【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流印加による正弦／余弦変位検出型の位置変位センサ、特にいわゆる位相差変換（Ｐ−Ｄ変換）方式によるインピーダンス型センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】特開平９−３１１０３８号公報
【特許文献２】特開平１０−１７６９２５号公報
【特許文献３】特開平１０−１７６９２６号公報
【特許文献４】実用新案登録第３０３６２８５号公報
【０００３】
まず、従来知られたいわゆる位相差変換（Ｐ−Ｄ変換）方式の誘導型或いはインピーダンス型センサ（［特許文献１］〜［特許文献４］参照）における位置変位（角度変位θ，直線変位ｘ）の検出原理につき説明する。
【０００４】
近年、位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するセンサが開発され、それらのセンサは駆動原理から誘導型とインピーダンス型の二つに分けられる。いずれの型においても複数のインピーダンス素子又はコイルが直線状に配列された直線変位検出方式と、円周方向に配列された回転角度検出方式とがあり、誘導型においては、トランスの二次コイルによってこれらの配列が形成される（例えば、［特許文献１］〜［特許文献４］参照）。
【０００５】
そこで、本発明の対象である交流振幅の正弦／余弦変位による位置変位センサの基礎的理解のため、その誘導型位置変位センサについて、まず直線方式の動作原理を図１により概観する。図１において各インピーダンス素子はコイルとする。又図１において、１はソレノイド型一次コイル、２はその内側に同軸配置された二次コイル列であり、ここでは同一規格の４個のインピーダンス素子Ａ〜Ｄ（コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）が等間隔で配列されている。このコイル配列に対しては、コイル軸と同軸且つ軸方向動自在の関係で磁性体配列棒（可動磁性体）３が挿入される。磁性体配列棒３にはコイル配列間隔（隣接コイル中心間距離）の４倍を１ピッチとして、複数の円筒状強磁性体４が配列されている。磁性体配列棒３の棒軸は顕著な磁性を示さない金属又はプラスチック物質からなっている。
【０００６】
インピーダンス素子Ａ〜Ｄ（二次コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）は、図のごとく正弦波電圧ＡＳｉｎωｔが印加された一次コイル１からの相互誘導作用により、正弦波電圧を誘起されるが、前述した磁性体配列棒３との関係位置に応じたインダクタンスの変化によって二次回路の構成時、異なった振幅のコイル端間電圧を具現するものであり、図１における磁性体配列棒３の軸方向位置（Ｌ１−Ｌ３の位置：両コイルともＬ２を挟んで対向する端部のみが強磁性体４の端部に対応するか、僅かに被る程度の平衡位置， Ｌ２−Ｌ４の位置：Ｌ２が強磁性体４に対応し、Ｌ４が強磁性体４間の大空隙を介して配列棒３の棒軸に対応する位置）をｘ＝０とし、且つ同棒の、例えば図の左方への移動を正方向とすれば、Ｌ１−Ｌ３差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎｘを掛けた値
・ ａＳｉｎｘＳｉｎωｔ
となり、Ｌ２−Ｌ４差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓｘを掛けた値
・ ａＣｏｓｘＳｉｎωｔ
となり、従って、磁性体配列棒３の１ピッチ変位を１ｐ（＝ピッチ）＝２π（３６０度）とすれば、磁性体配列棒３の変位（実寸）を正弦又は余弦関数において、ｘ（ｐ）＝２π±θ［ｒａｄ］として処理しうることが理解されるであろう。
【０００７】
回転方式の動作原理は図２に示すとおりである。図２において二次コイルを構成する各コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４（２’）は、大直径一次コイル１’に内接する形で平行軸を有し、且つ環状・等間隔に配列されたものであり、いずれも同一の軸横断面内に位置した極端面を有する極鉄心５を有している。二次コイルの中心軸、したがって二次コイル配列の中心軸と同軸に配置されたシャフトスリーブには、二次コイルの極鉄心５を回転位置に応じて覆うための強磁性偏心板６が支持されている。
【０００８】
インピーダンス素子Ａ〜Ｄ（コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）は、一次コイル１’との相互誘導により、一次側に印加された正弦波電圧ＡＳｉｎωｔに基づく正弦波電圧を誘起されるが、前述した強磁性偏心板６の被り具合に応じたインダクタンスの変化によって、二次回路構成時、異なるコイル端間電圧を具現するようになっている。これらのコイル端間電圧は、配置関係が１８０度（逆位相）であるＬ１−Ｌ３の組，及びＬ２−Ｌ４の組において差動的に取出せば、倍化して検出できるということが明らかである。
【０００９】
図２における強磁性偏心板６の角度位置（コイルＬ２の鉄心が偏心板６に完全に覆われ、コイルＬ４の鉄心が完全に露出し、コイルＬ１−Ｌ３の組が等しく半露出状態となっている位置）をθ＝０とし、且つ図の時計回りの回転を正方向とすれば、二次コイルＬ１−Ｌ３差動出力が、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎθを掛けた値、すなわち
・ ａＳｉｎθＳｉｎωｔ
となり、Ｌ２− Ｌ４差動出力が、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓθを掛けた値、すなわち
・ ａＣｏｓθＳｉｎωｔ
となり、したがって、強磁性偏心板６の１回転は、θの３６０度変位に対応することが理解されるであろう。
【００１０】
これらの関係を、角度及び直線変位について一括し、回路的に示したものが図３であり、同様の関係はＬ１〜Ｌ４を実質上自己インダクタンスのみからなるインピーダンス素子Ａ〜Ｄとして，正弦波電圧ＡＳｉｎωｔを直接加えた場合にも生ずることを示したのが図４の回路図である。本発明は、直接には後者のインピーダンス型において、交流振幅の正弦／余弦変位として位置変位を検出する新規のセンサ構造に関するものであるが、誘導型に対しても適用可能なものであるのは言うまでもない。
【００１１】
そこでインピーダンス型においても、上記と同様にして得られるインピーダンス素子Ａ〜Ｄ（コイルＬ１〜Ｌ４）の各端子電圧を、角度及び直線変位を一括した正弦係数の式をα、余弦係数の式をβとすれば次の様に表すことができる。
・ α＝ａＳｉｎ（θ，ｘ）・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（１）
・ β＝ａＣｏｓ（θ，ｘ）・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（２）
これらの式から、角度変位θ（直線変位ｘについても同様であるため、ここではθのみで説明する。）を求める演算回路としては、まず（１）式及び（２）式にそれぞれ、０から順次増加するデジタル位相値φの余弦関数Ｃｏｓφ、及び正弦関数Ｓｉｎφを乗じていき、
・ Ｓｉｎφ・Ｃｏｓθ−Ｃｏｓφ・Ｓｉｎθ＝０・・（３）
の時点において、θ＝φとしてθを特定する公知のＲ−Ｄ変換方式があるが、この方式ではφを追従カウントするときのクロック遅れが生じ，応答性が悪いという問題がある。
【００１２】
本発明の実施例では（１）式におけるＳｉｎωｔを回路上でＣｏｓωｔに変換することによって、ａＳｉｎ（θ，ｘ）・Ｃｏｓωｔを得、直接に三角関数の加法定理を適用する。すなわち
・ ａＳｉｎ（θ，ｘ）・Ｃｏｓωｔ±ａＣｏｓ（θ，ｘ）・Ｓｉｎωｔ＝ａＳｉｎ（ωｔ±θ，ｘ） ・・・・・・（４）
【００１３】
この方式を位相差変換と呼び、図５に動作波形及び解析手順を示す。図５の分図（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とするθ変位に対応した（１）、（２）式の各右辺の電圧波形図、同（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（θ，ｘ）を含む右辺の正弦波、この場合は、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図であり、更に同（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示したものである。また、図５Ｃの操作を具体的に実現する回路のブロック図を図６に示す。各インピーダンス素子はそれぞれＡ〜Ｄで表わされる。ここでは、（１）、（２）式で表わされる信号α、βはそれぞれ、位相検出回路４０に入力された後、増幅処理（増幅度ｂ／ａ）を経てから、位相シフト及び加算等の処理が施される。なお、図５Ｂにおいて、進み位相波ａＳｉｎ（ωｔ＋θ，ｘ）の場合、そのグラフは破線で示した遅れ位相波ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフと対称的に、実線で示したＡＳｉｎωｔのグラフよりも（θ，ｘ）だけ時間的に先行した正弦波として想起できるであろう。
【００１４】
図５Ｂのグラフから明らかなとおり、θ又はｘを求めるにはＡＳｉｎωｔグラフのゼロクロス点から、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）又はａＳｉｎ（ωｔ＋θ，ｘ）グラフのゼロクロス点までの時間をカウントすればよいことが理解されるであろう。このカウントは進相、遅相いずれの位相で求めてもよいが、各インピーダンス素子Ａ〜Ｄ（コイルＬ１〜Ｌ４）等に温度変化によるインピーダンス変化が生じている場合，それによる位相変動誤差±ｄはωｔに付随するため、ここでは詳述しないが上記の進相、遅相の両正弦波グラフの双方を用いて処理することにより、この±ｄを容易に消去することもできる。
【００１５】
要するに、コイル端間電圧の差動出力を求めることによりサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号と、コサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号との２種類の異なる出力交流信号を得ることができれば、上記した位相差変換方式より位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出することは可能である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記センサにおいて各インピーダンス素子として使用するコイルについては、相当のインダクタンスを得るには約２００〜８００ターンのターン数を要し、製造に時間や手間が掛る上、センサ全体に占める体積比率も高いため、少しでもこれを削減出来ればコスト削減、製造の手間の省力化、省スペース化を有効に図ることができる。
従って本発明は、性能を維持しつつ、より廉価、簡素かつ小型な位置変位センサを提供することを課題とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明者は、上記課題を解決すべく種々検討を行った結果、
▲１▼上述の様に一対のインピーダンス素子（コイル）と、これに隣接する他の一対のインピーダンス素子の各々が直線状又は環状に補間的かつ等間隔に交互配列されている場合、配置位置を変えること無くただこれらコイルの内の少なくとも１個を除去しても、残りのコイルに生じる、各コイル対強磁性偏心板或いは磁性体配列棒の関係位置に応じたインダクタンスの変化によって生じる交流振幅を有するコイル端間電圧に影響がないこと、及び
▲２▼このとき、連続した少なくとも３個のコイルの各々の端子間電圧が得られれば、これらの差動出力を求めることによりサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号と、コサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号との２種類の異なる出力交流信号を得ることができ、これを用いることによって従来と同様、位相差変換により位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出することが可能なことを見出し、本発明を完成した。
上記課題を解決するため、本発明は基本正弦波交流電圧が印加される複数対のインピーダンス素子の内の各素子が所定の間隔を置いて配列され、可動磁性体が前記複数対のうちの各一対のインピーダンス素子の一方に対応する位置から他方に対応する位置まで所定の経路に沿って変位する間に、前記各一対中の各素子のインピーダンスが前記可動磁性体との位置関係に応じて変化することにより、正弦波の変化成分を含むようにした位置変位センサであって、一対のインピーダンス素子と、これに隣接する他の一対のインピーダンス素子の各々が補間的に交互配列されているものにおいて、隣接した３個のインピーダンス素子の第１及び第２の素子の端子間電圧の差動出力を求めることによりサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧と、第２及び第３のインピーダンス素子の端子間電圧の差動出力を求めることによりコサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧との２種類の異なる出力正弦波交流電圧を得、前記サイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧を９０°移相して余弦波電圧とし、それによってこの余弦波電圧と前記コサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧との和又は差であって位置変位を位相差として含む正弦波信号を得、これを用いて位置変位を検出することを特徴とする。
【００１８】
本発明によれば、例えば２対、４極のコイルからなるインピーダンス素子を備えた従来の位置変位センサの場合、直線変位検出センサであれば直線上において等間隔に配置されたインピーダンス素子、回転角度変位検出センサであれば円周上において等間隔に配置されたインピーダンス素子の内の１つを、当初の配置位置を変えないまま除去することが可能となる。
こうした場合であっても、残る３個のコイルの端子間電圧の差動出力を求めることによりサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧と、コサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧との２種類の異なる出力正弦波交流電圧を得ることができるので、これらを用いて上述した位相差変換操作を行うことにより所望の位置変位を検出することが出来る。
即ち本発明によれば、性能を維持しつつ、小型軽量な位置変位センサを、安価にしかもより容易に製造し、提供することが可能となる。
尚本発明では、隣接した３個のインピーダンス素子の第１及び第２の素子の端子間電圧の差動出力と、第２及び第３の素子の端子間電圧の差動出力を求めることが出来れば良く、そのためインピーダンス素子を除去しない場合であっても位置変位の検出は勿論可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のインピーダンス素子節減型位置変位センサの一実施形態につき、図面を参照しながら説明する。図７は、本発明のインピーダンス素子節減型位置変位センサの一実施形態を示す図である。図８は、位相検出回路の構成を示すブロック図である。尚以下では、従来の２対、４極のインピーダンス素子からなる位置変位センサのインピーダンス素子を節減した場合を例に説明を行う。
一対のインピーダンス素子とこれに隣接する他の一対のインピーダンス素子の各々は、例えば直線状又は円周上において補間的に等間隔に交互配列される（図１又は図２参照）。その内、隣接した３個のインピーダンス素子は図７に示される様な態様で結線される。各インピーダンス素子（Ａ〜Ｃ）は基本正弦波交流電圧源に接続される。基本正弦波交流電圧ＡＳｉｎωｔは、各インピーダンス素子（Ａ〜Ｃ）の一端を介してこれらに印加される。又インピーダンス素子Ａ又はＣの他端はそれぞれ、２種類の異なる出力交流信号を得るために設けられた各差動増幅器ＯＡ（Ｂ−Ａ），ＯＡ（Ｂ−Ｃ）の−側に接続され、インピーダンス素子Ｂの他端はそれぞれ、上記各差動増幅器の＋側に接続される。尚、３個のコイル（インピーダンス素子Ａ〜Ｃ）の端子間電圧の差動出力を求めるに当たって、本実施形態ではＢ−Ａ間、Ｂ−Ｃ間の差動出力を取っており、インピーダンス素子節減型でない場合の差動出力の取り方（Ａ−Ｃ間、Ｂ−Ｄ間）とは異なっている。ここで、Ｂ−Ａ間、Ｂ−Ｃ間の差動出力を得る際、三角関数の公式
【００２０】
【数１】
【００２１】
を適用すれば、Ｂ−Ａ間、Ｂ−Ｃ間の差動出力より、サイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧α’と、コサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流信号β’との２種類の異なる出力交流信号が得られる。
尚、（５）式を利用して（６）式右辺を得る上記操作は、適宜アナログ電子回路等を利用して電気的に実現され得る。
【００２２】
【数２】
【００２３】
本実施形態によれば、得られた２種類の異なる出力交流信号は、従来の２対、４極のインピーダンス素子からなる位置変位センサで得られる２種類の異なる出力交流信号α、βと比較して、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに対し、全体に（√２）／２が掛っており、又変動する係数即ち振幅の変位を表す三角関数の中にも（＋π／４）が入っているが、これらは定数として扱えるので次式の様に表わすことが出来る。
【００２４】
【数３】
【００２５】
以降、得られた２種類の異なる出力交流信号を用いて最終的に位置変位を位相差として含む正弦波信号を得、これより位置変位を検出する。その流れについては従来の２対、４極のインピーダンス素子からなる位置変位センサの場合（図６参照）と同様である。以下、図８に基づき説明する。
【００２６】
図８は、位相検出回路の構成を示すブロック図であり、得られた２種類の異なる出力交流信号（α’及びβ’）は、位相検知回路４０に入力され、増幅される（増幅度＝ｂ／ａ’）。ここでサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧β’については９０°移相して余弦波電圧とし、それによってこの余弦波電圧と上記コサイン相の振幅関数特性を示す出力正弦波交流電圧α’との和であって位置変位を位相差として含む正弦波信号ｂＳｉｎ（ωｔ＋θ’）を得る。その際、（４）式に示す三角関数の加法定理を適用する。尚、差を取ってｂＳｉｎ（ωｔ−θ’）としても良い。上記操作は、適宜アナログ電子回路等を利用して電気的に実現され得る。
【００２７】
位置変位を位相差として含む正弦波信号ｂＳｉｎ（ωｔ＋θ’）を用いて位置変位（θ，ｘ）を検出するには、例えば図５Ｂのグラフから想起される様に、基本正弦波交流電圧ＡＳｉｎωｔグラフのゼロクロス点から、ｂＳｉｎ（ωｔ＋θ’）又はｂＳｉｎ（ωｔ−θ’）グラフのゼロクロス点までの時間をカウントすればよいことが理解されるであろう。このカウントは進相、遅相いずれの位相で求めてもよい。このとき得られる位相差はθ’であるので、θ’をθ又はｘに変換した値が、求めたい回転角度変位θや直線変位ｘ等の値となる。
【００２８】
このように、本発明のインピーダンス素子節減型の位置変位センサであっても、いわゆる位相差変換方式によって回転角度変位θや直線変位ｘ等を求めることが出来る。
【００２９】
【実施例】
本発明の一実施例として、上記実施形態で説明した図７及び図８に示す構成を直線変位検出センサ及び回転角度変位検出センサに適用した例を挙げることが出来る。その構成及び検出原理等は図１又は図２、並びに図７及び図８に基づいて説明される。本発明のインピーダンス素子節減型の位置変位センサを実現するに当たっては、検出方式は誘導型であってもインピーダンス型であっても構わない。インピーダンス型の場合、一次コイル（図１又は図２における１，１’）は不要である。
【００３０】
かくして、位相検出回路より得られた位相差θは、直線変位検出センサにおける直線変位ｘ及び回転変位検出センサにおける角度変位θに相当するものであり、例えば、１ピッチ（θ＝３６０度、ｘ＝１０ｍｍ）を２１６＝６５５３６分割し，角度の場合なら３６０／６５５３６≒０．００５５［度］の分解能、１０ｍｍピッチの直線変位の場合なら１００００／６５５３６≒０．１５［μｍ］という、従来の直線変位検出センサ又は回転変位検出センサと全く変わらぬ高分解能を得ることができる。
【００３１】
このように本実施例によれば、直線変位又は回転角度変位を検出するために一対のインピーダンス素子とこれに隣接する他の一対のインピーダンス素子の各々が直線上に補間的に交互配列される直線又は回転角度変位検出型の位置変位センサでは、ロッド（磁性体配列棒）又は強磁性偏心板側はそのままにして、インピーダンス素子群からなる検出ヘッド側のインピーダンス素子数を少なくする（例えば、Ｄの素子を除去）だけで、検出性能（精度）を維持したままセンサの小型軽量、及び低コスト化を図ることが出来る。
【００３２】
尚、各インピーダンス素子の数及び配置は上記実施形態等に記載するような４極からなるコイル構成に限らず、様々な設計変更が可能である。さらに各インピーダンス素子は、コイルに限らず例えば磁気抵抗素子（ＭＲ）等であっても良い。但し、各インピーダンス素子として磁気抵抗素子を使用する場合は、特開２０００−２９２１１３号公報等にも記載されている様に、各磁気抵抗素子にバイアス磁界（フィールド磁界）を別途加えることが必要である。又本発明は［特許文献１］又は［特許文献２］に記載される様な、可動磁性体として磁性流体や磁性粉体等（流動性の磁気応答部材）を用いた一方向又は多方向の傾斜検出装置に対しても適用可能であることは言うまでもない。
【００３３】
【発明の効果】
以上述べた通り、本発明のインピーダンス素子節減型位置変位センサによれば、従来と変わらない精度（分解能）で直線変位や回転角度さらには傾斜角度の検出ができる一方で、製造コストや製造時間の圧縮が出来る。さらに、重要素子が省略出来るので、インピーダンス素子をセンサ本体に配置する際の精度管理、並びに完成品である位置変位センサの精度管理を行う上でも有利に働くこと必至である。
このように本発明は位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するインピーダンス型センサの性能を維持しつつ、廉価で簡素、かつ小型な位置変位センサを提供するものであることが明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の誘導方式による直線変位検出型センサの構造原理を模式的に示す斜視図である。
【図２】従来の誘導方式による回転変位検出型センサの構造原理を模式的に示す斜視図である。
【図３】図１及び図２の構造がそれぞれ対象とする角度及び直線変位検出の態様を、一括して回路的に示したものである。
【図４】図３の誘導方式におけるトランス構造に代えて、実質上自己インダクタンスＬ１〜Ｌ４のみからなるインピーダンス素子を用い、同様の関係が得られるようにしたセンサ回路図である。
【図５】直線変位検出型及び回転変位検出型センサの動作波形及び解析手順を示す図であり、（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とするθ変位を含む電圧波形図、（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（θ，ｘ）を含む正弦波、ａＳｉｎ（ωｔ−θ，ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図、（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示した図である。
【図６】図５Ｃにあらわされた操作を具体的に実現する回路のブロック図である。
【図７】本発明の一実施形態を示す図である。
【図８】位相検出回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ インピーダンス素子
Ｂ インピーダンス素子
Ｃ インピーダンス素子
Ｄ インピーダンス素子
Ｌ１ コイル
Ｌ２ コイル
Ｌ３ コイル
Ｌ４ コイル
ＯＡ（Ａ−Ｃ） 差動増幅器
ＯＡ（Ｂ−Ｄ） 差動増幅器
ＯＡ（Ｂ−Ａ） 差動増幅器
ＯＡ（Ｂ−Ｃ） 差動増幅器
１ 一次コイル
１’ 一次コイル
２ 二次コイル
２’ 二次コイル
３ 磁性体配列棒
４ 強磁性体
５ 極鉄心
６ 強磁性偏心板
４０ 位相検出回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a position displacement sensor of a sine / cosine displacement detection type by applying an alternating current, and more particularly to an impedance type sensor using a so-called phase difference conversion (PD conversion) method.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 9-3111038 [Patent Document 2] Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-176925 [Patent Document 3] Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-176926 [Patent Document 4] Japanese Utility Model Registration No. 3032685 [0003] ]
First, a positional displacement (angular displacement θ, linear displacement x) in a conventionally known so-called phase difference conversion (PD conversion) type inductive or impedance sensor (see [Patent Documents 1 to 4]). The detection principle will be described.
[0004]
In recent years, sensors that detect position displacement as sine / cosine displacement of AC amplitude have been developed, and these sensors are classified into two types, an inductive type and an impedance type, based on a driving principle. In either type, there are a linear displacement detection method in which a plurality of impedance elements or coils are linearly arranged, and a rotation angle detection method in which the impedance elements or coils are arranged in the circumferential direction.In the induction type, a secondary coil of a transformer is used. These arrangements are formed (for example, see [Patent Documents 1 to 4]).
[0005]
Therefore, in order to provide a basic understanding of the position displacement sensor based on the sine / cosine displacement of the AC amplitude, which is the object of the present invention, first, the operation principle of the linear type displacement sensor will be outlined with reference to FIG. In FIG. 1, each impedance element is a coil. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a solenoid type primary coil, and reference numeral 2 denotes a secondary coil array coaxially disposed inside the coil. Here, four impedance elements A to D (coils L1, L2, L3, L4) of the same standard are used. ) Are arranged at equal intervals. Into this coil arrangement, a magnetic substance arrangement rod (movable magnetic substance) 3 is inserted coaxially with the coil axis and movable in the axial direction. A plurality of cylindrical ferromagnetic bodies 4 are arranged on the magnetic array bar 3 with one pitch equal to four times the coil arrangement interval (distance between adjacent coil centers). The rod axis of the magnetic array rod 3 is made of a metal or plastic material that does not show remarkable magnetism.
[0006]
The impedance elements A to D (secondary coils L1, L2, L3, L4) induce a sine wave voltage by a mutual induction action from the primary coil 1 to which the sine wave voltage ASinωt is applied as shown in FIG. When the secondary circuit is configured, the voltage between the coil ends having different amplitudes is realized by the change in the inductance according to the relative position with respect to the magnetic material array rod 3 as shown in FIG. Position (Position of L1-L3: Both coils have an equilibrium position in which only the ends facing each other across L2 correspond to or slightly cover the ends of ferromagnetic material 4, and positions of L2-L4: L2 is strong. The position corresponding to the magnetic body 4 and L4 is a position corresponding to the rod axis of the array rod 3 through the large gap between the ferromagnetic bodies 4) is set to x = 0, and the rod is moved, for example, to the left in the drawing. Is the positive direction, the L1-L3 differential output is Sinusoidal Sinωt that, varying coefficients or values · ASinxSinomegati multiplied by the amplitude of the displacement aSinx
The L2-L4 differential output is a value obtained by multiplying the induced sine wave Sinωt by a fluctuating coefficient, that is, an amplitude displacement aCosx. ACosxSinωt
Therefore, if one pitch displacement of the magnetic material array bar 3 is 1p (= pitch) = 2π (360 degrees), the displacement (actual size) of the magnetic material array bar 3 is x (p) in a sine or cosine function. It will be appreciated that it can be treated as = 2π ± θ [rad].
[0007]
The operation principle of the rotation method is as shown in FIG. In FIG. 2, each of the coils L1, L2, L3, L4 (2 ') constituting the secondary coil has a parallel axis so as to be inscribed in the large-diameter primary coil 1', and is arranged at an annular interval. Each of them has a pole core 5 having an extreme surface located in the same axial cross section. A ferromagnetic eccentric plate 6 for covering the pole core 5 of the secondary coil in accordance with the rotational position is supported on the shaft sleeve which is arranged coaxially with the central axis of the secondary coil, and thus with the central axis of the secondary coil arrangement. ing.
[0008]
The impedance elements A to D (coils L1, L2, L3, L4) induce a sine wave voltage based on the sine wave voltage ASinωt applied to the primary side due to mutual induction with the primary coil 1 ′. A change in inductance according to the degree of covering of the ferromagnetic eccentric plate 6 causes a different coil end-to-end voltage to be realized in the secondary circuit configuration. It is clear that these coil end-to-end voltages can be doubled and detected if they are differentially extracted from the L1-L3 group and the L2-L4 group whose arrangement relationship is 180 degrees (opposite phase). .
[0009]
The angular position of the ferromagnetic eccentric plate 6 in FIG. 2 (the core of the coil L2 is completely covered by the eccentric plate 6, the core of the coil L4 is completely exposed, and the set of coils L1-L3 is equally and semi-exposed. Is set to θ = 0 and the clockwise rotation in the figure is set to the positive direction, the secondary coil L1-L3 differential output multiplies the induced sine wave Sinωt by a coefficient, that is, the amplitude displacement aSinθ. Value, ie, aSinθSinωt
The L2-L4 differential output is a value obtained by multiplying the induced sine wave Sinωt by a coefficient, that is, a displacement of the amplitude aCosθ, ie, aCosθSinωt
Therefore, it will be understood that one rotation of the ferromagnetic eccentric plate 6 corresponds to a 360 degree displacement of θ.
[0010]
FIG. 3 is a circuit diagram showing these relationships collectively with respect to the angle and the linear displacement, and FIG. 3 shows a similar relationship, where L1 to L4 are impedance elements A to D substantially consisting only of self-inductance, and a sine wave voltage FIG. 4 is a circuit diagram showing that this also occurs when ASinωt is directly added. The present invention relates to a novel sensor structure for directly detecting a positional displacement as a sine / cosine displacement of an AC amplitude in the latter impedance type, but it is also applicable to an inductive type. Needless to say.
[0011]
Therefore, also in the impedance type, the terminal voltage of each of the impedance elements A to D (coils L1 to L4) obtained in the same manner as described above is represented by α as a sine coefficient equation which collects angles and linear displacements, and β as a cosine coefficient equation. Then, it can be expressed as follows.
・ Α = aSin (θ, x) ・ Sinωt ・ ・ ・ ・ ・ ・ (1)
・ Β = aCos (θ, x) ・ Sinωt ・ ・ ・ ・ ・ ・ (2)
From these equations, as an arithmetic circuit for calculating the angular displacement θ (the same applies to the linear displacement x, the description will be made only with θ), first, the equations (1) and (2) are calculated from 0 to 0, respectively. By multiplying the cosine function Cosφ and the sine function Sinφ of the digital phase value φ that sequentially increases,
・ Sinφ ・ Cosθ-Cosφ ・ Sinθ = 0 ・ ・ (3)
At this point, there is a known RD conversion method that specifies θ by setting θ = φ, but this method has a problem that a clock delay occurs when φ is tracked and counted, resulting in poor response.
[0012]
In the embodiment of the present invention, by converting Sinωt in the equation (1) into Cosωt on the circuit, aSin (θ, x) · Cosωt is obtained, and the addition theorem of the trigonometric function is directly applied. That is, aSin (θ, x) · Cosωt ± aCos (θ, x) · Sinωt = aSin (ωt ± θ, x) (4)
[0013]
This method is called phase difference conversion, and FIG. 5 shows an operation waveform and an analysis procedure. 5A is a voltage waveform diagram on each right side of equations (1) and (2) corresponding to applied voltage ASinωt and θ displacement using Sinωt as a carrier, and FIG. 5B is a graph of ASinωt. Is a waveform diagram showing the time relationship with the sine wave on the right side including the phase (θ, x) of this example, in this case, the graph of aSin (ωt−θ, x), and FIG. It shows a mathematical transition that serves as a basis. FIG. 6 is a block diagram of a circuit that specifically realizes the operation in FIG. 5C. Each impedance element is represented by A to D, respectively. Here, after the signals α and β expressed by the equations (1) and (2) are input to the phase detection circuit 40, they undergo an amplification process (amplification degree b / a), and then are subjected to phase shift and addition. Processing is performed. In FIG. 5B, in the case of the leading phase wave aSin (ωt + θ, x), the graph is ASinωt shown by a solid line, in contrast to the graph of the lagging phase wave aSin (ωt−θ, x) shown by a broken line. Could be recalled as a sine wave that precedes in time by (θ, x).
[0014]
As is clear from the graph of FIG. 5B, to obtain θ or x, the time from the zero cross point of the ASin ωt graph to the zero cross point of the aSin (ωt−θ, x) or aSin (ωt + θ, x) graph may be counted. It will be appreciated. This count may be obtained in either the early phase or the late phase. However, when impedance changes due to temperature changes occur in the impedance elements A to D (coils L1 to L4) and the like, the phase fluctuation error ± d due to the impedance change. Since .tau. Accompanies .omega.t,. ± .d can be easily eliminated by performing processing using both of the above-described sine wave graphs of the leading and lagging phases, which will not be described in detail here.
[0015]
In short, by obtaining the differential output of the coil end voltage, two different types of output AC signals are obtained, an output AC signal indicating the amplitude function characteristic of the sine phase and an output AC signal indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase. Is possible, the position displacement can be detected as the sine / cosine displacement of the AC amplitude by the above-described phase difference conversion method.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
Here, for the coil used as each impedance element in the above-mentioned sensor, it takes about 200 to 800 turns to obtain a considerable inductance, which takes time and labor to manufacture, and also has a volume ratio occupying the entire sensor. Therefore, if this can be reduced even a little, cost reduction, labor saving in manufacturing, and space saving can be effectively achieved.
Therefore, an object of the present invention is to provide a cheaper, simpler and smaller position displacement sensor while maintaining performance.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
The present inventor has conducted various studies to solve the above problems,
{Circle around (1)} As described above, when a pair of impedance elements (coils) and another pair of adjacent impedance elements are alternately linearly or annularly interpolated and arranged at equal intervals, the arrangement position is changed. Even if at least one of these coils is removed without changing it, the AC amplitude generated by the change in inductance that occurs in the remaining coils according to the relative position of each coil to the ferromagnetic eccentric plate or the magnetic array bar is changed. (2) At this time, if the voltage between the terminals of at least three consecutive coils can be obtained, the amplitude of the sine-phase function It is possible to obtain two different types of output AC signals, an output AC signal indicating the characteristic and an output AC signal indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase. As with conventional I, we found that it is possible to detect the positional displacement by the phase difference conversion as a sine / cosine displacement of AC amplitude, and have completed the present invention.
In order to solve the above-described problem, the present invention provides a method in which each element of a plurality of pairs of impedance elements to which a basic sine wave AC voltage is applied is arranged at a predetermined interval, and a movable magnetic body is provided in each of the plurality of pairs. While displacing along a predetermined path from a position corresponding to one of the pair of impedance elements to a position corresponding to the other, the impedance of each element in each of the pair changes according to the positional relationship with the movable magnetic body. By doing so, in a position displacement sensor that includes a sine wave change component, a pair of impedance elements and another pair of impedance elements adjacent thereto are each interpolated and alternately arranged. An output sine wave AC power supply showing a sine phase amplitude function characteristic by obtaining a differential output of a voltage between terminals of the first and second elements of three adjacent impedance elements. And obtaining a differential output of a voltage between terminals of the second and third impedance elements to obtain two different types of output sine wave AC voltages, i.e., an output sine wave AC voltage indicating a cosine phase amplitude function characteristic. The output sine wave AC voltage indicating the amplitude function characteristic of the sine phase is shifted by 90 ° to a cosine wave voltage, whereby the sum of the cosine wave voltage and the output sine wave AC voltage indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase or The method is characterized in that a sine wave signal which is a difference and includes a position displacement as a phase difference is obtained, and the position displacement is detected by using the obtained signal.
[0018]
According to the present invention, for example, in the case of a conventional position displacement sensor including an impedance element composed of a two-pair or four-pole coil, in the case of a linear displacement detection sensor, impedance elements arranged at regular intervals on a straight line, a rotation angle With a displacement detection sensor, it is possible to remove one of the impedance elements arranged at equal intervals on the circumference without changing the initial arrangement position.
Even in such a case, by obtaining the differential output of the voltage between the terminals of the remaining three coils, an output sine wave AC voltage showing a sine phase amplitude function characteristic and an output sine wave showing a cosine phase amplitude function characteristic Since two types of output sine-wave AC voltages different from the AC voltage can be obtained, a desired position displacement can be detected by performing the above-described phase difference conversion operation using these.
That is, according to the present invention, it is possible to manufacture and provide a small and lightweight position displacement sensor at low cost and more easily while maintaining performance.
In the present invention, the differential output of the voltage between the terminals of the first and second elements of the three adjacent impedance elements and the differential output of the voltage between the terminals of the second and third elements can be obtained. Therefore, even if the impedance element is not removed, the position displacement can be detected.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the impedance element saving type position displacement sensor of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a diagram showing one embodiment of the impedance element saving type position displacement sensor of the present invention. FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the phase detection circuit. In the following, an example will be described in which the impedance element of the conventional position displacement sensor including two, four, and four pole impedance elements is reduced.
Each of the pair of impedance elements and the other pair of impedance elements adjacent thereto is alternately arranged at equal intervals, for example, linearly or circumferentially by interpolation (see FIG. 1 or FIG. 2). Among them, three adjacent impedance elements are connected in a manner as shown in FIG. Each impedance element (A to C) is connected to a basic sinusoidal AC voltage source. The basic sine wave AC voltage ASinωt is applied to one end of each impedance element (A to C). The other ends of the impedance elements A and C are respectively connected to the minus sides of differential amplifiers OA (BA) and OA (BC) provided to obtain two different types of output AC signals, The other end of the impedance element B is connected to the + side of each of the differential amplifiers. In addition, in obtaining the differential output of the voltage between the terminals of the three coils (impedance elements A to C), in this embodiment, the differential output between BA and BC is obtained, thereby saving the impedance element. This is different from the way of obtaining the differential output (between AC and BD) in the case of non-type. Here, when obtaining a differential output between BA and BC, a formula of a trigonometric function is used.
(Equation 1)
[0021]
Is applied, the output sine-wave AC voltage α ′ indicating the amplitude function characteristic of the sine phase and the output sine-wave AC signal indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase are obtained from the differential outputs between B-A and B-C. β ′ and two different output AC signals are obtained.
Note that the above operation of obtaining the right side of the expression (6) using the expression (5) can be electrically realized by appropriately using an analog electronic circuit or the like.
[0022]
(Equation 2)
[0023]
According to the present embodiment, the obtained two types of different output AC signals are compared with the two types of different output AC signals α and β obtained by the conventional position displacement sensor including two pairs and four poles of impedance elements. Therefore, (√2) / 2 is applied to the entire sine wave Sinωt as a basic signal, and (+ π / 4) is included in the triangular function representing the changing coefficient, that is, the displacement of the amplitude. However, since these can be treated as constants, they can be expressed as in the following equation.
[0024]
[Equation 3]
[0025]
Thereafter, a sine wave signal containing the position displacement as a phase difference is finally obtained using the obtained two types of different output AC signals, and the position displacement is detected from this. The flow is the same as in the case of the conventional position displacement sensor including two, four and four pole impedance elements (see FIG. 6). Hereinafter, description will be made with reference to FIG.
[0026]
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the phase detection circuit. Two different types of output AC signals (α ′ and β ′) obtained are input to the phase detection circuit 40 and amplified (amplification = b / a '). Here, the output sine wave AC voltage β ′ indicating the amplitude function characteristic of the sine phase is shifted by 90 ° to the cosine wave voltage, whereby the output sine wave AC voltage indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase and the cosine phase is obtained. A sine wave signal bSin (ωt + θ ′) that is a sum of the voltage α ′ and includes the position displacement as a phase difference is obtained. At that time, the trigonometric function addition theorem shown in the equation (4) is applied. The difference may be taken as bSin (ωt−θ ′). The above operation can be realized electrically using an analog electronic circuit or the like as appropriate.
[0027]
In order to detect the position displacement (θ, x) using the sine wave signal bSin (ωt + θ ′) including the position displacement as a phase difference, for example, as is recalled from the graph of FIG. 5B, the basic sine wave AC voltage ASinωt graph It will be understood that the time from the zero crossing point to the zero crossing point of the bSin (ωt + θ ′) or bSin (ωt−θ ′) graph may be counted. This count may be obtained in any of the early phase and the late phase. Since the phase difference obtained at this time is θ ′, a value obtained by converting θ ′ to θ or x is a value such as a rotation angle displacement θ or a linear displacement x to be obtained.
[0028]
In this manner, even with the impedance element saving type position displacement sensor of the present invention, the rotation angle displacement θ, the linear displacement x, and the like can be obtained by the so-called phase difference conversion method.
[0029]
【Example】
As an example of the present invention, there can be cited an example in which the configuration shown in FIGS. 7 and 8 described in the above embodiment is applied to a linear displacement detection sensor and a rotation angle displacement detection sensor. The configuration, detection principle, and the like will be described with reference to FIG. 1 or FIG. 2, and FIG. 7 and FIG. In realizing the impedance element saving type position displacement sensor of the present invention, the detection method may be an inductive type or an impedance type. In the case of the impedance type, the primary coil (1, 1 'in FIG. 1 or FIG. 2) is unnecessary.
[0030]
Thus, the phase difference θ obtained from the phase detection circuit corresponds to the linear displacement x in the linear displacement detection sensor and the angular displacement θ in the rotational displacement detection sensor. For example, one pitch (θ = 360 degrees, x = 10 mm) is divided into 2 16 = 65536, and the angle is 360/65536 ≒ 0.0055 [degree] in the case of an angle, and 10,000 / 65536 ≒ 0.15 [μm] in the case of a 10 mm pitch linear displacement. It is possible to obtain a high resolution which is completely the same as the displacement detection sensor or the rotational displacement detection sensor.
[0031]
As described above, according to the present embodiment, in order to detect a linear displacement or a rotational angular displacement, a pair of impedance elements and another pair of adjacent impedance elements are linearly interpolated and alternately arranged on a straight line. Alternatively, in a position displacement sensor of the rotation angle displacement detection type, the number of impedance elements on the detection head side composed of impedance element groups is reduced while the rod (magnetic material arrangement rod) or the ferromagnetic eccentric plate is kept as it is (for example, D Only by removing the element), it is possible to reduce the size, weight, and cost of the sensor while maintaining the detection performance (accuracy).
[0032]
The number and arrangement of the impedance elements are not limited to the four-pole coil configuration as described in the above-described embodiment and the like, and various design changes are possible. Further, each impedance element is not limited to a coil, and may be, for example, a magnetoresistive element (MR). However, when a magnetoresistive element is used as each impedance element, it is necessary to separately apply a bias magnetic field (field magnetic field) to each magnetoresistive element as described in JP-A-2000-292113. is there. Further, the present invention provides a unidirectional or multidirectional one using a magnetic fluid, a magnetic powder, or the like (fluid magnetic response member) as a movable magnetic body as described in [Patent Document 1] or [Patent Document 2]. It is needless to say that the present invention can be applied to an inclination detecting device.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, according to the impedance element saving type position displacement sensor of the present invention, the linear displacement, the rotation angle, and the inclination angle can be detected with the same accuracy (resolution) as the conventional one, but the production cost and the production time are reduced. Can be compressed. Further, since the important element can be omitted, it is indispensable to work advantageously in controlling the accuracy when arranging the impedance element in the sensor body and controlling the precision of the completed position displacement sensor.
As described above, it is apparent that the present invention provides an inexpensive, simple, and compact position displacement sensor while maintaining the performance of the impedance type sensor that detects the position displacement as a sine / cosine displacement of an AC amplitude. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view schematically showing the structure principle of a conventional linear displacement detection type sensor using an induction method.
FIG. 2 is a perspective view schematically showing the structural principle of a conventional rotational displacement detection type sensor using an induction method.
FIG. 3 is a circuit diagram collectively showing the angle and linear displacement detection modes targeted by the structures of FIGS. 1 and 2, respectively.
4 is a sensor circuit diagram in which a similar relationship is obtained by using an impedance element substantially consisting of only self-inductances L1 to L4 instead of the transformer structure in the inductive system of FIG.
5A and 5B are diagrams showing operation waveforms and analysis procedures of a linear displacement detection type sensor and a rotational displacement detection type sensor. FIG. 5A is a voltage waveform diagram including an applied voltage ASinωt and a θ displacement using Sinωt as a carrier wave, and FIG. ) Is a waveform diagram showing the time relationship between the graph of ASinωt and a sine wave including a specific phase (θ, x), and the graph of aSin (ωt−θ, x), and FIG. 2C is the basis for these waveform diagrams. It is a figure showing a mathematical transition.
FIG. 6 is a block diagram of a circuit that specifically realizes the operation shown in FIG. 5C.
FIG. 7 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a phase detection circuit.
[Explanation of symbols]
A impedance element B impedance element C impedance element D impedance element L1 coil L2 coil L3 coil L4 coil OA (AC) Differential amplifier OA (BD) Differential amplifier OA (BA) Differential amplifier OA (B -C) Differential amplifier 1 Primary coil 1 'Primary coil 2 Secondary coil 2' Secondary coil 3 Magnetic rod 4 Ferromagnetic material 5 Core 6 Ferromagnetic eccentric plate 40 Phase detection circuit
