JP2004140994A - 電子回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電子回路のコスト及び複雑性の一方又は両方を低減しながら、電源内の突入入力電流を制限し且つ電源の直流出力の短絡時の短絡電流を制限する電子回路を提供すること。
【解決手段】電子回路は、交流入力電源の入力ライン及びブーストコンバータ（３）の入力ライン間に接続され、電源内のブーストコンバータ（３）に供給される突入入力電流及び短絡出力電流の一方又は両方を制限する。電子回路は、交流電源の入力電流を整流する整流回路（１）と、切換え信号を整流回路（１）に帰還して整流回路（１）をオン及びオフに切り換える帰還回路（２）とを具備する。
【選択図】図１

Description

　本発明は、電源内のブーストコンバータに供給される突入入力電流及び短絡電流の一方又は療法を制限する電子回路に関する。

　不要な偽電流及びスパイク電圧を抑制するために、多くの電源は電圧及び電流リミッタを有する。スパイク電圧は同一の電源ラインを使用する電気機器で発生することがある一方で、過渡サージ現象はオン及びオフを急激に切り換えられる電源により生ずることもある。

　電源のダメージを回避するために、突入電流は抑制される必要がある。従来の多くの電源は入力キャパシタ又は入力キャパシタ列（bank）を有する。入力キャパシタ又は入力キャパシタ列は、電源が初期投入される際に充電される。この状態では、キャパシタ又はキャパシタ列は、短絡回路として作用して入力電流を制限しない。この結果発生する突入電流が、サーキットブレーカを駆動したり、電源入力部付近の回路に過負荷を与えたりすることさえある。

　突入電流を減少させるために、従来の多くの電源はサーミスタ及びリレーを具備する。例えば、特許文献１は、直流電源内の突入電流を制限する回路を開示する。突入電流制限回路は、交流入力電源ライン及び電源入力キャパシタ列間に配置される。サーミスタは、キャパシタ列及び入力ダイオードブリッジ間に位置して初期の突入電流を制限する。入力キャパシタ列が一旦充電完了すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）は、整流されたライン電圧をブースト電流ファクタ修正コンバータに切り換え、ダイオードによりサーミスタをブロックする。このスイッチングは、サーミスタをコールド状態に保ち、新たなオフ・オンサイクルの場合における高抵抗を維持する。

　しかし、サーミスタは、大電源ではサーミスタに対するダメージのリスクがあるので、大電源に使用することができない。このため、サーミスタは、トライアック又はシリコン制御整流器（ＳＣＲ）に置換されつつある。例えば、特許文献２は、ある制御方法で入力電圧をフェーズアップすることにより、突入入力電流を制限する回路を開示する。この回路は、その入力ブリッジにＳＣＲを用いて突入入力電流を制御する。しかし、この構成は、ＳＣＲが故障した場合、電源も結局はダメージを受けるという欠点がある。
米国特許第５４２０７８０号明細書 米国特許第６０５５１６７号明細書

　電源に関連する別の問題は、高ピーク電流と、直流出力の短絡時に電源にダメージを与える高電流である。従来の電源は、高電圧スイッチを具備して短絡電流を抑制する。これらのスイッチは高価であることが多いが、回路の複雑さを増大する。

　従って、本発明は、電子回路のコスト及び複雑性の一方又は両方を低減しながら、電源内の突入入力電流を制限し且つ電源の直流出力の短絡時の短絡電流を制限する電子回路を提供することを目的とする。

　上記及び他の目的は、電源内のブーストコンバータに供給される突入入力電流及び短絡出力電流の一方又は両方を制限する電子回路により達成される。ここで、電子回路は、交流電源の入力電流を整流する整流回路と、切換え信号を整流回路に帰還して整流回路をオン及びオフに切り換える帰還回路とを具備する。電子回路は、交流電源の入力ライン及びブーストコンバータの入力ライン間を接続する。

　上記及び他の目的はさらに、電源内のブーストコンバータに供給される突入入力電流及び短絡出力電流の一方又は両方を制限する電子回路により達成される。ここで、電子回路は、交流電源の入力電流を整流する整流回路と、整流回路の電流供給出力部及びブーストコンバータの入力部間に接続されブーストコンバータに供給された電流を制御する制御可能な整流要素とを具備する。帰還回路は、切換え信号を、制御可能な整流要素に帰還し、ブーストコンバータに供給された電流を変更する。電子回路は、交流電源の入力ラインとブーストコンバータの入力ライン間に接続される。

　以下図面を参照して本発明を詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態による、ブーストコンバータを有する電源を具備する電子回路の回路図である。図２は、本発明の第２実施形態による、ブーストコンバータを有する電源を具備する電子回路の回路図である。

　図１は、本発明の第１実施形態による突入入力電流及び短絡電流を制限するブーストコンバータ３を有する電源を具備する電子回路を示す。図１に示されるように、回路は、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から供給される交流入力信号電流を整流する整流回路１を具備する。整流回路１は、４個の整流素子Ｄ１，Ｄ２，Ｑ１，Ｑ２を有するブリッジ回路で形成される。２個の整流素子Ｑ１，Ｑ２は、ライン５，６により供給される切換え信号に応答して導通状態又は非導通状態間をオン又はオフすることができる制御整流器である。別の２個の整流要素Ｄ１，Ｄ２は、例えば、図示のダイオード又はオペアンプ回路でもよく、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から供給された交流入力信号を整流する。

　図１に示される回路はさらに帰還回路２を有する。帰還回路２の帰還インダクタＩ２は、一側が整流回路の電流供給出力部に接続され、ブリッジ回路の第１出力端子を形成する。整流回路の電流供給出力部は接合点７に対応する。ブリッジ回路の第２出力部は接合点１０に対応する。帰還インダクタＩ２は、２個のシャントされた抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してライン５，６にそれぞれ接続され、切換え信号を整流要素Ｑ１、Ｑ２に供給する。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、可変抵抗又は最大電流まで出力する他の要素であってもよい。或いは、例えばサーミスタ、特に自身の損失を制限し、非常に低い内部損失で永久的な短絡制御が可能な正温度特性（ＰＴＣ）サーミスタであってもよい。従って、帰還回路２を介して切換え信号を整流回路１に帰還し、導通状態又は非導通状態間で整流要素Ｑ１，Ｑ２をオン又はオフすることが可能である。

　整流回路１を切り換えるための切換え信号を発生させるために、ブーストコンバータ３は、入力インダクタＩ１により整流回路１の電流供給出力部に接続される。入力インダクタＩ１は、ダイオードＤ３を介して第１直流出力端子Ｊ３に接続される。入力インダクタＩ１及びダイオードＤ３の間で、入力インダクタＩ１がパワースイッチＱ３に接続されている。パワースイッチＱ３は、トランジスタ等の任意の制御可能なスイッチ又はパワースイッチであってもよい。パワースイッチ制御部１２は、制御信号によりパワースイッチＱ３の切換えを制御する。信号キャパシタＣ１は、直流出力端子Ｊ３及び直流出力端子Ｊ４間に接続される。また、キャパシタ列をキャパシタＣ１の代わりに使用してもよい。ブーストコンバータ３は、とりわけブーストパワー要素修正回路では当業界で周知であるので、ブーストコンバータ３を本明細書で詳細に説明しない。典型例のブーストパワー要素修正回路の詳細な説明は、米国特許第４６７７３６６号明細書に見ることができる。

　電流制限回路４は、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から整流回路１の電流供給出力部までの交流入力信号ライン間に接続される。電流制限回路４は、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から供給された交流入力信号電流を整流する２個の整流要素Ｄ４，Ｄ５を具備する。整流された信号は、整流回路１の電流供給出力部に接続された抵抗Ｒ３を通る。

　第１実施形態による電子回路の作動及び切換え信号による整流要素Ｑ１，Ｑ２の切換えを詳細に説明する。

　切換え信号は、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１及び帰還回路２の帰還インダクタＩ２の誘導結合により生成される。交流電源がオンになると、電流は電流制限回路４を通ってブーストコンバータ３へ流れ、ブーストコンバータ３に最大入力電流まで供給する。この状態では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５は、交流入力信号を整流するブリッジ回路を構築する。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５の初期ブリッジ回路の電流供給出力部は、抵抗Ｒ３を介して接合点１５でブーストコンバータ３の入力部に接続される。これにより、入力信号は抵抗Ｒ３を介してブーストコンバータ３に供給され、電流制限回路４の抵抗Ｒ３はブーストコンバータ３への突入入力電流を制限する。

　直流出力端子Ｊ３，Ｊ４に接続された負荷が十分な電力を消費する場合、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１の誘導結合は、帰還回路２の帰還インダクタＩ２に十分に高い電圧を誘導する。誘導電圧は、切換え信号が十分に高い場合、整流要素Ｑ１，Ｑ２を導通状態にする切換え信号を形成する。整流回路１がオンに切り換わると直ぐに、交流電源から利用できる最大電力を、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２を介して且つ整流回路１を介してブーストコンバータ３に供給できる。ブーストコンバータ３への利用可能な電力、及び付随する負荷は、交流電源の利用可能な電力により制限されるのみである。整流要素Ｑ１，Ｑ２が導通状態であるこの状態では、整流要素Ｑ１，Ｑ２及びダイオードＤ１，Ｄ２は整流回路１を構築する。これにより、整流要路Ｑ１，Ｑ２はブーストコンバータ３の入力部に入力信号を直接供給する。

　直流出力端子Ｊ３，Ｊ４が短絡されると、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１の電圧は０ボルトに降下する。この結果、帰還インダクタＩ２には電圧が誘導されない。このため、整流回路１又は整流要素Ｑ１，Ｑ２はオフに切り換わる。この場合、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から供給される電流は、電流制限回路４を介してブーストコンバータ３に供給されるのみである。このため、整流回路１がオンに切り換わりブーストコンバータ３に交流電源の最大電力まで供給する状況とは対照的に、制限された電流のみが抵抗Ｒ３によりブーストコンバータ３に供給される。それ故、電源内の短絡電流は効果的に制御できる。

　図２は、本発明の第２実施形態による突入入力電流及び短絡電流を制限するためのブーストコンバータ３を有する電源を具備する電子回路を示す。図２に示されるように、回路は整流回路１からなる。整流回路１は、図１に示される発明の第１実施形態と同様のブリッジレイアウトを有する。整流回路１は交流入力端子Ｊ１，Ｊ２に接続され、４個の整流要素Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５を具備する。整流回路１の接合点１４での電力供給出力部は、制御された整流要素Ｑ１を介してブーストコンバータ３に接続される。整流要素は、例えばダイオードであってもよい。抵抗Ｒ３は、制御された整流要素Ｑ１と並列に配置されている。抵抗Ｒ３は、例えば可変抵抗、通常の抵抗等であってもよい。さらに、入力電流を最大レベルに制限し且つ電源内で作動できる任意の要素は、回路内の抵抗Ｒ３として使用するのに適当である。或いは、例えばサーミスタ、特に自身の損失を制限し、非常に低い内部損失で永久的な短絡制御が可能なＰＴＣサーミスタであってもよい。

　帰還回路２は帰還インダクタＩ２及び抵抗Ｒ１を具備する。帰還インダクタＩ２は、抵抗Ｒ１及び接合点１６間に接続される。接合点１６は、制御された整流要素Ｑ１及びブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１間に位置する。抵抗Ｒ１は、切換え信号ライン１３を介し、制御された整流要素Ｑ１に接続される。切換え信号は、ライン１３を通り、スイッチとして作動する制御された整流要素Ｑ１に印加できる。

　ブーストコンバータ３は、図１に示された本発明の第１実施形態に記載されたブーストコンバータ３と同一である。従って、本発明の第２実施形態のブーストコンバータ３の詳細な説明は省略する。

　第２実施形態による電子回路の作動及び切換え信号により制御された整流要素Ｑ１の切換えを詳細に説明する。

　本発明の第２実施形態の切換え信号は、図１に示された本発明の第１実施形態で説明された切換え信号と同じ方法で生成される。ここで、切換え信号は、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１及び帰還回路２の帰還インダクタＩ２の誘導結合により生成される。交流電源がオンになると、整流回路１は、交流入力端子Ｊ１，Ｊ２から供給される交流入力信号を整流する。整流された入力信号は、抵抗Ｒ３を介してブーストコンバータ３へ通る。この状態では、帰還インダクタＩ２に電圧を誘導する入力インダクタＩ１間の電圧が０ボルトに降下するので、制御された整流要素Ｑ１は非導電状態にある。

　直流出力端子Ｊ３，Ｊ４に付随する負荷が十分な電力を消費して、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１に十分に高い電圧を生ずると、帰還回路２の帰還インダクタＩ２に誘導された電圧は、制御された整流要素Ｑ１を導電状態にする。この状態では、ブーストコンバータ３に供給された総合電流は、制御された整流要素Ｑ１を流れる。整流要素Ｑ１は、抵抗Ｒ３と比較すると無視できる抵抗値を有する。

　直流出力端子Ｊ３，Ｊ４が短絡されると、入力インダクタＩ１の電圧は、ダイオードＤ３及びブーストコンバータ３により０ボルトに降下する。帰還インダクタＩ２には電圧が誘導されないので、整流要素Ｑ１はオフに切り換わる。この場合、交流電源からブーストコンバータ３に供給される電流は、ブーストコンバータ３内に流れる最大電流を制限する抵抗３を通ってのみ供給される。それ故、電源内の短絡電流は効果的に制御できる。

　本発明の第１及び第２実施形態において、切換え信号は、ブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１の巻線の数Ｎ１及び帰還回路２の帰還インダクタＩ２の巻線の数Ｎ２に影響され得ることを認識することが重要である。帰還インダクタＩ２の誘導電圧Ｖ_I2は、巻線の数の比Ｎ１／Ｎ２とブーストコンバータ３の入力インダクタＩ１の電圧Ｖ_I1との積に比例する。このように、適当な比Ｎ１／Ｎ２を選択することにより、切換え電圧を個々にニーズに適合させることができる。また、切換え信号、及び整流要素Ｑ１，Ｑ２又は制御された整流要素Ｑ１の切換えも、帰還回路２の帰還インダクタＩ２の巻線の極性、例えば、整流要素Ｑ１，Ｑ２のスレッシュホールド電圧、制御された整流要素Ｑ１のスレッシュホールド電圧、抵抗Ｒ１の値等に影響され得る。

本発明の第１実施形態による、ブーストコンバータを有する電源を具備する電子回路の回路図である。 本発明の第２実施形態による、ブーストコンバータを有する電源を具備する電子回路の回路図である。

符号の説明

１　　整流回路
２　　帰還回路
３　　ブーストコンバータ
４　　電流制限回路
Ｃ１　キャパシタ
Ｄ３　ダイオード
Ｄ４，Ｄ５　整流要素
Ｉ１　入力インダクタ
Ｉ２　帰還インダクタ
Ｊ３　第１直流出力端子（第１出力端子）
Ｊ４　直流出力端子（第２出力端子）
Ｑ１，Ｑ２　制御可能な整流要素
Ｑ３　パワースイッチ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３　抵抗

Claims (21)

1. 　電源内のブーストコンバータに供給される突入入力電流及び短絡出力電流の一方又は両方を制限する電子回路において、
   　交流電源の入力電流を整流する整流回路と、
   　前記整流回路に切換え信号を帰還して前記整流回路をオン及びオフに切り換える帰還回路とを具備し、
   　前記電子回路は、前記交流電源の入力ライン及び前記ブーストコンバータの入力ラインの間に接続されることを特徴とする電子回路。
2. 　前記帰還回路は、前記ブーストコンバータの入力インダクタに誘導結合された帰還インダクタを具備することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
3. 　前記帰還回路は、前記帰還インダクタに接続された少なくとも２個の抵抗を有し、
   　前記整流回路は、少なくとも２個の制御可能な整流要素を有し、
   　前記切換え信号は、前記少なくとも２個の抵抗の各々を通って前記少なくとも２個の制御可能な整流要素に供給されることを特徴とする請求項２記載の電子回路。
4. 　前記帰還インダクタは前記整流回路の電流供給出力部に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電子回路。
5. 　前記帰還インダクタ及び前記入力インダクタはそれぞれ所定数の巻線を有し、
   　前記切換え信号は前記所定数の比により制御されることを特徴とする請求項２記載の電子回路。
6. 　前記帰還インダクタ及び前記入力インダクタはそれぞれ巻線を有し、
   　前記切換え信号は前記巻線の極性により制御されることを特徴とする請求項２記載の電子回路。
7. 　前記ブーストコンバータは、前記入力インダクタ及び第１出力端子間に接続されたパワースイッチ、前記入力インダクタ及び前記第１出力端子間に接続されたダイオード、並びに前記第１出力端子及び第２出力端子間に接続されたキャパシタを具備することを特徴とする請求項２記載の電子回路。
8. 　前記整流回路は、前記切換え信号によりオンに切り換えられる際に、整流された入力電流を前記ブーストコンバータに供給することを特徴とする請求項１記載の電子回路。
9. 　前記整流回路が前記切換え信号によりオフに切り換えられる際に前記ブーストコンバータへの前記入力電流を制限する電流制限回路をさらに具備することを特徴とする請求項８記載の電子回路。
10. 　前記電流制限回路は、前記交流電源の前記入力ライン間で前記整流回路の電流供給出力部に接続されることを特徴とする請求項９記載の電子回路。
11. 　前記電流制限回路は、前記交流電源の前記入力ラインの少なくとも一方に接続され、
    　前記少なくとも２個の整流要素は抵抗に接続され、
    　前記抵抗は、前記少なくとも２個の整流要素及び前記整流回路の前記電流供給出力部間に配置されていることを特徴とする請求項１０記載の電子回路。
12. 　前記整流回路は、前記切換え信号によりオン及びオフに切り換え得る少なくとも２個の制御可能な整流要素を具備するブリッジ回路であることを特徴とする請求項１記載の電子回路。
13. 　電源内のブーストコンバータに供給される突入入力電流及び短絡出力電流の一方又は両方を制限する電子回路において、
    　交流電源の入力電流を整流する整流回路と、
    　前記整流回路の電流供給出力部及び前記ブーストコンバータの入力部間で接続され、前記ブーストコンバータに供給される電流を制御するための制御可能な整流要素と、
    　前記制御可能な整流要素に切換え信号を帰還して前記ブーストコンバータに供給された電流を変更する帰還回路とを具備し、
    　前記電子回路は、前記交流電源の入力ライン及び前記ブーストコンバータの入力ラインの間に接続されることを特徴とする電子回路。
14. 　前記帰還回路は、前記ブーストコンバータの入力インダクタに誘導結合された帰還インダクタを具備することを特徴とする請求項１３記載の電子回路。
15. 　前記帰還回路は、前記帰還インダクタ及び前記制御可能な整流要素間で前記帰還インダクタに接続された抵抗を有し、
    　前記切換え信号は前記抵抗を流れることを特徴とする請求項１４記載の電子回路。
16. 　前記帰還インダクタ及び前記入力インダクタはそれぞれ所定数の巻線を有し、
    　前記切換え信号は前記所定数の比により制御されることを特徴とする請求項１４記載の電子回路。
17. 　前記帰還インダクタ及び前記入力インダクタはそれぞれ巻線を有し、
    　前記切換え信号は前記巻線の極性により制御されることを特徴とする請求項１４記載の電子回路。
18. 　前記ブーストコンバータは、前記入力インダクタ及び第１出力端子間に接続されたパワースイッチ、前記入力インダクタ及び前記第１出力端子間に接続されたダイオード、並びに前記第１出力端子及び第２出力端子間に接続されたキャパシタを具備することを特徴とする請求項１４記載の電子回路。
19. 　前記整流回路は、前記制御可能な整流要素が前記切換え信号によりオンに切り換えられる際に、整流された入力電流を前記ブーストコンバータに供給することを特徴とする請求項１３記載の電子回路。
20. 　前記ブーストコンバータに供給される電流を制限するための抵抗が設けられ、
    　前記抵抗は、前記制御可能な整流要素と並列であり、
    　前記抵抗は、前記制御可能な整流要素が前記切換え信号によりオフに切り換えられる際に、制限された入力電流を前記ブーストコンバータに供給することを特徴とする請求項１９記載の電気回路。
21. 　前記整流回路は、少なくとも２個の整流要素を具備するブリッジ回路であることを特徴とする請求項１３記載の電子回路。

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