【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源発生部を組み込み、負荷電流の変動の大きな装置のように、電源コードへの伝導ノイズや、放射電磁界ノイズの影響が心配される装置に適用されるものである。特に、スリープ、スタンバイ、動作等のモードを持つ、プリンタ、Ｆａｘ、マルチファンクションプリンタ（ＭＦＰ）、複写機等に適用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来は、直流電源を出力する電源部は、定格の最大負荷電流を出力した場合にも伝導ノイズや放射電磁界ノイズが小さくなるように、ソフトスイッチングを用いた共振電源を用いる、さらには大きな減衰特性を有するフィルタを使用していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術によれば、共振電源等においても、出力電流が大きくなるとそれに応じてスイッチングの基本周波数のノイズが大きくなるために、大きな減衰特性を有するフィルタを使用する必要があった。しかしながら、大きな減衰特性を有するフィルタを使用するには、以下の弊害がある。
【０００４】
１：フィルタ（コモンモードチョークコイル、ライン間コンデンサ、ラインフレームグランド間コンデンサ等）自体が高コストであり、大型である。
【０００５】
２：電源コードから侵入する雷等のサージノイズによって発生するキックバックが大きくなるため、素子の耐圧を上昇させる、回路基板のパターン間の沿面距離を大きくとる、サージ吸収用部品を新たに追加する必要がある。
【０００６】
３： 電源が大型化してしまう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、
スイッチング周波数を変動させて、出力電圧を一定にする方式の共振型等のスイッチング電源装置に於いて、
スイッチング周波数を所定の周波数範囲において変調を行う構成とし、
変調周波数幅を、消費電流に応じて変化させるか、もしくは消費電力の異なるモード毎で変調周波数幅を変化させる、
あるいは、消費電流の変動が少ない場合にスイッチング周波数を変調する
構成とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１、図２、図３、図４、図５は本第１の実施例を示すものである。
【０００９】
図１は、電気的な概念図であり、ここでは他励発振型の複合型共振型スイッチング電源を例にとっている。図２は変調部を説明する図であり、図３は出力電流とスイッチング周波数と周波数変調幅の関係を説明する図であり、図４は、スイッチング周波数を説明する図であり、図５は端子ノイズ測定データの概念図である。
【００１０】
図１に於いて、１０１はスイッチング電源部を示し、１０２は外部から入力される商用電源であり、１０７は電源からみた場合の装置負荷部分である。
【００１１】
１０２の外部から商用電源は、フィルタ部（不図示）を経て、高い周波数でスイッチングされ、共振回路１０４とトランス１０５によって共振することによって電力を２次側に伝達する。１０６において出力電圧は平滑されて１０７の装置の負荷に接続される。
【００１２】
従来の回路は、１１１の変調手段と１１０の発振手段は含まれておらず、１０８の電圧検出手段で出力電圧を所定の電圧と比較した結果を１０９のＶ／Ｆ変換手段に伝えて、１０９は信号レベルに応じて、通常コンデンサと放電用抵抗から構成される１１２の発振手段を使用してスイッチング周波数を決定し、１１３のタイミング生成回路で、スイッチングのタイミングを発生して１０３のスイッチングを行い共振周波数を変更することで、一定の出力電圧を発生している。ここで、本第１の実施例では、１１０の第２の発振手段と１１１の変調手段を有している。まず、１１０の第二の発振手段による発振周波数でスイッチング周波数を変調し、また共振回路１０４からの情報に応じて変調レベルを調整する構成となっている。
【００１３】
図２は、１１３タイミング生成ブロック、１０９Ｖ／Ｆ変換ブロック、１１２第１発振手段、１０８電圧比較手段、１１１変調手段、１１０第２発振手段を、より詳細なブロックに示したものである。まず、２０９出力電圧検出部で出力２次側の出力電圧を検出し所定電圧であるか電圧比較を行う。検出結果は２０３のスイッチング周波数設定部に送られる。２０３スイッチング周波数設定部は、出力電圧検出結果と２０１の変調部からの情報によって、２１１と２１０の発振部によって共振周波数を決定し、２０２のタイミング生成回路部に送り、タイミング生成回路部２０２はスイッチング素子のタイミングを生成する。ここで、２０１の変調部について、説明を行う。
【００１４】
２０４は共振電源の１次側の電源電流を検出し、電流−電圧変換を行い、電源電流の値に応じて、増幅率を設定する。一方、２０７では、２０８の発振回路２からの固定された周波数の振幅に、先の増幅率で変調を行う。発振回路２の周波数は、共振周波数よりも低く設定する。第２の周波数は振幅変調され、２０３のスイッチング周波数設定部に送られる。スイッチング周波数設定部では、２０９出力電圧情報に応じて、中心周波数を決定し、２１１と２１０のコンデンサに充放電を開始し、充電量が所定の電圧Ｖ２になると放電を開始し、放電によって電圧が下がり所定の電圧Ｖ１になると再び充電を行う。ここで、所定電圧Ｖ１は、２０１の振幅変調された電圧である。すなわち、共振電源電流に応じて共振周波数の変調幅を変動させることができる。
【００１５】
図３は、電源電流と共振周波数と変調周波数幅の関係を示すものである。３０１は基準となる共振周波数Ｆｓｗで、３０２は電源電流Ｉｆ、３０３は変調周波数振幅Ａｍである。基本スイッチング周波数３１０は電源電流が多くなるに従い、共振周波数は低くなる場合の共振電源構成を示している。また、本実施例では、図３からもわかるように、電源電流３０２の増加に応じて、振幅変調増幅率３０３を広くするように設定している。以下に第４図に具体的な変調の方法を説明し、第５図において、電源電流とノイズレベルとの関係を後述する。
【００１６】
図４は、図２の２１１の充放電電圧を示す三角波を示すものである。縦軸４０１が電圧で、横軸は時間である。図４ａは、図４ｂを拡大したものである。実線４０５が変調周波数の最小値、点線４０６が変調周波数の最大値である。共振周波数１／（Ｔ２−Ｔ１）あるいは１／（Ｔ２’−Ｔ１）が、コンデンサと抵抗による充放電を利用した発振器を用いて決定される。三角波は、上限Ｖ２と下限Ｖ１，Ｖ１’の電圧になったときに充電あるいは放電に切り換えられる。ここでは、下限の電圧レベルＶ１，Ｖ１’のように変調しており、図４ｂの下限値４１５のように下限レベルが変動している。これは、周波数が変動していることを示すものである。
【００１７】
図５は、端子ノイズのスイッチング周波数におけるノイズレベルエネルギーを模式的に示すものである。縦軸はノイズレベルエネルギーで、横軸は周波数であり、端子ノイズ測定結果における基本波のスイッチングノイズの周波数近傍を示している。図５ａは、電源電流が少ない場合で、図５ｂは、電源電流が多い場合である。５０２と５０４の点線は従来電源のノイズレベルを示し、５０３と５０５の実線は本発明のノイズレベルを示すものである。従来電源のノイズレベルは、電源電流の少ない５０２において、５０６で示されるＶｎ１であり、さらに電源電流が増えた５０４においては、５０８で示されるＶｎ１’となり、Ｖｎ１＜Ｖｎ１’となることがわかる。
【００１８】
これに対して、点線で示される本発明に於いては、５０２のノイズプロファイルは、スイッチング周波数変調によって、ノイズエネルギーは分散化され５０３のノイズプロファイルになる。さらに、電源電流が増えた場合は、Ｖｎ２’＞Ｖｎ２であるものの、ノイズのピークは低く抑えられていることが分かる。ここで、周波数変動幅Ｆｎ２−からＦｎ２＋までよりもＦｎ２−’からＦｎ２＋’の方が広くし、周波数分散することにより、ピークレベルを下げることができる。
【００１９】
以上、説明したように、第１の実施例では、共振電源を用いて、共振電源電流に応じて変調周波数範囲を変更することによって、ノイズレベルをより低く抑えることができるようにしたものである。
【００２０】
（実施例２）
第１の実施例では、共振電源電流を検知して、ノイズレベルの上昇を抑える構成を示した。第二の実施例では、装置で使用する消費電流を装置制御用のＡＳＩＣで検知して、共振電源を構成しているインダクタンス値を変更することにより、スイッチング周波数を変調させる例を示す。
【００２１】
図６、図７は第二の実施例を示すものである。
【００２２】
図６は電気ブロック図であり、図１との違いは、１次側に存在した変調手段１１１と第２発振手段が、２次側に有ることと６１１にインダクタンス可変回路を設け装置制御部によって変調周波数を制御している点である。装置制御部６１４は、６１５の抵抗において負荷に流れる消費電流を直接算出し、算出結果に応じて、周波数変動幅を決定することができる。さらに、装置制御部６１４は、第２発振手段によって動作しており、この周波数に応じて動作するタイマ手段を有する。装置制御部６１４は、得られた周波数変動幅から、６１１のインダクタンス可変回路を駆動させて、共振回路の周波数を変動させることができる。
【００２３】
図７を用いて、さらに説明を行う。商用電源は、フィルタを経て整流され（不図示）、７０２の平滑コンデンサで直流化され、７０４と７０５のスイッチング素子でスイッチングし、コンデンサ７０９，７０８とインダクタ７１０とトランス７１２によって共振を行い、２次側へ電力の伝達する。ここで、インダクタ７１０は、周知の直交磁心型可変インダクタを用いた例を示している。
【００２４】
さらに、ダイオードアレー７１３と７１４とコンデンサ７１５と７１６で整流され安定した電圧に変換され、７２１では、７１７と７１８の抵抗で分割された電圧と基準となる電圧を比較し、この電圧情報に応じて７２２、７２３，７２４で、第１の実施例で説明したように共振周波数を決定し７０３のタイミング制御部へフィードバックすることによって安定した電圧出力を発生する構成となっている。ここで、発振回路７２０は装置制御部７１９のクロックであり、シーケンスのタイミング生成を行う。さらに制御部７１９は、電流検出抵抗７２６によって消費電流を検知して、図３に類したテーブルを有しており、消費電流値に応じて、７２５のインダクタ制御電流を変化させることによって、７１０の直交磁心型可変インダクタの制御電流を制御することによって、共振回路を構成するインダクタを変更することができる。なお、７１４と７１６から整流された出力電圧は、大きな負荷電流を消費せず、ノイズレベルとはあまり関係が無いためここでは検知していない。
【００２５】
以上、説明したように、第２の実施例では、共振電源を用いて、２次側の負荷電流に応じて変調周波数範囲を変更することによって、ノイズレベルをより低く抑えることができるようにしたものである。
【００２６】
また、第１の実施例においても、電源電流ではなく、装置制御部で消費電流の検出し、スイッチング周波数を直接変調することにより、１１１を制御するよう構成しても同じ効果が得られる。
【００２７】
（実施例３）
第１の実施例と第２の実施例では、消費電流、電源電流を検出することによって、変調周波数を変更している場合を示した。本第３の実施例では、モータ等を駆動するために、消費電流が大きく変動する装置を例に取り説明する。
【００２８】
図８と図９は、第３の実施例を示すものである。図８は電気ブロック図を示し、図９は、消費電流とノイズレベルの時間的な推移を説明するものである。
【００２９】
図８に於いて、図１との違いは、直接消費電流もしくは電源電流を検出していない点である。装置制御部８０７は自らモータ等のアクチュエータを駆動することから、各々の動作モードにおける消費電流を推定することができる。そこで、装置の各モードにおいて、装置制御部は変調周波数を変更するようにしたものである。
【００３０】
図９ａは、プリンタ装置を例に取り、装置消費電流の時間推移例を示すものである。縦軸は消費電流値で横軸は時間である。図９ｂは、図９ａで動作した場合のスイッチング電源端子ノイズの基本波ノイズレベルを模式的に示したものである。縦軸はノイズレベルで横軸は時間である。
【００３１】
図９ａにおいて、９０８のＴ９１で電源が投入され、所定の前処理が行われ、９０９のＴ９２からスリープ状態になったことを示し、９１０のＴ９３においてスタンバイ状態に移行し、９１１のＴ９４からプリント動作が開始される。
【００３２】
図９ｂの９１３は従来電源のノイズレベルである。測定周波数を固定するとＴ９４以降のプリント動作時は、ピーク消費電流が大きいにも拘わらずノイズレベルは低くなることが分かる。これは、モータ等を駆動すると消費電流が変動し、消費電流が変動するために、自ずと共振周波数が変動し観測周波数におけるノイズレベルが低くなるためである。
【００３３】
一方、Ｔ９３からＴ９４までの間は、ピーク消費電流はプリント動作中よりも低いものの一定の消費電流Ｉ９３を消費しているためにノイズレベルが高いことが分かる。そこで、本第３の実施例では、装置制御部８１４は、各モードに応じて、スイッチング周波数の変調を変更するようにしたものである。この実施例では、一定の消費電流を消費する待機状態に於いてスイッチング周波数を変調するようにし、図９ｂの９１４の点線で示したようにノイズレベルを低減することができた。なお、この実施例ではスリープモード時は消費電流が少なくノイズレベルも低いことから変調を行わない例を示している。ここではプリンタ装置を取り上げたが、装置によって、各々の動作モードと周波数変調の実施、変調度とを組み合わせを変更して最適な構成にするができる。
【００３４】
また、１次側のスイッチング周波数を、装置制御部が検知して、スイッチング周波数を変調する構成も同様の効果が得られる。
【００３５】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、
無駄な消費電流を消費することなく、かつ電源変換効率を落とさずに、低コストで、小型でありながら、伝導ノイズや放射電磁界ノイズを低減させることを可能としたスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例を説明する電気ブロック図
【図２】第１の実施例を説明する変調部の電気ブロック図
【図３】第１と第２の実施例を説明する電流とスイッチング周波数の関係図
【図４】第１の実施例を説明する三角波発振の電圧波形図
【図５】第１の実施例を説明するノイズレベルを示す図
【図６】第２の実施例を説明する電気ブロック図
【図７】第２の実施例を説明する電気回路図
【図８】第３の実施例を説明する電気ブロック図
【図９】第３の実施例を説明する消費電流とノイズレベルを示す関係図
【符号の説明】
１０１ スイッチング電源部
１０４，６０４，８０４ 共振回路部
１０５，６０５，７１２，８０５ トランス
１１２，６１２，７２４，２１０，８１２ 第１の発振手段
１１０，２０８，６１０，７２０，８１０ 第２の発振手段
１１１，２０１，６１１，７２５，８１１ 変調手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is applied to a device that incorporates a DC power generation unit and is likely to be affected by conduction noise and radiated electromagnetic noise to a power cord, such as a device having a large fluctuation in load current. In particular, the present invention is applied to a printer, a fax, a multifunction printer (MFP), a copying machine, or the like having a mode such as sleep, standby, or operation.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the power supply section that outputs DC power uses a resonant power supply that uses soft switching so that conduction noise and radiated electromagnetic field noise are reduced even when the rated maximum load current is output. A filter having characteristics was used.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
According to the prior art, even in a resonance power supply or the like, when the output current increases, the noise at the fundamental frequency of switching increases accordingly. Therefore, it is necessary to use a filter having a large attenuation characteristic. However, using a filter having a large attenuation characteristic has the following disadvantages.
[0004]
1: The filter (common mode choke coil, capacitor between lines, capacitor between line frame grounds, etc.) itself is expensive and large.
[0005]
2: Since kickback generated by surge noise such as lightning intruding from the power cord increases, the withstand voltage of the element is increased, the creepage distance between circuit board patterns is increased, and a surge absorbing component is newly added. There is a need.
[0006]
3: The power supply becomes large.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention,
In a switching power supply device of a resonance type or the like in which the output voltage is kept constant by changing the switching frequency,
A configuration in which the switching frequency is modulated in a predetermined frequency range,
The modulation frequency width is changed according to the current consumption, or the modulation frequency width is changed for each mode having different power consumption,
Alternatively, a configuration is employed in which the switching frequency is modulated when the fluctuation of the current consumption is small.
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Example 1)
FIGS. 1, 2, 3, 4, and 5 show the first embodiment.
[0009]
FIG. 1 is an electrical conceptual diagram. Here, a separately-excited oscillation-type composite resonant switching power supply is taken as an example. FIG. 2 is a diagram illustrating a modulation unit, FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between an output current, a switching frequency, and a frequency modulation width, FIG. 4 is a diagram illustrating a switching frequency, and FIG. It is a conceptual diagram of noise measurement data.
[0010]
In FIG. 1, reference numeral 101 denotes a switching power supply unit, reference numeral 102 denotes a commercial power supply input from the outside, and reference numeral 107 denotes a device load portion as viewed from the power supply.
[0011]
A commercial power supply from the outside of the power supply 102 is switched at a high frequency via a filter unit (not shown), and resonates with the resonance circuit 104 and the transformer 105 to transmit power to the secondary side. At 106, the output voltage is smoothed and connected to the load of the 107 device.
[0012]
The conventional circuit does not include the modulating means 111 and the oscillating means 110, and the result of comparing the output voltage with the predetermined voltage by the voltage detecting means 108 is transmitted to the V / F converting means 109, Determines the switching frequency according to the signal level using the oscillating means of 112 which is usually composed of a capacitor and a resistor for discharge, and generates the timing of the switching by the timing generating circuit of 113 to perform the switching of 103 By changing the resonance frequency, a constant output voltage is generated. Here, the first embodiment has 110 second oscillating means and 111 modulating means. First, the switching frequency is modulated by the oscillation frequency of the second oscillating means 110, and the modulation level is adjusted according to the information from the resonance circuit 104.
[0013]
FIG. 2 shows the 113 timing generation block, 109 V / F conversion block, 112 first oscillating means, 108 voltage comparing means, 111 modulating means, and 110 second oscillating means in more detailed blocks. First, an output voltage on the output secondary side is detected by a 209 output voltage detection unit, and a voltage comparison is performed to determine whether the output voltage is a predetermined voltage. The detection result is sent to the switching frequency setting unit 203. The switching frequency setting unit 203 determines the resonance frequency by the oscillating units 211 and 210 based on the output voltage detection result and the information from the modulating unit 201 and sends it to the timing generation circuit unit 202, and the timing generation circuit unit 202 Generate element timing. Here, the modulation unit 201 will be described.
[0014]
A power supply current 204 detects the power supply current on the primary side of the resonance power supply, performs current-voltage conversion, and sets an amplification factor according to the value of the power supply current. On the other hand, at 207, the amplitude of the fixed frequency from the oscillation circuit 2 at 208 is modulated at the previous amplification factor. The frequency of the oscillation circuit 2 is set lower than the resonance frequency. The second frequency is amplitude-modulated and sent to a switching frequency setting unit 203. The switching frequency setting unit determines the center frequency in accordance with the 209 output voltage information, starts charging / discharging the capacitors 211 and 210, starts discharging when the charged amount reaches a predetermined voltage V2, and reduces the voltage by discharging. When the voltage drops to a predetermined voltage V1, charging is performed again. Here, the predetermined voltage V1 is a voltage obtained by modulating the amplitude of 201. That is, the modulation width of the resonance frequency can be changed according to the resonance power supply current.
[0015]
FIG. 3 shows the relationship between the power supply current, the resonance frequency, and the modulation frequency width. Reference numeral 301 denotes a reference resonance frequency Fsw, reference numeral 302 denotes a power supply current If, and reference numeral 303 denotes a modulation frequency amplitude Am. The basic switching frequency 310 indicates a resonance power supply configuration in which the resonance frequency decreases as the power supply current increases. Further, in the present embodiment, as can be seen from FIG. 3, the amplitude modulation amplification factor 303 is set so as to be wider in accordance with the increase in the power supply current 302. A specific modulation method will be described below with reference to FIG. 4, and the relationship between the power supply current and the noise level will be described later with reference to FIG.
[0016]
FIG. 4 shows a triangular wave indicating the charge / discharge voltage of 211 in FIG. The vertical axis 401 is voltage and the horizontal axis is time. FIG. 4a is an enlargement of FIG. 4b. A solid line 405 indicates the minimum value of the modulation frequency, and a dotted line 406 indicates the maximum value of the modulation frequency. The resonance frequency 1 / (T2−T1) or 1 / (T2′−T1) is determined using an oscillator that uses charging and discharging by a capacitor and a resistor. The triangular wave is switched to charge or discharge when the voltage reaches the upper limit V2 and the lower limit V1, V1 '. Here, the modulation is performed like the lower limit voltage levels V1 and V1 ′, and the lower limit level fluctuates like the lower limit value 415 in FIG. 4B. This indicates that the frequency is fluctuating.
[0017]
FIG. 5 schematically shows the noise level energy at the switching frequency of the terminal noise. The vertical axis indicates the noise level energy, and the horizontal axis indicates the frequency, which indicates the vicinity of the frequency of the switching noise of the fundamental wave in the terminal noise measurement result. FIG. 5A shows a case where the power supply current is small, and FIG. 5B shows a case where the power supply current is large. Dotted lines 502 and 504 indicate the noise level of the conventional power supply, and solid lines 503 and 505 indicate the noise level of the present invention. It can be seen that the noise level of the conventional power supply is Vn1 indicated by 506 at 502 where the power supply current is small, and Vn1 ′ indicated by 508 at 504 where the power supply current is further increased, and Vn1 <Vn1 ′.
[0018]
On the other hand, in the present invention indicated by a dotted line, the noise profile of 502 becomes the noise profile of 503 because the noise energy is dispersed by the switching frequency modulation. Further, when the power supply current is increased, it can be seen that Vn2 ′> Vn2, but the noise peak is kept low. Here, the peak level can be reduced by making the frequency fluctuation range Fn2- 'to Fn2 +' wider than Fn2 'to Fn2 + and dispersing the frequency.
[0019]
As described above, in the first embodiment, by using the resonance power supply and changing the modulation frequency range according to the resonance power supply current, the noise level can be further suppressed. .
[0020]
(Example 2)
In the first embodiment, the configuration has been described in which the resonance power supply current is detected to suppress an increase in the noise level. In the second embodiment, an example is described in which the switching frequency is modulated by detecting the current consumption used in the device by the ASIC for controlling the device and changing the inductance value forming the resonance power supply.
[0021]
6 and 7 show a second embodiment.
[0022]
FIG. 6 is an electric block diagram. The difference from FIG. 1 is that the modulating means 111 and the second oscillating means existing on the primary side are on the secondary side, and an inductance variable circuit is provided in 611, and the apparatus control unit controls the apparatus. The point is that the modulation frequency is controlled. The device control unit 614 can directly calculate the consumption current flowing to the load at the resistor 615, and determine the frequency fluctuation width according to the calculation result. Further, the device control unit 614 is operated by the second oscillating unit, and has a timer unit that operates according to the frequency. The device control unit 614 can drive the inductance variable circuit 611 to change the frequency of the resonance circuit based on the obtained frequency fluctuation width.
[0023]
This will be further described with reference to FIG. The commercial power is rectified through a filter (not shown), converted to DC by a smoothing capacitor 702, switched by switching elements 704 and 705, resonated by capacitors 709 and 708, an inductor 710 and a transformer 712, and Power to the side. Here, as the inductor 710, an example using a well-known orthogonal magnetic core type variable inductor is shown.
[0024]
Further, the voltage is rectified by the diode arrays 713 and 714 and the capacitors 715 and 716 and is converted into a stable voltage. In 721, the voltage divided by the resistors 717 and 718 is compared with a reference voltage. At 722, 723, and 724, a stable voltage output is generated by determining the resonance frequency and feeding it back to the timing control unit 703 as described in the first embodiment. Here, the oscillation circuit 720 is a clock of the device control unit 719 and generates timing of a sequence. Further, the control unit 719 detects the current consumption by the current detection resistor 726, and has a table similar to FIG. 3. By changing the inductor control current of 725 according to the current consumption value, By controlling the control current of the orthogonal core type variable inductor, the inductor forming the resonance circuit can be changed. The output voltages rectified from 714 and 716 do not consume a large load current and are not detected here because they have little relation to the noise level.
[0025]
As described above, in the second embodiment, the noise level can be further reduced by changing the modulation frequency range according to the load current on the secondary side using the resonance power supply. Things.
[0026]
Also, in the first embodiment, the same effect can be obtained even if the device control unit detects the current consumption instead of the power supply current and directly modulates the switching frequency to control the 111.
[0027]
(Example 3)
In the first and second embodiments, the case where the modulation frequency is changed by detecting the current consumption and the power supply current has been described. In the third embodiment, a device in which current consumption fluctuates greatly to drive a motor or the like will be described as an example.
[0028]
8 and 9 show a third embodiment. FIG. 8 is an electric block diagram, and FIG. 9 is a diagram for explaining the transition of current consumption and noise level over time.
[0029]
8 differs from FIG. 1 in that the current consumption or the power supply current is not directly detected. Since the device control unit 807 drives an actuator such as a motor by itself, the device control unit 807 can estimate current consumption in each operation mode. Therefore, in each mode of the device, the device control section changes the modulation frequency.
[0030]
FIG. 9A shows an example of the time transition of the current consumption of the printer, taking the printer device as an example. The vertical axis represents current consumption and the horizontal axis represents time. FIG. 9B schematically shows the fundamental wave noise level of the switching power supply terminal noise when operating in FIG. 9A. The vertical axis represents the noise level and the horizontal axis represents time.
[0031]
In FIG. 9A, the power is turned on at T91 in 908, a predetermined pre-process is performed, and a sleep state is indicated from T92 in 909, a transition is made to a standby state in T93 in 910, and a printing operation is started from T94 in 911. Is started.
[0032]
913 in FIG. 9B is the noise level of the conventional power supply. It can be seen that when the measurement frequency is fixed, the noise level becomes low during the printing operation after T94 despite the large peak current consumption. This is because when the motor or the like is driven, the current consumption fluctuates, and the current consumption fluctuates, so that the resonance frequency naturally fluctuates and the noise level at the observation frequency decreases.
[0033]
On the other hand, during the period from T93 to T94, although the peak current consumption is lower than during the printing operation, the noise level is high because a constant current consumption I93 is consumed. Therefore, in the third embodiment, the device control unit 814 changes the modulation of the switching frequency according to each mode. In this embodiment, the switching frequency is modulated in a standby state in which a constant current consumption is consumed, and the noise level can be reduced as shown by a dotted line 914 in FIG. 9B. This embodiment shows an example in which no modulation is performed in the sleep mode because the current consumption is low and the noise level is low. Although the printer device has been described here, the optimum configuration can be obtained by changing the combination of each operation mode, frequency modulation, and modulation degree depending on the device.
[0034]
The same effect can be obtained by a configuration in which the device control unit detects the primary-side switching frequency and modulates the switching frequency.
[0035]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention,
To provide a switching power supply device capable of reducing conducted noise and radiated electromagnetic field noise while being low-cost and compact without consuming unnecessary current consumption and reducing power supply conversion efficiency. Can be done.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric block diagram illustrating a first embodiment. FIG. 2 is an electric block diagram of a modulation unit illustrating a first embodiment. FIG. 3 is a diagram illustrating currents and currents explaining a first and a second embodiment. FIG. 4 is a diagram showing a voltage waveform of triangular wave oscillation for explaining a first embodiment. FIG. 5 is a diagram showing a noise level for explaining a first embodiment. FIG. 6 is a diagram showing a second embodiment. FIG. 7 is an electric circuit diagram for explaining the second embodiment. FIG. 8 is an electric block diagram for explaining the third embodiment. FIG. 9 is a diagram showing the current consumption and the current consumption for explaining the third embodiment. Relationship diagram showing noise level [Explanation of reference numerals]
101 Switching power supply unit 104, 604, 804 Resonant circuit unit 105, 605, 712, 805 Transformer 112, 612, 724, 210, 812 First oscillating means 110, 208, 610, 720, 810 Second oscillating means 111, 201, 611, 725, 811 Modulation means
