【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は，三相交流電源から全波整流電圧より低い降圧された直流電圧を得るＰＷＭ整流装置の回路構成技術に関し，特に２分割された直流出力電圧を個別に制御でき，さらに入力電流を高力率に制御できるＰＷＭ整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
整流回路の直流電圧を２分割してインバータに供給する回路構成として、図４に示す３レベルインバータ回路が知られている。
本回路は，文献「ベクトル制御に適した中性点クランプ電圧型インバータの電流制御法」（著者：阿部 慶一，小笠原 悟司，赤木 康文，難波江 章）（平成元年電気学会産業応用部門全国大会，１１３，ｐｐ．４６９〜４７２）に記されている。
三相交流電源１００の交流電源端子１〜３にはダイオード９〜１４で構成さらた整流器が，整流器の直流出力間にはコンデンサ１５と１６とからなるコンデンサ直列回路が，コンデンサ直列回路の直流出力７，４８，８間にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路で構成された半導体スイッチ１７〜２８とダイオード２９〜３４で構成された３レベルインバータが，３レベルインバータの交流出力端子４〜６にはモータ３５が、各々接続されている。整流器と３レベルインバータの回路は一般的に知られている回路であるので詳細な説明は省略する。
【０００３】
この回路は，三相の交流を整流器で整流し、コンデンサ１５と１６に２分割された直流電圧を得る直流電源に変換し，その直流電源から３レベルインバータで任意の周波数と電圧値の交流を得る回路である。
３レベルインバータの場合，コンデンサ１５とコンデンサ１６の出力電力が不平衡になるといった問題がある。例えば，コンデンサ１５→半導体スイッチ１７→半導体スイッチ１８→交流出力端子４→モータ３５→交流出力端子５→半導体スイッチ２３→ダイオード３２→直流端子４８→コンデンサ１５の経路などではコンデンサ１５の電荷のみを放電するが，この電荷量とコンデンサ１６を放電する例えば，コンデンサ１６→ダイオード２９→半導体スイッチ１８→交流出力端子４→モータ３５→交流出力端子５→半導体スイッチ２３→半導体スイッチ２４→直流端子８→コンデンサ１６の経路などではコンデンサ１６の電荷のみを放電するため、放電電荷量を平衡させないと，コンデンサ１５とコンデンサ１６の電圧が不平衡となる。コンデンサ電圧が不平衡となると出力電圧が不平衡となり，所定の出力電圧値が得られないことや，ＩＧＢＴなどの半導体素子に過電圧が印加され素子が破壊するなどの問題が発生する。
【０００４】
このため，３レベルインバータの制御にコンデンサ電圧を平衡させる制御を追加してコンデンサ１５とコンデンサ１６の電圧値を平衡させる制御方式が用いられている。しかし，この制御は出力周波数に対して平均値的に行われるのが一般的で，急加減速などで負荷が急変する汎用インバータなどの装置では直流電圧が変動して，出力電圧変動が発生してしまう。
この対策のため，コンデンサ電圧を個別に制御する半導体スイッチ素子を追加した従来の回路例を図５に示す。また，図５の回路は，直流出力電圧を低い電圧から制御できるように降圧チョッパを付加している。この回路は，交流を直流電源に変換するＰＷＭ整流器の部分を示している。交流電源端子１〜３にはダイオード９〜１４で構成された整流器が，整流器の出力にはＩＧＢＴ３６，リアクトル３７，ダイオード４１，ダイオード４２およびリアクトル３８で構成された降圧チョッパが，コンデンサ１５と並列に、負荷１０１と、ダイオード４３とＩＧＢＴ３９で構成された昇圧チョッパが，コンデンサ１６と並列に、負荷１０２と、ダイオード４４とＩＧＢＴ４０で構成された昇圧チョッパが，交流電源端子１〜３には星型結線されたコンデンサ４５〜４７が、各々接続されている。
【０００５】
この回路は，整流器で変換された直流電圧をＩＧＢＴ３６がオンしているときには，ＩＧＢＴ３６→リアクトル３７→ダイオード４３→コンデンサ１５→コンデンサ１６→ダイオード４４→リアクトル３８→整流器の経路でコンデンサ１５，１６，リアクトル３７，３８に電力を供給する。次にＩＧＢＴ３６をオフすると，リアクトル３７，３８に蓄積されているエネルギーは，リアクトル３７→ダイオード４３→コンデンサ１５→コンデンサ１６→ダイオード４４→リアクトル３８→ダイオード４２→ダイオード４１の経路でコンデンサ１５，１６に放出される。
コンデンサ１５の電圧がコンデンサ１６の電圧より大きくなったときは，ＩＧＢＴ３９をオンすることにより，リアクトル３７の電流はＩＧＢＴ３９の経路に転流し，コンデンサ１５への充電経路はなくなり，コンデンサ１６のみが充電される。また，コンデンサ１６の電圧がコンデンサ１５の電圧より大きくなったときは，ＩＧＢＴ４０をオンすることにより，リアクトル３８の電流はＩＧＢＴ４０の経路に転流し，コンデンサ１６への充電経路はなくなり，コンデンサ１５のみが充電される。このような制御を追加することにより，コンデンサ１５と１６の電圧はは等しい値に保たれる。
【０００６】
しかし，このような回路の場合，３相交流電源から流れる入力電流はダイオード整流器の入力電流で１２０°期間通流した電流となり，高調波電流を大きく含んだ電流となる。一般的にこれらの電源装置の交流入力電流は，ＩＥＣ６１０００−３−２の規格を満足しなければならず、大きな入力フィルタが必要になり，装置が大型化し高価になるという問題がある。
図６に入力電流の高調波電流を低減するたの従来の回路例を示す。
この回路は，文献「正弦波入力電流形コンバータ」（著者：上田 茂田，本部 光幸，植田 明照，松田 靖夫）（電気学会電力変換研究会資料，ＳＰＣ−８４−８１，ｐｐ．６１−７０，昭和５９年）に記されている回路である。
図６の回路には図５の回路と同一部分は同一番号を記して説明は省略する。図６の回路は，図５の回路におけるＩＧＢＴ３６を省略し，整流器のダイオード９〜１４をダイオードとＩＧＢＴを直列接続した構成の逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８〜５３に置換えた構成である。
【０００７】
この回路において，図７に示すように，リアクトル３７，３８の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８（または５１）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５２（または４９）がオンしているとき交流電源端子１−２間（Ｕ−Ｖ間）から、逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８（または５１）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３（または５０）がオンしているとき交流電源端子３−１間（Ｗ−Ｕ間）から、同様に逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４９（または５２）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３（または５０）をオンしているとき交流電源端子２−３間（Ｖ−Ｗ間）から、それぞれ交流電流を流す。逆阻止ＩＧＢＴ４８〜５３がオフしているときは，リアクトル３７，３８の電流はダイオード４１，４２を通る経路で環流する。
【０００８】
このような回路構成とすることにより，入力電流の高調波電流が低減され、入力フィルタを小形化できる。
しかし，この回路の場合，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチやＩＧＢＴが８個必要となり，ゲート駆動回路やゲート駆動電源などが個別に必要となり装置が高価となる課題がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
三相交流電源からコンデンサを直列に接続した中性点付の直流電源を得る降圧形整流器の場合，図５に示す従来の実施例では，交流入力電流の高調波が大きく，大きな入力フィルタが必要になり，装置が大型化し高価になるといった課題がある。また，図６に示す従来の実施例は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチやＩＧＢＴが８個必要となり，ゲート駆動回路やゲート駆動電源などが個別に必要となり装置が高価となる課題がある。本発明は、これらの課題を解決するための新しい回路方式を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するための第１の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，逆阻止機能を有する半導体スイッチを直列接続した半導体スイッチ直列回路２個と、ダイオードを直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサとの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、２個の半導体スイッチ直列回路の直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、ダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１１】
第２の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路２個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記２個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１２】
第３の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路３個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記３個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点と三相交流電源の中性点との間に交流スイッチを，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の請求項１から３に基づいた実施例を示す。この回路構成は，図６の回路から，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４９と５２，ＩＧＢＴ３９と４０，ダイオード４３と４４を省略し，交流電源端子２とコンデンサ１５と１６の直列接続点とを接続した構成である。この回路構成において，リアクトル３７の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８がオンのときは，交流電源端子１→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路でコンデンサ１５を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０がオンのときは，交流電源端子３→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路でコンデンサ１５に電荷を充電する。
リアクトル３８の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１がオンのときは，交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１→交流電源端子１の経路でコンデンサ１６を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３がオンのときは，交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３→交流電源端子３の経路でコンデンサ１６を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８，５０がオフのときはリアクトル３７の電流はダイオード４１を通る経路に環流する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１，５３がオフのときはリアクトル３８の電流はダイオード４２を通る経路に環流する。
従って，交流電源相電圧ＶＵＯ（交流電源端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が正の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８をオンし，交流電源相電圧ＶＵＯ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が負の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１をオンすることにより，交流電源端子１（Ｕ相）からの電流は図７と同様に高力率の電流とすることが出来る。交流電源相電圧ＶｗＯ（交流電源端子３とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が正の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０をオンし，交流電源相電圧ＶＷＯ（交流電源端子３とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が負の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３をオンすることにより，交流電源端子３（Ｗ相）からの電流は図７と同様に高力率の電流とすることができる。
また，交流電源端子２（Ｖ相）の電流は交流電源端子１（Ｕ相）と交流電源端子３（Ｗ相）の差電流となり，図７と同様に高力率の電流とすることができる。
従って，コンデンサ１５の電圧は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０と４８のオンオフ比を変えることにより、またコンデンサ１６の電圧は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１と５３のオンオフ比を変えることにより、それぞれ個別に調整できる。このような制御により、入力電流の高調波電流は小さくなり、交流入力部のフィルタ（コンデンサ４５〜４７）を小形化できる。
以上の説明からわかるように、この回路構成の場合，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４個で直流出力である２個のコンデンサ電圧を個別に制御できる高力率のＰＷＭ整流器を構成できる。
また、図１では逆阻止形ＩＧＢＴスイッチとして、請求項２のダイオードとＩＧＢＴの直列回路で示したが、請求項３に示した逆阻止機能を兼ね備えた逆素子ＩＧＢＴを適用でき、この適用により直列のダイオードが不要となり、損失の低減と部品点数の削減が達成され、装置を一層小形化できる。
【００１４】
図２に本発明の請求項４に基づいた実施例を示す。ダイオード５４と５６を直列接続したダイオード直列回路をＩＧＢＴ５７と逆並列に接続し，ＩＧＢＴ５７のコレクタとダイオード５８のカソードを，ＩＧＢＴ５７のエミッタとダイオード５９のアノードを、各々接続して構成した第１の相アーム交流スイッチ回路と，ダイオード７０と７１を直列接続したダイオード直列回路をＩＧＢＴ７２と逆並列に接続し，ＩＧＢＴ７２のコレクタとダイオード７３のカソードを，ＩＧＢＴ７２のエミッタとダイオード７４のアノードを、各々接続して構成した第２の相アーム交流スイッチ回路と、ダイオード４１と４２を直列接続した相アームダイオード直列回路とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路のダイオード４１と並列にリアクトル３７とコンデンサ１５との直列回路を、ダイオード４２と並列にリアクトル３８とコンデンサ１６との直列回路を、コンデンサ１５と１６がダイオード４１と４２との直列接続点に接続される方向に、前記第１の相アーム交流スイッチ回路のダイオード５４と５６のダイオード直列接続点に三相交流電源端子１を、前記第２の相アーム交流スイッチ回路のダイオード７０と７１とのダイオード直列接続点に三相交流電源端子３を、前記相アームダイオード直列回路のダイオード４１と４２との直列接続点に三相交流電源端子２を，各々接続し、交流電源端子１にフィルタコンデンサ４５を、交流電源端子２にフィルタコンデンサ４６を、交流電源端子３にフィルタコンデンサ４７を、各々接続した構成である。
【００１５】
この回路構成における動作は以下のようになる。交流電源端子１と２間の電圧が正のときは，ＩＧＢＴ５７をオンすることにより交流電源端子１→ダイオード５４→ＩＧＢＴ５７→ダイオード５９→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路で電流が流れ、コンデンサ１５の電圧を制御することができる。交流電源端子１と２間が負のときは，ＩＧＢＴ５７をオンすることにより交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→ダイオード５８→ＩＧＢＴ５７→ダイオード５６の経路で電流が流れ、コンデンサ１６の電圧を制御することができる。
交流電源端子２と３間の電圧が負のときは，ＩＧＢＴ７２をオンすることにより交流電源端子３→ダイオード７０→ＩＧＢＴ７２→ダイオード７４→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路で電流が流れ、コンデンサ１５の電圧を制御することができる。交流電源端子２と３間の電圧が正のときは，ＩＧＢＴ７２をオンすることにより交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→ダイオード７３→ＩＧＢＴ７２→ダイオード７１の経路で電流が流れ、コンデンサ１６の電圧を制御することができる。
【００１６】
ＩＧＢＴ５７，ダイオード５４，５６，５８，５９で構成された回路をＡＣスイッチ７５とし，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７０，７１，７３，７４で構成された回路をＡＣスイッチ７８とすると、この回路は，交流電源端子１と交流電源端子３の線間電圧でコンデンサ１５と１６の直列回路を充電することができる。交流電源端子１と３間の電圧が正のときは，交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７８→交流電源端子３の経路で充電でき，交流電源端子１と３間の電圧が負のときは，交流電源端子３→ＡＣスイッチ７８→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流端子１の経路で充電できる。
【００１７】
図３に本発明の請求項５に基づいた実施例を示す。図２の回路との相違点は，ＡＣスイッチを４個用い，３個のＡＣスイッチ７５〜７７の入力を各々交流電源端子１〜３に接続し，ダイオード５９，６４，６９のカソードをリアクトル３７に，ダイオード５８，６３，６８のアノードをリアクトル３８に，ＡＣスイッチ７８の一方の入力をコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）に，ダイオード７３と７４を短絡しコンデンサ１５と１６の直列接続点に各々接続した点である。
このような回路構成における動作を以下に説明する。交流電源端子１と３間の電圧が正のときは、交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７７→交流電源端子３の経路で，交流電源端子１と３間の電圧が負のときは、交流電源端子３→ＡＣスイッチ７７→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流電源端子１の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。
交流電源端子１と２間の電圧が正のときは、交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７６→交流電源端子２の経路で，交流電源端子１と２間の電圧が負のときは、交流電源端子２→ＡＣスイッチ７６→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流電源端子１の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。
交流電源端子２と３間の電圧が正のときは，交流端子２→ＡＣスイッチ７６→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７７→交流電源端子３の経路で，交流電源端子２と３間の電圧が負のときは，交流電源端子３→ＡＣスイッチ７７→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７６→交流電源端子２の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。このように，三相交流電源の線間電圧でコンデンサ１５と１６の直列回路を充電することができる。
また，ＡＣスイッチ７８をオンすることにより，コンデンサ１５，１６の電圧を個別に制御することができる。例えばコンデンサ１５のみに充電する場合，Ｕ相電圧Ｖｕｏ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間の電圧）を利用する場合には，ＡＣスイッチ７５と７８をオンすることにより，交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→ＡＣスイッチ７８の経路でコンデンサ１５のみ充電することができる。
コンデンサ１６のみを充電するとき場合は，例えば相電圧Ｖｕｏ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間の電圧）を利用する場合には，ＡＣスイッチ７５と７８をオンすることにより，交流電源中性点（コンデンサ４５〜４７の接続点）→ＡＣスイッチ７８→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５の経路でコンデンサ１６のみ充電することができる。Ｖ相，Ｗ相の相電圧を用いても同様にコンデンサ１５，１６を充電することができる。
ここで、ＡＣスイッチ７８はダイオード７０，７１，７３，７４とＩＧＢＴ７２を用いた回路構成を示しているが、請求項６に示すように逆阻止機能を兼ね備えた逆阻止ＩＧＢＴを逆並列接続して構成することができ、その結果、部品点数の削減と通電損失の低減が図られ、装置が一層小形化される。
【００１８】
【発明の効果】
従来の回路では，直流出力となる直列コンデンサの電圧を個別に制御して，高力率の入力電流を得るためには，入力フィルタが大型化したり，ＩＧＢＴなどの能動素子が８個必要で，装置が大形化し，高価になるなどの課題があった。しかし，本発明を適用した回路を用いることにより，使用する能動素子の数は、請求項１〜３の実施例では４個、請求項４の実施例では２個、請求項５の実施例では４個、請求項６の実施例では５個に削減でき，また高力率の入力電流とすることができるため，入力フィルタを小形化でき、装置が小形・低価格になるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１〜３に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】請求項４に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図３】請求項５に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図４】３レベルインバータを用いた従来例を示す回路図である。。
【図５】整流器とチョッパ回路を用いた従来例を示す回路図である。
【図６】逆阻止形ＩＧＢＴスイッチを用いた従来例を示す回路図である。
【図７】図６の回路動作を説明するための動作波形図である。
【符号の説明】
１，２，３・・・交流電源端子 ４，５，６・・・交流出力端子
７，８，４８・・・直流端子
９〜１４，２９〜３４，４１〜４４・・・ダイオード
５４，５６，５８〜６１，６３〜６６，６８〜７１７３，７４・・・ダイオード
１５，１６，４５〜４７・・・コンデンサ １７〜２８・・・半導体スイッチ
３５・・・モータ
３６，３９，４０，５７，６２，６７，７２・・・ＩＧＢＴ
３７，３８・・・リアクトル ４８〜５３・・・逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ
７５〜７８・・・ＡＣスイッチ
１００・・・交流電源 １０１，１０２・・・負荷[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit configuration technology of a PWM rectifier that obtains a stepped-down DC voltage lower than a full-wave rectified voltage from a three-phase AC power supply, and in particular, can separately control a DC output voltage divided into two, and further increase an input current. The present invention relates to a PWM rectifier circuit that can be controlled to a power factor.
[0002]
[Prior art]
As a circuit configuration in which a DC voltage of a rectifier circuit is divided into two and supplied to an inverter, a three-level inverter circuit shown in FIG. 4 is known.
This circuit is described in the document "Current control method of neutral point clamped voltage inverter suitable for vector control" (Author: Keiichi Abe, Satoshi Ogasawara, Yasufumi Akagi, Akira Nambae) (Heisei 1 , 113, pp. 469-472).
A rectifier composed of diodes 9 to 14 is provided at the AC power supply terminals 1 to 3 of the three-phase AC power supply 100, and a capacitor series circuit including capacitors 15 and 16 is provided between the DC outputs of the rectifier. Between 7, 48 and 8, three-level inverters composed of semiconductor switches 17 to 28 and diodes 29 to 34 composed of an anti-parallel circuit of IGBTs and diodes, and AC output terminals 4 to 6 of the three-level inverters Motors 35 are respectively connected. Since the circuit of the rectifier and the three-level inverter is a generally known circuit, a detailed description is omitted.
[0003]
This circuit rectifies a three-phase alternating current with a rectifier, converts it into a DC power source that obtains a DC voltage divided into two by capacitors 15 and 16, and converts the AC power of an arbitrary frequency and voltage value from the DC power source with a three-level inverter. It is a circuit to get.
In the case of a three-level inverter, there is a problem that the output powers of the capacitors 15 and 16 become unbalanced. For example, only the charge of the capacitor 15 is discharged in the path of the capacitor 15, the semiconductor switch 17, the semiconductor switch 18, the AC output terminal 4, the motor 35, the AC output terminal 5, the semiconductor switch 23, the diode 32, the DC terminal 48, and the capacitor 15. However, this charge and the capacitor 16 are discharged. For example, the capacitor 16 → the diode 29 → the semiconductor switch 18 → the AC output terminal 4 → the motor 35 → the AC output terminal 5 → the semiconductor switch 23 → the semiconductor switch 24 → the DC terminal 8 → the capacitor In the path 16 and the like, only the charge of the capacitor 16 is discharged. Therefore, unless the amount of the discharged charge is balanced, the voltages of the capacitor 15 and the capacitor 16 become unbalanced. If the capacitor voltage becomes unbalanced, the output voltage becomes unbalanced, causing problems such as the inability to obtain a predetermined output voltage value and the destruction of the semiconductor device such as an IGBT due to an overvoltage applied to the device.
[0004]
For this reason, a control method is used in which control for balancing the capacitor voltage is added to the control of the three-level inverter to balance the voltage values of the capacitors 15 and 16. However, this control is generally performed as an average value with respect to the output frequency, and in a device such as a general-purpose inverter in which the load changes suddenly due to sudden acceleration / deceleration, the DC voltage fluctuates and the output voltage fluctuates. Would.
FIG. 5 shows an example of a conventional circuit in which a semiconductor switch element for individually controlling the capacitor voltage is added as a countermeasure for this. The circuit of FIG. 5 further includes a step-down chopper so that the DC output voltage can be controlled from a low voltage. This circuit shows a part of a PWM rectifier that converts an alternating current into a direct current. A rectifier composed of diodes 9 to 14 is provided at the AC power supply terminals 1 to 3, and a buck chopper composed of an IGBT 36, a reactor 37, a diode 41, a diode 42 and a reactor 38 is provided at an output of the rectifier in parallel with the capacitor 15. , A load 101, a boost chopper formed of a diode 43 and an IGBT 39, a load chopper formed of a diode 44 and an IGBT 40 in parallel with the capacitor 16, and a star connection to the AC power supply terminals 1 to 3. The connected capacitors 45 to 47 are respectively connected.
[0005]
When the IGBT 36 is turned on, the DC voltage converted by the rectifier is turned on by the IGBT 36 → reactor 37 → diode 43 → capacitor 15 → capacitor 16 → diode 44 → reactor 38 → capacitors 15, 16 and the reactor on the rectifier path. Power is supplied to 37 and 38. Next, when the IGBT 36 is turned off, the energy stored in the reactors 37 and 38 is transferred to the capacitors 15 and 16 through the route of the reactor 37 → the diode 43 → the capacitor 15 → the capacitor 16 → the diode 44 → the reactor 38 → the diode 42 → the diode 41. Released.
When the voltage of the capacitor 15 becomes larger than the voltage of the capacitor 16, by turning on the IGBT 39, the current of the reactor 37 is diverted to the path of the IGBT 39, and the charging path to the capacitor 15 disappears, and only the capacitor 16 is charged. You. Further, when the voltage of the capacitor 16 becomes larger than the voltage of the capacitor 15, the IGBT 40 is turned on, so that the current of the reactor 38 is diverted to the path of the IGBT 40, and the charging path to the capacitor 16 is eliminated, and only the capacitor 15 is connected. Charged. By adding such control, the voltages of the capacitors 15 and 16 are kept equal.
[0006]
However, in the case of such a circuit, the input current flowing from the three-phase AC power supply is a current flowing through the diode rectifier for a period of 120 ° with respect to the input current, and is a current containing a large amount of harmonic current. In general, the AC input current of these power supply devices must satisfy the standard of IEC61000-3-2, and a large input filter is required, which causes a problem that the device becomes large and expensive.
FIG. 6 shows an example of a conventional circuit for reducing a harmonic current of an input current.
This circuit is described in the document "Sine Wave Input Current Source Converter" (author: Shigeta Ueda, Mitsuyuki Motobu, Akiteru Ueda, Yasuo Matsuda) (Institute of Electrical Engineers of Japan, SPC-84-81, pp. 61-70, Showa) 59).
In the circuit of FIG. 6, the same parts as those of the circuit of FIG. The circuit of FIG. 6 has a configuration in which the IGBT 36 in the circuit of FIG. 5 is omitted, and the diodes 9 to 14 of the rectifier are replaced with reverse blocking IGBT switches 48 to 53 having a configuration in which a diode and an IGBT are connected in series.
[0007]
In this circuit, as shown in FIG. 7, the current of the reactors 37 and 38 is supplied to the AC power supply terminal 1 when the reverse blocking IGBT switch 48 (or 51) and the reverse blocking IGBT switch 52 (or 49) are turned on. When the reverse blocking IGBT switch 48 (or 51) and the reverse blocking IGBT switch 53 (or 50) are turned on, between the AC power supply terminals 3-1 (between W and U). ), Similarly, when the reverse blocking IGBT switch 49 (or 52) and the reverse blocking IGBT switch 53 (or 50) are turned on, the AC current flows between the AC power supply terminals 2-3 (between V and W). Flow. When the reverse blocking IGBTs 48 to 53 are off, the current of the reactors 37 and 38 circulates in a path passing through the diodes 41 and 42.
[0008]
With such a circuit configuration, the harmonic current of the input current is reduced, and the size of the input filter can be reduced.
However, in the case of this circuit, eight reverse-blocking IGBT switches and IGBTs are required, and a gate drive circuit, a gate drive power supply, and the like are separately required, and there is a problem that the device becomes expensive.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of a step-down rectifier for obtaining a DC power supply having a neutral point from a three-phase AC power supply in which capacitors are connected in series, in the conventional embodiment shown in FIG. 5, the harmonics of the AC input current are large and a large input filter is required. However, there is a problem that the device becomes large and expensive. Further, the conventional embodiment shown in FIG. 6 requires eight reverse-blocking IGBT switches and IGBTs, and separately requires a gate drive circuit, a gate drive power supply, and the like, so that the device becomes expensive. An object of the present invention is to provide a new circuit system for solving these problems.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
A first means for solving the above problem is a step-down type PWM rectifier which generates a DC voltage lower than a full-wave rectified voltage from a three-phase AC power supply, in which a semiconductor switch series circuit having a semiconductor switch having a reverse blocking function connected in series. A bridge circuit is formed by connecting two diodes in series and one phase arm diode series circuit in which diodes are connected in series, and a series circuit of a reactor and a capacitor is connected in parallel with each diode of the phase arm diode series circuit. Are connected in the direction in which the capacitors are directly connected to each other, and each one-phase terminal of the three-phase AC power supply is connected to the series connection point of the two semiconductor switch series circuits, and the three-phase AC is connected to the series connection point of the diode series circuit. The remaining one-phase terminals of the power supply are connected to each other, and the respective capacitor voltages serving as DC outputs are individually controlled.
[0011]
The second means is a step-down type PWM rectifier that generates a DC voltage lower than a full-wave rectified voltage from a three-phase AC power supply, by connecting a diode series circuit in which two diodes are connected in series in antiparallel with a semiconductor switch, A phase arm in which two switches are connected in series, and a phase arm in which two diodes are connected in series, and a positive electrode of the switch and a cathode of the first diode are connected, and a negative electrode of the semiconductor switch and an anode of the second diode are connected. A single diode series circuit is connected in parallel to form a bridge circuit, and a series circuit of a reactor and a capacitor is connected in parallel with each diode of the phase arm diode series circuit in such a direction that each capacitor is directly connected to each other. And three at each diode series connection point of each diode series circuit of the two phase arm AC switch circuits. Each one-phase terminal of the AC power supply is connected to a series connection point of the phase arm diode series circuit, and the remaining one-phase terminal of the three-phase AC power supply is connected to each. Control.
[0012]
The third means is a step-down type PWM rectifier that generates a DC voltage lower than a full-wave rectified voltage from a three-phase AC power supply, by connecting a diode series circuit in which two diodes are connected in series in antiparallel with a semiconductor switch, Three phase arm AC switch circuits each having a positive electrode of a switch and a cathode of a first diode connected to each other and a negative electrode of the semiconductor switch and an anode of a second diode, and a phase arm having two diodes connected in series; A single diode series circuit is connected in parallel to form a bridge circuit, and a series circuit of a reactor and a capacitor is connected in parallel with each diode of the phase arm diode series circuit in such a direction that each capacitor is directly connected to each other. And three at each diode series connection point of each of the diode series circuits of the three phase arm AC switch circuits. An AC switch is connected between each one-phase terminal of the AC power supply and a series connection point of the phase arm diode series circuit and a neutral point of the three-phase AC power supply, and each of the capacitor voltages serving as a DC output is connected. Are individually controlled.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows an embodiment according to claims 1 to 3 of the present invention. This circuit configuration differs from the circuit of FIG. 6 in that the reverse blocking IGBT switches 49 and 52, the IGBTs 39 and 40, the diodes 43 and 44 are omitted, and the AC power supply terminal 2 is connected to the series connection point of the capacitors 15 and 16. It is. In this circuit configuration, when the reverse blocking IGBT switch 48 is on, the current of the reactor 37 is supplied to the capacitor 15 through the path of the AC power supply terminal 1 → the reverse blocking IGBT switch 48 → the reactor 37 → the capacitor 15 → the AC power supply terminal 2. To charge. When the reverse blocking IGBT switch 50 is turned on, the capacitor 15 is charged with electric charge through the path of the AC power supply terminal 3 → the reverse blocking IGBT switch 50 → the reactor 37 → the capacitor 15 → the AC power supply terminal 2.
When the reverse blocking IGBT switch 51 is turned on, the current of the reactor 38 charges the capacitor 16 through the path of the AC power supply terminal 2 → the capacitor 16 → the reactor 38 → the reverse blocking IGBT switch 51 → the AC power supply terminal 1. When the reverse blocking IGBT switch 53 is on, the capacitor 16 is charged through the path of the AC power supply terminal 2 → the capacitor 16 → the reactor 38 → the reverse blocking IGBT switch 53 → the AC power supply terminal 3. When the reverse blocking IGBT switches 48 and 50 are off, the current of the reactor 37 circulates in a path passing through the diode 41. When the reverse blocking IGBT switches 51 and 53 are off, the current of the reactor 38 flows back to the path passing through the diode 42.
Therefore, when the AC power supply phase voltage V UO (the voltage between the connection points (neutral points) between the AC power supply terminal 1 and the capacitors 45 to 47) is positive, the reverse blocking IGBT switch 48 is turned on, and the AC power supply phase voltage V UO When the (voltage between the connection point (neutral point) between the terminal 1 and the capacitors 45 to 47) is negative, the reverse blocking IGBT switch 51 is turned on, so that the current from the AC power supply terminal 1 (U phase) is reduced as shown in FIG. In the same manner as the above, a current having a high power factor can be obtained. When the AC power supply phase voltage Vw O (voltage between the connection points (neutral points) between the AC power supply terminal 3 and the capacitors 45 to 47) is positive, the reverse blocking IGBT switch 50 is turned on, and the AC power supply phase voltage V WO (AC When the voltage between the connection points (neutral points) between the power supply terminal 3 and the capacitors 45 to 47 (negative point) is negative, the reverse blocking IGBT switch 53 is turned on, so that the current from the AC power supply terminal 3 (W phase) is reduced as shown in FIG. In the same manner as the above, a current having a high power factor can be obtained.
Further, the current of the AC power supply terminal 2 (V phase) is a difference current between the AC power supply terminal 1 (U phase) and the AC power supply terminal 3 (W phase), and can be a high power factor current as in FIG. .
Accordingly, the voltage of the capacitor 15 is individually adjusted by changing the on / off ratio of the reverse blocking IGBT switches 50 and 48, and the voltage of the capacitor 16 is individually adjusted by changing the on / off ratio of the reverse blocking IGBT switches 51 and 53. it can. By such control, the harmonic current of the input current is reduced, and the filters (capacitors 45 to 47) of the AC input section can be downsized.
As can be understood from the above description, in the case of this circuit configuration, a high power factor PWM rectifier that can individually control two capacitor voltages, which are DC outputs, with four reverse blocking IGBT switches can be configured.
Also, in FIG. 1, the reverse blocking IGBT switch is shown by the series circuit of the diode and the IGBT according to claim 2, but the reverse element IGBT having the reverse blocking function according to claim 3 can be applied. The diode is unnecessary, the loss and the number of parts are reduced, and the device can be further downsized.
[0014]
FIG. 2 shows an embodiment according to claim 4 of the present invention. A first phase in which a diode series circuit in which diodes 54 and 56 are connected in series is connected in anti-parallel with the IGBT 57, and the collector of the IGBT 57 and the cathode of the diode 58 are connected, and the emitter of the IGBT 57 and the anode of the diode 59 are connected. An arm AC switch circuit and a diode series circuit in which diodes 70 and 71 are connected in series are connected in anti-parallel with the IGBT 72, and the collector of the IGBT 72 and the cathode of the diode 73 are connected to the emitter of the IGBT 72 and the anode of the diode 74, respectively. A bridge circuit is formed by connecting the configured second phase arm AC switch circuit and a phase arm diode series circuit in which diodes 41 and 42 are connected in series to form a bridge circuit, and a reactor is connected in parallel with the diode 41 of the phase arm diode series circuit. 37 and capacitor 15 The first phase arm AC switch circuit is connected in series with the series circuit of the reactor 38 and the capacitor 16 in parallel with the diode 42 in the direction in which the capacitors 15 and 16 are connected to the series connection point of the diodes 41 and 42. The three-phase AC power supply terminal 1 is connected to the diode series connection point of the diodes 54 and 56, and the three-phase AC power supply terminal 3 is connected to the diode series connection point of the diodes 70 and 71 of the second phase arm AC switch circuit. The three-phase AC power supply terminal 2 is connected to the series connection point of the diodes 41 and 42 of the arm diode series circuit, respectively, the filter capacitor 45 is connected to the AC power supply terminal 1, the filter capacitor 46 is connected to the AC power supply terminal 2, and the AC power supply terminal is connected. 3 is connected to a filter capacitor 47.
[0015]
The operation in this circuit configuration is as follows. When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 2 is positive, turning on the IGBT 57 causes a current to flow through the path of the AC power supply terminal 1 → diode 54 → IGBT 57 → diode 59 → reactor 37 → capacitor 15 → AC power supply terminal 2. , The voltage of the capacitor 15 can be controlled. When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 2 is negative, turning on the IGBT 57 causes a current to flow through the path of the AC power supply terminal 2 → capacitor 16 → reactor 38 → diode 58 → IGBT 57 → diode 56 to control the voltage of the capacitor 16. can do.
When the voltage between the AC power supply terminals 2 and 3 is negative, turning on the IGBT 72 causes a current to flow through the path of the AC power supply terminal 3 → the diode 70 → the IGBT 72 → the diode 74 → the reactor 37 → the capacitor 15 → the AC power supply terminal 2. , The voltage of the capacitor 15 can be controlled. When the voltage between the AC power supply terminals 2 and 3 is positive, turning on the IGBT 72 causes a current to flow through the path of the AC power supply terminal 2 → capacitor 16 → reactor 38 → diode 73 → IGBT 72 → diode 71, and the voltage of the capacitor 16 Can be controlled.
[0016]
If a circuit composed of the IGBT 57 and the diodes 54, 56, 58, and 59 is an AC switch 75, and a circuit composed of the IGBT 72 and the diodes 70, 71, 73, and 74 is an AC switch 78, this circuit is an AC power supply terminal. The series circuit of the capacitors 15 and 16 can be charged with the line voltage between the AC power supply terminal 1 and the AC power supply terminal 3. When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 3 is positive, it can be charged in the route of the AC power supply terminal 1 → AC switch 75 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 78 → AC power supply terminal 3. When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 3 is negative, charging can be performed through the path of the AC power supply terminal 3 → AC switch 78 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 75 → AC terminal 1.
[0017]
FIG. 3 shows an embodiment according to claim 5 of the present invention. The difference from the circuit of FIG. 2 is that four AC switches are used, the inputs of three AC switches 75 to 77 are respectively connected to AC power supply terminals 1 to 3, and the cathodes of diodes 59, 64 and 69 are connected to reactor 37. The anodes of the diodes 58, 63 and 68 are connected to the reactor 38, one input of the AC switch 78 is connected to the connection point (neutral point) of the capacitors 45 to 47, the diodes 73 and 74 are short-circuited, and the capacitors 15 and 16 are connected in series. The points connected to the connection points.
The operation in such a circuit configuration will be described below. When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 3 is positive, the AC power supply terminal 1 → AC switch 75 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 77 → AC power supply terminal 3 When the voltage between terminals 1 and 3 is negative, AC power supply terminal 3 → AC switch 77 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 75 → AC power supply terminal 1 Charge 16
When the voltage between the AC power supply terminals 1 and 2 is positive, the AC power supply terminal 1 → AC switch 75 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 76 → AC power supply terminal 2 When the voltage between the terminals 1 and 2 is negative, the AC power supply terminal 2 → AC switch 76 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 75 → AC power supply terminal 1 Charge 16
When the voltage between the AC power supply terminals 2 and 3 is positive, the AC power supply terminal 3 is connected to the AC power supply terminal 3 via the AC switch 76 → the reactor 37 → the capacitor 15 → the capacitor 16 → the reactor 38 → the AC switch 77 → the AC power supply terminal 3. When the voltage between 2 and 3 is negative, the capacitors 15 and 16 are routed through the path of the AC power supply terminal 3 → AC switch 77 → reactor 37 → capacitor 15 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 76 → AC power supply terminal 2 respectively. To charge. Thus, the series circuit of the capacitors 15 and 16 can be charged with the line voltage of the three-phase AC power supply.
By turning on the AC switch 78, the voltages of the capacitors 15, 16 can be individually controlled. For example, when charging only the capacitor 15, when using the U-phase voltage Vuo (voltage between the connection point (neutral point) of the terminal 1 and the capacitors 45 to 47), the AC switches 75 and 78 are turned on. , Only the capacitor 15 can be charged through the path of the AC power supply terminal 1 → the AC switch 75 → the reactor 37 → the capacitor 15 → the AC switch 78.
When charging only the capacitor 16, for example, when using the phase voltage Vuo (voltage between the connection point (neutral point) of the terminal 1 and the capacitors 45 to 47), the AC switches 75 and 78 are turned on. As a result, only the capacitor 16 can be charged through the path of the AC power supply neutral point (connection point of the capacitors 45 to 47) → AC switch 78 → capacitor 16 → reactor 38 → AC switch 75. The capacitors 15 and 16 can be similarly charged by using the V-phase and W-phase phase voltages.
Here, the AC switch 78 has a circuit configuration using the diodes 70, 71, 73, 74 and the IGBT 72. As shown in claim 6, a reverse blocking IGBT having a reverse blocking function is connected in anti-parallel. As a result, the number of components can be reduced, the power loss can be reduced, and the device can be further downsized.
[0018]
【The invention's effect】
In a conventional circuit, in order to individually control the voltage of a series capacitor that becomes a DC output and obtain an input current with a high power factor, an input filter becomes large and eight active elements such as IGBTs are required. There have been problems such as an increase in the size of the device and an increase in cost. However, by using the circuit to which the present invention is applied, the number of active elements used is four in the first to third embodiments, two in the fourth embodiment, and two in the fifth embodiment. In the embodiment of the present invention, the number of filters can be reduced to four, and the number of filters can be reduced to five, and the input current can have a high power factor. Therefore, the size of the input filter can be reduced and the device can be reduced in size and cost. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention based on claims 1 to 3;
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention based on claim 4.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention based on claim 5;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example using a three-level inverter. .
FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example using a rectifier and a chopper circuit.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a conventional example using a reverse blocking IGBT switch.
FIG. 7 is an operation waveform diagram for explaining the operation of the circuit in FIG. 6;
[Explanation of symbols]
1, 2, 3 ... AC power supply terminals 4, 5, 6 ... AC output terminals 7, 8, 48 ... DC terminals 9 to 14, 29 to 34, 41 to 44 ... Diodes 54, 56 , 58 to 61, 63 to 66, 68 to 7173, 74 ... diodes 15, 16, 45 to 47 ... capacitors 17 to 28 ... semiconductor switches 35 ... motors 36, 39, 40, 57, 62, 67, 72 ... IGBT
37, 38: reactor 48 to 53: reverse blocking IGBT switch 75 to 78: AC switch 100: AC power supply 101, 102: load
