ１、ＳＲ２の飽和動作によりコンデンサＣ１、Ｃ２のエネルギーをパルス圧縮して出力する１段以上（図では２段）の磁気パルス圧縮回路ＭＰＣ１，ＭＰＣ２とから構成されている。

かかる構成のパルス形成回路においては、共振充電回路の直流コンデンサーＣｏがＰＦＣ（力率改善回路）が組み込まれた直流安定化電源で充電された直流コンデンサーを用いた共振充電回路によりパルス形成コンデンサーＣｐが充電される。

この充電エネルギーは、半導体スイッチユニットＳＷＵの投入によって、パルス形成コンデンサーＣｐ、半導体スイッチユニットＳＷＵ、コンデンサーＣ１の経路で、コンデンサーＣ１に移行する。

この時、可飽和リアクトルＳＲ１は非飽和の状態であり、このインダクタンスは上記経路の回路インダクタンスよりも十分大きいため、コンデンサーＣ２に流れ込むエネルギーは、可飽和リアクトルＳＲ１のコアの特性で決まる漏れ電流に起因する量のみとなる。

この量は、主回路のエネルギーに比べて十分に小さく、コンデンサーＣ１とコンデンサーＣ２はほぼ等しい容量とすることで、コンデンサーＣ２の電圧はほとんど上昇しない。

この時、可飽和リアクトルＳＲ１の端子間にはコンデンサーＣ１の電圧が印加されるが、この可飽和リアクトルＳＲ１は、パルス形成コンデンサーＣｐのエネルギーがコンデンサーＣ１に全て移行した時点、すなわちコンデンサーＣ１の電圧がピークに達した時点で、飽和するようにしておくと良い。

可飽和リアクトルＳＲ１が飽和すると、そのインダクタンスは急減するため、コンデンサーＣ１のエネルギーは、コンデンサーＣ１、可飽和リアクトルＳＲ１、コンデンサーＣ２の経路で、コンデンサーＣ２に移行する。

この時、コンデンサーＣ１、コンデンサーＣ２、および可飽和リアクトルＳＲ１からなる閉回路における共振周波数が、パルス形成コンデンサーＣｐ、コンデンサーＣ１および半導体スイッチＳＳＷからなる閉回路における共振周波数よりも十分高くなるように設計されているため、パルス圧縮を行うことができるわけである。

さらに、可飽和リアクトルＳＲ２は可飽和リアクトルＳＲ１と同様に、コンデンサーＣ２の電圧がピークに達した時点で飽和し、パルスコロナ処理装置の放電電極と対向電極の間に高電圧パルスが形成されることになる。

そして、パルス形成回路１０で生成したパルスがコロナ放電負荷１１でそのエネルギーがコロナ放電に変換されるが、その効率は通常７０〜８０％程度である。その残余のエネルギーは反射によりパルス形成回路１０に戻される。

また、コロナ放電負荷１１ではスパークもしばしば発生する。スパークが発生した場合にはパルス形成回路１０に通常逆極性電圧が反射してくる。

これらのようにコロナ放電負荷１１から反射で戻されたエネルギーはパルス形成回路１０で反射、共振を繰り返しやがてパルス形成コンデンサーＣｐに残留する。そこで、パルス形成コンデンサー１０に残存エネルギー消費回路Ｅｄを設けることでＶｒ＝０を達成する必要がある。

残存エネルギー消費回路Ｅｄは磁気パルス圧縮手段の最終段のコンデンサー、すなわち、図５ではコンデンサーＣ２に並列に挿入すると良い。特に、パルス圧縮動作時に残存エネルギー消費回路Ｅｄで損失を発生させず、コロナ放電負荷１１からの反射で戻されたエネルギーを速やかに消費するよう抵抗Ｒｄと空芯インダクタンスＬｄの直列回路が残存エネルギー消費回路Ｅｄとして適当である。

そのため、抵抗Ｒｃと空芯インダクタンスＬｃの条件としては、数式２と数式３とすることで、上記条件を満たすことができる。ここで、Ｌｓ、Ｌｎｓは直前の磁気圧縮回路の過飽和リアクトル（図５ではＳＣＲ１）の飽和時インダクタンスと非飽和時インダクタンスで、Ｃｎは最終段の磁気圧縮回路（図５ではＭＰＣ１）のコンデンサー容量である。

図６の回路も図５と同様で、差異はパルストランスを最終段の磁気圧縮回路（図６ではＭＰＣ２）の前に挿入していることで、数式３においてＬｎをＬｎとパルストランスの漏れインダクタンスの和に、ＣｎをＮｎＣｎと置き替えれば良い。ここで、ＮｎはパルストランスＰＴの昇圧比である。

高電圧パルスの発生は、図１に示すようにパルス出力・充電コントローラ５から直流安定化電源２に電圧設定指令３を送出し、共振充電回路９の直流コンデンサーＣｏをＶｏに充電する。充電完了の後、充電指令４とパルス出力指令７をそれぞれ半導体スイッチブリッジ回路ＳＢと半導体スイッチユニットＳＷＵに送ることで制御できる。

図４に示すようにパルス出力指令７は充電指令４から常に一定の遅延時間ｔｄをおくようにする。パルス繰り返し周波数は充電指令４とパルス出力指令７の１連の信号の周期Ｔｐを変化させるだけで可変できるわけである。遅延時間ｔｄが一定であるため、パルス形成コンデンサーＣｐの経時ロスも一定となり、パルス出力指令７が送られ半導体スイッチユニットＳＷＵがオンする時のパルス形成コンデンサーＣｐの電圧はパルス繰り返し周波数に依らず一定の値となる。

このように、パルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧は直流コンデンサーＣｏの電圧で一義的に決まるため、定電流インバータ回路を用いた充電方式（図７）のようなパルス形成コンデンサーＣｐの充電電圧検出を行う必要がなく、制御が簡単になる。

また、異常信号、例えば充電電流の過電流（充電電流異常６）やコロナ放電負荷の過電流（負荷電流異常８）を検出してた場合はこの１連の信号を停止すると共に電圧設定指令３を停止することでパルス電源を保護することができる。

この発明による高電圧パルス電源を模式的に表したものである（実施例１）。 実施例１に用いる直列共振回路の１例を示すものである。 実施例１に用いる力率改善回路の１例を示すものである。 実施例１における指令信号とパルス形成コンデンサーと直流コンデンサーの電圧波形及び共振充電電流波形を示す。 実施例１によるパルス形成回路の形態を示す回路図。 実施例１によるパルス形成回路の他の形態を示す回路図。 従来の高電圧パルス電源の１例を模式的に表したものである。 従来の高電圧パルス電源におけるパルス形成コンデンサーと直流コンデンサーの電圧波形及び共振充電電流波形の例を示す。 従来の高電圧パルス電源におけるパルス形成コンデンサーと直流コンデンサーの電圧波形及び共振充電電流波形の例を示す。 従来の高電圧パルス電源におけるパルス形成コンデンサーの電圧波形及び定電流インバータ充電電流波形の他の例を示す。

符号の説明

１ 商用電源
２ 直流安定化電源
３ 電圧設定指令
４ 充電指令
５ パルス出力・充電コントローラ
６ 充電電流異常
７ パルス出力指令
８ 負荷電流異常
９ 共振充電回路
１０ パルス形成回路
１１ コロナ放電負荷
１２ パルス電源
１３ バーストコンバータ部
１４ 電流監視
１５ ゲート信号
１６ 電圧監視
１７ ＰＦＣ制御ＩＣ
２１ ノイズフィルター
２２ 全波整流回路
２３ 充電指令
２４ 充電電圧検出
２５ パルス出力・充電コントローラ
２６ パルス出力指令
２８ 定電流インバータ充電回路
２９ パルス形成回路
３０ 従来のパルス電源
ＰＦＣ 力率改善回路
Ｃｏ 直流コンデンサー
ＳＢ 半導体スイッチブリッジ回路
Ｌｃｈ チョークコイル
Ｔｃｈ 共振充電トランス
ＤＢ ダイオードブリッジ
ＳＷＵ 半導体スイッチユニット
ＳＣＲ 過飽和リアクトル
Ｒｄ 残留電圧消費用抵抗
ＣＴ１ 電流検出素子
ＣＴ２ 電流検出素子
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
Ｌｂｃ インダクタンス
Ｓｂｃ 半導体スイッチ
ＤＦＢ 全波整流回路
Ｓｉ 高周波インバータスイッチ
Ｃｓ 直列コンデンサー
Ｔｈｆ 高周波トランス
ＨＳＷ 高電圧スイッチ

Claims (6)

1. 放電電極と対向電極の間に高電圧パルスを印加してパルスコロナ放電を発生させるパルスコロナ処理装置に用いる高電圧パルス電源において、パルス形成回路のパルス形成コンデンサーを充電するために共振充電回路を用いるとともに、該共振充電回路の直流コンデンサーを直流安定化電源で充電することを特徴とした高電圧パルス電源。
2. 請求項１に記載の直流安定化電源にＰＦＣ（力率改善回路）が組み込まれていることを特徴とする高電圧パルス電源。
3. パルスコロナ装置からパルス形成回路に反射して残存するエネルギーを消費するためのエネルギー消費回路を備えることを特徴とする請求項１〜２に記載の高電圧パルス電源。
4. パルス形成回路としてパルス形成コンデンサーと少なくとも１個の半導体素子を直並列接続してなる半導体スイッチと可飽和リアクトルを有し、前記可飽和リアクトルの飽和動作により前記半導体スイッチにより放電される前記パルス形成コンデンサーのエネルギーをパルス圧縮する磁気パルス圧縮手段を１段以上設けることを特徴とする請求項１〜３に記載の高電圧パルス電源。
5. 請求項４の高電圧パルス電源において、磁気パルス圧縮手段の最終段の直前に入力パルス電圧を昇圧するパルストランスを挿入することを特徴とする高電圧パルス電源。
6. 高電圧パルスの生成の指令を該共振充電回路への充電指令信号と前記充電指令信号に常に一定の遅延時間をおいて該パルス形成回路の該半導体スイッチへのパルス出力指令信号で行うとともに、これら一連の信号の繰り返し周期を制御することで高電圧パルスの繰り返しを制御することを特徴とする請求項１から５に記載の高電圧パルス電源。

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