【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子写真方式、静電記録方式などによる画像形成装置に用いられる誘導加熱定着装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
画像形成装置においては、電子写真プロセス、静電記録プロセス、磁気記録プロセスなどの画像形成プロセス手段により、被記録材（転写材シート、エレクトロファックスシート、静電記録紙、ＯＨＰシート、印刷用紙、フォーマット紙など）に画像情報の未定着画像（トナー画像）を転写し、定着装置により、この転写された画像情報の未定着画像（トナー画像）を被記録材面に永久固着画像として加熱定着させる。この定着装置としては、熱ローラ方式の装置が広く用いられている。また、近年は、クイックスタートや省エネルギーの観点からベルト加熱方式の装置が実用化されている。さらに、電磁誘導加熱方式の装置も提案されている。
【０００３】
ここで、上記熱ローラ方式の定着装置は、互いに圧接されている定着ローラ（加熱ローラ）と加圧ローラとの圧接ローラ対を基本構成とし、該ローラ対を回転させ、該ローラ対の相互圧接部である定着ニップ部に、定着すべき未定着トナー画像を担持する被記録材を導入して挟持搬送させるとこにより、該被記録材を熱圧し、未定着トナー画像を被記録材面に定着させるものである。定着ローラは、一般に、アルミニウムの中空金属ローラを基体（芯金）とし、その中空部に熱源としてのハロゲンランプが配置されている。この定着ローラの外周面の温度を制御するために、ハロゲンランプへの通電が制御される。
【０００４】
特に、上記熱ローラ方式の定着装置が、最大４層のトナー画像層を十分に加熱溶融させて混色させる能力を要求される、フルカラーの画像形成を行う画像形成装置の定着装置として用いられる場合は、定着ローラの芯金に高い熱容量を有するものが用いられる。この芯金外周には、トナー画像を包み込んで均一に溶融するためのゴム弾性層が形成されており、このゴム弾性層を介してトナー画像の加熱が行われる。また、加圧ローラ内にも熱源を内蔵し、定着ローラ、加圧ローラの両ローラで加熱を行うように構成されたものもある。
【０００５】
しかし、熱ローラ方式の定着装置は、画像形成装置の電源オンと同時に熱源であるハロゲンランプに通電を開始するようにしても、定着ローラの熱容量が大きいので、定着ローラの表面温度が低い状態からその表面温度を所定の定着可能温度に立ち上げるまでの待ち時間（ウエイトタイム）が長くなり、クイックスタート性に欠ける。また、画像形成装置のスタンバイ状態時（非画像出力時）においては、即座に画像形成動作を開始可能にするために、常時ハロゲンランプに通電して定着ローラを所定の温調状態に保持する必要があり、電力消費量が大きくなるなどの問題がある。
【０００６】
また、特に熱容量の大きな定着ローラを用いるものにおいては、温調と定着ローラ表面の昇温とに遅延が発生するため、定着不良、光沢ムラ、オフセットなどが発生するなどの問題がある。
【０００７】
このような問題点を解決するために、近年は、薄肉ローラを用いて熱時定数を小さくし、温度応答性に優れた熱ローラ定着装置が実用化されている。
【０００８】
フィルム加熱方式の定着装置は、例えば特開昭６３−３１３１８２号公報、特開平２−１５７８７８号公報、特開平４−４４０７５号公報、特開平４−２０４９８０号公報などに提案されているものがある。具体的には、加熱体としてのセラミックヒータと、加圧部材としての加圧ローラとを設け、それらの間に耐熱性フィルム（定着フィルム）を挟むことによってニップ部を形成するものがある。この定着装置においては、ニップ部のフィルムと加圧ローラとの間に被記録材を導入してフィルムと一緒に挟持搬送させることによって、ニップ部においてセラミックヒータの熱がフィルムを介して被記録材に与えられるともに、圧力が加えられる。これにより、未定着トナー画像は被記録材面に定着される。
【０００９】
このフィルム加熱方式の定着装置では、セラミックヒータおよび低熱容量の部材からなるフィルムが用いられているので、オンデマンドタイプの装置を構成することができる。これにより、画像形成実行時のみセラミックヒータに通電すれば、所定の定着温度へ即座に立ち上げることができる。よって、画像形成装置の電源オンから画像形成実行可能状態までのウエイトタイムが非常に短くなる（クイックスタート性）とともに、スタンバイ時の消費電力が大幅に小さくなる（省電力）などの利点がある。
【００１０】
ただし、フィルム加熱方式の定着装置は、大きな熱量が要求されるフルカラー画像形成装置や高速機種用の定着装置として使用される場合、熱量的に難点がある。
【００１１】
電磁誘導加熱方式の定着装置としては、例えば実開昭５１−１０９７３９号公報に記載されている誘導加熱定着装置がある。この誘導加熱定着装置は、磁束により定着ローラに電流を誘導させてジュール熱を発生させ、これにより直接定着ローラを発熱させるものである。この誘導加熱定着装置は、ハロゲンランプを熱源として用いている熱ローラ方式の定着装置より、高効率の定着プロセスを達成することができる。
【００１２】
また、誘導加熱定着装置の騒音を防止するために、特開平９−８０９５１号公報には、コイルを並列運転してインダクタンスを下げることにより、共振コンデンサとコイルにより発振する発振周波数を可聴周波数帯域外にするような方法が提案されている。
【００１３】
また、定着に作用するエネルギーを高密度で得るために、発熱体である定着ローラに励磁コイルを接近させたり、励磁コイルの交番磁束分布を定着ニップ部近傍に集中させたりすることによって、発熱効率を高める方法が提案されている。
【００１４】
ここで、励磁コイルの交番磁束分布を定着ニップに集中させて効率を向上させることが可能な電磁誘導加熱方式定着装置について図１６を参照しながら説明する。図１６は従来の電磁誘導加熱方式定着装置の一例の概略構成を示す縦断面図である。
【００１５】
電磁誘導加熱方式定着装置は、図１６に示すように、電磁誘導発熱層（導電体層、磁性体層、抵抗体層）を有する、電磁誘導発熱性の回転体としての円筒状の定着フィルム１０と、弾性加圧ローラ３０とを備える。この定着フィルム１０は、フィルムガイド部材１６の外側にルーズに外嵌されており、このフィルムガイド部材１６は、横断面略円形の形状を有し、磁束の通過を妨げない非磁性かつ絶縁性を有するとともに、高い耐荷重を有する部材からなる。フィルムガイド部材１６の内側には、磁場発生手段１５が配置されており、この磁場発生手段１５は、励磁コイル１８とＥ型の磁性コア（芯材）１７とから構成される。
【００１６】
弾性加圧ローラ３０は、定着フィルム１０を挟ませてフィルムガイド部材１６の下面と所定の圧力で圧接され、これらの間には、所定幅の定着ニップ部Ｎが形成される。上記磁場発生手段１５の磁性コア１７は定着ニップ部Ｎに対応する位置に配置されている。
【００１７】
弾性加圧ローラ３０は、駆動手段（図示せず）により図中の矢印方向（反時計方向）に回転駆動される。この弾性加圧ローラ３０の回転駆動による弾性加圧ローラ３０と定着フィルム１０の外面との摩擦力により定着フィルム１０には、回転力が作用し、定着フィルム１０は、その内面が定着ニップ部Ｎにおいてフィルムガイド部材１６の下面に密着して摺動しながら、図中の矢印方向（時計方向）に加圧ローラ３０の回転周速度にほぼ対応した周速度で、フィルムガイド部材１６の外回りを回転する（加圧ローラ駆動方式）。ここで、フィルムガイド部材１６は、定着ニップ部Ｎへの加圧、磁場発生手段１５の励磁コイル１８と磁性コア１７の支持、定着フィルム１０の支持、定着フィルム１０の回転時の搬送安定性を図る役目をする。
【００１８】
励磁コイル１８は、励磁回路（図示せず）から供給される交番電流によって交番磁束を発生する。この交番磁束は定着ニップ部Ｎの位置に対応しているＥ型の磁性コア１７により定着ニップ部Ｎに集中的に分布し、定着ニップ部Ｎにおいて定着フィルム１０の電磁誘導発熱層に渦電流を発生させる。この渦電流は、電磁誘導発熱層の固有抵抗によって電磁誘導発熱層にジュール熱を発生させる。
【００１９】
この定着フィルム１０の電磁誘導発熱は、交番磁束を集中的に分布させた定着ニップ部Ｎにおいて集中的に生じ、定着ニップ部Ｎは高効率に加熱される。定着ニップ部Ｎの温度は、温度検知手段（図示せず）を含む温調系により励磁コイル１８に対する電流供給が制御されることによって、所定の温度に保持されるように制御される。
【００２０】
画像形成動作時、弾性加圧ローラ３０が回転駆動され、それに伴って定着フィルム１０がフィルムガイド部材１６の外回りを回転し、上記励磁回路から励磁コイル１８への給電により、定着フィルム１０の電磁誘導発熱がなされて定着ニップ部Ｎの温度が所定の温度に立ち上げられる。このような状態において、画像形成手段部から搬送された被記録材Ｐが定着ニップ部Ｎに導入される。この際、被記録材Ｐは、その画像面（未定着トナー画像が形成された面）が定着フィルム１０に対向して導入される。定着ニップ部Ｎにおいて、被記録材Ｐはその画像面が定着フィルム１０の外面に密着しながら挟持搬送される。被記録材Ｐが定着ニップ部Ｎを挟持搬送される過程において、被記録材Ｐ上の未定着トナー画像ｔは、定着フィルム１０の電磁誘導発熱で加熱されるとともに加圧され、被記録材Ｐ上に溶融定着される。被記録材Ｐは、定着ニップ部Ｎを通過すると、定着フィルム１０の外面から分離され、排出される。
【００２１】
このような電磁誘導加熱方式定着装置１００においては、制御性の高い電力制御（温度制御）を行うために、電力を増加させるようにオン幅を増加し（スイッチング周波数＝低）、電力を減少させるようにオン幅を減少する（スイッチング周波数＝高）という制御が行われる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したように、従来の電磁誘導加熱方式定着装置１００において行われる制御、すなわち、電力を増加させるようにオン幅を増加し（スイッチング周波数＝低）、電力を減少させるようにオン幅を減少する（スイッチング周波数＝高）という制御では、スイッチング周波数とスリーブの共鳴周波数が近づいてしまう場合に定着スリーブの振動（共鳴音）が発生し、大きさ騒音が発生するという問題がある。
【００２３】
本発明の目的は、振動の発生を抑制し、低騒音化を図ることができる誘導加熱定着装置を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための励磁コイルと、前記励磁コイルに流れる交流電流を制御するインバータ装置と、前記定着スリーブの温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段により検出された温度に応じて前記インバータ装置の駆動周波数を制御する制御手段とを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブの振動の発生を検出する振動発生検出手段を有し、前記制御手段は、前記振動発生検出手段の出力に応じて前記インバータ装置の駆動周波数を所定値に固定することを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００２６】
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係る誘導加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図である。
【００２７】
誘導加熱定着装置は、図１に示すように、定着フィルム１００を加熱するための誘導加熱用励磁コイル１０３への電流供給を行うシングル電圧共振型インバータ回路を備え、このインバータ回路は、スイッチ素子１０１、スイッチ素子１０１に並列接続された逆導通ダイオード１０２、共振コンデンサ１０４、フィルタ回路１０５、整流ブリッジダイオード１０６およびリレー１０７を備える。
【００２８】
スイッチ素子１０１は電力スイッチングを行うスイッチ素子であり、ＦＥＴやＩＧＢＴなどの高速大電流スイッチに適した素子からなる。本実施形態では、スイッチ素子１０１としてＩＧＢＴが用いられており、このＩＧＢＴには寄生ダイオードが存在しないため、逆導通ダイオード１０２が接続される。この逆導通ダイオード１０２は、スイッチ素子１０１の出力ラインに並列に接続され，逆方向の電流を還流させるものである。また、スイッチ素子１０１がＦＥＴからなる場合は、ＦＥＴ自体に寄生ダイオードが存在し、この寄生ダイオードが図示した接続となるため、特に外付けでダイオードなどを接続する必要がない場合が多い。また、今日では１つのＩＧＢＴパッケージに逆導通ダイオードを接続して封入したものも多い。
【００２９】
誘導加熱用励磁コイル１０３は、定着スリーブ１００に近接して配置されている。この励磁コイル１０３に流れる電流により磁界が発生され、定着スリーブ１００の加熱が行われる。共振コンデンサ１０４は、スイッチ素子１０１がオフしている間に励磁コイル１０３と共振を行うことでスイッチ素子１０１のスイッチング損失を低減するために接続されている。共振コンデンサ１０４は一般の共振型電源と同様、高周波でも損失の少ないフィルム系コンデンサからなる。
【００３０】
フィルタ回路１０５は、コンデンサにより、スイッチングに伴うスイッチング電流を吸収するとともにインダクタンスによりノイズを電源側に流すことがないように構成されている。整流ブリッジダイオード１０６は、ＡＣ電源より入力された入力電圧を脈流化ＤＣ電圧に変換する。
【００３１】
スイッチ素子１０１のスイッチング動作は、スイッチング制御回路２０により制御される。スイッチング制御回路２０は、電流検出回路１１０、フィルタ回路１１１、定電流制御回路１１２、電流値設定回路１１３、ＯＮ幅決定回路１１４、タイマ回路２１、過電流保護回路１１７、バンドパスフィルタ１１５および安全回路１１６を有する。
【００３２】
電流検出回路１１０は、カレントトランスＣＴとカレントトランス出力両端に設けられた検出抵抗により、一次側に流れた電流を電圧に変換し、フィルタによりノイズ成分が取り除かれた波形として検出する。過電流保護回路１１７は、源流検出回路１１０で検出された検出波形を基準電圧と比較して、基準電圧より高い電圧、すなわち設定された電流より大きな電流が流れた場合、直ちにＯＮ幅を停止するよう構成されている。
【００３３】
フィルタ回路１１１は、電流検出回路１１０の電流波形のピーク値をＤＣ化して出力する。定電流とするために電流検出回路１１０の電流波形の実効値を出力するようフィルタを用いた構成としてもよい。フィルタ回路１１１の出力は、低電流制御回路１１２において、電流値設定回路１１３に予め設定された値と比較され、その比較結果は差分電圧としてＯＮ幅決定回路１１４へ出力される。
【００３４】
ＯＮ幅決定回路１１４は、制御回路（ＣＰＵ）３０からの制御信号が示す電圧値と定電流制御回路１１２の出力電圧値のうち、小さいほうの電圧値をタイマ回路２１に出力する。このような構成により、定着スリーブ１００が冷えている状態で、制御回路３０の制御信号が最大出力を指示している場合には装置として流せる電流を制御することができ、かつ、定着スリーブ１００が温まっている状態で温度制御を行う際には制御回路３０の制御信号に従って電流を制御することができる。
【００３５】
バンドパスフィルタ１１５は、電流検出回路１１０により検出された検出波形から定着スリーブ１００の振動に影響する周波数成分の抽出し、その周波数成分は制御回路３０（ＣＰＵ）に入力される。
【００３６】
制御回路３０は、定着スリーブ１００の表面温度を検出するためのサーミスタ１０９の出力に基づいて定着スリーブ１００の表面温度（定着温度）を制御するように上記制御信号を生成する。また、制御回路３０は、入力された周波数成分に基づいて定着スリーブ１００の振動を抑制する必要があるか否かを判定し、この判定結果に応じて上記制御信号を生成し、ＯＮ幅決定回路１１４に出力する。なお、バンドパスフィルタ１１５は、デジタルフィルタにより構成してフィルタ帯域をソフトウェアにより変更可能なように構成してもよい。また、その中心周波数を可変するような構成としてもよい。
【００３７】
リレー１０７は、定着スリーブ１００の温度が所定温度を超えたときに動作するサーモＳＷ（スイッチ）１０８のオン動作により、入力電源を遮断する。このリレーの動作に応じてスイッチング制御回路の安全回路１１６は、スイッチング制御回路２０への電源供給を制御する。
【００３８】
次に、タイマ回路２１の構成について図２を参照しながら説明する。図２は図１のタイマ回路２１の構成例を示すブロック図である。
【００３９】
タイマ回路２１は、図２に示すように、基準電圧回路２０１、２つの定電流回路２０２，２０３、２つのコンデンサ２０４，２０５、２つのコンパレータ２０６，２０７、２つのスイッチ素子２０８，２０９、およびフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２１０を有する。
【００４０】
基準電圧回路２１０は、画像形成装置本体電源から供給される２４Ｖ電源から、基準電圧を発生させる。この基準電圧は定電流回路２０２，２０３にそれぞれ入力され、定電流回路２０２，２０３は、基準電圧に基づいて定電流を生成する。それぞれの定電流は、定電流回路２０２，２０３のそれぞれに接続されたコンデンサ２０４，２０５に供給され、これにより、それぞれのコンデンサ電圧が時間とともに上昇する。さらに、定電流回路２０２，２０３のそれぞれには、コンパレータ２０６，２０７およびスイッチ素子２０８，２０９が接続されており、各コンパレータ２０６，２０７は、それぞれの基準電圧と定電流回路２０２，２０３の出力とを比較する。この比較結果に応じた出力により、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２１０が動作する。
【００４１】
フリップフロップ２１０の出力の一方は、スイッチ素子２０８に、他方はスイッチ素子２０９に接続されており、スイッチ素子２０８への出力がＨｉになると、スイッチ素子２０９への出力はＬｏとなる。スイッチ素子２０９への出力がＨｉになると、スイッチ素子２０９がオフし、定電流回路２０３から一定の電流がコンデンサ２０５に供給される。これにより、時間とともにコンデンサ端子電圧が上昇する。これに対し、スイッチ素子２０８はオンされるため、コンデンサ２０４の電圧は低い値に保持される。このとき、コンパレータ２０６の出力はＨｉ、コンパレータ２０７の出力もＨｉである。
【００４２】
コンデンサ２０５の電圧がコンパレータ２０７の基準電圧に達すると、コンパレータ２０７の出力はＬｏとなり、フリップフロップ２１０はコンパレータ２０７の出力に応じて出力を切り替え、スイッチ素子２０８への出力はＬｏになり、スイッチ素子２０９への出力はＨｉになる。スイッチ素子２０８の入力がＬｏになると、スイッチ素子２０８はオフするため、コンデンサ２０４には定電流回路２０２による電流が供給され、コンデンサ２０４の電圧は時間とともに上昇することになる。これに対し、コンデンサ２０５の電圧は低い値に保持される。コンパレータ２０６の基準電圧は、外部（制御回路３０）からの信号電圧により変更可能であり、定着電力を増す場合には高い電圧、定着電力を減じる場合には低い電圧が基準電圧として設定される。この基準電圧にコンデンサ２０４の電圧が到達すると、コンパレータ２０６が出力をＬｏにし、その信号によりフリップフロップ２１０の出力が反転し、スイッチ素子２０８への出力がＨｉに、スイッチ素子２０９への出力がＬｏにされる。
【００４３】
このようなタイマ回路２１の一連の動作により、外部入力電圧によりオン幅が変調されながら駆動パルス（オン／オフパルス）がスイッチ素子１０１へ出力されることになる。
【００４４】
また、フリップフロップ２１０の機能として、発振停止時はスイッチ素子２０８を常にオンとすることによって、出力が保持された状態になるように構成するとともに、発振開始／停止を外部からの信号で行うことができるように構成してもよい。
【００４５】
このようなインバータ回路を用いて制御を行う際の出力の一例を図３に示す。図３（ａ）は制御回路３０からの制御信号が１ｍｓから数ｍｓの間に変更される場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図、図３（ｂ）はゼロクロス回路を設けてＡＣの交流電圧周期毎に変調をかけ、正弦波がその形を残したまま振幅だけ変える場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図、図３（ｃ）は正弦波２波毎に変調をかける場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図である。
【００４６】
インバータ回路においては、通常、ＡＣライン電圧を整流した脈硫化ＤＣ電圧をスイッチングするため、スイッチング周期でオン／オフを繰り返すため、電流波形の包絡線は正弦波を描く。温度情報に従って、制御回路３０からの制御信号により、インバータ回路の出力が変更されるため、インバータ回路の出力は、図３（ａ）に示すような波形を描くことになる。本例では、分かり易くするために、商用交流電源電圧の正弦波の半周期分より高速に制御電圧が変更される場合を説明する。実際には、制御電圧変更の周期は１ｍｓ〜１００ｍｓ程度であることが多い。
【００４７】
また、ゼロクロス回路を設けてＡＣの交流電圧周期毎に変調をかけ、正弦波がその形を残したまま振幅だけを変えるように構成してもよい。この場合、インタバー回路の出力は、図３（ｂ）に示すような波形の出力になる。このように正弦波１波毎の値を変更する場合、ＡＣ電源にＤＣ成分が流れ、交流電源の供給／配電のためのトランス（柱上トランスなど）にＤＣ成分を流してしまうことになる場合があるので、正弦波２波毎に値を変更するような構成を用いてもよい。この場合の出力波形は、図３（ｃ）に示すような波形になる。
【００４８】
定着スリーブ１００は、その材質、およびサイズ、厚み、内径、長さにより定まる共振周波数を有する。この共振周波数の例を図４に示す。図４（ａ）は図１の定着スリーブ１００の周波数特性を示す図、図４（ｂ）は図４（ａ）の周波数特性をさらに広い周波数範囲で示す図である。
【００４９】
定着スリーブ１００における周波数特性は、図４（ａ）に示すように、単峰特性を有する。ここで、図中の横軸は周波数、縦軸は振幅を表す。通常は、いくつかの共振点が存在するため、さらに広い周波数範囲で見ると、その周波数特性は、図４（ｂ）に示すようになる。
【００５０】
次に、励磁コイル１０３の駆動周波数すなわちスイッチング周波数と定着スリーブ１００の振動周波数の関係が例えば図４（ａ）に示すようなものである場合の制御動作について図５ないし図８を参照しながら説明する。図５は図１の誘導加熱定着装置の通常時および共鳴音発生時のコイル電流波形とバンドパスフィルタ１１５の周波数−出力電圧を示す図、図６は図１の誘導加熱定着装置のオフ、オン制御の動作を示す図、図７は従来のインバータ駆動波形を示す図、図８は図１の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。ここでは、説明の簡単化のために、定着スリーブ１００の共振周波数は問題とする周波数領域で単峰特性であるとする。
【００５１】
本実施形態の制御動作と比較するために、まず、従来の制御動作例を説明する。定着開始時、定着スリーブ１００の温度が定着温度より低い状態である場合、図７（ａ）に示すように、インバータ回路は、最大出力を発生するためにすなわちスイッチング周波数を下げるために、スイッチ素子１０１の駆動パルスＰＧのオン幅を最大オン幅とする。この際、オフ幅（Ｔｆ１）は一定幅に固定されている。そして、図７（ｂ），（ｃ）に示すように、電力を絞るために、駆動パルスＰＧのオン幅は、定着スリーブ１００の表面温度が定着温度に近づくに従い狭められる。その結果、スイッチング周波数は高くなり、スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に近づくに従い定着スリーブ１００の振動が増大する。スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に重なると、定着スリーブの振動振幅は極大となり、大きな振動（共鳴音）が発生することになる。スイッチング周波数が共振周波数を超えてさらに高い周波数になると、定着スリーブ１００の振動は小さくなる。このように上記オン幅を小さくする場合でも、オフ幅（Ｔｆ１）は一定幅に固定されている。また、図中の各駆動パルスの下には、スイッチ素子１０１の両端にかかるフライバック電圧Ｖｆが示されている。
【００５２】
通常時（音発生前）においては、図５（ａ）に示すようなコイル電流波形の電流が励磁コイル１０３を流れる。ここで、図５（ａ）には、コイル電流波形とともに包絡線波形が表されている。これに対し、音発生時には、図５（ｂ）に示すようなコイル電流波形の電流が励磁コイル１０３を流れる。また、そのときのコイル電流波形の包絡線波形は図示するようになる。すなわち、定着スリーブ１００が振動すると、励磁コイル１０３と定着スリーブ１００との磁気結合が変化するので、定着スリーブ１００の振動周期で負荷変動が生じることになり、図５（ａ）と図５（ｂ）の差すなわち負荷変動が励磁電流の高調波歪成分となって現れる。
【００５３】
そこで、本実施形態では、負荷変動に伴い現れる励磁電流の高調波歪成分がバンドパスフィルタ１１５により振動として検出される。具体的には、図５（ｃ）に示すように、バンドパスフィルタ１１５の出力が予め定められた閾値を超えると、制御回路（ＣＰＵ）３０は、上記閾値を超えた際のオン幅（インタバー回路のオン幅）がそれ以上小さくならないように、そのオン幅を制御可能な最小値として記憶し、それ以上電力を絞り込む場合にはインバータ回路の動作を、インバータ動作開始、インバータ動作停止を繰り返してオン／オフ動作をさせることにより、温度制御を行う。さらに、インバータオンオフの動作時間を変調することにより、温度制御が行われる。
【００５４】
定着開始時、例えば定着スリーブ１００の温度が定着温度より低い状態である場合、図８（ａ）に示すように、インバータ回路は、最大出力を発生するためにすなわちスイッチング周波数を下げるために、スイッチ素子１０１の駆動パルスＰＧのオン幅を最大オン幅とする。この際、オフ幅（Ｔｆ１）は一定幅に固定されている。そして、電力を絞るために、駆動パルスＰＧのオン幅は、定着スリーブ１００の表面温度が定着温度に近づくに従い狭められる。その結果、スイッチング周波数は高くなり、スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に近づくに従い定着スリーブ１００の振動が増大する。ここで、バンドパスフィルタ１１５の出力が予め定められた閾値を超えると、図８（ｂ）に示すように、その際のオン幅が制御可能な最小値とされ、それ以上電力を絞り込む場合には、図８（ｃ）に示すように、上記オン幅を上記制御可能な最小値として、インバータ動作開始、インバータ動作停止を繰り返してオン／オフ動作を行うことにより、温度制御が行われる。なお、オン幅の可変は、オフ幅（Ｔｆ１）を一定幅に固定された状態で行われる。また、図中の各駆動パルスの下には、スイッチ素子１０１の両端にかかるフライバック電圧が示されている。
【００５５】
このような動作を行う際のコイル駆動波形が図６に示される。例えばインバータ動作開始、インバータ動作停止の切り替えをＡＣライン電圧１周期よりも高速に行った場合は、コイル電流波形は図６（ａ）に示すような波形になる。また、ゼロクロス回路を設けてＡＣの交流電圧周期毎に変調をかける場合は、図６（ｂ）に示すように、正弦波の包絡線を有する高周波を、オフ／オンするような形となる。このような動作を行うと、トランス（柱上トランスなど）にＤＣ成分を流してしまうことになる場合があるので、ゼロクロスを検出して２波を基準にしたオフ、オンを行うように構成してもよい。この場合、コイル電流波形は図６（ｃ）に示すような波形になる。
【００５６】
このように、本実施形態では、振動の発生を抑制し、低騒音化を図ることができる。
【００５７】
なお、定着スリーブ１００の振動または共振音の検出方法として、圧電素子などのセンサにより行うようにしてもよい。この場合、センサの取り付ける位置としては、加圧ステー、定着フレームなどがある。このような素子を用いる場合、増幅回路およびフィルタが必要になる。また、振動検出用コイルを設け、振動を検出するようにしてもよい。この場合、この検出用コイルは定着器内または外部の定着スリーブ１００近傍に配置され、カレントトランスＣＴを用いた検出と同様、検出抵抗とフィルタ回路により対象とする周波数成分の振幅が検出される。この検出用コイルを用いる場合には、検出用コイルの設置位置、検出用コイルの形状およびサイズを任意のものにすることができるとともに、検出回路のインピーダンス特性とあわせて設計することがかのうであるので、振動検出には有利であり、高感度の検出が可能となる。
【００５８】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について図９および図１０を参照しながら説明する。図９は本発明の第２実施形態に係る誘導型加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図、図１０は図９の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。ここで、図中、上記第１実施形態と同一の部材、ブロックには、同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００５９】
本実施形態は、図９に示すように、上記第１実施形態の構成（図１）に対し、ＯＦＦ幅決定回路１１８が設けられている点で異なる。上記第１実施形態では、基準電圧を抵抗にて分圧した固定閾値でオフ幅が決定されている。すなわち、オフ幅は一定幅に固定されている。これに対し、本実施形態では、オフ幅決定回路１１８により、制御回路３０の制御信号に応じてオフ幅を可変するように構成されている。
【００６０】
次に、本実施形態における制御動作について説明する。ここで、定着スリーブ１００の共振特性（図４に示す）などは、上記第１実施形態と同じであるとして説明する。
【００６１】
定着開始時、例えば定着スリーブ１００の温度が定着温度より低い状態である場合、図１０（ａ）に示すように、インバータ回路は、最大出力を発生するためにすなわちスイッチング周波数を下げるために、スイッチ素子１０１の駆動パルスＰＧのオン幅を最大オン幅とする。この際、オフ幅（Ｔｆ１）は所定幅に制御されている。そして、電力を絞るために、駆動パルスＰＧのオン幅は、定着スリーブ１００の表面温度が定着温度に近づくに従い狭められる。その結果、スイッチング周波数は高くなり、スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に近づくに従い定着スリーブ１００の振動が増大する。ここで、バンドパスフィルタ１１５の出力が予め定められた閾値を超えると、図１０（ｂ）に示すように、その際のオン幅が制御可能な最小値とされ、それ以上電力を絞り込む場合には、オフ幅決定回路１１８によりオフ幅を伸ばして電力を絞り込むことによって、温度制御が行われる。また、電力を増加させる場合には、図１０（ｃ）に示すように、オフ幅を最小値まで絞り込んだ後、オン幅を増加させることにより、連続的な電力制御を行う。また、図中において、各駆動パルスＰＧの下には、スイッチ素子１０１の両端にかかるフライバック電圧Ｖｆが示されている。
【００６２】
また、本実施形態においては、上記第１実施形態で説明したと同様に、商用交流周期半波分の時間よりも短い間隔で制御を行う場合以外に、商用交流電圧が０Ｖになるのを検出して、そのタイミングで電力制御を行うようにしてもよい。また、この場合、上述したように、ＤＣ成分を流す可能性があるので、ゼロクロスを検出して２波を基準にしてオン、オフを行うように構成してもよい。
【００６３】
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について図１１ないし図１４を参照しながら説明する。図１１は本発明の第３実施形態に係る誘導加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図、図１２は図１１のタイマ回路の構成を示す回路図、図１３は従来のインバータ駆動波形を示す図、図１４は図１１の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。図中、上記第１または第２実施形態と同一の部材、機能には、同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００６４】
上記第２実施形態においては、共振した電圧波形が電源電圧（図１０（ｂ），（ｃ）中の破線）を中心に振動するので、駆動パルスのオフ幅を短くした場合、共振による電圧の振動が小さくなり、スイッチ素子の両端の電圧が０Ｖまで下がらない。よって、スイッチ素子両端に電圧が印加された状態でオフすることになり、スイッチング損失が大きくなる傾向がある。また、このような状態でオフ幅を伸ばすと、図１０に示すように、電圧Ｖｆが極小のときにオフすることができず、スイッチング損失の増加を招くことになる。
【００６５】
この問題を解決するために、本実施形態では、同期スイッチングにより共振周期を切り替える部分共振インバータが用いられる。この部分共振インバータとしては、特開２０００−２４５１６１号公報に記載されているものがあり、これは、メインスイッチ素子がオフしている期間からメインスイッチ素子がオンするまでの期間、第２の共振コンデンサをサブスイッチ素子によりオンすることにより、電圧共振回路においてきわめて制御幅の広い電力制御を行うことが可能である。
【００６６】
本実施形態においては、図１１に示すように、スイッチ素子１０１、サブスイッチ素子１２１、スイッチ素子１０１に並列接続された逆導通ダイオード１０２、サブスイッチ素子１２１に直列接続された共振コンデンサ１２３、スイッチ素子１０１に並列接続された共振コンデンサ１０４が設けられている。また、本実施形態においては、スイッチ素子１０１、サブスイッチ素子１２１を駆動するためのスイッチング制御回路２０が設けられ、このスイッチング制御回路２０は、タイマ回路２１を有する。
【００６７】
タイマ回路２１は、図１２に示すように、基準電圧回路２１０１、定電流回路２０２，２０３、コンデンサ２０４，２０５、コンパレータ２０６，２０７、スイッチ素子２０８，２０９、フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２１０、およびコンパレータ２１１，２１２を有する。
【００６８】
タイマ回路２１においては、基準電圧回路２０１が画像形成装置本体電源から供給されている２４Ｖ電源から、基準電圧を発生する。この基準電圧に基づいて定電流を生成する２つの定電流回路２０２，２０３により、それぞれに接続されたコンデンサ２０４，２０５に電流が供給され、コンデンサ電圧が時間とともに上昇する。さらに、コンパレータ２０６，２０７およびコンパレータ２１１，２１２はウィンドウコンパレータとして接続されており、このウィンドウコンパレータの出力によりフリップフロップ２１０が動作し、スイッチ素子２０８，２０９が動作するよう接続されている。フリップフロップ２１０の出力の一方は、スイッチ素子２０８に、他方がスイッチ素子２０９に接続されており、出力の一方がＨｉになると、他方はＬｏ出力となるように構成されている。
【００６９】
スイッチ素子２０９にＨｉが入力されると、定電流回路２０３から一定の電流がコンデンサ２０５に供給され、時間とともにコンデンサ端子電圧が上昇する。一方、スイッチ素子２０８はオンされているので、コンデンサ２０４の電圧は低い値に保持される。このとき、コンパレータ２０６およびコンパレータ２１１の出力はＨｉ、コンパレータ２０７およびコンパレータ２１２の出力もＨｉになる。コンデンサ２０５の電圧がコンパレータ２０７の基準電圧に達すると、コンパレータ２０７の出力はＬｏとなり、フリップフロップ２１０はこれを受けて出力を切り替え、スイッチ素子２０８への出力をＬｏ、スイッチ素子２０９への出力をＨｉとする。スイッチ素子２０８の入力がＬｏになると、スイッチ素子２０８はオフするため、コンデンサ２０４には定電流回路２０２からの電流が供給され、コンデンサ２０４の電圧は時間とともに上昇することになる。一方、コンデンサ２０５の電圧は低い値に保持される。
【００７０】
コンパレータ２０６の基準電圧は、制御回路３０からの信号電圧に応じて変更可能であり、定着電力を増す場合には、高い電圧、定着電力を減じる場合には低い電圧がそれぞれ設定される。コンデンサ２０４の電圧が上記基準電圧に到達すると、コンパレータ２０６は出力をＬｏにし、その信号によりフリップフロップ２１０は出力を反転する。すなわち、スイッチ素子２０８への出力がＨｉ、スイッチ素子２０９への出力がＬｏとされる。
【００７１】
このようなタイマ回路２１の一連の動作により、制御回路３０からの入力電圧によりＯＮ幅が変調さればがら、オン、オフの駆動パルスが出力されることになる。また、フリップフロップ２１０はその機能として、発振停止時はスイッチ素子２０８を常にオンとし、出力が出たままにならないように構成するとともに、発振開始／停止を外部からの信号で行うことが可能なように構成してもよい。
【００７２】
次に、このインバータ回路を用いた制御について説明する。
【００７３】
本実施形態の制御動作と比較するために、まず、従来の制御動作例を説明する。定着開始時、定着スリーブ１００の温度が定着温度より低い状態である場合、図１３（ａ）に示すように、スイッチ素子１０１に対する駆動パルスＰＧ１のオフ幅を所定幅に固定し、そのオン幅を制御回路３０の制御信号に応じて可変することにより、温度制御が行われる。この際、スイッチ素子１２１に対する駆動パルスＰＧ２のオン幅は所定幅に固定され、そのオフ幅はスイッチ素子１０１のオン幅に連動して可変される。図１３（ｂ）に示すように、駆動パルスＰＧ１のオン幅が狭められ、スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に近づくと、定着スリーブ１００の振動が増大する。スイッチング周波数が定着スリーブ１００の共振周波数に重なると、定着スリーブの振動振幅は極大となり、大きな振動（共鳴音）が発生することになる。そして、図１３（ｂ）に示すように、スイッチング周波数が共振周波数を超えてさらに高い周波数になると、定着スリーブ１００の振動は小さくなる。このように上記オン幅（サブスイッチ素子１２１ではオフ幅）を小さくする場合でも、オフ幅（サブスイッチ素子１２１ではオン幅）は一定幅に固定されている。また、図１３（ａ），（ｂ），（ｃ）のそれぞれには、スイッチ素子１０１の両端にかかるフライバック電圧Ｖｆが示されている。
【００７４】
これに対し、本実施形態では、図１４（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すように、スイッチ素子１０１のオン幅の縮小途中で、閾値以上の振動の発生を検知すると、この検知の際のスイッチ素子１０２のオン幅を最小値として固定し、そのオフ幅を伸張することにより、より小電力の出力を行う。この場合、オフ時間を伸張することにより、スイッチング周波数が高くならないので、オン時間を短くすることによるスイッチング周波数の上昇が阻止され、定着スリーブ１００の共振（共鳴）周波数とスイッチング周波数が重なることなく、温度制御（電力制御）を行うことができる。また、図１４（ａ），（ｂ），（ｃ）のそれぞれには、スイッチ素子１０１の両端にかかるフライバック電圧Ｖｆが示されている。
【００７５】
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について図１５を参照しながら説明する。図１５は本発明の第４実施形態に係る誘導加熱定着装置の構成を示す縦断面図である。ここで、図中、図１６に示す定着装置と同一の部材には、同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００７６】
本実施形態の誘導加熱定着装置１００においては、図１５に示すように、スリーブ状の定着フィルム１０と、定着フィルム１０に所定の圧力で圧接されている弾性加圧ローラ３０とを備える。この定着フィルム１０は、横断面略半円弧状樋型部材１９ａ，１９ｂにより協働して構成されるフィルムガイド部材１９の外側にルーズに外嵌されており、このフィルムガイド部材１９は、横断面略円形の形状を有する。フィルムガイド部材１９を構成する各部材１９ａ，１９ｂは磁束の通過を妨げない非磁性かつ絶縁性を有するとともに、高い耐荷重を有する部材からなる。フィルムガイド部材１６の各部材１９ａ，１９ｂの内側には、それぞれ、磁場発生手段を構成するための励磁コイル１８ａ，１８ｂとＥ型の磁性コア（芯材）１７ａ，１７ｂとが配置されている。ここで、励磁コイル１８ａは定着加熱用コイルとして使用され、励磁コイル１８ｂは音響打消し用コイルとして使用される。また、励磁コイル１８ｂを音響打消しコイルとともに定着加熱用コイルとして使用することも可能である。
【００７７】
ここで、励磁コイル１８ａの駆動周波数と励磁コイル１８ｂの駆動周波数とを変えると、２つの周波数の差成分および和成分のうなりが発生する。特に差成分のうなりは容易に可聴周波数帯の振動となり、うなり音として聞こえる。
【００７８】
よって、本実施形態では、２つの励磁コイル１８ａ，１８ｂを同じ周波数で、位相差を与えて駆動する。この位相差は、励磁コイル１８ａと励磁コイル１８ｂの設置距離と定着フィルム１０における音の伝播速度Ｄにより決められる。励磁コイル１８ａと励磁コイル１８ｂの設置距離をｌとし、定着フィルム１０の音の伝播速度をＤとすると、ｌ／Ｄだけの時間差で励磁コイル１８ｂを励磁コイル１８ａと逆の位相で駆動することにより、共鳴音を打ち消すことを可能としている。
【００７９】
以下、本発明の実施態様を列挙する。
【００８０】
［実施態様１］ 定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための励磁コイルと、前記励磁コイルに流れる交流電流を制御するインバータ装置と、前記定着スリーブの温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段により検出された温度に応じて前記インバータ装置の駆動周波数を制御する制御手段とを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブの振動の発生を検出する振動発生検出手段を有し、前記制御手段は、前記振動発生検出手段の出力に応じて前記インバータ装置の駆動周波数を所定値に固定することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【００８１】
［実施態様２］ 定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための励磁コイルと、オン、オフ動作により前記励磁コイルに流れる交流電流を制御するスイッチ素子を有するインバータ装置と、前記定着スリーブの温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段により検出された温度に応じて前記スイッチ素子の動作を制御する制御手段とを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブの振動の発生を検出する振動発生検出手段を有し、前記制御手段は、前記振動発生検出手段により前記定着スリーブの振動の発生が検出された際の前記スイッチ素子に対する駆動パルスのオン幅を最小オン幅として前記スイッチ素子の動作を制御することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【００８２】
［実施態様３］ 前記制御手段は、前記スイッチ素子に対する駆動パルスのオフ幅を一定値に保持した状態で、前記駆動パルスのオン幅を最小オン幅として前記スイッチ素子の駆動パルスのオン幅を可変制御することを特徴とする実施態様２記載の誘導加熱定着装置。
【００８３】
［実施態様４］ 定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための励磁コイルと、オン、オフ動作により前記励磁コイルに流れる交流電流を制御するスイッチ素子を有するインバータ装置と、前記定着スリーブの温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段により検出された温度に応じて前記スイッチ素子の動作を制御する制御手段とを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブの振動の発生を検出する振動発生検出手段を有し、前記制御手段は、前記振動発生検出手段により前記定着スリーブの振動の発生が検出された際の前記スイッチ素子に対する駆動パルスのオン幅を最小オン幅とし、所定電力以下では、前記駆動パルスのオン幅を最小オン幅に保持した状態で前記駆動パルスのオフ幅を可変制御することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【００８４】
［実施態様５］ 定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための励磁コイルと、オン、オフ動作により前記励磁コイルに流れる交流電流を制御するスイッチ手段を有するインバータ装置と、前記定着スリーブの温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段により検出された温度に応じて前記スイッチ手段の動作を制御する制御手段とを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブの振動の発生を検出する振動発生検出手段を有し、前記制御手段は、前記振動発生検出手段により前記定着スリーブの振動の発生が検出された際の前記スイッチ手段に対する駆動パルスのオン幅を最小オン幅とし、所定電力以下では、前記駆動パルスのオン幅を最小オン幅に保持した状態で前記駆動パルスのオフ幅を可変制御し、前記スイッチ手段は、第１の共振コンデンサおよび第２の共振コンデンサと、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子とを有し、前記第１のスイッチ素子は前記励磁コイルと直列に接続され、前記第１の共振コンデンサは前記第１のスイッチ素子に並列または前記励磁コイルと並列に接続され、前記第２のスイッチ素子と前記第２の共振コンデンサは直列接続された形で前記励磁コイルに並列接続され、前記第１のスイッチ素子のオフ期間中に前記第２のスイッチ素子がオン、オフする部分共振型インバータを構成することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【００８５】
［実施態様６］ 定着スリーブと、前記定着スリーブを誘導加熱するための加熱用励磁コイルとを備える誘導加熱定着装置であって、前記定着スリーブから発生される振動音を打ち消すための消音用励磁コイルを有することを特徴とする誘導加熱定着装置。
【００８６】
［実施態様７］ 前記消音用励磁コイルは、前記定着スリーブを誘導加熱するための加熱用コイルとしても使用可能であることを特徴とする実施態様６記載の誘導加熱定着装置
【００８７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、振動の発生を抑制し、低騒音化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る誘導加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１のタイマ回路２１の構成例を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は制御回路３０からの制御信号が１ｍｓから数ｍｓの間に変更される場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図、（ｂ）はゼロクロス回路を設けてＡＣの交流電圧周期毎に変調をかけ、正弦波がその形を残したまま振幅だけ変える場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図、（ｃ）は正弦波２波毎に変調をかける場合のインバータ回路に流れる電流の波形を示す図である。
【図４】（ａ）は図１の定着スリーブ１００の周波数特性を示す図、（ｂ）は図４（ａ）の周波数特性をさらに広い周波数範囲で示す図である。
【図５】図１の誘導加熱定着装置の通常時および共鳴音発生時のコイル電流波形とバンドパスフィルタ１１５の周波数−出力電圧を示す図である。
【図６】図１の誘導加熱定着装置のオフ、オン制御の動作を示す図である。
【図７】従来のインバータ駆動波形を示す図である。
【図８】図１の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。
【図９】本発明の第２実施形態に係る誘導型加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図である。
【図１０】図９の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に係る誘導加熱定着装置の主要部構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１のタイマ回路の構成を示す回路図である。
【図１３】従来のインバータ駆動波形を示す図である。
【図１４】図１１の誘導加熱定着装置のインバータ駆動波形を示す図である。
【図１５】本発明の第４実施形態に係る誘導加熱定着装置の構成を示す縦断面図である。
【図１６】従来の電磁誘導加熱方式定着装置の一例の概略構成を示す縦断面図である。
【符号の説明】
２０ スイッチング制御回路
２１ タイマ回路
３０ 制御回路
１００ 定着スリーブ
１０１ スイッチ素子
１０２，１２２ 逆導通ダイオード
１０３ 励磁コイル
１０４，１２３ 共振コンデンサ
１１４ ＯＮ幅決定回路
１１８ ＯＦＦ幅決定回路
１２１ サブスイッチ素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating fixing device used in an image forming apparatus using an electrophotographic method, an electrostatic recording method, or the like.
[0002]
[Prior art]
In an image forming apparatus, a recording material (transfer material sheet, electrofax sheet, electrostatic recording paper, OHP sheet, printing paper, format paper) is formed by image forming process means such as an electrophotographic process, an electrostatic recording process, and a magnetic recording process. The unfixed image (toner image) of the image information is transferred to paper or the like, and the unfixed image (toner image) of the transferred image information is heated and fixed on the surface of the recording material as a permanently fixed image by a fixing device. As the fixing device, a heat roller type device is widely used. In recent years, belt heating type apparatuses have been put into practical use from the viewpoint of quick start and energy saving. Further, an electromagnetic induction heating system has been proposed.
[0003]
Here, the heat roller type fixing device basically has a pressing roller pair of a fixing roller (heating roller) and a pressing roller which are pressed against each other, and rotates the roller pair to mutually press the roller pair. The recording material carrying the unfixed toner image to be fixed is introduced into the fixing nip portion, and is nipped and conveyed, whereby the recording material is heated and pressed, and the unfixed toner image is fixed on the recording material surface. It is to let. The fixing roller generally has a hollow metal roller made of aluminum as a base (core metal), and a halogen lamp as a heat source is arranged in the hollow portion. In order to control the temperature of the outer peripheral surface of the fixing roller, energization of the halogen lamp is controlled.
[0004]
In particular, when the above-mentioned heat roller type fixing device is used as a fixing device of an image forming apparatus for forming a full-color image, which is required to be capable of sufficiently heating and melting up to four toner image layers to mix colors. For the fixing roller, a core having a high heat capacity is used. A rubber elastic layer for wrapping the toner image and uniformly melting is formed on the outer periphery of the core metal, and the toner image is heated through the rubber elastic layer. There is also a configuration in which a heat source is built in the pressure roller, and heating is performed by both the fixing roller and the pressure roller.
[0005]
However, in the heat roller type fixing device, the heat capacity of the fixing roller is large even when the halogen lamp, which is a heat source, is turned on at the same time when the power of the image forming apparatus is turned on. The waiting time (wait time) until the surface temperature rises to a predetermined fixable temperature becomes long, and the quick start property is lacking. Further, when the image forming apparatus is in a standby state (non-image output), in order to be able to immediately start the image forming operation, it is necessary to keep the fixing roller in a predetermined temperature control state by constantly supplying electricity to the halogen lamp. However, there is a problem that the power consumption increases.
[0006]
In particular, in the case of using a fixing roller having a large heat capacity, a delay occurs between the temperature control and the temperature rise on the surface of the fixing roller, so that there are problems such as poor fixing, uneven gloss, and offset.
[0007]
In order to solve such a problem, in recent years, a heat roller fixing device which uses a thin roller to reduce the thermal time constant and has excellent temperature response has been put to practical use.
[0008]
Examples of the fixing device of the film heating type are proposed in, for example, JP-A-63-313182, JP-A-2-157788, JP-A-4-44075, JP-A-4-204980, and the like. . Specifically, there is a type in which a nip portion is formed by providing a ceramic heater as a heating element and a pressing roller as a pressing member, and sandwiching a heat-resistant film (fixing film) between them. In this fixing device, the recording material is introduced between the film in the nip portion and the pressure roller and nipped and transported together with the film. And pressure is applied. Thus, the unfixed toner image is fixed on the recording material surface.
[0009]
In this film heating type fixing device, an on-demand type device can be configured since a film made of a ceramic heater and a member having a low heat capacity is used. Thus, if the ceramic heater is energized only during execution of image formation, the temperature can be immediately raised to a predetermined fixing temperature. Therefore, there is an advantage that the wait time from the power-on of the image forming apparatus to the image forming executable state is extremely short (quick start property), and the power consumption during standby is significantly reduced (power saving).
[0010]
However, a film heating type fixing device has a calorific point when used as a full-color image forming device requiring a large amount of heat or a fixing device for a high-speed model.
[0011]
As the fixing device of the electromagnetic induction heating system, for example, there is an induction heating fixing device described in Japanese Utility Model Laid-Open Publication No. 51-109739. In the induction heating fixing device, a magnetic flux induces an electric current in a fixing roller to generate Joule heat, thereby causing the fixing roller to directly generate heat. This induction heating fixing device can achieve a more efficient fixing process than a heat roller type fixing device using a halogen lamp as a heat source.
[0012]
In order to prevent the noise of the induction heating fixing device, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-80951 discloses that the oscillation frequency oscillated by the resonance capacitor and the coil is out of the audible frequency band by lowering the inductance by operating the coil in parallel. Such a method has been proposed.
[0013]
In addition, in order to obtain the energy acting on the fixing at a high density, the heating efficiency is improved by bringing the exciting coil closer to the fixing roller, which is a heating element, and concentrating the alternating magnetic flux distribution of the exciting coil near the fixing nip. Have been proposed.
[0014]
Here, an electromagnetic induction heating type fixing device capable of improving the efficiency by concentrating the alternating magnetic flux distribution of the exciting coil in the fixing nip will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a longitudinal sectional view showing a schematic configuration of an example of a conventional electromagnetic induction heating type fixing device.
[0015]
As shown in FIG. 16, the electromagnetic induction heating type fixing device has a cylindrical fixing film 10 having an electromagnetic induction heating layer (a conductor layer, a magnetic layer, and a resistor layer) as an electromagnetic induction heating rotator. And an elastic pressure roller 30. The fixing film 10 is loosely fitted to the outside of the film guide member 16. The film guide member 16 has a substantially circular cross section, and has a non-magnetic and insulating property that does not hinder the passage of magnetic flux. And a member having a high load resistance. A magnetic field generating means 15 is arranged inside the film guide member 16, and the magnetic field generating means 15 is composed of an exciting coil 18 and an E-shaped magnetic core (core material) 17.
[0016]
The elastic pressure roller 30 is pressed against the lower surface of the film guide member 16 with a predetermined pressure with the fixing film 10 interposed therebetween, and a fixing nip portion N having a predetermined width is formed therebetween. The magnetic core 17 of the magnetic field generating means 15 is arranged at a position corresponding to the fixing nip N.
[0017]
The elastic pressure roller 30 is driven to rotate in a direction indicated by an arrow (counterclockwise) in the figure by a driving unit (not shown). A rotational force acts on the fixing film 10 due to a frictional force between the elastic pressing roller 30 and the outer surface of the fixing film 10 due to the rotational driving of the elastic pressing roller 30, and the inner surface of the fixing film 10 has a fixing nip portion N. At this time, the outer peripheral surface of the film guide member 16 is rotated at a peripheral speed substantially corresponding to the rotational peripheral speed of the pressure roller 30 in a direction indicated by an arrow (clockwise) in the figure while sliding in close contact with the lower surface of the film guide member 16. (Pressurizing roller driving method). Here, the film guide member 16 pressurizes the fixing nip N, supports the exciting coil 18 and the magnetic core 17 of the magnetic field generating means 15, supports the fixing film 10, and conveys the stability of the fixing film 10 during rotation. Plays a role.
[0018]
The exciting coil 18 generates an alternating magnetic flux by an alternating current supplied from an exciting circuit (not shown). This alternating magnetic flux is intensively distributed to the fixing nip N by the E-shaped magnetic core 17 corresponding to the position of the fixing nip N, and an eddy current is applied to the electromagnetic induction heating layer of the fixing film 10 at the fixing nip N. generate. This eddy current generates Joule heat in the electromagnetic induction heating layer due to the specific resistance of the electromagnetic induction heating layer.
[0019]
The electromagnetically induced heat of the fixing film 10 is intensively generated in the fixing nip N where the alternating magnetic flux is intensively distributed, and the fixing nip N is heated with high efficiency. The temperature of the fixing nip N is controlled so as to be maintained at a predetermined temperature by controlling the current supply to the exciting coil 18 by a temperature control system including a temperature detecting means (not shown).
[0020]
At the time of image forming operation, the elastic pressure roller 30 is driven to rotate, and the fixing film 10 rotates around the film guide member 16 in accordance therewith, and power is supplied from the excitation circuit to the excitation coil 18 to cause electromagnetic induction of the fixing film 10. Heat is generated, and the temperature of the fixing nip N is raised to a predetermined temperature. In such a state, the recording material P conveyed from the image forming unit is introduced into the fixing nip N. At this time, the recording material P is introduced with its image surface (the surface on which the unfixed toner image is formed) facing the fixing film 10. In the fixing nip N, the recording material P is nipped and conveyed while the image surface thereof is in close contact with the outer surface of the fixing film 10. In the process in which the recording material P is nipped and conveyed through the fixing nip portion N, the unfixed toner image t on the recording material P is heated and pressurized by the electromagnetic induction heating of the fixing film 10, and the recording material P Is fused and fixed thereon. When the recording material P passes through the fixing nip portion N, it is separated from the outer surface of the fixing film 10 and discharged.
[0021]
In such an electromagnetic induction heating type fixing device 100, in order to perform power control (temperature control) with high controllability, the ON width is increased so as to increase the power (switching frequency = low), and the power is reduced. Thus, the control of reducing the ON width (switching frequency = high) is performed.
[0022]
[Problems to be solved by the invention]
However, as described above, the control performed in the conventional electromagnetic induction heating type fixing device 100, that is, the ON width is increased so as to increase the power (switching frequency = low), and the ON width is decreased so as to decrease the power. The control of decreasing (switching frequency = high) has a problem that when the switching frequency and the resonance frequency of the sleeve are close to each other, vibration (resonance sound) of the fixing sleeve is generated and loud noise is generated.
[0023]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an induction heating fixing device capable of suppressing generation of vibration and reducing noise.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a fixing sleeve, an exciting coil for inductively heating the fixing sleeve, an inverter device for controlling an alternating current flowing through the exciting coil, and detecting a temperature of the fixing sleeve. An induction heating fixing device comprising: a temperature detecting unit; and a control unit that controls a drive frequency of the inverter device according to a temperature detected by the temperature detecting unit, wherein the vibration detecting the occurrence of vibration of the fixing sleeve is provided. It has an occurrence detecting means, and the control means fixes the drive frequency of the inverter device to a predetermined value according to the output of the vibration occurrence detecting means.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0026]
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a main configuration of the induction heating fixing device according to the first embodiment of the present invention.
[0027]
As shown in FIG. 1, the induction heating fixing device includes a single voltage resonance type inverter circuit for supplying current to an induction heating excitation coil 103 for heating the fixing film 100. , A reverse conducting diode 102, a resonance capacitor 104, a filter circuit 105, a rectifying bridge diode 106 and a relay 107 connected in parallel to the switch element 101.
[0028]
The switch element 101 is a switch element that performs power switching, and is an element suitable for a high-speed high-current switch such as an FET or an IGBT. In the present embodiment, an IGBT is used as the switch element 101. Since no parasitic diode exists in this IGBT, a reverse conducting diode 102 is connected. The reverse conducting diode 102 is connected in parallel to the output line of the switch element 101, and circulates a reverse current. Further, when the switch element 101 is formed of an FET, a parasitic diode exists in the FET itself, and the parasitic diode is connected as shown in the drawing. Therefore, it is often unnecessary to connect a diode or the like externally. Further, today, there are many devices in which a reverse conducting diode is connected and sealed in one IGBT package.
[0029]
The induction heating excitation coil 103 is arranged close to the fixing sleeve 100. A magnetic field is generated by the current flowing through the exciting coil 103, and the fixing sleeve 100 is heated. The resonance capacitor 104 is connected in order to reduce the switching loss of the switch element 101 by resonating with the exciting coil 103 while the switch element 101 is off. The resonance capacitor 104 is made of a film-type capacitor having a small loss even at a high frequency, like a general resonance type power supply.
[0030]
The filter circuit 105 is configured such that the capacitor absorbs a switching current accompanying switching and does not cause noise to flow to the power supply side due to inductance. The rectifier bridge diode 106 converts an input voltage input from an AC power supply into a pulsating DC voltage.
[0031]
The switching operation of the switch element 101 is controlled by the switching control circuit 20. The switching control circuit 20 includes a current detection circuit 110, a filter circuit 111, a constant current control circuit 112, a current value setting circuit 113, an ON width determination circuit 114, a timer circuit 21, an overcurrent protection circuit 117, a band pass filter 115, and a safety circuit. 116.
[0032]
The current detection circuit 110 converts the current flowing on the primary side into a voltage by the current transformer CT and the detection resistors provided at both ends of the output of the current transformer, and detects the voltage as a waveform from which a noise component has been removed by a filter. The overcurrent protection circuit 117 compares the detection waveform detected by the source current detection circuit 110 with the reference voltage, and immediately stops the ON width when a voltage higher than the reference voltage, that is, a current larger than the set current flows. It is configured as follows.
[0033]
The filter circuit 111 converts the peak value of the current waveform of the current detection circuit 110 into DC and outputs the DC value. A configuration may be used in which a filter is used to output the effective value of the current waveform of the current detection circuit 110 in order to obtain a constant current. The output of the filter circuit 111 is compared with a value preset in the current value setting circuit 113 in the low current control circuit 112, and the comparison result is output to the ON width determination circuit 114 as a difference voltage.
[0034]
The ON width determination circuit 114 outputs the smaller one of the voltage value indicated by the control signal from the control circuit (CPU) 30 and the output voltage value of the constant current control circuit 112 to the timer circuit 21. With such a configuration, when the control signal of the control circuit 30 indicates the maximum output in a state where the fixing sleeve 100 is cooled, it is possible to control the current that can flow as an apparatus, and the fixing sleeve 100 When performing temperature control in a heated state, the current can be controlled according to a control signal of the control circuit 30.
[0035]
The bandpass filter 115 extracts a frequency component affecting the vibration of the fixing sleeve 100 from the detection waveform detected by the current detection circuit 110, and the frequency component is input to the control circuit 30 (CPU).
[0036]
The control circuit 30 generates the control signal so as to control the surface temperature (fixing temperature) of the fixing sleeve 100 based on the output of the thermistor 109 for detecting the surface temperature of the fixing sleeve 100. Further, the control circuit 30 determines whether or not it is necessary to suppress the vibration of the fixing sleeve 100 based on the input frequency component, generates the control signal according to the determination result, and generates an ON width determination circuit. Output to 114. Note that the bandpass filter 115 may be configured by a digital filter so that the filter band can be changed by software. Further, a configuration in which the center frequency is variable may be adopted.
[0037]
The relay 107 cuts off the input power by turning on a thermo SW (switch) 108 that operates when the temperature of the fixing sleeve 100 exceeds a predetermined temperature. The safety circuit 116 of the switching control circuit controls power supply to the switching control circuit 20 according to the operation of the relay.
[0038]
Next, the configuration of the timer circuit 21 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the timer circuit 21 of FIG.
[0039]
As shown in FIG. 2, the timer circuit 21 includes a reference voltage circuit 201, two constant current circuits 202 and 203, two capacitors 204 and 205, two comparators 206 and 207, two switch elements 208 and 209, and a flip-flop. (F / F) 210.
[0040]
The reference voltage circuit 210 generates a reference voltage from a 24V power supply supplied from the power supply of the image forming apparatus main body. The reference voltage is input to constant current circuits 202 and 203, respectively, and the constant current circuits 202 and 203 generate a constant current based on the reference voltage. The respective constant currents are supplied to capacitors 204 and 205 connected to the respective constant current circuits 202 and 203, whereby the respective capacitor voltages increase with time. Furthermore, comparators 206 and 207 and switch elements 208 and 209 are connected to each of the constant current circuits 202 and 203. Each of the comparators 206 and 207 outputs the reference voltage and the output of the constant current circuits 202 and 203, respectively. Compare. The flip-flop (F / F) 210 operates according to the output according to the comparison result.
[0041]
One of the outputs of the flip-flop 210 is connected to the switch element 208 and the other is connected to the switch element 209. When the output to the switch element 208 becomes Hi, the output to the switch element 209 becomes Lo. When the output to the switch element 209 becomes Hi, the switch element 209 is turned off, and a constant current is supplied from the constant current circuit 203 to the capacitor 205. As a result, the capacitor terminal voltage increases with time. On the other hand, since the switch element 208 is turned on, the voltage of the capacitor 204 is maintained at a low value. At this time, the output of the comparator 206 is Hi and the output of the comparator 207 is Hi.
[0042]
When the voltage of the capacitor 205 reaches the reference voltage of the comparator 207, the output of the comparator 207 becomes Lo, the flip-flop 210 switches the output according to the output of the comparator 207, the output to the switch element 208 becomes Lo, The output to 209 becomes Hi. When the input of the switch element 208 becomes Lo, the switch element 208 is turned off, so that the current from the constant current circuit 202 is supplied to the capacitor 204, and the voltage of the capacitor 204 increases with time. On the other hand, the voltage of the capacitor 205 is kept at a low value. The reference voltage of the comparator 206 can be changed by a signal voltage from the outside (the control circuit 30). A high voltage is set as the reference voltage when increasing the fixing power, and a low voltage is set as the reference voltage when decreasing the fixing power. When the voltage of the capacitor 204 reaches this reference voltage, the comparator 206 changes the output to Lo, the output of the flip-flop 210 is inverted by the signal, the output to the switch element 208 becomes Hi, and the output to the switch element 209 becomes Lo. To be.
[0043]
By such a series of operations of the timer circuit 21, a drive pulse (on / off pulse) is output to the switch element 101 while the ON width is modulated by the external input voltage.
[0044]
In addition, as a function of the flip-flop 210, when the oscillation is stopped, the switch element 208 is always turned on so that the output is held, and the oscillation is started / stopped by an external signal. May be configured.
[0045]
FIG. 3 shows an example of an output when control is performed using such an inverter circuit. FIG. 3A shows a waveform of a current flowing through the inverter circuit when the control signal from the control circuit 30 is changed from 1 ms to several ms. FIG. 3B shows an AC circuit provided with a zero-cross circuit. FIG. 3 (c) is a diagram showing a waveform of a current flowing through an inverter circuit in a case where modulation is performed for each AC voltage cycle and a sine wave changes only in amplitude while keeping its shape. FIG. 3 (c) shows a case where modulation is performed for every two sine waves. FIG. 5 is a diagram showing a waveform of a current flowing through the inverter circuit of FIG.
[0046]
In the inverter circuit, normally, the oscillating DC voltage obtained by rectifying the AC line voltage is switched, and ON / OFF is repeated in a switching cycle. Therefore, the envelope of the current waveform draws a sine wave. Since the output of the inverter circuit is changed by the control signal from the control circuit 30 according to the temperature information, the output of the inverter circuit draws a waveform as shown in FIG. In this example, a case where the control voltage is changed faster than a half cycle of a sine wave of the commercial AC power supply voltage will be described for simplicity. In practice, the control voltage change cycle is often about 1 ms to 100 ms.
[0047]
Alternatively, a zero-cross circuit may be provided to modulate each AC AC voltage cycle so that the sine wave changes its amplitude only while keeping its shape. In this case, the output of the interbar circuit has a waveform as shown in FIG. When the value of each sine wave is changed as described above, a DC component flows to the AC power supply, and a DC component flows to a transformer (such as a pole transformer) for supplying / distributing AC power. Therefore, a configuration in which the value is changed every two sine waves may be used. The output waveform in this case is a waveform as shown in FIG.
[0048]
The fixing sleeve 100 has a resonance frequency determined by its material, size, thickness, inner diameter, and length. FIG. 4 shows an example of the resonance frequency. 4A is a diagram showing the frequency characteristics of the fixing sleeve 100 of FIG. 1, and FIG. 4B is a diagram showing the frequency characteristics of FIG. 4A over a wider frequency range.
[0049]
The frequency characteristic of the fixing sleeve 100 has a single-peak characteristic as shown in FIG. Here, the horizontal axis in the figure represents frequency, and the vertical axis represents amplitude. Normally, since there are several resonance points, when viewed in a wider frequency range, the frequency characteristics are as shown in FIG.
[0050]
Next, a control operation when the relationship between the drive frequency of the exciting coil 103, that is, the switching frequency, and the vibration frequency of the fixing sleeve 100 is, for example, as shown in FIG. 4A will be described with reference to FIGS. I do. FIG. 5 is a diagram showing a coil current waveform and a frequency-output voltage of the bandpass filter 115 of the induction heating fixing device of FIG. 1 during normal operation and at the time of generation of resonance, and FIG. FIG. 7 is a diagram showing a control operation, FIG. 7 is a diagram showing a conventional inverter drive waveform, and FIG. 8 is a diagram showing an inverter drive waveform of the induction heating fixing device of FIG. Here, for the sake of simplicity, it is assumed that the resonance frequency of the fixing sleeve 100 has a single-peak characteristic in a frequency region of interest.
[0051]
First, a conventional control operation example will be described for comparison with the control operation of the present embodiment. When the temperature of the fixing sleeve 100 is lower than the fixing temperature at the start of fixing, as shown in FIG. 7A, the inverter circuit switches the switching element to generate the maximum output, that is, to lower the switching frequency. The ON width of the drive pulse PG 101 is the maximum ON width. At this time, the off width (Tf1) is fixed to a constant width. Then, as shown in FIGS. 7B and 7C, in order to reduce the power, the ON width of the drive pulse PG is reduced as the surface temperature of the fixing sleeve 100 approaches the fixing temperature. As a result, the switching frequency increases, and the vibration of the fixing sleeve 100 increases as the switching frequency approaches the resonance frequency of the fixing sleeve 100. When the switching frequency overlaps the resonance frequency of the fixing sleeve 100, the amplitude of the vibration of the fixing sleeve becomes maximum, and a large vibration (resonance sound) is generated. When the switching frequency becomes higher than the resonance frequency, the vibration of the fixing sleeve 100 decreases. As described above, even when the ON width is reduced, the OFF width (Tf1) is fixed to a constant width. The flyback voltage Vf applied to both ends of the switch element 101 is shown below each drive pulse in the figure.
[0052]
In a normal state (before sound generation), a current having a coil current waveform as shown in FIG. Here, FIG. 5A shows an envelope waveform together with a coil current waveform. On the other hand, when a sound is generated, a current having a coil current waveform as shown in FIG. The envelope waveform of the coil current waveform at that time is as shown in the figure. That is, when the fixing sleeve 100 vibrates, the magnetic coupling between the exciting coil 103 and the fixing sleeve 100 changes, so that a load change occurs in the vibration cycle of the fixing sleeve 100, and FIGS. 5A and 5B. ), That is, the load fluctuation appears as a harmonic distortion component of the exciting current.
[0053]
Therefore, in the present embodiment, the harmonic distortion component of the exciting current appearing with the load fluctuation is detected by the bandpass filter 115 as vibration. Specifically, as shown in FIG. 5C, when the output of the band-pass filter 115 exceeds a predetermined threshold, the control circuit (CPU) 30 turns on the ON width (interval) when the output exceeds the threshold. The ON width of the circuit is stored as a controllable minimum value so that the ON width of the circuit does not decrease any further, and when the power is further narrowed down, the operation of the inverter circuit is repeated by starting and stopping the inverter operation. Temperature control is performed by performing on / off operations. Further, the temperature control is performed by modulating the operation time of the inverter on / off.
[0054]
At the start of fixing, for example, when the temperature of the fixing sleeve 100 is lower than the fixing temperature, as shown in FIG. 8A, the inverter circuit switches the switch to generate the maximum output, that is, to lower the switching frequency. The ON width of the drive pulse PG of the element 101 is the maximum ON width. At this time, the off width (Tf1) is fixed to a constant width. Then, in order to reduce the power, the ON width of the drive pulse PG is reduced as the surface temperature of the fixing sleeve 100 approaches the fixing temperature. As a result, the switching frequency increases, and the vibration of the fixing sleeve 100 increases as the switching frequency approaches the resonance frequency of the fixing sleeve 100. Here, when the output of the band-pass filter 115 exceeds a predetermined threshold, as shown in FIG. 8B, the ON width at that time is set to a controllable minimum value, and when the power is further narrowed down, As shown in FIG. 8C, temperature control is performed by repeatedly turning on and off the inverter by starting and stopping the inverter operation with the ON width as the minimum controllable value. Note that the ON width is varied while the OFF width (Tf1) is fixed to a constant width. The flyback voltage applied to both ends of the switch element 101 is shown below each drive pulse in the figure.
[0055]
FIG. 6 shows a coil drive waveform when such an operation is performed. For example, when switching of the inverter operation start and the inverter operation stop is performed faster than one cycle of the AC line voltage, the coil current waveform becomes a waveform as shown in FIG. When a zero-cross circuit is provided and modulation is performed for each AC AC voltage cycle, a high frequency having a sine wave envelope is turned off / on as shown in FIG. 6B. If such an operation is performed, a DC component may flow into a transformer (such as a pole transformer). Therefore, a configuration is provided in which zero cross is detected and off and on are performed based on two waves. You may. In this case, the coil current waveform becomes a waveform as shown in FIG.
[0056]
Thus, in the present embodiment, it is possible to suppress the occurrence of vibration and reduce noise.
[0057]
Note that the vibration or resonance sound of the fixing sleeve 100 may be detected by a sensor such as a piezoelectric element. In this case, the mounting position of the sensor includes a pressure stay, a fixing frame, and the like. When such an element is used, an amplifier circuit and a filter are required. Further, a vibration detecting coil may be provided to detect the vibration. In this case, the detection coil is disposed in the vicinity of the fixing sleeve 100 inside or outside the fixing device, and the amplitude of the target frequency component is detected by the detection resistor and the filter circuit, similarly to the detection using the current transformer CT. When this detection coil is used, the installation position of the detection coil, the shape and size of the detection coil can be made arbitrary, and the design can be made in accordance with the impedance characteristics of the detection circuit. This is advantageous for vibration detection, and enables high-sensitivity detection.
[0058]
(2nd Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 9 is a block diagram showing a main configuration of an induction heating fixing device according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 10 is a diagram showing inverter driving waveforms of the induction heating fixing device of FIG. Here, in the drawings, the same members and blocks as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0059]
This embodiment is different from the configuration of the first embodiment (FIG. 1) in that an OFF width determination circuit 118 is provided as shown in FIG. In the first embodiment, the OFF width is determined by a fixed threshold obtained by dividing the reference voltage by a resistor. That is, the off width is fixed to a constant width. On the other hand, in the present embodiment, the off-width determining circuit 118 is configured to vary the off-width according to the control signal of the control circuit 30.
[0060]
Next, a control operation in the present embodiment will be described. Here, the description will be made on the assumption that the resonance characteristics (shown in FIG. 4) of the fixing sleeve 100 are the same as those in the first embodiment.
[0061]
At the start of fixing, for example, when the temperature of the fixing sleeve 100 is lower than the fixing temperature, as shown in FIG. 10A, the inverter circuit switches the switch to generate the maximum output, that is, to lower the switching frequency. The ON width of the drive pulse PG of the element 101 is the maximum ON width. At this time, the off width (Tf1) is controlled to a predetermined width. Then, in order to reduce the power, the ON width of the drive pulse PG is reduced as the surface temperature of the fixing sleeve 100 approaches the fixing temperature. As a result, the switching frequency increases, and the vibration of the fixing sleeve 100 increases as the switching frequency approaches the resonance frequency of the fixing sleeve 100. Here, when the output of the band-pass filter 115 exceeds a predetermined threshold, as shown in FIG. 10B, the ON width at that time is set to a controllable minimum value. The temperature is controlled by extending the off-width by the off-width determining circuit 118 to narrow down the power. Further, when increasing the power, as shown in FIG. 10C, continuous power control is performed by narrowing the OFF width to a minimum value and then increasing the ON width. In the figure, a flyback voltage Vf applied to both ends of the switch element 101 is shown below each drive pulse PG.
[0062]
Further, in the present embodiment, similarly to the case of the first embodiment, it is detected that the commercial AC voltage becomes 0 V except when the control is performed at intervals shorter than the time of the commercial AC half cycle. Then, the power control may be performed at that timing. In this case, as described above, since there is a possibility that a DC component may flow, a configuration may be adopted in which zero crossing is detected and on / off is performed based on two waves.
[0063]
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is a block diagram showing the main configuration of an induction heating fixing device according to a third embodiment of the present invention, FIG. 12 is a circuit diagram showing the configuration of the timer circuit of FIG. 11, and FIG. 13 shows a conventional inverter drive waveform. FIG. 14 is a diagram showing an inverter driving waveform of the induction heating fixing device of FIG. In the figure, the same members and functions as those in the first or second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0064]
In the second embodiment, since the resonated voltage waveform oscillates around the power supply voltage (broken lines in FIGS. 10B and 10C), when the off-width of the drive pulse is reduced, the voltage of the resonance voltage is reduced. Vibration is reduced, and the voltage across the switch element does not drop to 0V. Therefore, the switching element is turned off in a state where a voltage is applied to both ends thereof, and the switching loss tends to increase. Further, if the off width is increased in such a state, as shown in FIG. 10, the voltage cannot be turned off when the voltage Vf is minimal, which causes an increase in switching loss.
[0065]
In order to solve this problem, in the present embodiment, a partial resonance inverter that switches the resonance cycle by synchronous switching is used. As this partial resonance inverter, there is an inverter described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-245161. The partial resonance inverter includes a second resonance inverter for a period from when the main switch element is turned off to when the main switch element is turned on. By turning on the capacitor by the sub-switch element, it is possible to perform power control with an extremely wide control width in the voltage resonance circuit.
[0066]
In the present embodiment, as shown in FIG. 11, a switch element 101, a sub-switch element 121, a reverse conducting diode 102 connected in parallel to the switch element 101, a resonance capacitor 123 connected in series to the sub-switch element 121, a switch element A resonance capacitor 104 connected in parallel to 101 is provided. Further, in the present embodiment, a switching control circuit 20 for driving the switch element 101 and the sub-switch element 121 is provided, and the switching control circuit 20 includes a timer circuit 21.
[0067]
As shown in FIG. 12, the timer circuit 21 includes a reference voltage circuit 2101, constant current circuits 202 and 203, capacitors 204 and 205, comparators 206 and 207, switch elements 208 and 209, a flip-flop (F / F) 210, and It has comparators 211 and 212.
[0068]
In the timer circuit 21, a reference voltage circuit 201 generates a reference voltage from a 24V power supply supplied from a power supply of the main body of the image forming apparatus. The current is supplied to the capacitors 204 and 205 connected to the two constant current circuits 202 and 203 that generate a constant current based on the reference voltage, and the capacitor voltage increases with time. Further, the comparators 206 and 207 and the comparators 211 and 212 are connected as a window comparator, and the flip-flop 210 is operated by the output of the window comparator, and the switch elements 208 and 209 are operated. One of the outputs of the flip-flop 210 is connected to the switch element 208, and the other is connected to the switch element 209. When one of the outputs becomes Hi, the other becomes Lo output.
[0069]
When Hi is input to the switch element 209, a constant current is supplied from the constant current circuit 203 to the capacitor 205, and the capacitor terminal voltage increases with time. On the other hand, since the switch element 208 is turned on, the voltage of the capacitor 204 is kept at a low value. At this time, the outputs of the comparator 206 and the comparator 211 become Hi, and the outputs of the comparators 207 and 212 also become Hi. When the voltage of the capacitor 205 reaches the reference voltage of the comparator 207, the output of the comparator 207 becomes Lo, and the flip-flop 210 receives the signal and switches the output. The output to the switch element 208 is Lo, and the output to the switch element 209 is Lo. Hi. When the input of the switch element 208 becomes Lo, the switch element 208 is turned off, so that the current from the constant current circuit 202 is supplied to the capacitor 204, and the voltage of the capacitor 204 increases with time. On the other hand, the voltage of the capacitor 205 is kept at a low value.
[0070]
The reference voltage of the comparator 206 can be changed according to the signal voltage from the control circuit 30, and a higher voltage is set when increasing the fixing power, and a lower voltage is set when decreasing the fixing power. When the voltage of the capacitor 204 reaches the reference voltage, the comparator 206 changes the output to Lo, and the signal causes the flip-flop 210 to invert the output. That is, the output to the switch element 208 is Hi and the output to the switch element 209 is Lo.
[0071]
By such a series of operations of the timer circuit 21, while the ON width is modulated by the input voltage from the control circuit 30, ON and OFF drive pulses are output. In addition, the flip-flop 210 has a function that the switch element 208 is always turned on when the oscillation is stopped so that the output does not remain, and the oscillation can be started / stopped by an external signal. It may be configured as follows.
[0072]
Next, control using the inverter circuit will be described.
[0073]
First, a conventional control operation example will be described for comparison with the control operation of the present embodiment. At the start of fixing, when the temperature of the fixing sleeve 100 is lower than the fixing temperature, as shown in FIG. 13A, the OFF width of the drive pulse PG1 for the switch element 101 is fixed to a predetermined width, and the ON width is changed. The temperature is controlled by changing the temperature in accordance with the control signal of the control circuit 30. At this time, the ON width of the drive pulse PG2 for the switch element 121 is fixed to a predetermined width, and the OFF width is changed in conjunction with the ON width of the switch element 101. As shown in FIG. 13B, when the ON width of the drive pulse PG1 is reduced and the switching frequency approaches the resonance frequency of the fixing sleeve 100, the vibration of the fixing sleeve 100 increases. When the switching frequency overlaps the resonance frequency of the fixing sleeve 100, the amplitude of the vibration of the fixing sleeve becomes maximum, and a large vibration (resonance sound) is generated. Then, as shown in FIG. 13B, when the switching frequency exceeds the resonance frequency and becomes higher, the vibration of the fixing sleeve 100 becomes smaller. As described above, even when the ON width (the OFF width in the sub-switch element 121) is reduced, the OFF width (the ON width in the sub-switch element 121) is fixed to a constant width. 13A, 13B, and 13C show the flyback voltage Vf applied to both ends of the switch element 101.
[0074]
On the other hand, in the present embodiment, as shown in FIGS. 14A, 14B, and 14C, when the occurrence of the vibration equal to or larger than the threshold is detected during the reduction of the ON width of the switch element 101, the detection is performed. In this case, the ON width of the switch element 102 is fixed as a minimum value, and the OFF width is extended, thereby outputting lower power. In this case, since the switching frequency does not increase by extending the off-time, an increase in the switching frequency due to shortening the on-time is prevented, and the resonance (resonance) frequency of the fixing sleeve 100 does not overlap with the switching frequency. Temperature control (power control) can be performed. 14A, 14B, and 14C show the flyback voltage Vf applied to both ends of the switch element 101.
[0075]
(Fourth embodiment)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 15 is a longitudinal sectional view showing the configuration of the induction heating fixing device according to the fourth embodiment of the present invention. Here, in the figure, the same members as those of the fixing device shown in FIG. 16 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0076]
As shown in FIG. 15, the induction heating fixing device 100 of this embodiment includes a sleeve-shaped fixing film 10 and an elastic pressure roller 30 pressed against the fixing film 10 at a predetermined pressure. The fixing film 10 is loosely fitted to the outside of a film guide member 19 which is formed by cooperating with a trough-shaped member 19a, 19b having a substantially semi-circular cross-section. It has a substantially circular shape. Each of the members 19a and 19b constituting the film guide member 19 is a member having non-magnetic and insulating properties which does not hinder the passage of magnetic flux and having a high withstand load. Exciting coils 18a, 18b and E-shaped magnetic cores (core materials) 17a, 17b for constituting magnetic field generating means are arranged inside the members 19a, 19b of the film guide member 16, respectively. Here, the exciting coil 18a is used as a fixing heating coil, and the exciting coil 18b is used as a sound canceling coil. Further, the exciting coil 18b can be used as a fixing heating coil together with the acoustic canceling coil.
[0077]
Here, when the drive frequency of the excitation coil 18a and the drive frequency of the excitation coil 18b are changed, a beat of a difference component and a sum component of the two frequencies occurs. In particular, the beat of the difference component easily becomes a vibration in the audible frequency band and is heard as a beat.
[0078]
Therefore, in the present embodiment, the two excitation coils 18a and 18b are driven at the same frequency with a phase difference. This phase difference is determined by the installation distance between the exciting coils 18a and 18b and the sound propagation speed D in the fixing film 10. Assuming that the installation distance between the exciting coil 18a and the exciting coil 18b is 1 and the sound propagation speed of the fixing film 10 is D, the exciting coil 18b is driven with a time difference of 1 / D in a phase opposite to that of the exciting coil 18a. , It is possible to cancel the resonance.
[0079]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be listed.
[0080]
[Embodiment 1] A fixing sleeve, an exciting coil for inductively heating the fixing sleeve, an inverter device for controlling an alternating current flowing through the exciting coil, a temperature detecting means for detecting a temperature of the fixing sleeve, Control means for controlling the drive frequency of the inverter device in accordance with the temperature detected by the temperature detecting means, wherein a vibration generation detecting means for detecting generation of vibration of the fixing sleeve is provided. And a control unit for fixing the drive frequency of the inverter device to a predetermined value in accordance with an output of the vibration generation detecting unit.
[0081]
[Embodiment 2] An inverter device having a fixing sleeve, an exciting coil for inductively heating the fixing sleeve, a switch element for controlling an alternating current flowing through the exciting coil by ON / OFF operation, and a temperature of the fixing sleeve. An induction heating fixing device, comprising: a temperature detecting unit that detects the occurrence of vibration of the fixing sleeve; and a control unit that controls an operation of the switch element in accordance with the temperature detected by the temperature detecting unit. The control unit sets the ON width of a drive pulse to the switch element when the vibration generation detection unit detects the occurrence of vibration of the fixing sleeve as a minimum ON width. An induction heating fixing device characterized by controlling the operation of the fixing device.
[0082]
[Embodiment 3] The control unit changes the ON width of the drive pulse of the switch element by setting the ON width of the drive pulse to the minimum ON width while keeping the OFF width of the drive pulse for the switch element at a constant value. The induction heating fixing device according to claim 2, wherein the induction heating fixing device is controlled.
[0083]
[Embodiment 4] An inverter device including a fixing sleeve, an exciting coil for inductively heating the fixing sleeve, a switch element for controlling an alternating current flowing through the exciting coil by ON / OFF operation, and a temperature of the fixing sleeve. An induction heating fixing device, comprising: a temperature detecting unit that detects the occurrence of vibration of the fixing sleeve; and a control unit that controls an operation of the switch element in accordance with the temperature detected by the temperature detecting unit. The control unit sets the ON width of a drive pulse to the switch element when the vibration generation detecting unit detects the generation of vibration of the fixing sleeve to a minimum ON width, and sets a predetermined power In the following, the off width of the drive pulse is variably controlled while the on width of the drive pulse is kept at the minimum on width. Induction heating fixing device.
[0084]
[Embodiment 5] An inverter device having a fixing sleeve, an exciting coil for inductively heating the fixing sleeve, a switch for controlling an alternating current flowing through the exciting coil by ON / OFF operation, and a temperature of the fixing sleeve. An induction heating fixing device comprising: a temperature detecting unit for detecting the temperature of the fixing sleeve; and a control unit for controlling an operation of the switch unit in accordance with the temperature detected by the temperature detecting unit. The control unit sets the ON width of a drive pulse to the switch unit to a minimum ON width when the generation of vibration of the fixing sleeve is detected by the vibration generation detecting unit; In the following, the OFF width of the drive pulse is variably controlled while maintaining the ON width of the drive pulse at the minimum ON width, and The switch means has a first resonance capacitor and a second resonance capacitor, a first switch element and a second switch element, and the first switch element is connected in series with the excitation coil, The first resonance capacitor is connected in parallel with the first switch element or in parallel with the excitation coil, and the second switch element and the second resonance capacitor are connected in series and parallel to the excitation coil. An induction heating fixing device that is connected and forms a partial resonance type inverter in which the second switch element is turned on and off while the first switch element is turned off.
[0085]
[Embodiment 6] An induction heating fixing device including a fixing sleeve and a heating excitation coil for induction heating the fixing sleeve, wherein a silencing excitation coil for canceling a vibration sound generated from the fixing sleeve is provided. An induction heating fixing device comprising:
[0086]
[Embodiment 7] The induction heating fixing device according to Embodiment 6, wherein the silencing excitation coil can also be used as a heating coil for induction heating the fixing sleeve.
[0087]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, generation of vibration can be suppressed, and noise can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a main configuration of an induction heating fixing device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a timer circuit 21 of FIG. 1;
3A is a diagram showing a waveform of a current flowing through an inverter circuit when a control signal from a control circuit 30 is changed from 1 ms to several ms, and FIG. The figure which shows the waveform of the electric current which flows into an inverter circuit when the modulation is performed for every AC voltage period, and a sine wave changes only an amplitude, leaving the form, (c) The inverter when the modulation is performed for every two sine waves FIG. 3 is a diagram illustrating a waveform of a current flowing through a circuit.
4A is a diagram illustrating a frequency characteristic of the fixing sleeve 100 of FIG. 1, and FIG. 4B is a diagram illustrating the frequency characteristic of FIG. 4A over a wider frequency range.
FIG. 5 is a diagram showing a coil current waveform and a frequency-output voltage of the bandpass filter 115 in the induction heating fixing device of FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating an operation of controlling off and on of the induction heating fixing device of FIG. 1;
FIG. 7 is a diagram showing a conventional inverter drive waveform.
FIG. 8 is a diagram showing an inverter drive waveform of the induction heating fixing device of FIG. 1;
FIG. 9 is a block diagram showing a main configuration of an induction-type heat fixing device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing an inverter driving waveform of the induction heating fixing device of FIG. 9;
FIG. 11 is a block diagram showing a main configuration of an induction heating fixing device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a timer circuit of FIG. 11;
FIG. 13 is a diagram showing a conventional inverter drive waveform.
14 is a diagram showing an inverter drive waveform of the induction heating fixing device of FIG. 11;
FIG. 15 is a longitudinal sectional view illustrating a configuration of an induction heating fixing device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a longitudinal sectional view showing a schematic configuration of an example of a conventional electromagnetic induction heating type fixing device.
[Explanation of symbols]
20 Switching control circuit
21 Timer circuit
30 control circuit
100 fixing sleeve
101 switch element
102,122 reverse conducting diode
103 Excitation coil
104,123 Resonant capacitor
114 ON width determination circuit
118 OFF width determination circuit
121 sub-switch element
