JP2004281632A

JP2004281632A - Radio wave absorber

Info

Publication number: JP2004281632A
Application number: JP2003069696A
Authority: JP
Inventors: Koji Tsuzukiyama; 浩二續山
Original assignee: Mitsui Chemicals Inc
Current assignee: Mitsui Chemicals Inc
Priority date: 2003-03-14
Filing date: 2003-03-14
Publication date: 2004-10-07
Anticipated expiration: 2023-03-14
Also published as: JP4177143B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a thin radio wave absorber whose structure is simple and which is applicable except a window and excellent in radio wave absorption property. <P>SOLUTION: In the radio wave absorber 1, a conductive coat layer 1a is arranged on one side of a dielectric layer 1b, and an impedance coat layer 1c is arranged on the other surface. The surface resistivity of the conductive coat layer 1a is at most 50 Ω. The real part R of the surface impedance Z of the impedance coat layer 1c is 0.01-100 Ω, imaginary part X is from -200 to -3 Ω, and X and Y are selected from -100≤X/R≤-1. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁波の反射を抑制するために用いられる電波吸収体に関するものであり、さらに詳しくは、吸収すべき電磁波の波長の１／１０以下の厚みである薄型電波吸収体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線ローカルエリアネットワーク（ＬｏｃａｌＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）、高度道路交通システム（ＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＴｒａｎｓｐｏｒｔＳｙｓｔｅｍ）における狭域通信（ＤｅｄｉｃａｔｅｄＳｈｏｒｔＲａｎｇｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）技術を用いた自動料金収受システム（ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＴｏｌｌＣｏｌｌｅｃｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ）等、高周波の電磁波を用いたシステムが実用化されている。これらの電磁波を用いた応用システムにおいては、その通信品質を確保するために壁等からの電磁波の反射を抑制する必要があり、そのために電波吸収体が必要となる。このような電波吸収体は天井や壁等の構造物に取り付けられることから、軽くて薄いものが求められている。
【０００３】
従来から、抵抗皮膜を使ったλ／４型電波吸収体が知られている。このλ／４型電波吸収体は厚みがλ／（４・√εｒ）（λ：電磁波の真空での波長、εｒ：誘電体の比誘電率）である誘電率εｒの誘電体層の片面に低抵抗の反射層を有し、誘電体のもう一方の面に空気中の電波インピーダンス（３７７Ω）である抵抗皮膜層を有する電波吸収体である。しかしながら、このλ／４型電波吸収体は誘電体層としてλ／（４・√εｒ）の厚みが必要であり、薄型化に限界がある。
【０００４】
前記λ／４型電波吸収体の抵抗皮膜層と反射層の間に、分割された導電性フィルム（ＤＣＦ；ＤｉｖｉｄｅｄＣｏｎｄｕｃｔｉｖｅＦｉｌｍ）を挿入することで、誘電体層の厚みをλ／（４・√εｒ）よりも薄くできる電波吸収パネルが提案されている（たとえば特許文献１〜４および非特許文献１）。このＤＣＦを用いた電波吸収体は、整合用導電膜、反射層、ＤＣＦ層の３層が必要であり、整合用導電膜とＤＣＦ層間の空気層または樹脂層およびＤＣＦ層と反射層間の空気層または樹脂層の厚みを両方とも均一になるように制御しなければならないため、これらの厚みが均一でない場合に期待された性能が得られ難いという問題がある。
【０００５】
そこで、前記ＤＣＦを用いた電波吸収パネルの構造が複雑であるという問題を解決するために、ＤＣＦ層を形成したガラスと反射層を形成したガラスをポリビニルブチラール（ＰＶＢ）を介して貼り合わせた電波吸収ガラスが提案されている（非特許文献２）。前記文献中には、このＤＣＦを用いた電波吸収ガラスは、分割する導電性フィルムの抵抗値をコントロールする必要がなく、ＤＣＦの幾何学的大きさのコントロールにより薄型の電波吸収体を得ることができるという利点がある、と記載されている。しかしながら、電波入射側にガラスを配置する必要があり、薄型化に限界があるとともに窓以外の場所で使い難いという問題がある。
【０００６】
このように従来の技術では、λ／４型電波吸収体の厚みを、小さい値にするには、限界があった。また、ＤＣＦを用いた電波吸収パネルでは、電波吸収特性の再現性が悪いという問題がある。
【０００７】
【特許文献１】
アメリカ特許ＵＳＰ６，１９５，０３４Ｂ１
【特許文献２】
特開２００２−７６６７６
【特許文献３】
特開２００２−７６６７７
【特許文献４】
特開２００２−１５１８８５
【非特許文献１】
Ｔ．Ｔｓｕｎｏ，ＴｅｃｈｎｉｃａｌＲｅｐｏｒｔｏｆＩＥＩＣＥ，ＥＭＣＪ９９−１２８（２０００−０１），ｐ．１１３
【非特許文献２】
Ｋ．Ｈａｒａｋａｗａ，ｅｔａｌ．，ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＡＰＭＣ２００２（Ｎｏｖｅｍｂｅｒ１９−２２，２００２），ＦＲ３Ｂ−５
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、以上の事情に鑑みてなされたものであり、構造が簡単であり、かつ窓以外へも適用可能であり、さらに電波吸収特性に優れた薄型の電波吸収体を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、誘電体層と、
前記誘電体層の片側の表面に配置された導電性皮膜層と、
前記導電性層と反対側の前記誘電体層の表面に配置されたインピーダンス層とを含み、
導電性層の表面抵抗率が５０Ω以下であり、
インピーダンス層の表面インピーダンスＺを次式で表したとき、
Ｚ＝Ｒ＋ｊ・Ｘ
ここで、Ｒは実部であり、Ｘは虚部であり、ｊは虚数単位であり、
インピーダンス層の表面インピーダンスの実部Ｒが０．０１Ω〜１００Ωの範囲であり、かつ、インピーダンス層の表面インピーダンスの虚部Ｘが−２００Ω〜−３Ωの範囲であり、かつ、実部Ｒと虚部Ｘとが
−１００≦Ｘ／Ｒ≦−１
の関係を満足することを特徴とする電波吸収体である。
【００１０】
また本発明は、インピーダンス層が、抵抗皮膜層を分離して並べられたものであることを特徴とする。
【００１１】
また本発明は、誘電体層、導電性層およびインピーダンス層が、可視光を透過することを特徴とする。
【００１２】
導電性皮膜層の表面抵抗率は、できるだけ小さい値であることが好ましく、０Ω程度であってもよい。インピーダンス層の表面インピーダンスの実部Ｒの値も、小さいほうが望ましく、たとえば前述のように０．０１Ω以上であってもよく、この実部Ｒが１００Ωを超えると、電波吸収体の厚みが厚くなるので好ましくない。虚部Ｘの絶対値が２００Ωを超えると、周波数および反射損失の制御が困難になる。虚部Ｘの絶対値が３Ω未満では、本件電波吸収体の実現が困難となる。Ｘ／Ｒの絶対値が１００を超えるとき、周波数および反射損失の制御が困難になる。Ｘ／Ｒの絶対値が１未満では、電波吸収体の実現が困難である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における電波吸収体１の代表的構成を示した断面図である。誘電体層１ｂの片側に低抵抗の導電性皮膜層１ａ、もう一方の側にインピーダンス層１ｃを有している。
【００１４】
図２は、図１に示される電波吸収体１の左方から見たインピーダンス層１ｃの一部を示す図である。インピーダンス層１ｃの抵抗皮膜１ｃ１は、斜線を施して示す。
【００１５】
図３は、図１に示される電波吸収体１の吸収特性を説明するための図である。本発明は、表面抵抗Ｒと表面リアクタンスＸとが制御されたインピーダンス層１ｃを用いることによって、誘電体層１ｂがλ／（４・√εｒ）よりも薄い場合でも、効率良くインピーダンス層１ｃで電波を吸収することができるという原理に基づくものである。平面波である電磁波に対する電波吸収体１の吸収特性は伝送線理論を応用することによって計算することができ、さらにその計算結果は実験と良く一致することが示されている（「電波吸収体入門」（森北出版））。すなわち、伝送線理論では、単位長さあたりの抵抗がＲ［Ω／ｍ］、単位長さあたりのインダクタンスがＬ［Ｈ／ｍ］、単位長さあたりの容量がＣ［Ｆ／ｍ］、単位長さあたりのコンダクタンスがＧ［Ｓ／ｍ］の分布定数線路の微小区間ｄｚにおける電流Ｉおよび電圧Ｖとして以下の式が導かれる。ωは、伝送される電磁波の角周波数である。
ｄ^２Ｖ／ｄｚ^２＝（Ｒ＋ｊωＬ）（Ｇ＋ｊωＣ）Ｖ …（１）
ｄ^２Ｉ／ｄｚ^２＝（Ｒ＋ｊωＬ）（Ｇ＋ｊωＣ）Ｉ …（２）
【００１６】
この微分方程式１，２を解くことにより、電流および電圧の基礎式として以下の式３，４が導出される。
Ｖ＝Ｖ_＋ｅｘｐ（−γｚ）＋Ｖ₋ｅｘｐ（γｚ） …（３）
Ｉ＝（Ｖ_＋／Ｚ_ｃ）ｅｘｐ（−γｚ）−（Ｖ₋／Ｚ_ｃ）ｅｘｐ（γｚ）…（４）
【００１７】
ここで、Ｖ_＋、Ｖ₋、Ｚ_ｃ、γは以下のとおりである。
Ｖ_＋；ｚの正方向へ伝送する信号の電圧の振幅係数
Ｖ₋ ；ｚの負方向へ伝送する信号の電圧の振幅係数
Ｚ_ｃ；線路の特性インピーダンス（＝｛（Ｒ＋ｊωＬ）／（Ｇ＋ｊωＣ）｝^１／２）
γ ；線路の伝搬定数（＝｛（Ｒ＋ｊωＬ）（Ｇ＋ｊωＣ）｝^１／２）
【００１８】
一方、複素誘電率ε（≡ε’−ｊε”）、複素透磁率μ（≡μ’−μ”）、導電率σの媒質中をｚ方向へ伝搬する電磁波が平面波の場合、マクスウェル方程式は以下のスカラー式５〜８に分解できる。すなわち、ｘｙｚ直交座標系において、電界のｘ成分Ｅ_ｘおよび磁界のｙ成分Ｈ_ｙに関して、
∂Ｅ_ｘ／∂ｚ＝−μ（∂Ｈ_ｙ／∂ｔ） …（５）
−∂Ｈ_ｙ／∂ｚ＝σＥ_ｘ＋ε’（∂Ｅ_ｘ／∂ｔ） …（６）
さらに、電界のｙ成分Ｅ_ｙおよび磁界のｘ成分Ｈ_ｘに関して、
∂Ｅ_ｙ／∂ｚ＝−μ（∂Ｈ_ｘ／∂ｔ） …（７）
−∂Ｈ_ｘ／∂ｚ＝σＥ_ｙ＋ε’（∂Ｅ_ｙ／∂ｔ） …（８）
ここで、複素誘電率の虚部ε”に関する損失は導電率σによる損失として考えている。
【００１９】
式５および式６からＨｙを消去すると、Ｅｘに関する以下の方程式９が得られる。
∂^２Ｅ_ｘ／∂ｚ^２＝σμ（∂Ｅ_ｘ／∂ｔ）＋ε’μ（∂^２Ｅ_ｘ／∂ｔ^２）…（９）
ここで、Ｅ_ｘの特解として
Ｅ_ｘ＝Ｅ_０ｅｘｐ（ｊωｔ） …（１０）
を考えると、式９は以下のとおり書きかえることができる。ｔは、時間を表わす。
∂^２Ｅ_ｘ／∂ｚ^２＝（ｊωσμ−ω^２ε’μ）Ｅ_ｘ …（１１）
ここで導電率σは、誘電率の虚数成分ε”と、
ε”＝σ／ω …（１２）
の関係にあると考えることができ、式１１は以下のように書きかえることができる。
∂^２Ｅ_ｘ／∂ｚ^２＝−ω^２εμＥ_ｘ …（１３）
【００２０】
電磁波のインピーダンスＺは、
Ｚ＝Ｅ_ｘ／Ｈ_ｙ＝（μ／ε）^１／２ …（１４）
で定義されるから、Ｈ_ｙについても同様に以下の式１５が導かれる。
∂^２Ｈ_ｙ／∂ｚ^２＝−ω^２εμＨ_ｙ …（１５）
【００２１】
式１３および式１５は、式１または式２と同形であり、伝搬定数γおよび特性インピーダンスＺが
γ＝ｊω（εμ）^１／２ …（１６）
Ｚ＝（μ／ε）^１／２ …（１７）
である分布定数線路と考えることができる。このように、平面波である電磁波の伝搬は、伝送線理論に基づいて計算することができる。
【００２２】
前述した伝送線理論を用いることにより、複数の境界を持つ媒体での電磁波の反射係数と透過係数を計算できる。すなわち、図１に示されるような媒体における電磁波の反射・透過は次のように計算できる。図１の媒体は、図４に示されるような２つの境界がある伝送線モデルとして考えることができる。ここで、線路Ａ、Ｃは無限長線路であり、特性インピーダンスがそれぞれ、Ｚ_Ａ、Ｚ_Ｃ（Ｚ_Ａ＝Ｚ_０、Ｚ_Ｃ＝Ｚ_０、ここでＺ_０は空気中の電波インピーダンス）である。線路Ｂは、線路長（すなわち誘電体層１ｂの厚み）ｄ、特性インピーダンスＺ_Ｂ、伝搬定数γ_Ｂ（γ_Ｂ＝２πεｒ^１／２ｊ／λ）である。さらに、低抵抗の導電層の表面抵抗Ｚ_Ｌ、インピーダンス層の表面インピーダンスをＺとする。このとき、伝送線理論を用いると、線路Ａと線路Ｂの接続面０−０’から見て、接続面０−０’より右側の低抵抗の導電層を含むインピーダンスＺ’は以下のように表すことができる。
Ｚ’＝Ｚ_Ｌ・Ｚ_Ｃ／（Ｚ_Ｌ＋Ｚ_Ｃ）
ここで、Ｚ_Ｌ≪Ｚ_Ｃの場合には、
Ｚ’≒Ｚ_Ｌ …（１８）
となることが導かれる。
【００２３】
次に線路Ａと線路Ｂの接続面１−１’から見て、接続面１−１’より右側のインピーダンス層を含まないインピーダンスＺ”は以下のように表すことができる。
Ｚ”＝Ｚ_Ｂ（Ｚ’＋Ｚ_Ｂ・ｔａｎｈγ_Ｂｄ）／（Ｚ_Ｂ＋Ｚ’・ｔａｎｈγ_Ｂｄ）…（１９）
【００２４】
さらに線路Ａと線路Ｂの接続面１−１’から見て、接続面１−１’より右側のインピーダンス層を含むインピーダンスＺ_ｉｎは以下のように表すことができる。γＢは、線路Ｂの伝搬定数を表わす。
Ｚ_ｉｎ＝Ｚ・Ｚ”／（Ｚ＋Ｚ”） …（２０）
【００２５】
このインピーダンスＺ_ｉｎを用いることによって、接続面１−１’での反射係数Γは以下のように表される。
Γ＝（Ｚ_ｉｎ− Ｚ_Ａ）／（Ｚ_ｉｎ＋Ｚ_Ａ） …（２１）
【００２６】
さらにエネルギー反射率ＲはＲ＝｜Γ｜^２であり、反射損失Ｒ_ｌｏｓｓ［ｄＢ］は以下のように計算される。
Ｒ_ｌｏｓｓ＝−１０ｌｏｇ_１０Ｒ …（２２）
【００２７】
また、線路Ｂでのエネルギー吸収量Ａは、同様に伝送線理論から求められるエネルギー透過率Ｔを用いることによって、以下のように計算される。
Ａ＝１−Ｒ−Ｔ …（２３）
【００２８】
電波吸収体では終端を短絡することによってエネルギー透過率Ｔが０になるように設計する。この場合、
Ａ＝１−Ｒ …（２４）
となるので、電波吸収体の電波吸収特性は一般に反射損失Ｒ_ｌｏｓｓによって表される。
【００２９】
また、電磁波がｚ軸に対して角度θで媒質へ入射する場合（ＴＥ波の電界方向をｙ軸とする）には、ＴＥ波およびＴＭ波の反射・透過の問題は、ｚ方向への伝搬のみを考えることで解析することができる。
【００３０】
今、簡単のために、低抵抗導電層の表面抵抗をＺ_Ｌ＝０［Ω］とおくと、Γ＝０となる条件は、次式のとおりとなる。

ここで、
Ｄ＝２πｄ（εｒ）^１／２／λ …（２６）
【００３１】
すなわち、インピーダンス層の表面抵抗Ｒおよび表面リアクタンスＸを制御することにより、高性能の電波吸収体を得ることできると考えられる。
【００３２】
図４は、誘電体層１ｂとしてポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴと略称することがある。比誘電率εｒ＝３．９）を用いた場合について種々の誘電体層１ｂ厚みにおいてインピーダンス層の最適な表面インピーダンスをプロットしたものである。これらの結果から、表面リアクタンス成分を積極的に利用することで、薄型の電波吸収体１が可能と考えられる。
【００３３】
さらに詳細な検討を行った結果、インピーダンス層１ｃの表面インピーダンスを以下の条件１〜４にすることで、薄型の電波吸収体を得ることができることが判った。すなわち、
（条件１）導電性皮膜層１ａの表面抵抗率が５０Ω以下であり、かつ、
インピーダンス層１ｃの表面インピーダンスＺを次式で表したとき、
Ｚ＝Ｒ＋ｊ・Ｘ …（２７）
ここで、ｊは虚数単位である。
（条件２）インピーダンス層１ｃの表面インピーダンスの実部である表面抵抗率Ｒが０．０１Ω〜１００Ωの範囲であり、かつ、
（条件３）インピーダンス層１ｃの表面インピーダンスの虚部である表面リアクタンス成分Ｘが−２００Ω〜−３Ωの範囲であり、かつ、
（条件４）表面抵抗率Ｒと表面リアクタンス成分Ｘとが
−１００≦Ｘ／Ｒ≦−１ …（２８）
の関係を満足する場合に薄型の電波吸収体１を得ることができる。
【００３４】
図５および図６はこの関係を図示したものである。図５は、誘電体層厚みが０．０５λ以下におけるインピーダンス層の最適インピーダンスをプロットしたものである。さらに、図６は、図５における最適インピーダンスの実部Ｒと虚部Ｘとの関係を示した図である。
【００３５】
本発明における導電性皮膜層１ａとしては種々の導電性材料を用いることができる。これら導電性材料としてはＡｌ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ、Ｔｉ等の金属薄膜、ＩＴＯ（インジウム錫酸化物）や酸化スズに代表される透光性導電膜等が例示される。この導電性皮膜層１ａは、これら金属材料や透光性導電膜を誘電体層１ｂにスパッタ等の蒸着法にて形成することができる。または、金属箔を誘電体層１ｂと接着剤を用いて貼ってもよい。透光性電波吸収体が望まれる場合には、ＩＴＯ、酸化スズなどの透光性導電膜１ａを用いることができる。導電性皮膜層１ａを蒸着法にて形成する場合には、フィルム基材上に成膜し、フィルム基材側もしくは導電性皮膜側を、誘電体層１ｂと、接着剤等を用いて貼り合わせることができる。
【００３６】
誘電体層１ｂとしては、ポリエチレンテレフタレート、ポリエチレン、ポリプロピレン、ポリカーンボネート、アクリル樹脂、等に例示される絶縁性高分子材料、アルミナ等に代表される絶縁性セラミックス材料等を用いることができる。透光性電波吸収体が望まれる場合には、ポリエチレンテレフタレートやポリカーボネート、アクリル樹脂等の透光性の絶縁性高分子材料を用いることができる。
【００３７】
インピーダンス層１ｃとしては、図２のようにある抵抗値の皮膜１ｃ１を面内に孤立して分散させることで得ることができる。つまり、抵抗皮膜１ｃ１を孤立分散させることで、その孤立分散した抵抗皮膜１ｃ１間にコンデンサ成分が生じ、よって虚部成分を付与することができる。分散させる抵抗皮膜１ｃ１としては、Ａｌ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ、Ｔｉ等の金属薄膜、ＩＴＯや酸化スズに代表される透光性導電膜等を規定の抵抗値になる厚みにスパッタ法等の蒸着法にて成膜したものを用いることができる。
【００３８】
これらの薄膜１ｃ１を面内に孤立して分散させるには、面内均一に成膜した後で、写真蝕刻法を用いて薄膜の一部を除去する方法、レーザーにより薄膜を除去する方法、サンドブラストにて薄膜の一部を除去する方法等を採用することができる。インピーダンス層を蒸着法にて形成する場合には、先ず誘電体層１ｂの厚み方向の一部を構成する合成樹脂などの誘電体から成るフィルム基材上に成膜し、所望のパターンニングを行った後に、フィルム基材側もしくは導電性皮膜１ｃ１側を誘電体層１ｂと接着剤等を用いて貼り合わせることもできる。
【００３９】
インピーダンス層１ｃの別の作製法として、カーボン粉末、カーボンフレーク、カーボンファイバー、等の抵抗性フィラーを樹脂と混合したものをフィルム状に成形することでも得ることができる。このとき、フィラー間が相互に接触しないように樹脂中に分散させることで、虚部成分を付与することができる。たとえば押出し成形した後、延伸することによって、製造することができる。
【００４０】
図７は、本発明における電波吸収体１の構成の一例を示したものである。誘電体層２ｂの片側に低抵抗の導電性皮膜層２ａ、もう一方の側にインピーダンス層２ｃを有し、さらにインピーダンス層２ｃ上に保護層２ｄを設けてもよい。保護層２ｄは、インピーダンス層２ｃを風雨などから保護し、合成樹脂などの誘電体から成る薄いフィルム状であってもよい。保護層２ｄは、たとえばウレタン樹脂、ポリエチレンテレフタレートなどの合成樹脂から成ってもよく、ミクロンオーダーの厚みを有してもよい。
【００４１】
図８は本発明における電波吸収体１の構成の一例を示したものである。誘電体層３ｂの片側に低抵抗の導電性皮膜層３ａ、もう一方の側にインピーダンス層３ｃを有し、さらにインピーダンス層３ｃ上および導電性皮膜層３ａ上に保護層３ｄ，３ｅを設けてもよい。これらの保護層３ｄ，３ｅもまた、前述の図７の実施の形態における保護層２ｄと同様に構成されてもよい。
【００４２】
前述の図１に示されるように、表面抵抗率０Ωの導電性皮膜１ａ上に比誘電率＝３．９の干渉層を介してインピーダンス層１ｃを積層した場合に、インピーダンス層１ｃ側から入射した電磁波を完全に吸収できる電波吸収体１について、インピーダンス層１ｃの表面インピーダンスを伝送線理論を用いて計算した結果を前述の図４、図５に示す。図５は図４において誘電体層厚みが０．０４λ以下の部分を拡大したものである。
【００４３】
リアクタンス成分がない（Ｘ＝０）場合は、インピーダンス層１ｃの表面抵抗率が空気中における電波インピーダンス（３７７Ω）と等しく、かつ、誘電体層１ｂの厚みｄが、
ｄ＝λ／（４・εｒ^１／２） …（２９）
のときに最も効率良く電波を吸収することが判る。誘電体層１ｂの厚みｄを、前述の式２９の値以下として、全体の構成を薄くすることができる。
【００４４】
一方、負のリアクタンス成分がある場合、すなわち、容量成分がある場合には、誘電体層の厚みｄがλ／（４・εｒ^１／２）よりも薄い場合に最も効率良く電波を吸収することが判る。
【００４５】
図５、図６に示されるように、インピーダンス層の表面インピーダンスにおける抵抗成分Ｒが５０Ω以下、かつ、インピーダンス層の表面インピーダンスにおけるリアクタンス成分Ｘが−２００Ω〜−３Ω、かつ、リアクタンス成分Ｘと抵抗成分Ｒの比が
−１００≦Ｘ／Ｒ≦−１ …（３０）
のときに、誘電体層厚みｄは０．０５λ以下とすることができ、薄型の電波吸収体が可能であることが判る。図４〜図６において、横軸に示される誘電体層厚み／波長の値は、０．０５以下として、全体の構成を薄くすることができる。
【００４６】
以下、添付した図に沿って実施例を示し、この発明の実施の形態について詳しく説明する。
【００４７】
【実施例】
本件発明者の実験結果を述べる。
【００４８】
【実施例１】
図１および図２に示されるように、７５μｍ厚みのＰＥＴ（ポリエチレンテレフタレート）フィルム上に導電性薄膜をスパッタ成膜した導電性フィルム（三井化学（株）製商品名ＴＣＰ２．４、表面抵抗値２．２Ω）の導電性薄膜を、ＹＡＧ３倍波レーザー（波長３５５ｎｍ）を用いることで、除去幅ΔＬ１＝ΔＬ２＝１３０μｍ、除去ピッチＬｐ１＝Ｌｐ２＝１１ｍｍ、にて格子状に除去した。また、この格子状に除去した導電性フィルムの周波数５．８ＧＨｚでの表面インピーダンスをベクトルネットワークアナライザを用いて測定された反射係数から算出した結果、
表面インピーダンス実部Ｒ＝３０Ω
表面インピーダンス虚部Ｘ＝−１００Ω
であった。このときＸ／Ｒ≒−３．４である。
【００４９】
前述のように導電膜を除去した導電性フィルムを表面インピーダンス層１ｃとして厚み１．８ｍｍのＰＥＴシート１ｂの片側に貼りつけた。さらに、反対側のＰＥＴシート１ｂの面に、アルミ箔を反射層１ａとして貼り合わせて、電波吸収体１を作製した。
【００５０】
このようにして作製した電波吸収体１の反射損失特性を５．０ＧＨｚから８．２ＧＨｚの範囲で測定した。結果を図９に示す。６．６ＧＨｚにて最大反射損失４６ｄＢが得られた。
【００５１】
【表１】

【００５２】
【実施例２】
ＰＥＴシート１ｂの厚みを２．１ｍｍとした以外は実施例１と同じように電波吸収体を作製した。このようにして作製した電波吸収体の反射損失特性を５．０ＧＨｚから８．２ＧＨｚの範囲で測定した。結果を図１０に示す。６．２ＧＨｚにて最大反射損失４０ｄＢが得られた。
【００５３】
【実施例３】
５０μｍ厚みのＰＥＴフィルム上に導電性薄膜をスパッタ成膜した導電性フィルム（三井化学（株）製商品名ＸＩＲ、表面抵抗値９．３Ω）の導電性薄膜を、ＹＡＧ３倍波レーザー（波長３５５ｎｍ）を用いることで、除去幅ΔＬ１＝２５０μｍ、除去ピッチＬｐ＝１１ｍｍ、にて格子状に除去した。また、この格子状に除去した導電性フィルムの周波数５．８ＧＨｚでの表面インピーダンスをベクトルネットワークアナライザを用いて測定された反射係数から算出した結果、
表面インピーダンス実部Ｒ＝４０Ω
表面インピーダンス虚部Ｘ＝−１２０Ω
であった。このときＸ／Ｒ＝−３である。
【００５４】
前述のように導電膜を除去した導電性フィルムを表面インピーダンス層１ｃとして厚み２．２ｍｍのＰＥＴシート１ｂの片側に貼りつけた。さらに、反対側のＰＥＴシート１ｂ面に、アルミ箔を反射層１ａとして貼り合わせて、電波吸収体１を作製した。
【００５５】
このようにして作製した電波吸収体１の反射損失特性を５．０ＧＨｚから８．２ＧＨｚの範囲で測定した。結果を図１１に示す。６．６ＧＨｚにて最大反射損失５０ｄＢが得られた。
【００５６】
【比較例１】
格子状に導電性膜を除去するピッチを３ｍｍ、除去幅２５０μｍとした以外は実施例１と同様に格子状に導電性膜を除去した。この格子状に除去した導電性フィルムの周波数５．８ＧＨｚでの表面インピーダンスをベクトルネットワークアナライザを用いて測定された反射係数から算出した結果、
表面インピーダンス実部Ｒ＝６１Ω
表面インピーダンス虚部Ｘ＝−４１３Ω
であった。このときＸ／Ｒ＝−６．７７である。
【００５７】
さらに、本比較例で作製した格子状に導電膜を除去した導電性フィルムをインピーダンス層１ｃとして用いた以外は実施例１と同様の構成で電波吸収体１を作製し、その反射損失特性を実施例と同様の方法で評価した。ほとんど電波を吸収しないことが判った。
【００５８】
【比較例２】
格子状に導電性膜を除去するピッチを１６ｍｍとした以外は比較例１と同様に格子状に導電性膜を除去した。この格子状に除去した導電性フィルムの周波数５．８ＧＨｚでの表面インピーダンスをベクトルネットワークアナライザを用いて測定された反射係数から算出した結果、
表面インピーダンス実部Ｒ＝２１Ω
表面インピーダンス虚部Ｘ＝−７Ω
であった。このときＸ／Ｒ＝−０．３３である。
【００５９】
さらに、本比較例で作製した格子状に導電膜を除去した導電性フィルムをインピーダンス層１ｃとして用いた以外は実施例１と同様の構成で電波吸収体１を作製し、その反射損失特性を実施例１と同様の方法で評価した。ほとんど電波を吸収しないことが判った。
【００６０】
【比較例３】
格子状に導電性膜１ｃ１を除去するピッチΔＬ１を２０ｍｍとした以外は比較例１と同様に格子状に導電性膜を除去した。この格子状に除去した導電性フィルムの周波数５．８ＧＨｚでの表面インピーダンスをベクトルネットワークアナライザを用いて測定された反射係数から算出した結果、
表面インピーダンス実部Ｒ＝１３Ω
表面インピーダンス虚部Ｘ＝１６Ω
であった。このときＸ／Ｒ＝０．８１である。
【００６１】
さらに、本比較例で作製した格子状に導電膜を除去した導電性フィルムをインピーダンス層１ｃとして用いた以外は実施例１と同様の構成で電波吸収体１を作製し、その反射損失特性を実施例１と同様の方法で評価した。ほとんど電波を吸収しないことが判った。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明によって、薄型の高性能電波吸収体を提供することができる。本発明の電波吸収体は、このように薄型であり、しかもその電波吸収特性が優れており、大きな電波の反射損失を達成することができる。さらに本発明の電波吸収体の構造は、簡単であり、しかも窓以外へも適用することができ、使い勝手が良好である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における電波吸収体１の代表的構成を示した断面図である。
【図２】図１に示される電波吸収体１の左方から見たインピーダンス層１ｃの一部を示す図である。
【図３】図１に示される電波吸収体１の吸収特性を説明するための図である。
【図４】本発明に係わる図１に示される電波吸収体１の絶縁誘電体層厚みと表面インピーダンスとの関係を示した図である。
【図５】本発明に係わる図１に示される電波吸収体１の絶縁誘電体層厚みと表面インピーダンスとの関係を示した図である。
【図６】本発明に係わる図１に示される電波吸収体１の絶縁誘電体層厚みと表面インピーダンスにおける抵抗成分とリアクタンス成分との比Ｘ／Ｒとの関係を示した図である。
【図７】本発明に係わる他の実施の形態の電波吸収体１の概略断面図である。
【図８】本発明に係わる他の実施の形態の電波吸収体１の概略断面図である。
【図９】本発明に係わる電波吸収体１の実施例１の反射損失特性の測定結果を示したものである。
【図１０】本発明に係わる電波吸収体１の実施例２の反射損失特性の測定結果を示したものである。
【図１１】本発明に係わる電波吸収体１の実施例３の反射損失特性の測定結果を示したものである。
【符号の説明】
１ａ，２ａ，３ａ導電性皮膜層
１ｂ，２ｂ，３ｂ誘電体層
１ｃ，２ｃ，３ｃインピーダンス皮膜層
２ｄ，３ｄ，３ｅ保護層[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio wave absorber used for suppressing reflection of electromagnetic waves, and more particularly to a thin radio wave absorber having a thickness of 1/10 or less of the wavelength of an electromagnetic wave to be absorbed.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, an automatic toll collection system such as an automatic toll collection system such as an automatic toll collection system such as a radio local area network (Local Area Network) and an intelligent transport system (Intelligent Transport System) using a dedicated short-range communication technology (Electronic control). Has been put into practical use. In an application system using these electromagnetic waves, it is necessary to suppress the reflection of the electromagnetic waves from a wall or the like in order to ensure the communication quality, and therefore, a radio wave absorber is required. Since such a radio wave absorber is attached to a structure such as a ceiling or a wall, it is required to be light and thin.
[0003]
Conventionally, a λ / 4 type radio wave absorber using a resistance film has been known. This λ / 4 type radio wave absorber has a thickness of λ / (4 · √εr) (λ: wavelength of an electromagnetic wave in a vacuum, εr: relative dielectric constant of a dielectric material) on one surface of a dielectric layer having a dielectric constant εr. This is a radio wave absorber having a low-resistance reflection layer and a resistance film layer having radio wave impedance (377Ω) in air on the other surface of the dielectric. However, this λ / 4 type radio wave absorber requires a thickness of λ / (4 · √εr) as a dielectric layer, and there is a limit to a reduction in thickness.
[0004]
By inserting a divided conductive film (DCF) between the resistive film layer and the reflective layer of the λ / 4 type electromagnetic wave absorber, the thickness of the dielectric layer is reduced to λ / (4 · √). Radio wave absorbing panels that can be made thinner than εr) have been proposed (for example, Patent Documents 1 to 4 and Non-Patent Document 1). The radio wave absorber using this DCF requires three layers of a matching conductive film, a reflective layer, and a DCF layer, and an air layer or a resin layer between the matching conductive film and the DCF layer and an air layer between the DCF layer and the reflective layer. Alternatively, since the thicknesses of both resin layers must be controlled to be uniform, there is a problem that when these thicknesses are not uniform, the expected performance is hardly obtained.
[0005]
Therefore, in order to solve the problem that the structure of the radio wave absorption panel using the DCF is complicated, a radio wave obtained by bonding glass having a DCF layer and glass having a reflection layer through polyvinyl butyral (PVB) is used. An absorption glass has been proposed (Non-Patent Document 2). According to the above-mentioned document, the radio wave absorbing glass using the DCF does not need to control the resistance value of the conductive film to be divided, and a thin radio wave absorber can be obtained by controlling the geometric size of the DCF. It is described as having the advantage of being able to do so. However, it is necessary to arrange the glass on the radio wave incident side, and there is a problem in that there is a limit to the reduction in thickness and it is difficult to use it in places other than windows.
[0006]
As described above, in the related art, there is a limit in reducing the thickness of the λ / 4 type radio wave absorber to a small value. Further, the radio wave absorption panel using DCF has a problem that the reproducibility of the radio wave absorption characteristics is poor.
[0007]
[Patent Document 1]
US Patent US Pat. No. 6,195,034B1
[Patent Document 2]
JP-A-2002-76676
[Patent Document 3]
JP-A-2002-76677
[Patent Document 4]
JP-A-2002-151885
[Non-patent document 1]
T. Tsuno, Technical Report of IEICE, EMCJ99-128 (2000-01), p. 113
[Non-patent document 2]
K. Haragawa, et al. , Proceedings of APMC2002 (November 19-22, 2002), FR3B-5
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a thin radio wave absorber that has a simple structure, is applicable to other than windows, and has excellent radio wave absorption characteristics. It is.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a dielectric layer,
A conductive coating layer disposed on one surface of the dielectric layer,
An impedance layer disposed on the surface of the dielectric layer opposite to the conductive layer,
The surface resistivity of the conductive layer is 50Ω or less,
When the surface impedance Z of the impedance layer is expressed by the following equation,
Z = R + j · X
Where R is the real part, X is the imaginary part, j is the imaginary unit,
The real part R of the surface impedance of the impedance layer is in the range of 0.01 Ω to 100 Ω, the imaginary part X of the surface impedance of the impedance layer is in the range of −200 Ω to −3 Ω, and the real part R and the imaginary part X is
-100 ≦ X / R ≦ -1
Is a radio wave absorber characterized by satisfying the following relationship:
[0010]
Further, the invention is characterized in that the impedance layer is formed by separating the resistance film layer.
[0011]
Further, the invention is characterized in that the dielectric layer, the conductive layer and the impedance layer transmit visible light.
[0012]
The surface resistivity of the conductive film layer is preferably as small as possible, and may be about 0Ω. The value of the real part R of the surface impedance of the impedance layer is also desirably small, and may be, for example, 0.01 Ω or more as described above. When the real part R exceeds 100 Ω, the thickness of the radio wave absorber increases. It is not preferred. When the absolute value of the imaginary part X exceeds 200Ω, it becomes difficult to control the frequency and the return loss. If the absolute value of the imaginary part X is less than 3Ω, it is difficult to realize the present radio wave absorber. When the absolute value of X / R exceeds 100, it becomes difficult to control the frequency and the return loss. If the absolute value of X / R is less than 1, it is difficult to realize a radio wave absorber.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a sectional view showing a typical configuration of a radio wave absorber 1 according to the present invention. The dielectric layer 1b has a low-resistance conductive film layer 1a on one side and an impedance layer 1c on the other side.
[0014]
FIG. 2 is a diagram showing a part of the impedance layer 1c as viewed from the left side of the radio wave absorber 1 shown in FIG. The resistance film 1c1 of the impedance layer 1c is shown by hatching.
[0015]
FIG. 3 is a diagram for explaining the absorption characteristics of the radio wave absorber 1 shown in FIG. According to the present invention, by using the impedance layer 1c in which the surface resistance R and the surface reactance X are controlled, even if the dielectric layer 1b is thinner than λ / (4√Δr), the impedance layer 1c can efficiently transmit radio waves. Can be absorbed. The absorption characteristics of the radio wave absorber 1 for electromagnetic waves that are plane waves can be calculated by applying transmission line theory, and the calculation results are shown to be in good agreement with experiments ("Introduction to radio wave absorbers"). (Morikita Publishing)). That is, in the transmission line theory, the resistance per unit length is R [Ω / m], the inductance per unit length is L [H / m], the capacity per unit length is C [F / m], The following equations are derived as the current I and the voltage V in the minute section dz of the distributed constant line whose conductance per length is G [S / m]. ω is the angular frequency of the transmitted electromagnetic wave.
d²V / dz²= (R + jωL) (G + jωC) V (1)
d²I / dz²= (R + jωL) (G + jωC) I (2)
[0016]
By solving the

differential equations

1 and 2, the following equations 3 and 4 are derived as basic equations of current and voltage.
V = V₊exp (−γz) + V₋exp (γz) (3)
I = (V₊/ Z_c) Exp (-γz)-(V₋/ Z_c) Exp (γz)… (4)
[0017]
Where V₊, V₋, Z_c, Γ are as follows.
V₊  The amplitude coefficient of the voltage of the signal transmitted in the positive direction of z
V₋  The amplitude coefficient of the voltage of the signal transmitted in the negative direction of z
Z_c  The characteristic impedance of the line (= {(R + jωL) / (G + jωC)}}^1/2)
γ: line propagation constant (= {(R + jωL) (G + jωC)}^1/2)
[0018]
On the other hand, when an electromagnetic wave propagating in the z direction in a medium having a complex permittivity ε (≡ε′−jε ″), a complex magnetic permeability μ (≡μ′-μ ″), and a conductivity σ is a plane wave, the Maxwell equation is as follows. Can be decomposed into scalar formulas 5 to 8. That is, in the xyz rectangular coordinate system, the x component E of the electric field_xAnd the y component H of the magnetic field_yAbout
∂E_x/ ∂z = -μ (∂H_y/ ∂t)… (5)
−∂H_y/ ∂z = σE_x+ Ε '(∂E_x/ ∂t)… (6)
Further, the y component E of the electric field_yAnd the x component H of the magnetic field_xAbout
∂E_y/ ∂z = -μ (∂H_x/ ∂t)… (7)
−∂H_x/ ∂z = σE_y+ Ε '(∂E_y/ ∂t)… (8)
Here, the loss relating to the imaginary part ε ″ of the complex permittivity is considered as a loss due to the conductivity σ.
[0019]
Eliminating Hy from

Equations

5 and 6 gives Equation 9 below for Ex.
∂²E_x/ ∂z²= Σμ (∂E_x/ ∂t) + ε'μ (∂²E_x/ ∂t²)… (9)
Where E_xAs a special solution
E_x= E₀exp (jωt)                      … (10)
Equation 9 can be rewritten as follows: t represents time.
∂²E_x/ ∂z²= (Jωσμ-ω²ε'μ) E_x          … (11)
Here, the conductivity σ is an imaginary component ε ″ of the permittivity,
ε ″ = σ / ω (12)
Equation 11 can be rewritten as follows.
∂²E_x/ ∂z²= -Ω²εμE_x                        … (13)
[0020]
The impedance Z of the electromagnetic wave is
Z = E_x/ H_y= (Μ / ε)^1/2                        … (14)
H_ySimilarly, the following Expression 15 is derived for.
∂²H_y/ ∂z²= -Ω²εμH_y                        … (15)
[0021]
Expressions 13 and 15 have the same form as Expression 1 or Expression 2, and the propagation constant γ and the characteristic impedance Z are
γ = jω (εμ)^1/2                                  … (16)
Z = (μ / ε)^1/2                                    … (17)
Can be considered as a distributed constant line. Thus, the propagation of the electromagnetic wave, which is a plane wave, can be calculated based on transmission line theory.
[0022]
By using the above-described transmission line theory, the reflection coefficient and the transmission coefficient of an electromagnetic wave in a medium having a plurality of boundaries can be calculated. That is, the reflection and transmission of the electromagnetic wave in the medium as shown in FIG. 1 can be calculated as follows. The medium of FIG. 1 can be thought of as a transmission line model with two boundaries as shown in FIG. Here, the lines A and C are infinite lines, and their characteristic impedances are Z_A, Z_C(Z_A= Z₀, Z_C= Z₀, Where Z₀Is the radio wave impedance in air). The line B has a line length d (that is, the thickness of the dielectric layer 1b) d and a characteristic impedance Z_B, The propagation constant γ_B(Γ_B= 2πεr^1/2j / λ). Further, the surface resistance Z of the low-resistance conductive layer_L, And let Z be the surface impedance of the impedance layer. At this time, using the transmission line theory, the impedance Z ′ including the low-resistance conductive layer on the right side of the connection surface 0-0 ′ when viewed from the connection surface 0-0 ′ of the line A and the line B is as follows. Can be represented.
Z '= Z_L・ Z_C/ (Z_L+ Z_C)
Where Z_L≪Z_CIn Case of,
Z '≒ Z_L                                              … (18)
Is derived.
[0023]
Next, when viewed from the connection surface 1-1 'of the line A and the line B, the impedance Z "not including the impedance layer on the right side of the connection surface 1-1' can be expressed as follows.
Z "= Z_B(Z '+ Z_B・ Tanhγ_Bd) / (Z_B+ Z '· tanhγ_Bd) ... (19)
[0024]
Further, when viewed from the connection surface 1-1 'of the line A and the line B, the impedance Z including the impedance layer on the right side of the connection surface 1-1'_inCan be expressed as follows: γB represents the propagation constant of the line B.
Z_in= Z · Z ″ / (Z + Z ″) (20)
[0025]
This impedance Z_inIs used, the reflection coefficient 接続 at the connection surface 1-1 ′ is expressed as follows.
Γ = (Z_in− Z_A) / (Z_in+ Z_A…… (21)
[0026]
Further, the energy reflectance R is R = | Γ |²And the return loss R_loss[DB] is calculated as follows.
R_loss= -10 log₁₀R ... (22)
[0027]
The energy absorption amount A in the line B is calculated as follows by using the energy transmittance T similarly obtained from the transmission line theory.
A = 1−RT (23)
[0028]
The radio wave absorber is designed so that the energy transmittance T becomes zero by short-circuiting the terminal. in this case,
A = 1−R (24)
Therefore, the radio wave absorption characteristic of the radio wave absorber generally has a reflection loss R_lossRepresented by
[0029]
When the electromagnetic wave is incident on the medium at an angle θ with respect to the z-axis (the electric field direction of the TE wave is the y-axis), the problem of reflection and transmission of the TE wave and the TM wave is caused by propagation in the z direction. It can be analyzed by considering only
[0030]
Now, for simplicity, the surface resistance of the low resistance conductive layer is set to Z_L= 0 [Ω], the condition for Γ = 0 is as follows.

here,
D = 2πd (εr)^1/2/Λ...(26)
[0031]
That is, it is considered that a high-performance radio wave absorber can be obtained by controlling the surface resistance R and the surface reactance X of the impedance layer.
[0032]
FIG. 4 shows the optimum surface impedance of the impedance layer at various dielectric layer 1b thicknesses when polyethylene terephthalate (sometimes abbreviated as PET; relative permittivity εr = 3.9) is used as the dielectric layer 1b. It is a plot. From these results, it is considered that a thin radio wave absorber 1 is possible by positively utilizing the surface reactance component.
[0033]
As a result of further detailed examination, it was found that a thin radio wave absorber can be obtained by setting the surface impedance of the impedance layer 1c to the following conditions 1 to 4. That is,
(Condition 1) The surface resistivity of the conductive coating layer 1a is 50Ω or less, and
When the surface impedance Z of the impedance layer 1c is represented by the following equation,
Z = R + j · X (27)
Here, j is an imaginary unit.
(Condition 2) The surface resistivity R, which is the real part of the surface impedance of the impedance layer 1c, is in the range of 0.01Ω to 100Ω, and
(Condition 3) The surface reactance component X, which is the imaginary part of the surface impedance of the impedance layer 1c, is in the range of −200Ω to −3Ω, and
(Condition 4) The surface resistivity R and the surface reactance component X are
−100 ≦ X / R ≦ −1 (28)
Is satisfied, the thin radio wave absorber 1 can be obtained.
[0034]
FIGS. 5 and 6 illustrate this relationship. FIG. 5 plots the optimum impedance of the impedance layer when the thickness of the dielectric layer is 0.05λ or less. FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the real part R and the imaginary part X of the optimum impedance in FIG.
[0035]
Various conductive materials can be used as the conductive coating layer 1a in the present invention. Examples of these conductive materials include metal thin films such as Al, Ag, Au, Cr, and Ti, and light-transmitting conductive films represented by ITO (indium tin oxide) and tin oxide. The conductive film layer 1a can be formed by depositing such a metal material or a light-transmitting conductive film on the dielectric layer 1b by an evaporation method such as sputtering. Alternatively, a metal foil may be attached using the dielectric layer 1b and an adhesive. When a light-transmitting radio wave absorber is desired, a light-transmitting conductive film 1a such as ITO or tin oxide can be used. When the conductive film layer 1a is formed by a vapor deposition method, a film is formed on a film substrate, and the film substrate side or the conductive film side is bonded to the dielectric layer 1b using an adhesive or the like. be able to.
[0036]
As the dielectric layer 1b, an insulating polymer material such as polyethylene terephthalate, polyethylene, polypropylene, polycarbonate, and acrylic resin, and an insulating ceramic material such as alumina can be used. When a light-transmitting radio wave absorber is desired, a light-transmitting insulating polymer material such as polyethylene terephthalate, polycarbonate, or acrylic resin can be used.
[0037]
The impedance layer 1c can be obtained by isolating and dispersing a film 1c1 having a certain resistance value in a plane as shown in FIG. In other words, when the resistance film 1c1 is isolated and dispersed, a capacitor component is generated between the isolated and dispersed resistance films 1c1, and an imaginary part component can be added. As the resistive film 1c1 to be dispersed, a thin metal film of Al, Ag, Au, Cr, Ti, or the like, or a light-transmitting conductive film typified by ITO or tin oxide is deposited by sputtering or the like to a thickness having a specified resistance value. A film formed by a method can be used.
[0038]
In order to disperse these thin films 1c1 in isolation in a plane, a method of removing a part of the thin film using a photolithography method, a method of removing the thin film by a laser, and a method of sandblasting after forming a film uniformly in the plane. For removing a part of the thin film. When the impedance layer is formed by a vapor deposition method, first, a film is formed on a film base made of a dielectric such as a synthetic resin constituting a part of the dielectric layer 1b in the thickness direction, and a desired patterning is performed. After that, the film substrate side or the conductive film 1c1 side can be bonded to the dielectric layer 1b using an adhesive or the like.
[0039]
As another method for producing the impedance layer 1c, the impedance layer 1c can also be obtained by forming a mixture of a resin and a resistive filler such as carbon powder, carbon flake, carbon fiber, or the like into a film. At this time, the imaginary part component can be provided by dispersing the filler in the resin so that the filler does not contact each other. For example, it can be manufactured by stretching after extrusion molding.
[0040]
FIG. 7 shows an example of the configuration of the radio wave absorber 1 according to the present invention. A low resistance conductive coating layer 2a may be provided on one side of the dielectric layer 2b, an impedance layer 2c may be provided on the other side, and a protective layer 2d may be provided on the impedance layer 2c. The protective layer 2d protects the impedance layer 2c from wind and rain, and may be in the form of a thin film made of a dielectric such as a synthetic resin. The protective layer 2d may be made of a synthetic resin such as urethane resin and polyethylene terephthalate, and may have a thickness on the order of microns.
[0041]
FIG. 8 shows an example of the configuration of the radio wave absorber 1 according to the present invention. It is also possible to have a low-resistance conductive film layer 3a on one side of the dielectric layer 3b and an impedance layer 3c on the other side, and further provide protective layers 3d and 3e on the impedance layer 3c and the conductive film layer 3a. Good. These protective layers 3d and 3e may also be configured similarly to the above-described protective layer 2d in the embodiment of FIG.
[0042]
As shown in FIG. 1 described above, when an impedance layer 1c was laminated on a conductive film 1a having a surface resistivity of 0Ω via an interference layer having a relative dielectric constant of 3.9, light was incident from the impedance layer 1c side. The results of calculating the surface impedance of the impedance layer 1c using the transmission line theory for the radio wave absorber 1 that can completely absorb the electromagnetic waves are shown in FIGS. 4 and 5 described above. FIG. 5 is an enlarged view of a portion having a dielectric layer thickness of 0.04λ or less in FIG.
[0043]
When there is no reactance component (X = 0), the surface resistivity of the impedance layer 1c is equal to the radio wave impedance (377Ω) in the air, and the thickness d of the dielectric layer 1b is
d = λ / (4 · εr^1/2)… (29)
It can be seen that the radio wave is absorbed most efficiently at the time. By setting the thickness d of the dielectric layer 1b to be equal to or less than the value of the above-described Expression 29, the overall configuration can be reduced.
[0044]
On the other hand, when there is a negative reactance component, that is, when there is a capacitance component, the thickness d of the dielectric layer is λ / (4 · εr^1/2It can be seen that the radio wave is absorbed most efficiently when the thickness is thinner than that of ()).
[0045]
As shown in FIGS. 5 and 6, the resistance component R in the surface impedance of the impedance layer is 50Ω or less, the reactance component X in the surface impedance of the impedance layer is −200Ω to −3Ω, and the reactance component X and the resistance component The ratio of R
−100 ≦ X / R ≦ −1 (30)
In this case, it can be seen that the thickness d of the dielectric layer can be set to 0.05λ or less, and a thin electromagnetic wave absorber can be obtained. In FIGS. 4 to 6, the value of the thickness / wavelength of the dielectric layer shown on the horizontal axis is 0.05 or less, so that the overall configuration can be made thin.
[0046]
Hereinafter, embodiments will be described with reference to the accompanying drawings, and embodiments of the present invention will be described in detail.
[0047]
【Example】
The experimental results of the present inventor will be described.
[0048]
Embodiment 1
As shown in FIG. 1 and FIG. 2, a conductive film (trade name: TCP 2.4, manufactured by Mitsui Chemicals, Inc .; surface resistance value: 2) formed by sputtering a conductive thin film on a PET (polyethylene terephthalate) film having a thickness of 75 μm. .2Ω) was removed in a lattice by using a YAG third harmonic laser (wavelength: 355 nm) with a removal width ΔL1 = ΔL2 = 130 μm and a removal pitch Lp1 = Lp2 = 11 mm. Further, as a result of calculating the surface impedance at a frequency of 5.8 GHz of the conductive film removed in a lattice form from the reflection coefficient measured using a vector network analyzer,
Real part of surface impedance R = 30Ω
Surface impedance imaginary part X = -100Ω
Met. At this time, X / R ≒ −3.4.
[0049]
The conductive film from which the conductive film had been removed as described above was adhered to one side of a 1.8 mm thick PET sheet 1b as a surface impedance layer 1c. Further, the radio wave absorber 1 was produced by bonding an aluminum foil as a reflection layer 1a to the opposite surface of the PET sheet 1b.
[0050]
The reflection loss characteristics of the radio wave absorber 1 thus manufactured were measured in the range of 5.0 GHz to 8.2 GHz. FIG. 9 shows the results. A maximum reflection loss of 46 dB was obtained at 6.6 GHz.
[0051]
[Table 1]

[0052]
Embodiment 2
A radio wave absorber was produced in the same manner as in Example 1 except that the thickness of the PET sheet 1b was 2.1 mm. The reflection loss characteristics of the thus-produced radio wave absorber were measured in the range of 5.0 GHz to 8.2 GHz. The results are shown in FIG. A maximum reflection loss of 40 dB was obtained at 6.2 GHz.
[0053]
Embodiment 3
A conductive thin film of a conductive film (XIR, manufactured by Mitsui Chemicals, Inc., surface resistance value: 9.3Ω) made by sputtering a conductive thin film on a PET film having a thickness of 50 μm was coated with a YAG 3rd harmonic laser (wavelength: 355 nm). Is used to remove in a lattice shape with a removal width ΔL1 = 250 μm and a removal pitch Lp = 11 mm. Further, as a result of calculating the surface impedance at a frequency of 5.8 GHz of the conductive film removed in a lattice form from the reflection coefficient measured using a vector network analyzer,
Real part of surface impedance R = 40Ω
Surface impedance imaginary part X = -120Ω
Met. At this time, X / R = -3.
[0054]
The conductive film from which the conductive film had been removed as described above was affixed to one side of a 2.2 mm thick PET sheet 1b as a surface impedance layer 1c. Further, the radio wave absorber 1 was produced by bonding an aluminum foil as the reflection layer 1a to the opposite side of the PET sheet 1b.
[0055]
The reflection loss characteristics of the radio wave absorber 1 thus manufactured were measured in the range of 5.0 GHz to 8.2 GHz. The results are shown in FIG. A maximum reflection loss of 50 dB was obtained at 6.6 GHz.
[0056]
[Comparative Example 1]
The conductive film was removed in the same manner as in Example 1 except that the pitch for removing the conductive film in the form of a lattice was 3 mm and the removal width was 250 μm. As a result of calculating the surface impedance at a frequency of 5.8 GHz of the conductive film removed in a grid form from the reflection coefficient measured using a vector network analyzer,
Real part of surface impedance R = 61Ω
Surface impedance imaginary part X = -413Ω
Met. At this time, X / R = -6.77.
[0057]
Further, a radio wave absorber 1 was manufactured in the same configuration as in Example 1 except that the conductive film from which the conductive film was removed in a lattice shape manufactured in this comparative example was used as the impedance layer 1c, and its reflection loss characteristics were measured. Evaluation was performed in the same manner as in the examples. It turned out that it hardly absorbed radio waves.
[0058]
[Comparative Example 2]
The conductive film was removed in the same manner as in Comparative Example 1 except that the pitch at which the conductive film was removed in the form of a lattice was set to 16 mm. As a result of calculating the surface impedance at a frequency of 5.8 GHz of the conductive film removed in a grid form from the reflection coefficient measured using a vector network analyzer,
Real part of surface impedance R = 21Ω
Surface impedance imaginary part X = -7Ω
Met. At this time, X / R = -0.33.
[0059]
Further, a radio wave absorber 1 was manufactured in the same configuration as in Example 1 except that the conductive film from which the conductive film was removed in a lattice shape manufactured in this comparative example was used as the impedance layer 1c, and its reflection loss characteristics were measured. Evaluation was performed in the same manner as in Example 1. It turned out that it hardly absorbed radio waves.
[0060]
[Comparative Example 3]
The conductive film was removed in the same manner as in Comparative Example 1 except that the pitch ΔL1 for removing the conductive film 1c1 in the form of a lattice was set to 20 mm. As a result of calculating the surface impedance at a frequency of 5.8 GHz of the conductive film removed in a grid form from the reflection coefficient measured using a vector network analyzer,
Real part of surface impedance R = 13Ω
Surface impedance imaginary part X = 16Ω
Met. At this time, X / R = 0.81.
[0061]
Further, a radio wave absorber 1 was manufactured in the same configuration as in Example 1 except that the conductive film from which the conductive film was removed in a lattice shape manufactured in this comparative example was used as the impedance layer 1c, and its reflection loss characteristics were measured. Evaluation was performed in the same manner as in Example 1. It turned out that it hardly absorbed radio waves.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a thin high-performance radio wave absorber can be provided. The radio wave absorber of the present invention is thus thin and has excellent radio wave absorption characteristics, and can achieve a large radio wave reflection loss. Furthermore, the structure of the radio wave absorber of the present invention is simple, and can be applied to other than windows, and the usability is good.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a sectional view showing a typical configuration of a radio wave absorber 1 according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a part of an impedance layer 1c of the radio wave absorber 1 shown in FIG. 1 as viewed from the left.
FIG. 3 is a diagram for explaining the absorption characteristics of the radio wave absorber 1 shown in FIG.
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the thickness of the insulating dielectric layer and the surface impedance of the radio wave absorber 1 shown in FIG. 1 according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the thickness of the insulating dielectric layer of the radio wave absorber 1 shown in FIG. 1 and the surface impedance according to the present invention.
6 is a diagram showing the relationship between the thickness of the insulating dielectric layer of the radio wave absorber 1 shown in FIG. 1 according to the present invention and the ratio X / R of the resistance component and the reactance component in the surface impedance.
FIG. 7 is a schematic sectional view of a radio wave absorber 1 according to another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a schematic sectional view of a radio wave absorber 1 according to another embodiment of the present invention.
FIG. 9 shows the measurement results of the return loss characteristics of the radio wave absorber 1 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 10 shows the measurement results of the return loss characteristics of the radio wave absorber 1 according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 shows measurement results of reflection loss characteristics of the radio wave absorber 1 according to the third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1a, 2a, 3a conductive coating layer
1b, 2b, 3b Dielectric layer
1c, 2c, 3c Impedance coating layer
2d, 3d, 3e protective layer

Claims

A dielectric layer;
A conductive coating layer disposed on one surface of the dielectric layer,
An impedance layer disposed on the surface of the dielectric layer opposite to the conductive layer,
The surface resistivity of the conductive layer is 50Ω or less,
When the surface impedance Z of the impedance layer is expressed by the following equation,
Z = R + j · X
Where R is the real part, X is the imaginary part, j is the imaginary unit,
The real part R of the surface impedance of the impedance layer is in the range of 0.01 Ω to 100 Ω, the imaginary part X of the surface impedance of the impedance layer is in the range of −200 Ω to −3 Ω, and the real part R and the imaginary part X is -100 ≦ X / R ≦ −1
A radio wave absorber characterized by satisfying the following relationship.

The radio wave absorber according to claim 1, wherein the impedance layer is formed by separating the resistance film layer.

The radio wave absorber according to claim 1, wherein the dielectric layer, the conductive layer, and the impedance layer transmit visible light.