JP2005065277A

JP2005065277A - スイッチング回路

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Publication number: JP2005065277A
Application number: JP2004232953A
Authority: JP
Inventors: Brian Kearns; ブライアン・カーンズ
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-08-15
Filing date: 2004-08-10
Publication date: 2005-03-10
Also published as: DE60315646T2; EP1515450B1; DE60315646D1; US20050035824A1; US7075386B2; ATE370553T1; EP1515450A1

Abstract

【課題】送信モードにおいて、送信側から受信側への高いアイソレーションを実現する。
【解決手段】スイッチング回路は、送信ポート２または受信ポート３に共通のアンテナポートを選択的に接続する。この回路はＰＩＮダイオードＤ_１，Ｄ_２を含んでいる。ダイオードＤ_１は、アノードが送信ポート２に接続され、カソードがノードＸに接続されている。ノードＸは、アンテナポートと移相回路網Ｐ_１の一端に接続されている。移相回路網Ｐ_１の他端は、トランスＴ_１を介してノードＹに接続されている。ダイオードＤ_２は、アノードがノードＹに接続され、カソードが共振回路Ｌ_１，Ｃ_１を介して接地されている。ノードＹは、トランスＴ_２を介して受信ポート３に接続されている。トランスＴ_１は、第２のノードＹにおけるインピーダンスを、ノードＸから計測したときに低下させ、トランスＴ_２は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させる。
【選択図】図４

Description

本発明は、例えばマルチバンド携帯電話機において、各帯域の送信モードと受信モードの選択を行うために用いられるスイッチング回路に関する。

携帯電話機に関連する技術の最近の動向としては、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）方式のマルチバンド携帯電話機の普及が更に拡大していく傾向にある。欧州のＧＳＭネットワークを対象としては、ＥＧＳＭ（Extended GSM）方式およびＤＣＳ（Digital Cellular System）方式で動作する携帯電話機が普及し、米国のＧＳＭネットワークを対象としては、ＡＧＳＭ（American GSM）方式およびＰＣＳ（Personal Communications System）方式で動作する携帯電話機が普及している。また、世界共通のアプリケーションとして、ＡＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各方式のうちの３または４方式において動作する携帯電話機が普及している。下記の表１に、これら各方式の送信周波数の範囲と受信周波数の範囲を示す。

ＧＳＭ方式では、送信信号および受信信号は携帯電話機によって同時に処理されないので、携帯電話機の各種送信用および受信用回路と単一のアンテナとを接続するのに電子的スイッチング回路が用いられている。一般に、この種のスイッチング回路はアンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）と呼ばれる。

デュアルバンドＡＳＭの例は、特許文献１および特許文献２に開示されている。図１に、典型的なデュアルバンドＡＳＭの回路図を示す。このモジュールは、アンテナポート１、一組の送信入力端（以下、送信ポートとも言う）２，２′、および一組の受信出力端（以下、受信ポートとも言う）３，３′を含んでいる。アンテナポート１はダイプレクサＤＰＸの入力端に接続されている。ダイプレクサＤＰＸは、３つのポートを持ち、ＡＳＭを２つの部分、すなわち、低帯域部ＬＢと高帯域部ＨＢとに分割するデバイスである。

高帯域部ＨＢは、受信出力端３と、送信入力端２および送信用ローパスフィルタＬＰＦ_１を備えた送信回路とを含んでいる。また、この高帯域部ＨＢは、高帯域送信または高帯域受信の動作モードの選択を可能にする単極双投型（ＳＰ２Ｔ）スイッチを含んでいる。一般に、単極双投型スイッチは一組のＰＩＮダイオードを用いて構成されている。一方のダイオードＤ_１は、ローパスフィルタＬＰＦ_１を介して送信入力端２に直列に接続され、他方のダイオードＤ_２は、受信出力端３に並列に接続されている。ダイオードＤ_２には、インダクタンスＬ_１とキャパシタンスＣ_１を備えたＬＣ共振回路が直列に接続されている。この共振回路は、高帯域側送信帯域の周波数範囲の中心で共振するように調整されている。なお、インダクタンスＬ_１は、単純に、オン状態のダイオードＤ_２の寄生インダクタンスでもよい。前記単極双投型スイッチは更に、高帯域送信ポート２における直列のダイオードＤ_１と高帯域受信ポート３におけるシャントダイオードＤ_２との間に設けられた移相回路網Ｐ_１を含んでいる。最後に、このＡＳＭの高帯域部ＨＢは、ダイオードＤ_１，Ｄ_２のオン状態とオフ状態の切り換えを可能にする、多くのＤＣバイアス構成要素を含んでいる。ＤＣバイアス構成要素は、ＤＣ制御電圧用の入力端ＶＣ_１と、ＤＣチョークＬ_Ｃと、ＤＣブロッキングキャパシタＣ_Ｂと、平滑キャパシタＣ_Ｓとを備えている。

同様に、低帯域部ＬＢは、受信出力端３′と、送信入力端２′および送信用ローパスフィルタＬＰＦ_２を備えた送信回路とを含んでいる。この低帯域部ＬＢは、低帯域の受信または送信の動作モードの選択を可能にする単極双投型スイッチを含んでいる。この単極双投型スイッチも、一組のＰＩＮダイオードを用いて構成されている。一方のダイオードＤ_３は、ローパスフィルタＬＰＦ_２を介して低帯域送信入力端２′に直列に接続され、他方のダイオードＤ_４は、低帯域受信出力端３′に並列に接続されている。ダイオードＤ_４には、インダクタンスＬ_２とキャパシタンスＣ_２を備えたＬＣ共振回路が直列に接続されている。この共振回路は、低帯域側送信帯域の周波数範囲の中心で共振するように調整されている。上述のように、インダクタンスＬ_２は、単純に、オン状態のダイオードＤ_４の寄生インダクタンスでもよい。前記単極双投型スイッチは更に、低帯域送信ポート２′における直列のダイオードＤ_３と、低帯域受信ポート３′におけるシャントダイオードＤ_４との間に設けられた移相回路網Ｐ_２を含んでいる。上述のように、このＡＳＭの低帯域部ＬＢは、ダイオードＤ_３，Ｄ_４のオン状態とオフ状態の切り換えを可能にする、多くのＤＣバイアス構成要素を含んでいる。ＤＣバイアス構成要素は、ＤＣ制御電圧用の入力端ＶＣ_２と、ＤＣチョークＬ_Ｃと、ＤＣブロッキングキャパシタＣ_Ｂと、平滑キャパシタＣ_Ｓとを備えている。

図１に示すＡＳＭは、ＥＧＳＭおよびＤＣＳ帯域での動作を可能とするため、受信ポート３にＤＣＳ用バンドパスフィルタを追加し、更に受信ポート３′にＥＧＳＭ用バンドパスフィルタを追加することで、デュアルバンドフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）に容易に変更することができる。このような回路は、特許文献３に開示されている。同様に、図１に示すＡＳＭは、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳ帯域での動作を可能とするため、受信ポート３にＤＣＳおよびＰＣＳ用デュプレクサを追加し、更に受信ポート３′にＥＧＳＭ用バンドパスフィルタを追加することで、トリプルバンドＦＥＭに容易に変更することができる。このような回路の例は、特許文献４に開示されている。

オン状態のダイオードは、理想的には、抵抗値およびリアクタンスがそれぞれゼロであることが望ましく、これにより、このダイオードを通過するＲＦ信号に対して電気的に不可視となる。反対に、オフ状態のダイオードは、非常に高いインピーダンスを持つことが望ましく、これにより、開路のようになり、このダイオードに供給されるＲＦ信号を遮断する。実際には、オン状態のダイオードの抵抗値Ｒ_Ｓはゼロではなく（通常１〜２Ω程度）、直列インダクタンスＬ_Ｓもゼロではない（通常０．５ｎＨ程度）。同様に、オフ状態のダイオードは有限の抵抗値Ｒ_Ｐを持ち（通常１，０００〜１０，０００Ω程度）、小さな寄生キャパシタンスＣ_Ｐを持つ（通常０．２〜０．４ｐＦ程度）。図２に、それぞれオン状態およびオフ状態の、ＰＩＮダイオードの等価回路を２つ示す。図２において、（ａ）はオフ状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示し、（ｂ）はオン状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示している。

ＡＳＭの低帯域部において低帯域側送信帯域と低帯域側受信帯域の選択に用いられる単極双投型スイッチと、ＡＳＭの高帯域部において高帯域側送信帯域と高帯域側受信帯域の選択に用いられる単極双投型スイッチは、一般に、一組のＰＩＮダイオードと、４分の１波長移相回路網を用いて実現されている。このようなスイッチは、特許文献５における図２に例示されている。単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチの動作は、図１に示す回路の高帯域部ＨＢからローパスフィルタＬＰＦ_１を除いたものを示す図３を参照することで理解可能である。図３のスイッチは、送信ポート２または受信ポート３に共通のアンテナポート１０を選択的に接続する。アンテナポート１０は、図１のダイプレクサＤＰＸを介してアンテナポート１に接続される。２つのダイオードＤ_１，Ｄ_２がオン状態のとき、図３のスイッチは送信モードであり、逆に、２つのダイオードＤ_１，Ｄ_２がオフ状態のとき、図３のスイッチは受信モードである。下記の表２に、各モードにおけるダイオードＤ_１，Ｄ_２の状態と制御電圧入力端ＶＣ_１に印加される制御電圧との関係を示す。

ダイオードＤ_１，Ｄ_２をオン状態にするには、制御電圧入力端ＶＣ_１に適切なＤＣ電圧を印加する（表２参照）。キャパシタＣ_Ｓは、このＤＣ電圧の供給に際して、平滑キャパシタとして動作し、キャパシタＣ_ＢとインダクタＬ_Ｃは共にバイアスＴ形回路網として動作し、抵抗Ｒ_Ｇは、ダイオードＤ_１，Ｄ_２を通過する電流を調整する。送信モードにおいて、オン状態のダイオードＤ_１は、送信ポート２からこのスイッチ回路に入力され、ノードＸに至る送信信号用の低抵抗経路を提供する。同様に、オン状態のダイオードＤ_２は、Ｌ_１とＣ_１を備えた共振回路と共に、ノードＹからグランドに至る低抵抗経路を提供する。移相回路網Ｐ_１は、理想的な伝送線路と同一の電気的特性を持つように設計されており、高帯域側送信周波数範囲の中心の高周波信号に対し、波長の４分の１の電気長を持ち、特性インピーダンスは５０Ωである。４分の１波長伝送線路は、この線路の一端で計測された複素反射係数を、この線路の他端から計測したときには１８０度回転する効果を持つ。従って、送信モードでは、ノードＹにおける短絡は、電気的にはノードＸにおいて開路となるので、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１とを含む回路分岐は、ノードＸから電気的にアイソレートされている。その結果、送信ポート２からこのスイッチ回路に入力される送信信号は、アンテナポート１に直接到達し、受信ポート３に至る経路は通らない。

受信モードでは、送信ポート２は、オフ状態のダイオードＤ_１によってノードＸからアイソレートされている。同様に、ノードＹからダイオードＤ_２を経てグランドに至る経路は、非常に高いインピーダンスのオフ状態のダイオードＤ_２によって、この回路からアイソレートされている。更に、受信用動作周波数範囲において、移相回路網Ｐ_１は、受信ポート３において５０Ωのインピーダンスで終端されている場合、５０Ωのインピーダンスを持つように設計されている。従って、終端された受信ポート３、ダイオードＤ_２および移相回路網Ｐ_１を含む回路分岐は、ノードＸにおいて５０Ωの負荷となるので、受信モードでは、アンテナポート１からこのスイッチ回路に入力される高周波信号は、移相回路網Ｐ_１を経て受信ポート３に到達する。

ＡＳＭの低帯域部ＬＢにおける単極双投型スイッチ（すなわち、ダイオードＤ_３，Ｄ_４を含むスイッチ）は、上述の高帯域ＨＢにおけるスイッチの動作と本質的に同様に動作する。但し、主な違いは、低帯域用スイッチの移相回路網Ｐ_２は、低帯域側送信周波数範囲の中心の高周波信号に対し、波長の４分の１の電気長を持つよう設計されている点である。

ＡＳＭやＦＥＭにおいて使用するためには、図３に示す単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチは以下の条件を満たす必要がある。その条件とは、すなわち、送信モードにおいて送信側からアンテナへの損失が少なく、受信モードにおいてアンテナから受信側への損失が少なく、受信モードにおいて送信側からアンテナへのアイソレーションが良好であり、送信モードにおいて送信側から受信側へのアイソレーションが良好であることである。

ＤＣＳおよびＰＣＳ帯域で動作するトリプルバンドＧＳＭ携帯電話機のＡＳＭの高帯域部において、ＡＳＭが送信モードのときの送信側から受信側へのアイソレーションのレベルは、特に重要である。その理由は、高帯域側送信帯域は、１７１０〜１７８５ＭＨｚと、１８５０〜１９１０ＭＨｚの周波数範囲に及び、高帯域側受信帯域は、１８０５〜１８８０ＭＨｚと、１９３０〜１９９０ＭＨｚの周波数範囲に及ぶからである（表１参照）。ここで、送信帯域と受信帯域は、１８５０〜１８８０ＭＨｚにおいて重なっていることが分かる。その結果、このスイッチが高帯域送信モードのとき、送信側から受信側へ漏出するいかなる信号も、１８５０〜１８８０ＭＨｚの周波数範囲では、携帯電話機の受信部によって減衰されることはない。以上の点と、高帯域の送信信号のレベルは通常＋３０ｄＢｍであり、携帯電話機の受信感度は通常−１００ｄＢｍであるという事実を考え合わせると、携帯電話機の受信回路にハイレベルの送信信号が入力され、この受信回路を飽和させることを防ぐため、高帯域用スイッチには非常に高いアイソレーションが必要とされることが分かる。

図３に示す単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションは、市販のＰＩＮダイオードの電気的データを用いて概算することができる。

図３の回路が送信モードのとき、ダイオードＤ_１，Ｄ_２はオン状態である。この場合、図３のノードＹからグランド側を見たインピーダンスは、純粋な実数のインピーダンスであり、その値はＲ_Ｓである（図２参照）。送信周波数の範囲において、移相回路網Ｐ_１は、理想的な送信線路と同一の電気的特性を持つように構成されており、波長の４分の１の電気長を持ち、特性インピーダンスは５０Ωである。従って、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１とを含む回路分岐による、ノードＸにおけるインピーダンスＺｘは、以下の数式（１）によって表される。

Ｚｘ＝５０^２／Ｒ_Ｓ …（１）

図３の回路における送信モードのときの送信側から受信側へのアイソレーションのレベルは、以下の２つの要素（１），（２）によって決定される。

要素（１）は、ノードＹからダイオードＤ_２を介してグランド側を見たインピーダンスＲ_Ｓの、受信ポート３からグランド側を見たインピーダンスＺ_RXに対する比率である。これは、以下の数式（２ａ）によってＫ_１として表される。

Ｋ_１＝Ｚ_RX／Ｒ_Ｓ …（２ａ）

要素（２）は、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１とを含む回路分岐による、ノードＸからグランド側を見たインピーダンスＺ_Ｘの、アンテナポートからグランド側を見たインピーダンスＺ_ANTに対する比率である。これは、以下の数式（２ｂ）によってＫ_２として表される。

Ｋ_２＝Ｚ_Ｘ／Ｚ_ANT …（２ｂ）

一般的に、アンテナポートにおけるインピーダンスは、受信ポート３におけるインピーダンスと同一であり、その値は５０Ωである。この場合、Ｋ_１はＫ_２と等しく、以下の数式（２ｃ）によって表される。

Ｋ＝Ｋ_１＝Ｋ_２＝５０／Ｒ_Ｓ …（２ｃ）

Ｋ＞＞１のとき、図３に示す単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチの送信側から受信側へのアイソレーションのおよその値は、以下の数式（３）によって表される。

図３のＰＩＮダイオードスイッチの送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーション≒２０×Log（１／Ｋ） …（３）

一般的な市販のＰＩＮダイオードは、オン状態で、約２Ωの寄生抵抗Ｒ_Ｓを持つ。このようなダイオードでは、送信モードにおいて、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１とを含む回路分岐による、図３のノードＸにおけるインピーダンスは、１２５０Ωである（数式（１）参照）。アンテナポートにおける負荷は公称５０Ωであるので、比率Ｋは２５である。この場合、送信モードにおける送信側から受信側へのアイソレーションは、約２８ｄＢである（数式（３）参照）。

場合によっては、より高いアイソレーションが必要とされることもある。例えば、前述のように、トリプルバンドＧＳＭ携帯電話機を高帯域送信モードで使用するときに、ＤＣＳ用の受信回路へ漏れるＰＣＳ用の送信電力を最小限にすることが要求されるスイッチの場合などである。

欧州特許出願公開第ＥＰ１１２６６２４Ａ３号明細書米国特許出願公開第ＵＳ２００１／００２７１１９Ａ１号明細書欧州特許出願公開第ＥＰ０１０８９４４９Ａ２号明細書米国特許出願公開第ＵＳ２００２／００３２０３８Ａ１号明細書米国特許第４６３７０６５号明細書

本発明の目的は、送信モードにおいて、送信側から受信側への高いアイソレーションを実現できる単極双投型のスイッチング回路を提供することにある。

本発明は、例えばマルチバンド携帯電話機の送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高いアイソレーションのスイッチング回路を提供する。このスイッチング回路は、第１および第２の半導体ダイオードを備えており、第１のダイオードは、アノードが送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続されている。この第１のノードは、アンテナポートと、移相およびインピーダンス変換用回路の一端との両方に接続されている。移相およびインピーダンス変換用回路の他端は、第２のノードに接続されている。第２のダイオードは、アノードが第２のノードに接続され、カソードが共振回路を介して接地されている。また、第２のノードは、インピーダンス変換装置を介して受信ポートに接続されている。移相およびインピーダンス変換用回路は、第２のノードにおける回路のインピーダンスを、第１のノードから計測したときに低下させる。言い換えると、移相およびインピーダンス変換用回路は、これがない場合に比べて、第１のノードから第２のノードを見たインピーダンスを低下させる。また、インピーダンス変換装置は、受信ポートのインピーダンスを、第２のノードから計測したときに上昇させる。言い換えると、インピーダンス変換装置は、これがない場合に比べて、第２のノードから受信ポートを見たインピーダンスを上昇させる。

本発明は、更に、例えばマルチバンド携帯電話機の送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高いアイソレーションの他のスイッチング回路を提供する。このスイッチング回路は、第１、第２および第３の半導体ダイオードを備えており、第１のダイオードは、アノードが送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続されている。この第１のノードは、アンテナポートと、移相回路網の一端との両方に接続されている。移相回路網の他端は第２のノードに接続されている。第２と第３のダイオードは、互いに並列に、第２のノードに接続され、第２のノードは更に、受信ポートに接続されている。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。前述のように、図３に示した単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションは、２つの要素（１），（２）によって決定される。

要素（１）は、ノードＹからダイオードＤ_２を介してグランド側を見たインピーダンスＲ_Ｓの、受信ポート３からグランド側を見たインピーダンスＺ_ＲＸに対する比率である。これは、数式（２ａ）におけるＫ_１によって表される。

要素（２）は、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１とを含む回路分岐による、ノードＸからグランド側を見たインピーダンスＺ_Ｘの、アンテナポートからグランド側を見たインピーダンスＺ_ANTに対する比率である。これは、数式（２ｂ）におけるＫ_２によって表される。

［第１の実施の形態］
図４は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。このスイッチング回路は、高いアイソレーションを実現する単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチである。このスイッチング回路は、比率Ｋ_１とＫ_２を共に増加させる。このスイッチング回路では、比率Ｋ_１を増加させるために、受信ポート３とシャントダイオードＤ_２との間に、巻数比が１対Ｎの昇圧トランス（変圧器）Ｔ_２が設けられている。このトランスＴ_２は、受信ポート３を介してグランド側を見たインピーダンスを、ノードＹから計測したときにＮ^２倍増加させる効果を持つので、比率Ｋ_１をＮ^２倍増加させることができる。

また、図４に示した回路は、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１との間に、巻数比がＮ対１の降圧トランスＴ_１を含んでいる。トランスＴ_１の挿入は、オン状態のダイオードＤ_２のインピーダンスを、図４のノードＷから計測したときにＮ^２分の１に低減する効果を持ち、同様に、オン状態のダイオードＤ_２のインピーダンスを、ノードＸ（移相回路網Ｐ_１の反対側）から計測したときにＮ^２倍増加させる（数式(1)参照）。従って、ダイオードＤ_２と移相回路網Ｐ_１との間にトランスＴ_１を設けることは、比率Ｋ_２をＮ^２倍増加させる効果を持つ。図４に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。

ダイオードＤ_２の一端に昇圧トランスＴ_２と降圧トランスＴ_１を追加することにより、このスイッチング回路の受信モード時には、受信ポートのインピーダンスが、ノードＸから計測した際には確実に５０Ωに維持される一方、このスイッチング回路の送信モード時には、送信側から受信側へのアイソレーションが上昇する。図４に示した回路の送信モード時における送信ポート２から受信ポート３へのアイソレーションは、以下の数式（４）によって表される。

図４のスイッチング回路の送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーション≒２０×Log（１／Ｎ^２Ｋ） …（４）

例えば、図３の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションを約６ｄＢ上昇させるには、図４のトランスＴ_２の巻数比を１：√２とし、トランスＴ_１の巻数比を√２：１とする必要がある。

なお、ダイオードＤ_２の一端に昇圧トランスＴ_２と降圧トランスＴ_１を追加することは、このスイッチング回路の受信モード時に、ノードＸにおいて計測されたオフ状態のダイオードＤ_２の寄生抵抗Ｒ_Ｐの低下をもたらすことに留意すべきである。これは、受信モード時にこのスイッチング回路の損失を増加させるという悪影響を及ぼす。

更に、適当なＤＣ電圧を制御電圧入力端ＶＣ_１（表２参照）に印加することによってダイオードＤ_１，Ｄ_２のオン・オフ状態の切り換えを確実に行なうには、図４に示した回路のトランスＴ_１，Ｔ_２の２つの接地点にそれぞれＤＣブロッキングキャパシタＣ_Ｂが必要とされることにも留意すべきである。

また、図４に示した回路は、２つのトランスＴ_１，Ｔ_２の巻数比Ｎが√２以外の値となるように構成することもできる。Ｎを√２よりも大きい値にすると、送信モード時の送信側から受信側へのアイソレーションを更に増加させることができる。Ｎを√２よりも大きい値にした場合の短所は、オフ状態のダイオードの並行抵抗Ｒ_Ｐが減少し、その結果、受信モード時のこのスイッチング回路の損失が増加することである。

実際には、携帯電話の周波数範囲（１〜２ＧＨｚ）で動作するトランスは、比較的大型で、信号経路に比較的大きな挿入損をもたらす。従って、図４に示した回路によって実現可能な高いアイソレーションという長所は、スイッチング回路の大型化や、スイッチング回路の受信経路における損失の増加といった点と比較検討する必要がある。

［第２の実施の形態］
図５は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。動作周波数の帯域幅が動作周波数に比べて小さい場合、インピーダンス変換は、ＬＣ回路網を用いることによって実現できる。ほとんどの携帯電話方式の送受信帯域幅は動作周波数に比べて小さい（５〜１０％、表１参照）ので、図４に示したスイッチング回路におけるトランスＴ_１，Ｔ_２の代わりに、一組のインピーダンス変換用ＬＣ回路網ＬＣ_１，ＬＣ_２を用いた別の回路を構成することが可能である。図５に示したスイッチング回路は、このように一組のインピーダンス変換用ＬＣ回路網ＬＣ_１，ＬＣ_２を用いた、高いアイソレーションを実現する単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチである。

本実施の形態において、ＬＣ回路網ＬＣ_２は、受信ポート３における負荷のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させるように設計され、ＬＣ回路網ＬＣ_１は、そのインピーダンスを本来の値に戻すように設計されている。図５に示した回路のその他の構成は、図４に示した回路と同様である。

このように、図５に示した回路が受信モードのとき、終端された受信ポート３とＬＣ回路網ＬＣ_２，ＬＣ_１とを含む回路分岐による、ノードＷからグランド側を見たインピーダンスは、受信ポート３で直接計測されたインピーダンスと同一である。

ＬＣ回路網のインピーダンス変換特性は、負荷による機能である。従って、図５の回路の送信モードにおいて、オン状態のダイオードＤ_２の非常に小さい寄生抵抗Ｒ_Ｓによって占められるノードＹとグランドとの間のインピーダンスは、このスイッチング回路が受信モードのときと同様に低減されることはない（上記の説明参照）。従って、最適な送信動作を実現するには、ＬＣ回路網ＬＣ_１と移相回路網Ｐ_１を合わせた効果が、ノードＹにおける反射係数を、ノードＸから計測したときには１８０度回転させることとなるように、図５の移相回路網Ｐ_１の各素子の値を低減する必要がある。

本実施の形態において、図４のスイッチング回路とほぼ同等の送信側から受信側へのアイソレーションを実現するには、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_２は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに２倍にする効果を持つ必要があり、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_１は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＷから計測したときに２分の１にする効果を持つ必要がある。

図５に示した回路は、小型であるという長所を持ち、更に、ＬＣ回路網のキャパシタとインダクタを多層基板に組み込むことができるという長所を持つので、図３の従来のＰＩＮダイオードスイッチに比べ、高いアイソレーションを実現するＰＩＮダイオードスイッチのために必要な追加スペースをより小さくすることができる。

図５の回路のノードＹは、並列に接続された２つのキャパシタを介してグランドに接続されている。一方のキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_１の一部であり、他方のキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_２の一部である。これらの２つのキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_１，ＬＣ_２のシャントキャパシタのキャパシタンスの２倍の単一のキャパシタと置き換えることができる。図６は、図５のノードＹに接続された２つのシャントキャパシタの代わりに単一のキャパシタＣ_Ｔを用いた回路を示す。この変形例は、高いアイソレーションを実現するために必要な素子の数を更に減らすことができるという長所を持つ。図６における２つの素子Ｌ_Ｔは、図５のインピーダンス変換用回路網ＬＣ_１，ＬＣ_２のそれぞれのインダクタを表す。

要求される２倍および０．５倍のインピーダンス変換を実現可能な、図６のＬ_ＴとＣ_Ｔの各値は、周波数に依存し、以下の数式（５），（６）によって表される。

Ｌ_Ｔ＝Ｚ_Ｏ／ω_TX …（５）

Ｃ_Ｔ＝１／Ｚ_Ｏω_TX …（６）

ここで、Ｚ_Ｏはこのシステムの特性インピーダンス（通常５０Ω）であり、ω_TXは高帯域側送信帯域の中心の角周波数である。

前述のように、図４に示した第１の実施の形態に係る回路の目的は、比率Ｋ_１，Ｋ_２を共に増加させることであった。同様に、図５では、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させるため、図４のトランスＴ_２をＬＣ回路網ＬＣ_２に置き換えてもよく、また、図４のトランスＴ_１をＬＣ回路網ＬＣ_１に置き換えることによって、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＷから計測したときに減少させて、５０Ωに戻すことができることを示した。

図４のダイオードＤ_２がオン状態のとき、ノードＹからグランド側を見たインピーダンスは、主にオン状態のダイオードＤ_２の寄生抵抗Ｒ_Ｓによって決定される。従って、送信モード時に、図４のノードＹにおいて計測される複素反射係数は、−１に近い、純粋な実数の値を持つ。同様に、送信モード時に、図４のノードＷにおいて計測される複素反射係数は、−１に近い、純粋な実数の値を持つ。移相回路網Ｐ_１は、図４のノードＷにおける複素反射係数を１８０度回転させる効果を持つので、この複素反射係数は、ノードＸから計測されたとき、＋１に近い値を持つ。

［第３の実施の形態］
図７は、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。図５の回路では、送信モードのとき、インピーダンス変換用回路網ＬＣ_１と移相回路網Ｐ_１の組み合わせは、ノードＹにおける反射係数を、ノードＸから計測したときに１８０度回転させる効果を持つ。しかしながら、図５のインピーダンス変換用回路網ＬＣ_１と移相回路網Ｐ_１の効果を、図７に示すような、より単純な回路、すなわち移相回路網Ｐ_Ｚと組み合わせることも可能である。本実施の形態では、移相回路網Ｐ_１は、素子Ｃ₁₁，Ｌ₁₁，Ｃ₁₂を備えた別の移相回路網Ｐ_Ｚと置き換えられている。なお、移相回路網Ｐ_Ｚが、このスイッチング回路の受信モード時に、ノードＹにおけるインピーダンスを５０Ωに戻すように変換する機能と、このスイッチング回路が送信モードのとき、ノードＹにおける複素反射係数を、ノードＸから計測したときには１８０度回転させる機能の２つの機能を持つように、３つの素子Ｃ₁₁，Ｌ₁₁，Ｃ₁₂が選択される。図７に示した回路のその他の構成は、図５に示した回路と同様である。

図７では、ノードＹからグランドに接続された２つのキャパシタが設けられている。前述のように、これら２つのキャパシタは、ノードＹに接続されたこれらの２つのキャパシタのキャパシタンスの合計と等しいキャパシタンスを持つ単一のキャパシタと置き換えることができる。そのような構成を、図８に示す。ここでは、図７におけるノードＹに接続された２つのシャントキャパシタが、図８のノードＹに接続された単一のシャントキャパシタＣ_Ｔに置き換えられている。前述のように、素子Ｌ_Ｔは、図７のインピーダンス変換用回路網ＬＣ_２におけるインダクタを表し、素子Ｌ₁₁，Ｃ₁₂の各値は、図７における各値から変更されていない。

［第４の実施の形態］
図９は、本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。数式（３）より、５０Ωのインピーダンスで各ポートにおいて終端されるように設計されている、図３に示したような単極双投型スイッチにおいて、送信モード時の送信側から受信側へのアイソレーションは、主に、オン状態のダイオードＤ_２の寄生抵抗Ｒ_Ｓによって決定されることが分かる。従って、寄生抵抗Ｒ_Ｓを低減することは、このスイッチの送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションを向上させる効果をもたらす。

より高いアイソレーションを実現する他の方法としては、図３の単一のダイオードＤ_２の代わりに、一組のダイオードＤ_２′，Ｄ_２″を並列に接続する方法がある。そのように構成した回路を図９に示す。図９に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。

ノードＹにダイオードＤ_２′，Ｄ_２″を並列に接続することで、オン状態のダイオードによる、グランドに対する寄生インピーダンスが半分になる。その結果、図９に示したスイッチング回路では、図３に示したような、ノードＹに単一のダイオードのみ接続している単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチの場合と比べて、送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションが約６ｄＢ上昇する（数式（３）参照）。

図９のスイッチング回路の送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションは、ノードＹにいくつかのダイオードを並列に接続することによって更に向上させることができる。しかしながら、ノードＹに複数のダイオードを接続することは、これらのダイオードがオフ状態のとき、ノードＹにおける寄生抵抗を減少させるという短所を持ち、そのため、受信モード時にこのスイッチの損失を増加させるという悪影響をもたらす。

［第５の実施の形態］
図１０は、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。送信モード時に送信ポートから受信ポートへの非常に高いアイソレーションを実現するＡＳＭは、３つのダイオードＤ_１，Ｄ_２，Ｄ_３を用いた、図１０に示す回路構成によって実現可能である。この回路では、ダイオードＤ_３のアノードは、第２の移相回路網Ｐ_２を介してノードＹに接続されている。ダイオードＤ_３のカソードは、インダクタンスＬ_３とキャパシタンスＣ_３を備えた共振回路を介して接地されている。ノードＹと反対側の移相回路網Ｐ_２の端部（ノードＺ）は、受信ポート３に接続されている。図１０に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。図１０に示した回路では、送信モード（３つのダイオードは全てオン状態）において、オン状態のダイオードＤ_３の低い抵抗と、Ｌ_３とＣ_３を備えた共振回路により、ノードＺにおいて短絡が生じ、このノードＺにおけるインピーダンスは、移相回路網Ｐ_２により、ノードＹにおいて非常に高い値に変換される。ノードＹでは、オン状態のダイオードＤ_２の低いインピーダンスと、Ｌ_１とＣ_１を備えた共振回路により、第２の短絡が生じる。この構成により、ノードＹからダイオードＤ_２を経由してグランド側を見たインピーダンスに対する、ノードＹから受信ポート側のグランドを見たインピーダンスの比率が最大になり、従って、ノードＹに到達する漏出電力のうち、ダイオードＤ_２を介してグランドに流れる電力、言い換えると受信ポートからは遮断される電力の比率が最大になる。移相回路網Ｐ_１は、複素反射係数を１８０度回転させることによって、ノードＹにおける短絡を、ノードＸでは開路に変換する。その結果、この回路における受信分岐路は、ノードＸにおいてこのスイッチング回路に負荷を与えない。

図１０の回路は、このスイッチング回路の送信モード時に、送信ポート２から受信ポート３へのアイソレーションを、図３の回路に比べて約２倍向上させることができる。例えば、市販のＰＩＮダイオードを用いた場合、図３の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチでは約２８ｄＢのアイソレーションが得られるのに対し、図１０の回路によれば、約５６ｄＢのアイソレーションを実現することができる。

本発明は、上記の実施の形態に限定されず、本発明の範囲から逸脱することなく変形もしくは変更することができる。

従来のデュアルバンドＡＳＭを示す回路図である。オフ状態のＰＩＮダイオードの等価回路およびオン状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示す回路図である。従来の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチを示す回路図である。本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路の変形例を示す回路図である。本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路の変形例を示す回路図である。本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。

符号の説明

２…送信ポート、３…受信ポート、１０…アンテナポート、Ｄ_１，Ｄ_２…ダイオード、Ｐ_１…移相回路網、Ｔ_１…降圧トランス、Ｔ_２…昇圧トランス。

Claims

送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高アイソレーションのスイッチング回路であって、
第１および第２の半導体ダイオードと、移相およびインピーダンス変換用回路と、インピーダンス変換装置とを備え、
前記第１のダイオードは、アノードが前記送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続され、
前記第１のノードは、前記アンテナポートと、前記移相およびインピーダンス変換用回路の一端との両方に接続され、
前記移相およびインピーダンス変換用回路の他端は、第２のノードに接続され、
前記第２のダイオードは、アノードが前記第２のノードに接続され、カソードが共振回路を介して接地され、
前記第２のノードは、前記インピーダンス変換装置を介して前記受信ポートに接続され、
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、前記第２のノードにおける回路のインピーダンスを、前記第１のノードから計測したときに低下させ、前記インピーダンス変換装置は、前記受信ポートのインピーダンスを、前記第２のノードから計測したときに上昇させることを特徴とするスイッチング回路。
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、移相回路と、前記第２のノードと前記移相回路の間に接続された第２のインピーダンス変換装置とを備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング回路。
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれトランスであることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路。
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれＬＣ回路であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路。
前記第１および第２のインピーダンス変換装置としての２つのＬＣ回路は、共通のキャパシタを共有することを特徴とする請求項４記載のスイッチング回路。
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれ、対応するインピーダンスを約２倍および約２分の１にすることを特徴とする請求項２ないし５のいずれかに記載のスイッチング回路。
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、移相機能とインピーダンス変換機能を兼ね備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング回路。
前記インピーダンス変換装置は、ＬＣ回路であることを特徴とする請求項７記載のスイッチング回路。
前記インピーダンス変換装置としてのＬＣ回路と前記移相およびインピーダンス変換用回路は、共通のキャパシタを共有することを特徴とする請求項８記載のスイッチング回路。
前記移相およびインピーダンス変換用回路と前記インピーダンス変換装置は、それぞれ、対応するインピーダンスを約２分の１および約２倍にすることを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載のスイッチング回路。
前記半導体ダイオードは、ＰＩＮダイオードであることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載のスイッチング回路。
送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高アイソレーションのスイッチング回路であって、
第１、第２および第３の半導体ダイオードと移相回路網とを備え、
前記第１のダイオードは、アノードが前記送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続され、
前記第１のノードは、前記アンテナポートと、前記移相回路網の一端との両方に接続され、
前記移相回路網の他端は、第２のノードに接続され、
前記第２および第３のダイオードは、互いに並列に前記第２のノードに接続され、
前記第２のノードは、更に、前記受信ポートに接続されることを特徴とするスイッチング回路。
前記第２および第３のダイオードのアノードは、共に前記第２のノードに接続され、前記第２と第３のダイオードのカソードは、共に共振回路の一端に接続され、前記共振回路の他端は接地されていることを特徴とする請求項１２記載のスイッチング回路。
前記第２のダイオードのアノードは、前記移相回路網としての第１の移相回路網の他端に接続された前記第２のノードに接続され、前記第２のダイオードのカソードは、第１の共振回路を介して接地され、前記第３のダイオードのアノードは、第２の移相回路網を介して前記第２のノードに接続され、前記第３のダイオードのカソードは、第２の共振回路を介して接地され、前記第２のノードと反対側の前記第２の移相回路網の端部は、前記受信ポートに接続されることを特徴とする請求項１２記載のスイッチング回路。
前記半導体ダイオードは、ＰＩＮダイオードであることを特徴とする請求項１２ないし１４のいずれかに記載のスイッチング回路。