JP2004215477A

JP2004215477A - Microwave transmitter, microwave receiver, and microwave transmitting method

Info

Publication number: JP2004215477A
Application number: JP2003059655A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Saito; 豊斉藤; Yoshishige Ozaki; 好栄尾崎; Atsushi Tanaka; 田中　　敦; Hiroshi Matsumoto; 紘松本; Masatake Shinohara; 真毅篠原
Original assignee: Takion Co Ltd
Current assignee: Takion Co Ltd
Priority date: 2002-03-19
Filing date: 2003-03-06
Publication date: 2004-07-29
Anticipated expiration: 2023-03-06
Also published as: JP3983692B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a microwave transmitter, a microwave receiver, and a microwave transmitting method that adjust transmission capacity without deteriorating rectifying efficiency. <P>SOLUTION: Microwave pulses interrupted in terms of time are transmitted from the microwave transmitter. The microwave pulses are caught by an antenna 1 of the receiver and rectified by a rectifier circuit 8. The DC pulses outputted from the rectifier circuit 8 are stored in a smoothing capacitor 11 through a switched capacitor circuit 9. A voltage monitoring circuit 44 monitors a voltage of an output 12 and adjusts a value of a variable capacitor 40 in such way as to always maximize the value of the output 12. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電波からエネルギーを得ようというコンセプトの一つに宇宙太陽光発電衛星（ＳｏｌａｒＰｏｗｅｒＳｔａｔｉｏｎ：以下、ＳＰＳという）計画がある。これは、地球の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るものである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波送電においては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整する必要がある。現在、ＳＰＳ計画で使用が想定されているマイクロ波は連続波（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）であるので、送電量を調整するには送電電力を変化させなければならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、図４に示すように受電電力がＰ０の時、整流効率が最大になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
【０００４】
本発明は、このような事情に鑑み、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができるマイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための、請求項１に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流するマイクロ波送電法に用いられるマイクロ波送電装置において、アンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整しているとともに、周波数がパルス継続時間内で単調に低くしていることを特徴とする。
【０００６】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、整流に先立って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させていることを特徴とする。
【０００７】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のマイクロ波送電装置を用いたマイクロ波送電方法であって、上記パルス継続時間を変化させることで、送電側から受電側へ信号を送ることを特徴とする。
【０００８】
請求項４に記載の発明は、時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、上記マイクロ波パルスの整流出力が生じていない期間は、整流回路から蓄電用コンデンサを切り離すスイッチ手段を設け、スイッチ手段は、複数のコンデンサの一端をそれぞれ半導体スイッチを介して並列接続し、これら並列接続されたコンデンサの両端をそれぞれ半導体スイッチを介して上記整流回路と蓄電用コンデンサに接続するとともに、上記コンデンサの他端のそれぞれにブースト電圧を印加できるようにし、上記半導体スイッチとブースト電圧の印加を選択的に行うことで、上記各コンデンサの電荷が後段のコンデンサに順次汲み出されていくように構成してなるスイッチドキャパシタ回路であり、スイッチドキャパシタ回路は、直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、クロック信号制御回路部により２つの位置に切り換えられて、一方の位置でコンデンサへ充電を行ない、他方の位置でコンデンサから放電がなされることを特徴とする。
【０００９】
請求項５に記載の発明は、時間的に断続するマイクロ波パルスをアンテナで捕らえて整流するマイクロ波受電装置であって、マイクロ波パルスの出力を汲み上げているときには蓄電用コンデンサを切り離すスイッチドキャパシタ回路を備え、このスイッチドキャパシタ回路は直列に接続され且つ２つの位置に切り換え可能な複数の切り換えスイッチと、切り換えスイッチ間に配置されたコンデンサとを備え、各切り換えスイッチは、マイクロ波パルスに応答してＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であり、ＯＮ位置でコンデンサへ充電を行ない、ＯＦＦ位置でコンデンサから蓄電用コンデンサへの放電がなされることを特徴とする。
【００１０】
請求項６に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、上記マイクロ波パルスを整流し、マイクロ波パルスに基づいて生じる電荷を充電する二次電池を備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項７に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路において、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号は、入力されたマイクロ波から得ることを特徴とする。
【００１２】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数の半波整流回路を備え、半波整流回路は各々位相が１８０度ずれた整流信号を出力し、この整流信号からクロック信号を得ることを特徴とする。
【００１３】
請求項９に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、スイッチドキャパシタ回路は、複数が電気的並列に接続されており、各スイッチドキャパシタ回路はそれぞれ逆流防止素子を備え、クロック信号はスイッチドキャパシタ回路毎に異なる位相で印加されることを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、請求項１に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、受電アンテナと、受電アンテナに対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ要素と、電圧監視回路部と、電圧発生回路部とを備え、電圧監視回路部は出力の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力が最大の値を取るように調整することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明のマイクロ波受電装置を示している。
このマイクロ波受電装置には、図３（ａ）に示すような時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置（図示せず）から送られてくる。
【００１５】
マイクロ波パルスはアンテナ１で捕らえられてフィルタ２に送られる。このフィルタ２はコンデンサ３，４とインダクタ５で構成されていて、後段の整流回路８で発生する高調波がアンテナ１から放射されるのを防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ２を通過したマイクロ波パルスは、２つのショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤという）６，７からなる整流回路８に送られる。この整流回路８は、半波・倍圧整流回路であり、４Ｄｉ方式に比べて１Ｄしかドロップせず、全波整流が可能で、図３（ｂ）に示すような直流パルスが出力される。
【００１６】
整流回路８から出力された直流パルスは、スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路９に入力される。このスイッチドキャパシタ回路９は、複数のコンデンサＣと、ＭＯＳＦＥＴで構成したスイッチＳＷと、インバータ１０とで構成されている。すなわち、複数のコンデンサＣの一端をそれぞれスイッチＳＷを介して並列接続するとともに、これら並列接続されたコンデンサＣの両端をそれぞれスイッチＳＷを介して整流回路８と蓄電用コンデンサ１１に接続してある。
【００１７】
奇数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、クロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のＳＷを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートには、反転クロック信号ＣＫバーが入力される。さらに、奇数番目のコンデンＣ１，３．．には１つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される一方、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．には２つのインバータ１０を介してクロック信号ＣＫが入力される。つまり、各コンデンサＣにはブースト電圧が印加されるようになっているので、段数分だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ１１に蓄えられることになる。
【００１８】
クロック信号ＣＫがＨレベルになると、図２（ａ）に示すように奇数番目のスイッチＳＷ１，３．．がＯＮになるとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．にブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサＣ１に整流回路６から電荷が流れ込むとともに、偶数番目のコンデンサＣ２，４．．の電荷が後段のコンデンサＣ３，５．．に汲み出される。
【００１９】
クロック信号ＣＫがＬレベルになると、図２（ｂ）に示すように偶数番目のスイッチＳＷ２，４．．がＯＮになるとともに、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．にブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデンサＣ１，３．．の電荷が後段のコンデンサＣ２，３．．に汲み出される。このようにクロック信号ＣＫに同期して、各コンデンサＣの電荷が後段のコンデンサＣに順次汲み出されていく。スイッチドキャパシタ回路９から汲み出された電荷は蓄電用コンデンサ１１に一旦蓄えられ、出力端子１２から負荷に供給される。
【００２０】
クロック信号ＣＫの周波数は、図３（ｂ）に示す整流回路８からの出力パルスの周波数よりも高く設定されている。ただし、整流回路８からパルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫと反転クロック信号ＣＫバーのいずれもＬレベルにして、全てのスイッチＳＷをＯＦＦにする。
【００２１】
この受電装置には、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させればよい。ところで、整流回路８には図４に示すような効率特性があるため、受電電力をＰｏにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波による送電法では、送電量を調整しようとする場合には、送電電力を変化させなければならないため、受電電力が最大効率となる値Ｐｏから外れて、整流効率が悪くなってしまう。一方、本発明のパルス送電法では、ＰＷＭ変調によってマイクロ波パルスのデューティ比ｔ／Ｔを変化させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流効率を最大に保つことができる。
【００２２】
ところで、スイッチドキャパシタ回路９を省いて、整流回路８と蓄電用コンデンサ１１を直接接続すると、ＳＢＤ６，７の逆方向リーク特性によって、蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７へ電流が逆流し、図３（ｃ）に示すような整流波形になってしまう。このため、整流回路６から直流パルスが出力されない期間は、クロック信号ＣＫの発生を停止して全てのＳＷをＯＦＦにすることで、コンデンサＣや蓄電用コンデンサ１１からＳＢＤ６，７への逆流を阻止して、出力の低下を防止している。
【００２３】
さらに、スイッチドキャパシタ回路９の各コンデンサＣにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。
【００２４】
図３（ａ）に示すマイクロ波パルスは、パルス幅ｔを２〜１８ｍｓｅｃ、周期Ｔを２０ｍｓｅｃ、したがってデューティ比ｔ／Ｔを１０〜９０％にするのが好ましい。また、クロック信号ＣＫの周波数は１０Ｋ〜５００ＫＨｚにするのが好ましい。
【００２５】
（第２の実施形態）
図５はマイクロ波送電システムを示している。
送電装置は、周波数掃引信号発生器２０の出力信号をアンプ２１で増幅してアンテナ２２から放射させる。周波数掃引信号発生器２０は、図６に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すなわち、周波数がパルス継続時間ｔ内で単調に低くなっている信号を発生する。
【００２６】
受電装置は、送電装置からのマイクロ波パルスをアンテナ２３で捕らえてディレイフィルタ２４に通す。このディレイフィルタ２４は、図８に示すように周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っている。図７は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ２４通過による波形変化を示している。すなわち、周波数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
【００２７】
ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波パルスは、整流回路２５で整流されて直流パルスとなる。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路２６を経由して負荷２７に供給される。なお、整流回路２５，スイッチドキャパシタ回路２６は第１の実施形態の整流回路８，スイッチドキャパシタ回路９と同じものである。
【００２８】
図９はマイクロ波のパワー・スペクトラムの変化を示している。すなわち、送電装置から送られるマイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯域に分布している（同図ａの曲線）。一方、ディレイフィルタ２４を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分が大きい振幅で狭い帯域に分布している（同図ｂの曲線）。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたスペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮することで、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
【００２９】
マイクロ波送電においては、マイクロ波の生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界がある。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電力には限界がある。ところが、上述の送電方法によると、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
【００３０】
さらに、整流回路２５からは直流パルスが出力されることになるが、整流回路２５の後段にはスイッチドキャパシタ回路２６を設けてあるので、整流回路２５のＳＢＤへの電流リークを阻止することができ、出力の低下防止に役立つ。
【００３１】
周波数掃引信号発生器２０が発生する周波数は、例えば２．４〜２．５ＧＨｚのように１００ＭＨｚ程度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続時間ｔは１０ｍｓｅｃ位に、デューティ比は１０〜９０％するのが好ましい。
【００３２】
（第３の実施形態）
次に、第２の実施形態のマイクロ波送電法をＩＤタグシステムに適用する場合について説明する。なお、第２の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し説明を省略する。
【００３３】
図１０はリーダ側のブロック図である。
アンプ２１とアンテナ２２の間にはサーキュレータ２８が設けてあり、このサーキュレータ２８にはアンプ２１を介して復調器２９を接続してある。つまり、サーキュレータ２８は、周波数掃引信号発生器２０からアンテナ２２への信号伝達と、アンテナ２２から復調器２９への信号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ２８とアンプ２１との間に整流回路２５を設けてもよい。
【００３４】
図１１はタグ側のブロック図である。
整流回路２５にはロードスイッチ３０を介して負荷抵抗３１を接続してあり、ロードスイッチ３０はマイクロコンピュータ３２からの信号によって開閉される。スイッチドキャパシタ回路２６から出力される直流パルスは２次電池３３を充電するとともに、マイクロコンピュータ３２は２次電池３３を電源として起動される。
【００３５】
次に、このＩＤタグシステムの動作について説明する。
タグには、図６に示すようなマイクロ波パルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波パルスを整流回路２６で整流し、直流パルスがスイッチドキャパシタ回路２６を介して２次電池３３に供給する。２次電池３３の電圧が規定値に達すると、マイクロコンピュータ３２が起動し、ロードスイッチ３０をマイクロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグはマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される電池レスタイプのものである。なお、ロードスイッチ３０の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応して行われる。
【００３６】
ロードスイッチ３０を開閉させると、整流回路２５から負荷抵抗３１へ流れる電流が断続されるが、ロードスイッチ３０の開閉にともなって、タグ側のアンテナ２３で反射するマイクロ波の反射率が変化する。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、その波高値もロードスイッチ３０の開閉によって変化することになる。つまり、リーダ側から見たＶＳＷＲ（ＶｏｌｔａｇｅＳｔａｎｄｉｎｇＷａｖｅＲａｔｉｏ）が変化する。
【００３７】
この定在波はリーダ側のアンテナ２２で受信され、サーキュレータ２８とアンプ２１を通して復調器２９に入力される。タグからリーダへのデータ送信はこのように行われる。図１２（ａ）はリーダから送られるマイクロ波パルスを、同図（ｂ）はリーダに戻ってくる定在波をそれぞれ模式的に示したものである。
【００３８】
このＩＤタグシステムでは、図６に示すようなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つまり、タグ側の２次電池３３の充電時間を短くするためには、図３（ａ）に示すようなマイクロ波パルスを用いる場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければならないが、図６に示すようなマイクロ波パルスを用いると、図７に示すように整流後はいずれにしてもパルスになり、大きな電力を得るためにデューティ比をできるだけ大きくとる必要がないので、このパルス巾をある範囲（１０〜９０％）で可変することが可能であり、デューティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデジタル信号データのやりとりも可能になる。
【００３９】
このため、パルス周波数を高くすることができ、通信速度が速くなる。
さらに、ＡＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅｓｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）以外の変調方式を採用することができ、変調の自由度が高くなる。
また、電波の到達距離が画期的に長くなるという効果もある。
【００４０】
以上、３つの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
例えば、図１３に示すように、整流回路８に複数のスイッチドキャパシタ回路９（又は２６、以下同じ）をそれぞれ逆流防止ダイオード４１とともに並列に配列して、スイッチイング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路９ごとにずらすものであっても良い。例えば、この回路では３つのスイッチドキャパシタ回路があるので、位相を９０度づつずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率が良い。
【００４１】
また、スイッチドキャパシタ回路９としては、図１４及び図１５に示すものであってもよい。このスイッチドキャパシタ回路９において、ＳＷ１〜ＳＷ２ｎはスイッチ、ＣＰＴ１〜ＣＰＴｎはキャパシタ（コンデンサ）である。その他、図１４及び図１５において、符号９ｂ、９ｃは入力端子であり、９ａ、９ｆは出力端子である。
クロック入力端子９ｄにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“１”側（状態１）に切り換えるクロック信号が、反転クロック入力端子９ｅにはスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎを各々“２”側（状態２）に切り換える反転クロック信号が各々入力される。
【００４２】
上記キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎは、状態１においては直列接続されてＨＶ出力端子９ａ及びＬＶ出力端子９ｆ相互間に挿入され、状態２においては並列接続されてＲＦ入力端子９ｂ及び９ｃ相互間に挿入されるようスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎに接続されている。またスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎは、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎが上記のように接続されるよう、各端子９ａ，９ｂ間に接続されている。
【００４３】
このようなスイッチドキャパシタ回路９の動作を説明すると、状態１においては、直列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎがＨＶ出力端子９ａを介して蓄電用コンデンサ１１に接続されて放電し、また状態２においては、並列接続されたキャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎにＲＦ入力端子９ｂ、９ｃを介して接続されて各キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎに蓄電する。
状態１，２は、クロック入力端子９ｄ及び反転クロック入力端子９ｅに入力されるクロック信号，反転クロック信号により切替制御されるスイッチＳＷ１〜ＳＷ２ｎにより所定の周波数（周期）で交互に繰り返される。したがって、キャパシタＣＰＴ１〜ＣＰＴｎの上述の充放電動作が所定の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ１１に電荷を汲み出す。
【００４４】
図１５は図１４で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示したものである。この図１５において、ＮＭＯＳ１〜ＮＭＯＳ３ｎ−１は各々Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを示す。その他、図１５において図１４と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４５】
図１６及び図１７は、他の実施の形態を示すものであり、この実施の形態では上述したようなクロック制御をせずにスイッチイング素子の切替を行うことでスイッチドキャパシタ回路９の各キャパシタで蓄電した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものである。図１６において、１０７はＲＦ入力端子Ｈ、１０８はＲＦ入力端子Ｃ、１３００は１チップ（モノリシック）ＩＣによる集積回路部、９はスイッチドキャパシタ回路、１３０７，１３０８は逆流阻止ダイオードである。
【００４６】
スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦ入力端子１０７，１０８からＲＦ入力を得て電圧出力ＨＶＯＵＴからを蓄電用コンデンサ１１に蓄電するものである。スイッチドキャパシタ回路９，９は、ＲＦＨ入力端子９ｂ；ＲＦＬ入力端子９ｃ、ＨＶ出力端子９ａ；ＬＶ出力端子９ｆを備えてなる。
このスイッチドキャパシタ回路９，９のＲＦＨ入力端子９ｂ及びＲＦＬ入力端子９ｃは、ＲＦ入力に対して所謂たすき掛け接続されている。すなわち、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｂ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子Ｈ１０８に、一方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＬ入力端子９ｂ及び他方のスイチッドキャパシタ回路９のＲＦＨ入力端子９ｃは各々ＲＦ入力端子１０７に接続されている。
【００４７】
一方、スイッチドキャパシタ回路部９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０７を介して、スイッチドキャパシタ回路９のＨＶ出力端子９ａは逆流阻止ダイオード１３０８を介して、各々蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
また、一方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆ及び他方のスイッチドキャパシタ回路９のＬＶ出力端子９ｆは共通接続され、蓄電用コンデンサ１１の一端に接続されている。
【００４８】
図１７は図１６で説明したスイッチドキャパシタ回路９の具体的な回路構成例を示しており、この図１７は図１５と略同様な構成であるが、スイッチのクロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態では、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子であるＭＯＳゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行うので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図１７において図１５と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４９】
図１８は、更に他の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態では、図１で示す第１実施の形態で用いたクロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものである。即ち、受信回路５１受信したマイクロ波のＲＦ信号は、全波整流回路５３からクロックブースト回路９の各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・の一端に送られるとともに、全波整流回路５３の手前で半波整流回路５５及び５６を介してそれぞれ一つ置きに各コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３・・・に接続されており、且つ他方の半波整流回路５６では遅延回路５４によりＲＦ信号の位相をπ（ｒａｄ）、即ち１８０度、ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の効率化を図ることができる。
【００５０】
図１９及び図２０は、更に他の実施の形態を示す回路図であり、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ図１９に示す回路の具体的構成図である。この実施の形態では、図１８に示す実施の形態と同様に、クロック信号（ＣＫ）を用いずに、受信回路５１で受信したマイクロ波の周波数（ＲＦ信号）の振幅を利用して各スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３・・・の切り換えを行うものであり、遅延回路５４を設けずに、逆相の半端整流回路５７を用いたものである。その他の点は上述の図１８に示す実施の形態と同様である。尚、図２０（ｂ）のＤ１〜Ｄ８は整流結線されたＭＯＳＦＥＴトランジスタである。
図２１は図１９に示す回路の更なる具体的構成図であり、図２０（ａ）で示すＲ１とＲ２をＭＯＳＦＥＴの構成で置き換えたものであり、この図２１に示す回路によれば、自己消費電力が少なく、より高効率が得られる。
図２２に示す回路は、更に他の実施の形態にかかる受電装置の回路を示すものであり、この回路では、アンテナ１に対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ（電圧で容量が変化する）要素４０と、電圧監視回路部４４と、電圧発生回路部４４とを有する構成をとることで、電圧監視回路部４４は、出力１２の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力１２が最大の値を取るように調整する機能を果たし、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とするものである。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１〜請求項３の発明によれば、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができ、且つマイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
更に、請求項３の発明によれば、電力送電とともに通信信号を送ることができる。
【００５２】
請求項４の発明によれば、スイッチドキャパシタ回路の各コンデンサにブースト電圧が印加されて電荷の汲み出しが行われるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。また、クロック信号制御により簡易な構成で電荷の汲み上げができる。
【００５３】
請求項５の発明によれば、整流回路が不要であり簡易な構成にすることができるとともに、マイクロ波パルスから直接電荷を汲み上げることができるのでスイッチ切替のためのクロック信号が不要であり消費電荷を少なくでき、効率が良い。
【００５４】
請求項６の発明によれば、請求項２の発明の効果に加えて、マイクロ波パルスのエネルギーを電力として蓄電することができる。
【００５５】
請求項７の発明によれば、請求項４又は５の発明の効果に加えて、受電したマイクロ波パルスをクロック信号として利用できるので、別途クロック信号発信手段が不用であり、簡易な構成で且つ小型化及び省力化を図ることができる。
【００５６】
請求項８の発明によれば、請求項７の発明の効果に加えて、複数のスイッチをＯＮ／ＯＦＦをずらしてスイッチ制御ができ、マイクロ波による蓄電効率を高めることができる。
【００５７】
請求項９の発明によれば、請求項４又は５に記載の発明の効果に加えて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦによるデッドタイムを低減でき効率がよい。
請求項１０に記載の発明によれば、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の受電装置を示す回路図。
【図２】同受電装置のスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図３】同受電装置の各部における波形を示す図。
【図４】整流回路の効率特性を示す図。
【図５】本発明の第２実施形態の送電システムを示すブロック図。
【図６】同送電システムの周波数掃引信号発生器の出力波形を示す図。
【図７】同送電システムのディレイフィルタ通過による波形変化を示す図。
【図８】同ディレイフィルタの特性を示す図。
【図９】同送電システムにおけるマイクロ波のパワー・スペクトラムを示す図。
【図１０】本発明の第３実施形態のＩＤタグシステムにおけるリーダのブロック図。
【図１１】同ＩＤタグシステムのタグのブロック図。
【図１２】同ＩＤタグシステムにおける定在波の波高値の変化を説明する図。
【図１３】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１４】他の形態によるスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図１５】図１４の具体的回路図。
【図１６】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１７】図１６の具体的回路図。
【図１８】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図１９】本発明の他の実施の形態にかかるマイクロ波受電装置の回路図。
【図２０】図中の（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ図１９の具体的回路図。
【図２１】図１９の更なる具体的回路図。
【図２２】他の実施の形態にかかる受電装置の回路図である。
【符号の説明】
１アンテナ
２フィルタ
６ＳＢＤ
７ＳＢＤ
８整流回路
９スイッチドキャパシタ回路
１０インバータ
１１蓄電用コンデンサ
１２出力端子
２０周波数掃引信号発生器
２１アンプ
２２アンテナ
２３アンテナ
２４ディレイフィルタ
２５整流回路
２６スイッチドキャパシタ回路
２７負荷
２８サーキュレータ
２９復調器
３０ロードスイッチ
３１負荷抵抗
３２マイクロコンピュータ
３３２次電池
４０バリアブルキャパシタ要素
４２電圧発生回路部
４４電圧監視回路部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a microwave power transmission method for transmitting power by microwave, a microwave power transmission device, and a microwave power reception device.
[0002]
[Prior art]
One of the concepts of obtaining energy from radio waves is a solar power station (SPS) plan. It launches a giant satellite with solar panels arranged in orbit around the Earth's satellites, and sends the power created there to the Earth by microwaves. There are also plans to use microwave power transmission to remote islands and mountain peaks where wired power transmission is difficult.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In microwave power transmission, it is necessary to adjust the amount of power transmission in response to power generation fluctuation and load fluctuation. At present, the microwaves that are assumed to be used in the SPS plan are continuous waves, so that the transmission power must be changed to adjust the power transmission amount. However, the rectifier circuit used in the power receiving device has a characteristic that the rectification efficiency is maximized when the received power is P0 as shown in FIG. 4. Becomes large.
[0004]
In view of such circumstances, the present invention provides a microwave power transmission method, a microwave power transmission device, and a microwave power reception device that transmit power by using a microwave capable of adjusting a power transmission amount without impairing rectification efficiency. The purpose is to:
[0005]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, there is provided a microwave power transmitting method used in a microwave power transmitting method in which a microwave is radiated from an antenna on a power transmitting side, and the microwave is captured and rectified by an antenna on a power receiving side. In the device, the microwave radiated from the antenna is converted into a pulse that is intermittent in time, the power transmission amount is adjusted by changing the duty ratio of the pulse, and the frequency is monotonously lowered within the pulse duration. It is characterized by the following.
[0006]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a microwave power receiving apparatus for receiving and rectifying microwaves from the microwave power transmitting apparatus according to the first aspect, and delays a high frequency component prior to rectification. And causes interference with low frequency components.
[0007]
The invention according to claim 3 is a microwave power transmission method using the microwave power transmission device according to claim 1 or 2, wherein a signal is transmitted from the power transmission side to the power reception side by changing the pulse duration. It is characterized by sending.
[0008]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a microwave power receiving apparatus for capturing and rectifying a microwave pulse intermittently temporally with an antenna, wherein the rectifier circuit stores the microwave pulse during a period in which the rectified output of the microwave pulse is not generated. Switch means for disconnecting the capacitors for use in connection with the rectifier circuit and the power storage for connecting one end of each of a plurality of capacitors in parallel via a semiconductor switch, and the both ends of these parallel-connected capacitors via the semiconductor switches. By connecting to a capacitor, a boost voltage can be applied to each of the other ends of the capacitor, and the semiconductor switch and the boost voltage are selectively applied, so that the charge of each capacitor is sequentially pumped to a subsequent capacitor. This is a switched capacitor circuit that is configured to The capacitor circuit includes a plurality of changeover switches connected in series and switchable between two positions, and a capacitor disposed between the changeover switches. Each of the changeover switches is moved to the two positions by a clock signal control circuit unit. The switching is performed so that the capacitor is charged at one position and the capacitor is discharged at the other position.
[0009]
The invention according to claim 5 is a microwave power receiving apparatus for capturing and rectifying a microwave pulse intermittently and temporally with an antenna, wherein the switched capacitor disconnects a storage capacitor when pumping the output of the microwave pulse. Circuit comprising a plurality of changeover switches connected in series and switchable between two positions, and a capacitor disposed between the changeover switches, each changeover switch responding to a microwave pulse. A switching element that turns ON / OFF in response to charging of the capacitor at the ON position, and discharging from the capacitor to the storage capacitor at the OFF position.
[0010]
According to a sixth aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, there is provided a secondary battery that rectifies the microwave pulse and charges a charge generated based on the microwave pulse.
[0011]
According to a seventh aspect of the present invention, in the invention of the fourth or fifth aspect, in the switched capacitor circuit, a clock signal for controlling ON / OFF of the switching element is obtained from an input microwave. I do.
[0012]
According to an eighth aspect of the present invention, in the invention of the seventh aspect, the switched capacitor circuit includes a plurality of half-wave rectifier circuits, and the half-wave rectifier circuits output rectified signals whose phases are shifted by 180 degrees. And a clock signal is obtained from the rectified signal.
[0013]
According to a ninth aspect of the present invention, in the fourth or fifth aspect, a plurality of the switched capacitor circuits are electrically connected in parallel, and each of the switched capacitor circuits includes a backflow prevention element. The clock signal is applied with a different phase for each switched capacitor circuit.
According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a microwave power receiving apparatus for receiving and rectifying microwaves from the microwave power transmitting apparatus according to the first aspect, wherein the power receiving antenna and a tuning frequency are variable with respect to the power receiving antenna. A possible variable capacitor element, a voltage monitoring circuit section, and a voltage generation circuit section. The voltage monitoring circuit section monitors the output voltage, and through the voltage generation circuit section, always outputs the value of the variable capacitor to the maximum value It is characterized in that it is adjusted so as to take.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
(1st Embodiment)
FIG. 1 shows a microwave power receiving device of the present invention.
As shown in FIG. 3A, a microwave pulse intermittently transmitted from a power transmission device (not shown) is transmitted to the microwave power reception device.
[0015]
The microwave pulse is captured by the antenna 1 and sent to the filter 2. The filter 2 is composed of capacitors 3 and 4 and an inductor 5, and blocks the passage of harmonics generated by the rectifier circuit 8 at the subsequent stage in order to prevent the harmonics from being radiated from the antenna 1. The microwave pulse passing through the filter 2 is sent to a rectifier circuit 8 including two Schottky barrier diodes (hereinafter, referred to as SBDs) 6 and 7. The rectifier circuit 8 is a half-wave / doubler rectifier circuit, which drops only 1D compared to the 4Di system, can perform full-wave rectification, and outputs a DC pulse as shown in FIG. 3B.
[0016]
The DC pulse output from the rectifier circuit 8 is input to a switched capacitor circuit 9 as a switch. The switched capacitor circuit 9 includes a plurality of capacitors C, a switch SW configured by a MOSFET, and an inverter 10. That is, one end of each of the plurality of capacitors C is connected in parallel via the switch SW, and both ends of the capacitor C connected in parallel are respectively connected to the rectifier circuit 8 and the storage capacitor 11 via the switch SW.
[0017]
The clock signal CK is input to the gate of the MOSFET forming the odd-numbered SW, while the inverted clock signal CK is input to the gate of the MOSFET forming the even-numbered SW. Furthermore, odd-numbered condensation C1,3. . Is supplied with a clock signal CK via one inverter 10, while the even-numbered capacitors C2, 4,. . Receives a clock signal CK via two inverters 10. That is, since the boost voltage is applied to each capacitor C, the voltage is boosted by the number of stages and stored in the storage capacitor 11 in the final stage.
[0018]
When the clock signal CK goes to the H level, the odd-numbered switches SW1, 3,. . Is turned on, and the even-numbered capacitors C2, 4,. . Is applied with a boost voltage. Therefore, the charge flows from the rectifier circuit 6 into the first capacitor C1, and the even-numbered capacitors C2, 4,. . Of the capacitors C3, 5,. . Pumped out.
[0019]
When the clock signal CK goes to L level, the even-numbered switches SW2, SW4,. . Are turned on, and the odd-numbered capacitors C1, 3,. . Is applied with a boost voltage. Therefore, the odd-numbered capacitors C1, 3,. . Of the capacitors C2, 3,. . Pumped out. As described above, in synchronization with the clock signal CK, the electric charge of each capacitor C is sequentially drawn out to the subsequent capacitor C. The electric charge pumped from the switched capacitor circuit 9 is temporarily stored in the storage capacitor 11 and supplied to the load from the output terminal 12.
[0020]
The frequency of the clock signal CK is set higher than the frequency of the output pulse from the rectifier circuit 8 shown in FIG. However, during a period in which no pulse is output from the rectifier circuit 8, both the clock signal CK and the inverted clock signal CK are set to L level, and all the switches SW are turned off.
[0021]
Since a microwave pulse as shown in FIG. 3A is transmitted from the power transmitting device to the power receiving device, the power transmission amount may be adjusted by changing the duty ratio t / T of the microwave pulse. . By the way, since the rectifier circuit 8 has the efficiency characteristics as shown in FIG. 4, the rectification efficiency is maximized by setting the received power to Po. In the conventional power transmission method using continuous waves, in order to adjust the amount of transmitted power, the transmitted power must be changed. Therefore, the received power deviates from the value Po at which the maximum efficiency is obtained, and the rectification efficiency is deteriorated. . On the other hand, in the pulse power transmission method of the present invention, the duty ratio t / T of the microwave pulse is changed by the PWM modulation, that is, the received power does not change, so that the rectification efficiency can be kept at the maximum.
[0022]
By the way, if the switched capacitor circuit 9 is omitted and the rectifier circuit 8 and the storage capacitor 11 are directly connected, the current flows backward from the storage capacitor 11 to the SBDs 6, 7 due to the reverse leakage characteristics of the SBDs 6, 7, and FIG. A rectified waveform as shown in FIG. For this reason, during a period in which no DC pulse is output from the rectifier circuit 6, the generation of the clock signal CK is stopped and all the SWs are turned off, thereby preventing the backflow from the capacitor C or the storage capacitor 11 to the SBDs 6, 7. Thus, the output is prevented from lowering.
[0023]
Further, since a boost voltage is applied to each capacitor C of the switched capacitor circuit 9 to pump out the electric charge, the electric charge stored in the electric storage capacitor increases.
[0024]
The microwave pulse shown in FIG. 3A preferably has a pulse width t of 2 to 18 msec, a period T of 20 msec, and a duty ratio t / T of 10 to 90%. Further, the frequency of the clock signal CK is preferably set to 10 KHz to 500 KHz.
[0025]
(Second embodiment)
FIG. 5 shows a microwave power transmission system.
The power transmission device amplifies the output signal of the frequency sweep signal generator 20 with the amplifier 21 and radiates it from the antenna 22. The frequency sweep signal generator 20 generates a microwave pulse signal as shown in FIG. That is, a signal whose frequency monotonously decreases within the pulse duration t is generated.
[0026]
The power receiving device captures the microwave pulse from the power transmitting device with the antenna 23 and passes the microwave pulse through the delay filter 24. As shown in FIG. 8, the delay filter 24 has a characteristic that the delay time increases as the frequency increases. FIG. 7 shows a waveform change due to the passage of the microwave pulse through the delay filter 24. That is, the high-frequency waveform is delayed and overlaps with the low-frequency waveform to interfere with each other.
[0027]
The microwave pulse that has passed through the delay filter 24 is rectified by the rectifier circuit 25 to become a DC pulse. The DC pulse is supplied to the load 27 via the switched capacitor circuit 26. The rectifier circuit 25 and the switched capacitor circuit 26 are the same as the rectifier circuit 8 and the switched capacitor circuit 9 of the first embodiment.
[0028]
FIG. 9 shows a change in the microwave power spectrum. That is, the microwave transmitted from the power transmission device has a spectrum component distributed in a wide band with a small amplitude (curve in FIG. 3A). On the other hand, the microwave that has passed through the delay filter 24 has a spectrum component distributed in a narrow band with a large amplitude (curve in FIG. 4B). That is, the amplitude of the spectrum distribution is increased by compressing the spectrum component spread in a wide band on the power transmission side into a narrow band on the power reception side.
[0029]
In microwave power transmission, there is a limit to increasing the power density of microwaves in consideration of the effects of microwaves on ecosystems and interference with communication radio waves. That is, there is a limit to the power obtained from the unit module of the power receiving device. However, according to the power transmission method described above, the amplitude of the spectrum distribution is increased by band compression on the power receiving side, so that the transmitted power can be increased without increasing the power density of the microwave.
[0030]
Further, although a DC pulse is output from the rectifier circuit 25, a switched capacitor circuit 26 is provided at a subsequent stage of the rectifier circuit 25, so that current leakage to the SBD of the rectifier circuit 25 can be prevented. And help prevent the output from dropping.
[0031]
The frequency generated by the frequency sweep signal generator 20 is preferably changed in a range of about 100 MHz, for example, 2.4 to 2.5 GHz. Further, it is preferable that the pulse duration t is about 10 msec and the duty ratio is 10 to 90%.
[0032]
(Third embodiment)
Next, a case where the microwave power transmission method of the second embodiment is applied to an ID tag system will be described. Note that the same components as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0033]
FIG. 10 is a block diagram on the reader side.
A circulator 28 is provided between the amplifier 21 and the antenna 22, and a demodulator 29 is connected to the circulator 28 via the amplifier 21. That is, the circulator 28 enables signal transmission from the frequency sweep signal generator 20 to the antenna 22 and signal transmission from the antenna 22 to the demodulator 29. The rectifier circuit 25 may be provided between the circulator 28 and the amplifier 21.
[0034]
FIG. 11 is a block diagram on the tag side.
A load resistor 31 is connected to the rectifier circuit 25 via a load switch 30. The load switch 30 is opened and closed by a signal from a microcomputer 32. The DC pulse output from the switched capacitor circuit 26 charges the secondary battery 33, and the microcomputer 32 is started using the secondary battery 33 as a power supply.
[0035]
Next, the operation of the ID tag system will be described.
A microwave pulse as shown in FIG. 6 is sent from the reader to the tag. The reader rectifies the microwave pulse by the rectifier circuit 26 and supplies a DC pulse to the secondary battery 33 via the switched capacitor circuit 26. When the voltage of the secondary battery 33 reaches a specified value, the microcomputer 32 is started, and the load switch 30 is opened and closed in synchronization with the microwave pulse. In other words, this tag is of a batteryless type in which power is supplied from a reader by microwave power transmission. The opening and closing of the load switch 30 is performed according to the serial data to be transmitted to the reader.
[0036]
When the load switch 30 is opened and closed, the current flowing from the rectifier circuit 25 to the load resistor 31 is intermittent. However, as the load switch 30 opens and closes, the reflectivity of the microwave reflected by the tag-side antenna 23 changes. The reflected wave interferes with the incident wave to generate a standing wave, and the peak value of the standing wave also changes by opening and closing the load switch 30. That is, the VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) seen from the reader side changes.
[0037]
This standing wave is received by the antenna 22 on the reader side, and is input to the demodulator 29 through the circulator 28 and the amplifier 21. Data transmission from the tag to the reader is performed in this manner. FIG. 12A schematically shows a microwave pulse sent from the reader, and FIG. 12B schematically shows a standing wave returning to the reader.
[0038]
In this ID tag system, power is supplied to the tag side by microwave pulses as shown in FIG. 6, so large power can be supplied even if the power density of the microwave is maintained within the allowable range of the Radio Law. become. That is, in order to shorten the charging time of the secondary battery 33 on the tag side, when a microwave pulse as shown in FIG. 3A is used, the duty ratio must be increased as much as possible. When a microwave pulse as shown is used, it becomes a pulse anyway after rectification as shown in FIG. 7, and it is not necessary to make the duty ratio as large as possible in order to obtain large power. (10-90%), and the duty ratio can be small. The modulation of the duty ratio enables the exchange of digital signal data.
[0039]
Therefore, the pulse frequency can be increased, and the communication speed is increased.
Further, a modulation method other than ASK (Amplitude Shift Keying) can be adopted, and the degree of freedom of modulation is increased.
In addition, there is also an effect that the reach of the radio wave is dramatically increased.
[0040]
The three embodiments have been described above, but the present invention is not limited to these embodiments.
For example, as shown in FIG. 13, a plurality of switched capacitor circuits 9 (or 26, the same applies hereinafter) are arranged in parallel with a backflow prevention diode 41 in a rectifier circuit 8 to control ON / OFF of a switching element. The phase of the clock signal may be shifted for each switched capacitor circuit 9. For example, in this circuit, since there are three switched capacitor circuits, a good balance is obtained by shifting the phases by 90 degrees. By doing so, the dead time due to ON / OFF of the switch can be reduced and the efficiency is good.
[0041]
The switched capacitor circuit 9 may be the one shown in FIGS. In the switched capacitor circuit 9, SW1 to SW2n are switches, and CPT1 to CPTn are capacitors. In addition, in FIGS. 14 and 15, reference numerals 9b and 9c are input terminals, and 9a and 9f are output terminals.
A clock signal for switching the switches SW1 to SW2n to the "1" side (state 1) is applied to the clock input terminal 9d, and an inversion for switching the switches SW1 to SW2n to the "2" side (state 2) for the inverted clock input terminal 9e. Clock signals are respectively input.
[0042]
The capacitors CPT1 to CPTn are connected in series in state 1 and inserted between the HV output terminal 9a and the LV output terminal 9f, and are connected in parallel in state 2 and inserted between the RF input terminals 9b and 9c. Connected to the switches SW1 to SW2n. The switches SW1 to SW2n are connected between the terminals 9a and 9b so that the capacitors CPT1 to CPTn are connected as described above.
[0043]
The operation of the switched capacitor circuit 9 will be described. In the state 1, the capacitors CPT1 to CPTn connected in series are connected to the storage capacitor 11 via the HV output terminal 9a to discharge, and in the state 2, Is connected to the parallel-connected capacitors CPT1 to CPTn via the RF input terminals 9b and 9c, and charges the capacitors CPT1 to CPTn.
The states 1 and 2 are alternately repeated at a predetermined frequency (period) by the switches SW1 to SW2n that are switched and controlled by the clock signal input to the clock input terminal 9d and the inverted clock input terminal 9e and the inverted clock signal. Therefore, the above-described charge / discharge operation of capacitors CPT <b> 1 to CPTn is repeated at a predetermined frequency to pump out electric charges to power storage capacitor 11.
[0044]
FIG. 15 shows a specific circuit configuration example of the switched capacitor circuit 9 described in FIG. In FIG. 15, NMOS1 to NMOS3n-1 each represent an N-channel MOSFET. In FIG. 15, the same reference numerals as those in FIG. 14 denote the same or corresponding parts.
[0045]
16 and 17 show another embodiment. In this embodiment, each of the capacitors of the switched capacitor circuit 9 is switched by switching the switching element without performing the clock control as described above. Is stored directly in the storage capacitor. In FIG. 16, reference numeral 107 denotes an RF input terminal H, 108 denotes an RF input terminal C, 1300 denotes an integrated circuit unit formed by a one-chip (monolithic) IC, 9 denotes a switched capacitor circuit, and 1307 and 1308 denote reverse current blocking diodes.
[0046]
The switched capacitor circuits 9 and 9 obtain RF input from the RF input terminals 107 and 108 and store the voltage output HVOUT in the storage capacitor 11. The switched capacitor circuits 9 include an RFH input terminal 9b; an RFL input terminal 9c, an HV output terminal 9a, and an LV output terminal 9f.
The RFH input terminal 9b and the RFL input terminal 9c of the switched capacitor circuits 9, 9 are so-called cross-connected to the RF input. That is, the RFH input terminal 9b of the one switched capacitor circuit 9 and the RFL input terminal 9c of the other switched capacitor circuit 9 are respectively connected to the RF input terminal H108, the RFL input terminal 9b of the one switched capacitor circuit 9 and the other. The RFH input terminals 9c of the switch capacitor circuit 9 are connected to the RF input terminal 107, respectively.
[0047]
On the other hand, the HV output terminal 9a of the switched capacitor circuit unit 9 is connected to one end of the storage capacitor 11 via the backflow prevention diode 1307, and the HV output terminal 9a of the switched capacitor circuit 9 is connected via the backflow prevention diode 1308. Have been.
The LV output terminal 9f of the one switched capacitor circuit 9 and the LV output terminal 9f of the other switched capacitor circuit 9 are commonly connected, and are connected to one end of the storage capacitor 11.
[0048]
FIG. 17 shows a specific example of the circuit configuration of the switched capacitor circuit 9 described with reference to FIG. 16. FIG. 17 has a configuration substantially similar to that of FIG. 15, except that there is no switch clock control. That is, in this embodiment, the input microwave pulse directly hits the MOS gate, which is a switching element, to open and close the switch. Therefore, the above-described clock control is not required, and thus the charge consumption can be reduced. , Efficient. In addition, the same reference numerals in FIG. 17 as those in FIG. 15 indicate the same or corresponding parts.
[0049]
FIG. 18 is a circuit diagram showing still another embodiment. In this embodiment, each switch is not used by the clock signal (CK) used in the first embodiment shown in FIG. 1 but by using the amplitude of the microwave frequency (RF signal) received by the receiving circuit 51. SW1, SW2, SW3,... Are switched. That is, the microwave RF signal received by the receiving circuit 51 is sent from the full-wave rectifier circuit 53 to one end of each of the capacitors C1, C2, C3,... Of the clock boost circuit 9, and before the full-wave rectifier circuit 53. .. Are connected to every other capacitor C1, C2, C3... Via half-wave rectifier circuits 55 and 56, and the phase of the RF signal is (Rad), that is, it is shifted by 180 degrees. In this embodiment, since a clock generation circuit is unnecessary, power consumption is not necessary, and power efficiency can be improved.
[0050]
FIGS. 19 and 20 are circuit diagrams showing still another embodiment. FIGS. 20A and 20B are specific diagrams of the circuit shown in FIG. 19, respectively. In this embodiment, similarly to the embodiment shown in FIG. 18, each switch SW1 is used without using a clock signal (CK) and utilizing the amplitude of the microwave frequency (RF signal) received by the receiving circuit 51. , SW2, SW3,..., And uses a half-phase rectifier circuit 57 of opposite phase without the delay circuit 54. The other points are the same as those of the embodiment shown in FIG. D1 to D8 in FIG. 20B are rectified and connected MOSFET transistors.
FIG. 21 is a more specific configuration diagram of the circuit shown in FIG. 19, in which R1 and R2 shown in FIG. 20A are replaced by MOSFET configurations. According to the circuit shown in FIG. Low power consumption and higher efficiency.
The circuit shown in FIG. 22 shows a circuit of a power receiving apparatus according to still another embodiment. In this circuit, a variable capacitor capable of changing the tuning frequency with respect to the antenna 1 (the capacitance changes with the voltage) With the configuration including the element 40, the voltage monitoring circuit unit 44, and the voltage generation circuit unit 44, the voltage monitoring circuit unit 44 monitors the voltage of the output 12 and outputs the value of the variable capacitor through the voltage generation circuit unit. Has a function of adjusting the output 12 to always take the maximum value, and is capable of receiving power with maximum efficiency even when the receiving frequency of the power receiving device is out of synchronization due to various external factors.
[0051]
【The invention's effect】
According to the first to third aspects of the present invention, the amount of power transmission can be adjusted without deteriorating the rectification efficiency, and the transmitted power can be increased without increasing the power density of the microwave. .
Furthermore, according to the third aspect of the present invention, it is possible to transmit a communication signal together with power transmission.
[0052]
According to the fourth aspect of the present invention, since the boost voltage is applied to each capacitor of the switched capacitor circuit to pump out the electric charge, the electric charge stored in the electric storage capacitor increases. Also, charge can be pumped up with a simple configuration by controlling the clock signal.
[0053]
According to the fifth aspect of the present invention, a rectifier circuit is not required, a simple configuration can be obtained, and electric charges can be directly pumped from microwave pulses. And efficiency is good.
[0054]
According to the invention of claim 6, in addition to the effect of the invention of claim 2, it is possible to store the energy of the microwave pulse as electric power.
[0055]
According to the invention of claim 7, in addition to the effect of the invention of claim 4 or 5, since the received microwave pulse can be used as a clock signal, a separate clock signal transmitting means is not required, the configuration is simple, and Size reduction and labor saving can be achieved.
[0056]
According to the invention of claim 8, in addition to the effect of the invention of claim 7, switch control can be performed by shifting ON / OFF of a plurality of switches, and power storage efficiency by microwaves can be increased.
[0057]
According to the invention of claim 9, in addition to the effect of the invention of claim 4 or 5, the dead time due to ON / OFF of the switch can be reduced and the efficiency is good.
According to the tenth aspect of the present invention, it is possible to receive power with maximum efficiency even when the receiving frequency of the power receiving device is out of synchronization due to various external factors.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a power receiving device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 illustrates an operation of a switched capacitor circuit of the power receiving device.
FIG. 3 is a diagram showing waveforms at various parts of the power receiving device.
FIG. 4 is a diagram showing efficiency characteristics of a rectifier circuit.
FIG. 5 is a block diagram showing a power transmission system according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an output waveform of a frequency sweep signal generator of the power transmission system.
FIG. 7 is a diagram showing a waveform change caused by passing through a delay filter of the power transmission system.
FIG. 8 is a view showing characteristics of the delay filter.
FIG. 9 is a diagram showing a power spectrum of a microwave in the power transmission system.
FIG. 10 is a block diagram of a reader in the ID tag system according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram of a tag of the ID tag system.
FIG. 12 is a diagram illustrating a change in a peak value of a standing wave in the ID tag system.
FIG. 13 is a circuit diagram of a microwave power receiving device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 14 illustrates an operation of a switched capacitor circuit according to another embodiment.
FIG. 15 is a specific circuit diagram of FIG. 14;
FIG. 16 is a circuit diagram of a microwave power receiving device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a specific circuit diagram of FIG. 16;
FIG. 18 is a circuit diagram of a microwave power receiving device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a circuit diagram of a microwave power receiving device according to another embodiment of the present invention.
20A and 20B are specific circuit diagrams of FIG. 19, respectively.
FIG. 21 is a further specific circuit diagram of FIG. 19;
FIG. 22 is a circuit diagram of a power receiving device according to another embodiment.
[Explanation of symbols]
1 antenna
2 Filter
6 SBD
7 SBD
8 Rectifier circuit
9 Switched capacitor circuit
10 Inverter
11 Storage capacitors
12 Output terminal
20 Frequency sweep signal generator
21 amplifier
22 Antenna
23 Antenna
24 Delay Filter
25 Rectifier circuit
26 Switched capacitor circuit
27 Load
28 circulator
29 demodulator
30 Load switch
31 Load resistance
32 microcomputer
33 Secondary battery
40 Variable capacitor element
42 Voltage generation circuit
44 Voltage monitoring circuit

Claims

Used in a microwave power transmission method of capturing and rectifying microwaves with a power receiving side antenna, in a microwave power transmitting device that radiates microwaves from the antenna, the microwave radiated from the antenna is temporally intermittently pulsed. A microwave power transmitting device, wherein a power transmission amount is adjusted by changing a duty ratio of a pulse, and a frequency is monotonously lowered within a pulse duration.

A microwave power receiving device for receiving and rectifying microwaves from the microwave power transmitting device according to claim 1, wherein prior to rectification, a high frequency component is delayed to interfere with a low frequency component. A microwave power receiving device, comprising:

3. A microwave power transmission method using the microwave power transmission device according to claim 1, wherein a signal is transmitted from the power transmission side to the power reception side by changing the pulse duration. Law.

A microwave power receiving device for capturing and rectifying microwaves with an antenna, wherein a switch for disconnecting the storage capacitor from the rectifier circuit is provided during a period in which the rectified output of the microwave is not generated, wherein the switch includes a plurality of capacitors. Are connected in parallel via semiconductor switches, and both ends of these parallel-connected capacitors are connected to the rectifier circuit and the storage capacitor via semiconductor switches, respectively, and a boost voltage is applied to each of the other ends of the capacitors. And by selectively applying the semiconductor switch and the boost voltage, a charge of each of the capacitors is sequentially pumped out to a subsequent capacitor. , The switched capacitor circuit is connected in series and in two positions A plurality of switchable switches, and a capacitor disposed between the switches. Each of the switches is switched between two positions by a clock signal control circuit, and charges the capacitor at one position. A microwave power receiving device, wherein discharge is performed from a capacitor at the other position.

A microwave power receiving device that captures and rectifies microwaves with an antenna, and includes a switched capacitor circuit that disconnects the storage capacitor when pumping the output of the rectified microwave, and this switched capacitor circuit is connected in series A plurality of changeover switches that can be switched to two positions, and a capacitor disposed between the changeover switches. Each of the changeover switches is a switching element that is turned ON / OFF by a clock signal, and charges the capacitor at the ON position. And discharging from the capacitor to the storage capacitor at the OFF position.

The microwave power receiving device according to claim 2, further comprising a secondary battery that rectifies the microwave pulse and charges a charge generated based on the microwave pulse.

The microwave power receiving device according to claim 4, wherein in the switched capacitor circuit, a clock signal for controlling ON / OFF of the switching element is obtained from an input microwave.

The switched capacitor circuit includes a plurality of half-wave rectifier circuits, each of which outputs a rectified signal whose phase is shifted by 180 degrees, and obtains a clock signal from the rectified signal. The microwave power receiving device as described in the above.

A plurality of the switched capacitor circuits are electrically connected in parallel, each of the switched capacitor circuits includes a backflow prevention element, and a clock signal is applied with a different phase for each of the switched capacitor circuits. The microwave power receiving device according to claim 4.

A microwave power receiving apparatus for receiving and rectifying microwaves from the microwave power transmitting apparatus according to claim 1, wherein the power receiving antenna, a variable capacitor element capable of changing a tuning frequency with respect to the power receiving antenna, and voltage monitoring. A circuit section and a voltage generation circuit section, wherein the voltage monitoring circuit section monitors the output voltage and adjusts the value of the variable capacitor through the voltage generation circuit section so that the output always takes the maximum value. Microwave power receiving device.