【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、帯域通過特性を有するフィルタと帯域阻止特性を有するフィルタとを接続して成るフィルタ回路、それを備えたデュプレクサおよび通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、帯域通過特性を有するフィルタと帯域阻止特性を有するフィルタとを組み合わせて成るフィルタ回路がアンテナ共用器などに用いられている（例えば特許文献１）。
【０００３】
ここで特許文献１に示されているアンテナ共用器の構成を図１８に示す。図１８において、Ｔｘは送信信号が入力端子、Ｒｘは受信信号出力端子、ＡＮＴは入出力共用のアンテナ端子である。また、２は入力端子Ｔｘから入力される送信信号の帯域を所定帯域に制限する送信用フィルタ、３はアンテナ１で受信された受信信号のうち受信周波数帯域を通過させ、不要な周波数帯域を除去するＳＡＷフィルタである。また、４は、送信フィルタ２から出力される送信信号の周波数帯域を除去するトラップ回路であり、送信信号のＳＡＷフィルタ３への回り込みを阻止する。また、ＬＣ回路５，６はＳＡＷフィルタ３の整合回路である。すなわち、整合回路５は受信周波数帯域においてＳＡＷフィルタ３とインピーダンスマッチングを行い、整合回路６は受信周波数帯域においてＳＡＷフィルタ３と図外の受信機とのインピーダンスマッチングを行う。
【０００４】
また、７は送信用フィルタ２とトラップ回路４との整合回路であり、例えば１／４波長伝送線路から成る。
【０００５】
【特許文献１】
特開平５−１７５８７９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、バンドパスフィルタとトラップ共振器を用いたフィルタ回路において、図１８に示したように帯域通過特性を有する第１のフィルタ（ＳＡＷフィルタ）と帯域阻止特性を有する第２のフィルタ（トラップフィルタ）とをインピーダンス整合回路５を介して接続するだけでは、通過帯域特性を有する第１のフィルタの減衰帯域における反射位相が変化して減衰帯域での減衰量が不足するという問題があった。
【０００７】
また、従来は整合回路を設けたため、その整合回路で信号の挿入損失が生じるという問題があった。仮に整合回路を設けなければ通過帯域の特性（挿入損失、リップルおよび反射損失）が悪化してしまう。
【０００８】
そこで、この発明の目的は、減衰帯域での減衰特性を改善した、また通過帯域での通過特性を改善したフィルタ回路、それを備えたデュプレクサおよび通信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明は、帯域通過特性を有する第１のフィルタと、帯域阻止特性を有する第２のフィルタとを接続してなるフィルタ回路において、それぞれのフィルタの減衰を必要とする周波数における接続点での反射位相の差を９０°〜２７０°の範囲内にしたことを特徴としている。
【００１０】
この構造により、第１のフィルタと第２のフィルタの減衰帯域での大きな減衰が得られる。
【００１１】
また、この発明は、第１・第２のフィルタをそれぞれ誘電体ブロックの内外に電極膜を形成して成る誘電体共振器で構成したことを特徴としている。
【００１２】
また、この発明は、第１のフィルタをＳＡＷフィルタとしたことを特徴としている。
【００１３】
また、この発明は、前記ＳＡＷフィルタの通過帯域でのインピーダンスが非５０Ωであり、該ＳＡＷフィルタに反射位相調整回路を付加したことを特徴としている。これにより一般的な非５０ΩのＳＡＷフィルタを用いながらも通過帯域での通過特性を改善することができる。
【００１４】
また、この発明は、前記反射位相調整回路をストリップラインで構成したことを特徴としている。これにより第１・第２のフィルタを実装する回路基板上に反射位相調整回路を容易に構成することができる。
【００１５】
また、この発明は、前記反射位相調整回路を集中定数素子を含む回路で構成したことを特徴としている。これにより回路基板上へ第１・第２のフィルタと共に集中定数素子を実装するだけで全体のフィルタ回路を容易に構成できる。
【００１６】
また、この発明は、第２のフィルタのインピーダンスをＳＡＷフィルタのインピーダンスに整合する非５０Ωとしたことを特徴としている。これにより反射位相調整のためおよびインピーダンス整合のための特別な回路が不要となって低損失化を図れる。
【００１７】
また、この発明は、上記フィルタ回路を送信フィルタ部または受信フィルタ部に設けてデュプレクサを構成したことを特徴としている。
【００１８】
また、この発明は、上記フィルタ回路またはデュプレクサを例えば送信信号または受信信号のフィルタ部に設けて通信装置を構成することを特徴としている。
【００１９】
【発明の実施の形態】
まず第１の実施形態に係るフィルタ回路の構成を図１〜図６を参照して説明する。
図１はフィルタ回路の回路図である。ここで１１で示す部分はバンドパスフィルタ（第１のフィルタ）、１２はトラップフィルタ（第２のフィルタ）である。バンドパスフィルタ１１は３つの共振器Ｒと、共振器間および外部との間で容量性結合させるためのコンデンサＣとから構成している。トラップフィルタ１２は共振器Ｒ、コンデンサＣおよびコイルＬの直列回路から構成している。そしてバンドパスフィルタ１１とトラップフィルタ１２との間を５０Ω線路から成る位相回路１３を介して接続している。
【００２０】
図２の（Ａ）は上記バンドパスフィルタ１１の平面図、（Ｂ）はトラップフィルタ１２の平面図である。バンドパスフィルタ１１は基板１４の上に３つの誘電体共振器Ｒと結合基板１５を実装して構成している。これらの誘電体共振器Ｒは、四角柱形状の誘電体ブロック内に貫通孔を形成し、貫通孔の内面に内導体を設け、誘電体ブロックの外面に一方の端面を除いて外導体を設け、内導体に導通するピンを貫通孔内に挿入した１／４波長共振型誘電体同軸共振器である。結合基板１５には、その表裏面に電極パターンを形成して、図１に示した４つのコンデンサＣを構成している。そして基板１４に入力端子および出力端子をそれぞれ形成している。
【００２１】
トラップフィルタ１２は（Ｂ）に示すように誘電体共振器Ｒ、チップコンデンサＣおよびチップコイルＬをそれぞれ実装して構成している。誘電体共振器Ｒは（Ａ）に示したものと同様に１／４波長共振型の誘電体同軸共振器である。この図２に示したバンドパスフィルタ１１とトラップフィルタ１２を用いて図１に示したフィルタ回路を構成するために、実装基板上にマイクロストリップラインによる位相回路１３を形成しておき、その実装基板上にバンドパスフィルタ１１およびトラップフィルタ１２を実装（搭載）する。
【００２２】
図１に示した位相回路１３は特性インピーダンス５０Ωのマイクロストリップラインで構成している。その減衰特性は線路長により変化する。例えば比誘電率４．０、厚み０．３ｍｍの５０Ωマイクロストリップラインを用いた場合、減衰量が最も大きくなるのは、バンドパスフィルタ１１との接続点Ｐ１からバンドパスフィルタ１１を見た反射位相と、接続点Ｐ１から位相回路１３側を見た反射位相の位相差が１８０°の時である。図６はこの反射位相差とトラップフィルタ１２による減衰量との関係を示している。反射位相差が０°の時、減衰量は最も小さく、１８０°の時最も大きくなる。
【００２３】
図３の（Ａ）は上記バンドパスフィルタ１１の通過・反射特性を示す図、（Ｂ）は、図１のＰ１点からバンドパスフィルタ１１側を見た反射位相のスミスチャートである。ここでバンドパスフィルタの通過帯域を８１０〜８４３ＭＨｚ、減衰帯域を９４０〜９５８ＭＨｚに定めている。
【００２４】
また図４の（Ａ）は上記トラップフィルタ１２の通過・反射特性を示す図、（Ｂ）は図１のＰ２点からトラップフィルタを見た反射位相のスミスチャートである。
【００２５】
図３の（Ｂ）に示したように、減衰帯域でのバンドパスフィルタ１１の反射位相は約−９０°、トラップフィルタ１２の反射位相は図４の（Ｂ）に示したように約−１８０°である。従って位相回路１３が無い場合の反射位相差は、バンドパスフィルタ側の反射位相を基準として、−１８０°−（−９０°）＝−９０°である。この反射位相差−９０°を１８０°にするための移相量は、１８０°−（−９０°）＝２７０°であるので、位相回路１３を電気長２７０°相当の線路とすればよい。上記マイクロストリップラインの場合、線路長は約７２ｍｍとなる。
【００２６】
図５はこのフィルタ回路の通過・反射特性を示している。ここで実線は反射位相差が１８０°の時の特性、破線は反射位相差を故意に０°とした時の特性をそれぞれ示している。このようにバンドパスフィルタ１１とトラップフィルタ１２の接続点からそれぞれを見た反射位相の差が１８０°となるように位相回路を介して接続したことにより、減衰帯域９４０〜９５８ＭＨｚでの減衰量を大きく確保することができる。
【００２７】
なお、上記反射位相差が１８０°からずれる程、減衰帯域での減衰量は小さくなるが、反射位相差が９０°〜２７０°の範囲内であれば、減衰量の悪化を３ｄＢ以内に抑えることができる。したがって、例えばトラップフィルタの減衰量の実力（単体での特性）を６０〜６５ｄＢとすれば、減衰量の悪化は５％内に抑えることができる。
【００２８】
次に、第２の実施形態に係るフィルタ回路について図７〜図９を参照して説明する。
この第２の実施形態では、バンドパスフィルタとしてＳＡＷフィルタを用いている。図７の（Ａ）はそのフィルタ回路の回路図、（Ｂ）はそのフィルタ回路を構成した基板上の平面図である。ここで１１′はバンドパスフィルタ特性を有するＳＡＷフィルタ、１２はトラップフィルタである。このトラップフィルタ１２の構成は第１の実施形態で示したものと同様である。ＳＡＷフィルタ１１′はそれ単体では入出力インピーダンスが非５０Ωであり、このＳＡＷフィルタに５０Ω整合素子としてコイルＬを付加している。トラップフィルタ１２の入出力インピーダンスは５０Ωである。位相回路１３は第１の実施形態の場合と同様に実装基板上にマイクロストリップラインで構成している。図７の（Ｂ）に示すように、実装基板上にコイルＬ、ＳＡＷフィルタ１１′およびトラップフィルタ１２をそれぞれ実装（搭載）することによって実装基板上にフィルタ回路を構成する。
【００２９】
図８の（Ａ）はＳＡＷフィルタ１１′の通過・反射特性を示す図、（Ｂ）は図７（Ａ）のＰ１点からＳＡＷフィルタ１１′を見た反射位相のスミスチャートである。ＳＡＷフィルタ１１′の減衰帯域での反射位相は約−１３５°である。また、図７（Ａ）のＰ２点からトラップフィルタ１２を見た反射位相は図４の（Ｂ）に示したように約−１８０°である。したがって、バンドパスフィルタ側の反射位相を基準として両者の反射位相差は、−１８０°−（−１３５°）＝−４５°である。この反射位相差−４５°を１８０°にするための移相量は、１８０°−（−４５°）＝２２５°であるので、位相回路１３を電気長２２５°相当の線路とすればよい。この位相回路１３を、上述の場合と同様に、比誘電率４．０、厚み０．３ｍｍの５０Ωマイクロストリップラインで構成する場合、その線路長は約６０ｍｍとなる。
【００３０】
図９はこの第２の実施形態に係るフィルタ回路の通過・反射特性を示している。このようにバンドパスフィルタ１１とトラップフィルタ１２の接続点からそれぞれを見た反射位相の差が１８０°となるように位相回路を介して接続したことにより、減衰帯域９４０〜９５８ＭＨｚでの減衰量を大きく確保することができる。
【００３１】
次に、第３の実施形態に係るフィルタ回路の構成を図１０〜図１３を参照して説明する。
図１０の（Ａ）はそのフィルタ回路の回路図、（Ｂ）はそのフィルタ回路を構成した基板上の平面図である。ここで１１′はバンドパスフィルタ特性を有するＳＡＷフィルタであり、このＳＡＷフィルタ１１′は第２の実施形態の場合と同様に通過帯域において非５０Ωである。１２はトラップフィルタであり、このトラップフィルタ１２の基本的な構成は第１の実施形態で示したものと同様である。但し、後述するようにこのトラップフィルタのインピーダンスは、ＳＡＷフィルタ１１′のインピーダンスに略等しい非５０Ω系のトラップフィルタである。
【００３２】
ＳＡＷフィルタ１１′は、それ単体では非５０Ωの一般的なＳＡＷフィルタであるので、通常なら、第２の実施形態で示したように整合用のコイルＬを付加して５０Ωに整合する。そこで、ここで仮に位相回路１３を設けることなく、整合用のコイルＬだけを付加すると、図８の（Ｂ）に示したように、減衰帯域でのＳＡＷフィルタの反射位相は約−１３５°である。また減衰帯域でのトラップフィルタ１２の反射位相は図４の（Ｂ）に示したように約−１８０°である。したがって、反射位相差は−１８０−（−１３５）＝−４５°である。理想的な反射位相差は１８０°であるから、理想的な反射位相差から１８０−（−４５）＝２２５°もずれることになる。その結果、減衰帯域での減衰量の不足が生じる。
【００３３】
また、整合コイルを無くすと、既に述べたように通過帯域の特性（挿入損失、リップルおよび反射損失）が悪化してしまう。そこで、第２の実施形態で示したように、位相回路１３を挿入して反射位相差を約１８０°となるようにするわけであるが、整合コイルや位相回路を設けた分、整合コイルや位相回路で挿入損失が生じるという問題が生じる。
【００３４】
この実施形態では、上記インピーダンス整合をとり、且つ反射位相差を理想的な１８０°から大きくずれないようにするものである。
【００３５】
図１１（Ａ）はＳＡＷフィルタ１１′の通過・反射特性を示す図、（Ｂ）は図１０（Ａ）のＰ点からＳＡＷフィルタ１１′を見た反射位相のスミスチャートである。また、図１２（Ａ）はトラップフィルタ１２の通過・反射特性を示す図、（Ｂ）は図１０（Ａ）のＰ点からトラップフィルタ１２を見た反射位相のスミスチャートである。図１１（Ｂ）に示すように、ＳＡＷフィルタ１１′の減衰帯域での反射位相は約−８０°である。また、トラップフィルタ１２の反射位相は図１２の（Ｂ）に示したように約−１８０°である。したがって、バンドパスフィルタ側の反射位相を基準として両者の反射位相差は、−１８０°−（−８０°）＝−１００°である。したがって、ＳＡＷフィルタ１１′とトラップフィルタ１２との間に整合用のコイルや位相回路などの付加回路を設けなければ、反射位相差を理想的な１８０°から大きくずれないようにできる。しかも、トラップフィルタ１２の通過帯域でのインピーダンスを、ＳＡＷフィルタ１１′の通過帯域でのインピーダンスに略等しくしているので、通過帯域の特性（挿入損失、リップル、反射損失）が悪化することもない。
【００３６】
図１３はこの第３の実施形態に係るフィルタ回路の通過・反射特性を示す図である。このように通過帯域で挿入損失、リップル、反射損失の特性を良好にし、且つ減衰域での減衰量を大きく確保することができる。
【００３７】
次に、第４の実施形態に係るフィルタ回路の構成を図１４・図１５を基に説明する。
図１４はフィルタ回路の回路図、図１５はその実装基板上での平面図である。但し、実装基板上の回路パターンは省略している。ここで１１はバンドパスフィルタ、１２はトラップフィルタである。これらは第１の実施形態で示したものと同様である。１３′は集中定数回路で構成した位相回路である。ここではＬＣＬのπ型ハイパスフィルタ回路で構成している。このＬとＣの値は第１の実施形態で示したように、入出力間の位相差が２７０°となるように定める。第１の実施形態で示したようにマイクロストリップラインで位相回路を構成した場合には０．２５ｄＢ程度の挿入損失が生じるが、この第４の実施形態のように集中定数回路で構成した場合、例えば１００５サイズ（１０ｍｍ×５ｍｍ）のチップ部品を使用すると、０．１５ｄＢ程度の挿入損失に抑えられる。
【００３８】
次に、第５の実施形態に係るデュプレクサの例を図１６を基に説明する。図１６はデュプレクサの回路図であり、２２で示す部分は第２の実施形態で示したフィルタ回路から成る受信フィルタである。２１は送信帯域を通過させ、受信帯域を阻止する送信フィルタである。ここで送信帯域は受信帯域より高域側にあって、トラップフィルタ１２による減衰帯域は、受信帯域に隣接する送信帯域の低域寄りの周波数帯域に対応する。送信フィルタ２１は例えば誘電体同軸共振器を用いた帯域阻止特性を有するフィルタである。
【００３９】
次に、第６の実施形態に係る通信装置の例を図１７を基に説明する。図１７においてＡＮＴは送受信アンテナ、ＤＰＸはデュプレクサ、ＢＰＦａ，ＢＰＦｂはそれぞれ帯域通過フィルタ、ＡＭＰａ，ＡＭＰｂはそれぞれ増幅回路、ＭＩＸａ，ＭＩＸｂはそれぞれミキサ、ＯＳＣはオシレータ、ＳＹＮは周波数シンセサイザである。
【００４０】
ＭＩＸａは送信中間周波信号ＩＦと、ＳＹＮから出力された信号とを混合し、ＢＰＦａはＭＩＸａからの混合出力信号のうち送信周波数帯域のみを通過させ、ＡＭＰａはこれを電力増幅してＤＰＸを介しＡＮＴより送信する。ＡＭＰｂはＤＰＸから取り出した受信信号を増幅する。ＢＰＦｂはＡＭＰｂから出力される受信信号のうち受信周波数帯域のみを通過させる。ＭＩＸｂは、ＳＹＮから出力された周波数信号と受信信号とをミキシングして受信中間周波信号ＩＦを出力する。図１７に示したデュプレクサＤＰＸ部分には、図１６に示した構造のデュプレクサを用いる。
【００４１】
以上の各実施形態では、トラップフィルタ１２の反共振周波数の調整としてコイルを直列に接続したが、この反共振周波数を調整するためにコンデンサを用いてもよい。一般にはコイルを設けることによって通過帯域の高域側に減衰極を生じさせ、コンデンサを用いることによって通過帯域の低域側に減衰極を生じさせることができる。
【００４２】
また、帯域通過特性を有する第１のフィルタとして３段の誘電体共振器を用いた例を示したが、勿論３段に限らず、他の段数を備えた場合にも同様に適用できる。
【００４３】
また、帯域阻止特性を有する第２のフィルタとしてトラップフィルタを用いた例を示したが、複数段の共振器を用いて減衰帯域幅を広げた帯域阻止フィルタを用いてもよい。さらに、ＳＡＷフィルタや集中定数素子によるＬＣフィルタで構成してもよい。
【００４４】
【発明の効果】
この発明によれば、帯域通過特性を有する第１のフィルタと、帯域阻止特性を有する第２のフィルタとを接続してなるフィルタ回路において、それぞれのフィルタの減衰を必要とする周波数における接続点での反射位相の差を９０°〜２７０°の範囲内にしたことにより、第１のフィルタと第２のフィルタの減衰帯域での大きな減衰が得られる。
【００４５】
また、この発明によれば、第１・第２のフィルタをそれぞれ誘電体ブロックの内外に電極膜を形成して成る誘電体共振器で構成したことにより、耐電力性に優れた特性が得られる。
【００４６】
また、この発明によれば、第１のフィルタをＳＡＷフィルタとしたことにより、全体の小型化が図れる。
【００４７】
また、この発明によれば、ＳＡＷフィルタの通過帯域でのインピーダンスを非５０Ωとし、該ＳＡＷフィルタに反射位相調整回路を付加したことにより、一般的な非５０ΩのＳＡＷフィルタを用いながらも通過帯域での通過特性を改善することができる。
【００４８】
また、この発明によれば、反射位相調整回路をストリップラインで構成したことにより、第１・第２のフィルタを実装する回路基板上に反射位相調整回路を容易に構成することができる。
【００４９】
また、この発明によれば、反射位相調整回路を集中定数素子を含む回路で構成したことにより、回路基板上へ第１・第２のフィルタと共に集中定数素子を実装するだけで全体のフィルタ回路を容易に構成できる。
【００５０】
また、この発明によれば、第２のフィルタのインピーダンスをＳＡＷフィルタのインピーダンスに整合する非５０Ωとしたことにより、反射位相調整のためおよびインピーダンス整合のための特別な回路が不要となって低損失化を図れる。
【００５１】
また、この発明によれば、上記フィルタ回路を送信フィルタ部または受信フィルタ部に設けてデュプレクサを構成したことにより、相手側通過帯域で大きな減衰量が得られる。
【００５２】
また、この発明によれば、上記フィルタ回路またはデュプレクサを例えば送信信号または受信信号のフィルタ部に設けて通信装置を構成したことにより、周波数特性の優れた通信装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係るフィルタ回路の回路図
【図２】同フィルタ回路で用いるバンドパスフィルタおよびトラップフィルタの平面図
【図３】バンドパスフィルタの通過・反射特性および反射位相の特性を示す図
【図４】トラップフィルタの通過・反射特性および反射位相の特性を示す図
【図５】フィルタ回路の通過・反射特性を示す図
【図６】反射位相差と減衰量との関係を示す図
【図７】第２の実施形態に係るフィルタ回路の回路図および平面図
【図８】ＳＡＷフィルタの通過・反射特性および反射位相の特性を示す図
【図９】フィルタ回路の通過・反射特性を示す図
【図１０】第３の実施形態に係るフィルタ回路の回路図および平面図
【図１１】ＳＡＷフィルタの通過・反射特性および反射位相の特性を示す図
【図１２】トラップフィルタの通過・反射特性および反射位相の特性を示す図
【図１３】フィルタ回路の通過・反射特性を示す図
【図１４】第４の実施形態に係るフィルタ回路の回路図
【図１５】同フィルタ回路の平面図
【図１６】第５の実施形態に係るデュプレクサの回路図
【図１７】第６の実施形態に係る通信装置のブロック図
【図１８】従来のデュプレクサの回路図
【符号の説明】
１１−バンドパスフィルタ（第１のフィルタ）
１２−トラップフィルタ（第２のフィルタ）
１１′−ＳＡＷフィルタ（第１のフィルタ）
１３−位相回路
１４−基板
１５−結合基板
２１−送信フィルタ
２２−受信フィルタ
Ｌ−整合用コイル[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a filter circuit formed by connecting a filter having a band-pass characteristic and a filter having a band rejection characteristic, a duplexer including the same, and a communication device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a filter circuit formed by combining a filter having a band-pass characteristic and a filter having a band rejection characteristic is used in an antenna duplexer or the like (for example, Patent Document 1).
[0003]
FIG. 18 shows the configuration of the antenna duplexer disclosed in Patent Document 1. In FIG. 18, Tx is a transmission signal input terminal, Rx is a reception signal output terminal, and ANT is an antenna terminal used for both input and output. Reference numeral 2 denotes a transmission filter for restricting a band of a transmission signal input from the input terminal Tx to a predetermined band, and reference numeral 3 denotes a transmission frequency band of a reception signal received by the antenna 1 to remove an unnecessary frequency band. This is a SAW filter. Reference numeral 4 denotes a trap circuit that removes the frequency band of the transmission signal output from the transmission filter 2, and prevents the transmission signal from entering the SAW filter 3. The LC circuits 5, 6 are matching circuits for the SAW filter 3. That is, the matching circuit 5 performs impedance matching with the SAW filter 3 in the reception frequency band, and the matching circuit 6 performs impedance matching between the SAW filter 3 and a receiver (not shown) in the reception frequency band.
[0004]
Reference numeral 7 denotes a matching circuit between the transmission filter 2 and the trap circuit 4, which is, for example, a 1/4 wavelength transmission line.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-5-175879
[Problems to be solved by the invention]
However, in a filter circuit using a band-pass filter and a trap resonator, a first filter (SAW filter) having a band-pass characteristic and a second filter (trap filter) having a band rejection characteristic as shown in FIG. By simply connecting the first filter and the second filter via the impedance matching circuit 5, there is a problem that the reflection phase in the attenuation band of the first filter having the pass band characteristic changes and the attenuation in the attenuation band becomes insufficient.
[0007]
Further, conventionally, since a matching circuit is provided, there is a problem that signal insertion loss occurs in the matching circuit. If no matching circuit is provided, the characteristics of the pass band (insertion loss, ripple, and reflection loss) will be deteriorated.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a filter circuit having improved attenuation characteristics in an attenuation band and improved pass characteristics in a pass band, a duplexer including the same, and a communication device.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, in a filter circuit comprising a first filter having a band-pass characteristic and a second filter having a band-rejection characteristic, reflection at a connection point at a frequency requiring attenuation of each filter is provided. The phase difference is in the range of 90 ° to 270 °.
[0010]
With this structure, large attenuation in the attenuation band of the first filter and the second filter is obtained.
[0011]
Further, the present invention is characterized in that the first and second filters are each constituted by a dielectric resonator formed by forming an electrode film inside and outside a dielectric block.
[0012]
Further, the present invention is characterized in that the first filter is a SAW filter.
[0013]
Further, the present invention is characterized in that the impedance in the pass band of the SAW filter is not 50Ω, and a reflection phase adjusting circuit is added to the SAW filter. As a result, the pass characteristics in the pass band can be improved while using a general non-50Ω SAW filter.
[0014]
Further, the invention is characterized in that the reflection phase adjustment circuit is constituted by a strip line. Thus, the reflection phase adjustment circuit can be easily formed on the circuit board on which the first and second filters are mounted.
[0015]
Further, the invention is characterized in that the reflection phase adjusting circuit is constituted by a circuit including a lumped constant element. Thus, the entire filter circuit can be easily configured simply by mounting the lumped element together with the first and second filters on the circuit board.
[0016]
Further, the present invention is characterized in that the impedance of the second filter is non-50Ω which matches the impedance of the SAW filter. This eliminates the need for a special circuit for adjusting the reflection phase and for impedance matching, thereby reducing the loss.
[0017]
Further, the present invention is characterized in that the above filter circuit is provided in a transmission filter unit or a reception filter unit to constitute a duplexer.
[0018]
Further, the present invention is characterized in that the above-mentioned filter circuit or duplexer is provided in, for example, a filter section of a transmission signal or a reception signal to constitute a communication device.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
First, the configuration of the filter circuit according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a circuit diagram of a filter circuit. Here, the portion indicated by 11 is a bandpass filter (first filter), and 12 is a trap filter (second filter). The band-pass filter 11 includes three resonators R and a capacitor C for capacitively coupling between the resonators and the outside. The trap filter 12 comprises a series circuit of a resonator R, a capacitor C and a coil L. The bandpass filter 11 and the trap filter 12 are connected via a phase circuit 13 composed of a 50Ω line.
[0020]
FIG. 2A is a plan view of the bandpass filter 11, and FIG. 2B is a plan view of the trap filter 12. The bandpass filter 11 is configured by mounting three dielectric resonators R and a coupling substrate 15 on a substrate 14. In these dielectric resonators R, a through hole is formed in a quadrangular prism-shaped dielectric block, an inner conductor is provided on the inner surface of the through hole, and an outer conductor is provided on the outer surface of the dielectric block except for one end surface. And a quarter-wave resonance type dielectric coaxial resonator in which a pin conducting to an inner conductor is inserted into a through hole. An electrode pattern is formed on the front and back surfaces of the coupling substrate 15 to constitute the four capacitors C shown in FIG. The input terminal and the output terminal are formed on the substrate 14, respectively.
[0021]
The trap filter 12 is configured by mounting a dielectric resonator R, a chip capacitor C and a chip coil L as shown in FIG. The dielectric resonator R is a quarter-wave resonance type dielectric coaxial resonator similar to that shown in FIG. In order to configure the filter circuit shown in FIG. 1 using the bandpass filter 11 and the trap filter 12 shown in FIG. 2, a phase circuit 13 using a microstrip line is formed on a mounting board, and The bandpass filter 11 and the trap filter 12 are mounted (mounted) on the top.
[0022]
The phase circuit 13 shown in FIG. 1 is constituted by a microstrip line having a characteristic impedance of 50Ω. The attenuation characteristic changes with the line length. For example, when a 50Ω microstrip line having a relative dielectric constant of 4.0 and a thickness of 0.3 mm is used, the largest attenuation is caused by the reflection phase when the bandpass filter 11 is viewed from the connection point P1 with the bandpass filter 11. And when the phase difference between the reflection phases when the phase circuit 13 side is viewed from the connection point P1 is 180 °. FIG. 6 shows the relationship between the reflection phase difference and the amount of attenuation by the trap filter 12. When the reflection phase difference is 0 °, the attenuation is smallest, and when the reflection phase difference is 180 °, it is largest.
[0023]
FIG. 3A is a diagram showing the pass / reflection characteristics of the bandpass filter 11, and FIG. 3B is a Smith chart of the reflection phase when the bandpass filter 11 is viewed from the point P1 in FIG. Here, the pass band of the band-pass filter is set to 810 to 843 MHz, and the attenuation band is set to 940 to 958 MHz.
[0024]
FIG. 4A is a diagram showing the pass / reflection characteristics of the trap filter 12, and FIG. 4B is a Smith chart of the reflection phase when the trap filter is viewed from point P2 in FIG.
[0025]
As shown in FIG. 3B, the reflection phase of the band-pass filter 11 in the attenuation band is about -90 °, and the reflection phase of the trap filter 12 is about -180 as shown in FIG. °. Therefore, the reflection phase difference without the phase circuit 13 is −180 ° − (− 90 °) = − 90 ° based on the reflection phase on the bandpass filter side. Since the phase shift amount for making the reflected phase difference −90 ° 180 ° is 180 ° − (− 90 °) = 270 °, the phase circuit 13 may be a line corresponding to an electrical length of 270 °. In the case of the microstrip line, the line length is about 72 mm.
[0026]
FIG. 5 shows the pass / reflection characteristics of this filter circuit. Here, the solid line shows the characteristic when the reflection phase difference is 180 °, and the broken line shows the characteristic when the reflection phase difference is intentionally set to 0 °. By connecting via the phase circuit such that the difference between the reflection phases viewed from the connection point between the band-pass filter 11 and the trap filter 12 becomes 180 °, the amount of attenuation in the attenuation band 940 to 958 MHz can be reduced. It can be secured large.
[0027]
In addition, as the reflection phase difference deviates from 180 °, the attenuation in the attenuation band becomes smaller. However, if the reflection phase difference is in the range of 90 ° to 270 °, the deterioration of the attenuation should be suppressed to within 3 dB. Can be. Therefore, for example, if the capability of the attenuation amount of the trap filter (the characteristic of a single unit) is set to 60 to 65 dB, the deterioration of the attenuation amount can be suppressed to within 5%.
[0028]
Next, a filter circuit according to a second embodiment will be described with reference to FIGS.
In the second embodiment, a SAW filter is used as a band-pass filter. FIG. 7A is a circuit diagram of the filter circuit, and FIG. 7B is a plan view of a substrate on which the filter circuit is formed. Here, 11 'is a SAW filter having band-pass filter characteristics, and 12 is a trap filter. The configuration of the trap filter 12 is the same as that shown in the first embodiment. The SAW filter 11 'alone has a non-input / output impedance of non-50Ω, and a coil L is added to the SAW filter as a 50Ω matching element. The input / output impedance of the trap filter 12 is 50Ω. The phase circuit 13 is formed of a microstrip line on a mounting board as in the case of the first embodiment. As shown in FIG. 7B, a filter circuit is formed on the mounting board by mounting (mounting) the coil L, the SAW filter 11 ', and the trap filter 12 on the mounting board.
[0029]
FIG. 8A is a diagram showing the pass / reflection characteristics of the SAW filter 11 ', and FIG. 8B is a Smith chart of the reflection phase when the SAW filter 11' is viewed from the point P1 in FIG. 7A. The reflection phase in the attenuation band of the SAW filter 11 'is about -135 °. The reflection phase of the trap filter 12 as viewed from the point P2 in FIG. 7A is about -180 ° as shown in FIG. 4B. Therefore, the reflection phase difference between the two is −180 ° − (− 135 °) = − 45 ° based on the reflection phase on the bandpass filter side. Since the phase shift amount for making the reflection phase difference −45 ° 180 ° is 180 ° − (− 45 °) = 225 °, the phase circuit 13 may be a line corresponding to an electrical length of 225 °. When the phase circuit 13 is constituted by a 50Ω microstrip line having a relative dielectric constant of 4.0 and a thickness of 0.3 mm as in the case described above, the line length is about 60 mm.
[0030]
FIG. 9 shows the pass / reflection characteristics of the filter circuit according to the second embodiment. By connecting via the phase circuit such that the difference between the reflection phases viewed from the connection point between the band-pass filter 11 and the trap filter 12 becomes 180 °, the amount of attenuation in the attenuation band 940 to 958 MHz can be reduced. It can be secured large.
[0031]
Next, the configuration of a filter circuit according to a third embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 10A is a circuit diagram of the filter circuit, and FIG. 10B is a plan view of the filter circuit on a substrate. Here, reference numeral 11 'denotes a SAW filter having a band-pass filter characteristic, and this SAW filter 11' has a non-50 ohm in the pass band as in the case of the second embodiment. Reference numeral 12 denotes a trap filter. The basic configuration of the trap filter 12 is the same as that shown in the first embodiment. However, as will be described later, the impedance of the trap filter is a non-50Ω trap filter whose impedance is substantially equal to the impedance of the SAW filter 11 ′.
[0032]
The SAW filter 11 ′ is a general SAW filter having a non-50 Ω by itself, so that the matching coil L is added as described in the second embodiment to match the resistance to 50 Ω. Therefore, if only the matching coil L is added without providing the phase circuit 13 here, as shown in FIG. 8B, the reflection phase of the SAW filter in the attenuation band is about -135 °. is there. The reflection phase of the trap filter 12 in the attenuation band is about -180 ° as shown in FIG. Therefore, the reflection phase difference is −180 − (− 135) = − 45 °. Since the ideal reflection phase difference is 180 °, it deviates from the ideal reflection phase difference by 180 − (− 45) = 225 °. As a result, the amount of attenuation in the attenuation band is insufficient.
[0033]
Further, if the matching coil is eliminated, the characteristics of the pass band (insertion loss, ripple, and reflection loss) are deteriorated as described above. Therefore, as shown in the second embodiment, the phase circuit 13 is inserted so that the reflection phase difference becomes about 180 °. However, the matching coil and the phase circuit are provided because the matching coil and the phase circuit are provided. There is a problem that insertion loss occurs in the phase circuit.
[0034]
In this embodiment, the impedance matching is performed, and the reflection phase difference is not largely deviated from the ideal 180 °.
[0035]
FIG. 11A is a diagram showing the pass / reflection characteristics of the SAW filter 11 ′, and FIG. 11B is a Smith chart of the reflection phase when the SAW filter 11 ′ is viewed from the point P in FIG. FIG. 12A is a diagram showing the pass / reflection characteristics of the trap filter 12, and FIG. 12B is a Smith chart of the reflection phase when the trap filter 12 is viewed from point P in FIG. 10A. As shown in FIG. 11B, the reflection phase in the attenuation band of the SAW filter 11 'is about -80 degrees. The reflection phase of the trap filter 12 is about -180 degrees as shown in FIG. Therefore, the reflection phase difference between the two is −180 ° − (− 80 °) = − 100 ° based on the reflection phase on the bandpass filter side. Therefore, unless an additional circuit such as a matching coil or a phase circuit is provided between the SAW filter 11 'and the trap filter 12, the reflection phase difference can be prevented from largely deviating from the ideal 180 °. Moreover, since the impedance in the pass band of the trap filter 12 is substantially equal to the impedance in the pass band of the SAW filter 11 ', the characteristics of the pass band (insertion loss, ripple, reflection loss) do not deteriorate. .
[0036]
FIG. 13 is a diagram showing the transmission / reflection characteristics of the filter circuit according to the third embodiment. As described above, the characteristics of insertion loss, ripple, and reflection loss can be improved in the pass band, and a large amount of attenuation in the attenuation region can be secured.
[0037]
Next, the configuration of a filter circuit according to a fourth embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 14 is a circuit diagram of a filter circuit, and FIG. 15 is a plan view of the filter circuit on a mounting board. However, circuit patterns on the mounting board are omitted. Here, 11 is a band pass filter, and 12 is a trap filter. These are the same as those shown in the first embodiment. 13 'is a phase circuit constituted by a lumped constant circuit. Here, it is configured by an LCL π-type high-pass filter circuit. The values of L and C are determined such that the phase difference between input and output is 270 ° as described in the first embodiment. When the phase circuit is constituted by the microstrip lines as shown in the first embodiment, an insertion loss of about 0.25 dB occurs. However, when the phase circuit is constituted by a lumped constant circuit as in the fourth embodiment, For example, when a chip component of 1005 size (10 mm × 5 mm) is used, the insertion loss can be suppressed to about 0.15 dB.
[0038]
Next, an example of the duplexer according to the fifth embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a circuit diagram of the duplexer. The portion indicated by reference numeral 22 is a reception filter including the filter circuit shown in the second embodiment. A transmission filter 21 passes the transmission band and blocks the reception band. Here, the transmission band is on the higher band side than the reception band, and the attenuation band by the trap filter 12 corresponds to a lower frequency band of the transmission band adjacent to the reception band. The transmission filter 21 is a filter having a band rejection characteristic using, for example, a dielectric coaxial resonator.
[0039]
Next, an example of the communication device according to the sixth embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 17, ANT is a transmitting / receiving antenna, DPX is a duplexer, BPFa and BPFb are band-pass filters, AMPa and AMPb are amplifier circuits, MIXa and MIXb are mixers, OSC is an oscillator, and SYN is a frequency synthesizer.
[0040]
MIXa mixes the transmission intermediate frequency signal IF and the signal output from the SYN, BPa allows only the transmission frequency band of the mixed output signal from MIXa to pass, and AMPa amplifies the power and amplifies the signal via DPX to ANT. Send more. AMPb amplifies the received signal extracted from DPX. BPFb allows only the reception frequency band of the reception signal output from AMPb to pass. The MIXb mixes the frequency signal output from the SYN with the received signal and outputs a received intermediate frequency signal IF. The duplexer having the structure shown in FIG. 16 is used for the duplexer DPX shown in FIG.
[0041]
In each of the above embodiments, the coils are connected in series for adjusting the anti-resonance frequency of the trap filter 12, but a capacitor may be used to adjust the anti-resonance frequency. Generally, by providing a coil, an attenuation pole can be generated on the higher side of the pass band, and by using a capacitor, an attenuation pole can be generated on the lower side of the pass band.
[0042]
Also, an example is shown in which a three-stage dielectric resonator is used as the first filter having the band-pass characteristic.
[0043]
Further, although an example in which a trap filter is used as the second filter having band rejection characteristics has been described, a band rejection filter in which an attenuation bandwidth is widened using a plurality of resonators may be used. Further, it may be constituted by a SAW filter or an LC filter using a lumped constant element.
[0044]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a filter circuit that connects a first filter having a band-pass characteristic and a second filter having a band-rejection characteristic, at a connection point at a frequency that requires attenuation of each filter. Is set within the range of 90 ° to 270 °, a large attenuation in the attenuation band of the first filter and the second filter is obtained.
[0045]
Further, according to the present invention, since the first and second filters are each constituted by a dielectric resonator formed by forming an electrode film inside and outside of a dielectric block, characteristics excellent in power durability can be obtained. .
[0046]
Further, according to the present invention, since the first filter is a SAW filter, the overall size can be reduced.
[0047]
Further, according to the present invention, the impedance in the pass band of the SAW filter is made non-50Ω, and the reflection phase adjusting circuit is added to the SAW filter. Can be improved.
[0048]
Further, according to the present invention, since the reflection phase adjustment circuit is configured by the strip line, the reflection phase adjustment circuit can be easily configured on the circuit board on which the first and second filters are mounted.
[0049]
Further, according to the present invention, since the reflection phase adjusting circuit is constituted by a circuit including a lumped constant element, the entire filter circuit can be formed simply by mounting the lumped constant element together with the first and second filters on the circuit board. Can be easily configured.
[0050]
Further, according to the present invention, since the impedance of the second filter is not 50Ω which matches the impedance of the SAW filter, a special circuit for adjusting the reflection phase and for matching the impedance is not required, and low loss is achieved. Can be achieved.
[0051]
Further, according to the present invention, the filter circuit is provided in the transmission filter unit or the reception filter unit to constitute a duplexer, so that a large amount of attenuation can be obtained in the other party's pass band.
[0052]
Further, according to the present invention, a communication device having excellent frequency characteristics can be obtained by configuring the communication device by providing the filter circuit or the duplexer in, for example, a filter section of a transmission signal or a reception signal.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a filter circuit according to a first embodiment. FIG. 2 is a plan view of a bandpass filter and a trap filter used in the filter circuit. FIG. FIG. 4 shows the pass / reflection characteristics and reflection phase characteristics of the trap filter. FIG. 5 shows the pass / reflection characteristics of the filter circuit. FIG. 6 shows the relationship between the reflection phase difference and the attenuation. FIG. 7 is a circuit diagram and a plan view of a filter circuit according to a second embodiment. FIG. 8 is a diagram showing pass / reflection characteristics and reflection phase characteristics of a SAW filter. FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating reflection characteristics. FIG. 10 is a circuit diagram and a plan view of a filter circuit according to a third embodiment. FIG. 11 is a diagram illustrating transmission / reflection characteristics and reflection phase characteristics of a SAW filter. FIG. 13 is a diagram showing pass / reflection characteristics and reflection phase characteristics of a filter. FIG. 13 is a diagram showing pass / reflection characteristics of a filter circuit. FIG. 14 is a circuit diagram of a filter circuit according to a fourth embodiment. FIG. 16 is a circuit diagram of a duplexer according to a fifth embodiment; FIG. 17 is a block diagram of a communication device according to a sixth embodiment; FIG. 18 is a circuit diagram of a conventional duplexer;
11-bandpass filter (first filter)
12-Trap filter (second filter)
11'-SAW filter (first filter)
13-phase circuit 14-substrate 15-coupling substrate 21-transmitting filter 22-receiving filter L-matching coil
