JP2004120630A

JP2004120630A - Communication device and communication method

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Publication number: JP2004120630A
Application number: JP2002284154A
Authority: JP
Inventors: Takenori Sakamoto; 坂本　剛憲; Katsuaki Abe; 安倍　克明; Masayuki Orihashi; 折橋　雅之; Yutaka Murakami; 村上　豊; Akihiko Matsuoka; 松岡　昭彦
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-09-27
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2004-04-15

Abstract

【課題】簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる通信装置及び方法を提供すること。
【解決手段】本発明の通信装置１００は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定部１１３と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出装置１１６と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出装置１１７と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出装置１１８と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出装置１１９と、を具備する。
【選択図】　　　図１Provided is a communication device and a communication method capable of detecting a time synchronization error with high accuracy with a simple configuration.
A communication apparatus according to the present invention includes: a symbol determination unit that determines a symbol transition of a symbol of a sequentially input digital modulation signal on an IQ plane; and a symbol determination unit that determines each symbol on the IQ plane. A threshold calculator 116 for calculating a threshold on the IQ plane based on the position; and sequentially comparing the positions of each of the symbols on the IQ plane with the threshold in accordance with the symbol transition. A threshold decision error detection device 117 for detecting the number of threshold decision errors on the IQ plane; and a signal point for calculating a signal point dispersion degree of each of the symbols on the IQ plane using the threshold decision error number. A dispersion degree calculation device 118 and a time synchronization error detection device 119 for detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion degree. To.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムに適用に適用される通信装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムでは、高品質かつ高効率に通信を行うために様々なシステム制御が行われる。例えば、送信電力制御、通信チャネル制御及びセルの切り換え制御等の制御が行われ、これにより通信品質が向上して省電力化も進んでいる。
【０００３】
また、近年では、通信装置として、無線通信リンクの通信品質に応じて適応的に変調方式や符号化方式を切り換える適応変調方式の検討も進んでいる（例えば、非特許文献１参照）。この適応変調方式における切り換えの判定基準としては、通信リンクにおける通信品質の測定値が用いられることが多い。
【０００４】
通信品質を示すものとしては、受信ビット誤り率［ＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）］、及び、受信電力や受信電力対雑音比［ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）］等が用いられることが多い。
【０００５】
以下、図２０を参照して、従来の通信装置における適応通信方式の１例の構成と動作を説明する。この例では、送受信局２０００から送受信局２０１０への通信リンクをダウンリンクと称し、ＱＰＳＫと１６値ＱＡＭとの間で適応的に変調方式切り換えが行われるものとする。一般的に２つの変調方式の伝送帯域が同一であると、１６値ＱＡＭのほうがＱＰＳＫよりも伝送速度が高速で、かつ、所要のＣＮＲ（同じビット誤り率の通信品質を実現するために必要なＣＮＲ）が大きい関係にあることとする。
【０００６】
送受信局２０１０における適応変調受信装置２０１１は、適応変調により送受信局２０００から送信された信号を受信復調し復調結果を出力する。受信ＣＮＲ検出装置２０１２は、適応変調受信部２０１１における受信復調時の信号情報を用いて受信ＣＮＲを検出するものである。受信ＣＮＲ検出装置２０１２は、例えば受信信号の直交ＩＱベクトル情報を用いて平均信号点振幅を求め、その２乗値と誤差分散との比を求めることにより受信ＣＮＲを算出することができる。変調送信装置２０１３は、アップリンク用の送信データ変調を送信するものであるが、その際に受信ＣＮＲ検出装置２０１２により検出された受信ＣＮＲをダウンリンクの通信品質情報として同時に送信する。
【０００７】
送受信局２０００においては、受信復調装置２００１が送受信局２０１０から送信された信号を受信復調して復調結果を出力すると共に、受信ＣＮＲ情報を抽出して適応変調制御装置２００２へ供給する。適応変調制御装置２００２は、入力される受信ＣＮＲ情報に基づいて受信ＣＮＲが所定の値よりも大きい時には、ダウンリンクの通信品質が良好であると判定し、データ容量の大きい１６値ＱＡＭを選択する。逆に、適応変調制御装置２００２は、受信ＣＮＲが所定の値を下回る時には、ダウンリンクの通信品質が劣悪であると判定して相対的に誤り耐性の強いＱＰＳＫを選択する。
【０００８】
上記のような構成および動作により、ダウンリンクの通信品質に応じ、通信状況が良い時には大容量伝送の可能な変調方式を用い、かつ、逆に通信状況が悪い時には相対的に誤り大勢の強い変調方式を適応的に切り換えて用いるいわゆる適応変調方式を行うことにより、より効率的に通信を行うことを可能としている。
【０００９】
そして、従来の通信装置においては、適応変調方式を用いて通信を行う時に、時間同期誤差がある時に切り換える変調方式によって受信感度特性に対する時間同期誤差の受信感度への影響が異なる時、特に時間同期誤差の影響の小さい変調方式から影響の大きい変調方式に切り換える時に、通信品質情報のみに基づいて切り換え判断を行うと、切り換え先の変調方式において時間同期誤差の影響が大きくなるから、十分な通信品質が得られない。
【００１０】
このような従来の通信装置においては、適応変調方式を用いて通信を行う時に通信品質を向上させるために、時間同期誤差を高い精度で検出することができるものが要望されている。
【００１１】
また、従来の通信装置においては、信号の受信時に同期制御をするための時間同期誤差を高い精度で検出することができるものが要望されている。
【００１２】
【非特許文献１】
笹岡秀一編著「移動通信」オーム社出版、１９９８年５月２５日発行
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の通信装置においては、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができるものがないという問題がある。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる通信装置及び方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００１７】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差の方向を高い精度で検出することができる。
【００１９】
本発明の通信装置は、前記構成において、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、簡単な構成により時間同期誤差の方向及び時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００２１】
本発明の通信装置は、前記構成において、前記閾値算出手段が、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出手段を具備し、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、前記効果に加えて、閾値算出手段が、受信品質とシンボルの各々のＩＱ平面上での位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するから、簡単な構成により時間同期誤差又は時間同期誤差及び時間同期誤差の方向をより高い精度で検出することができる。
【００２３】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差をより高い精度で検出することができる。
【００２５】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備するようにした。
【００２６】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００２７】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出ステップと、を具備するようにした。
【００２８】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差の方向を高い精度で検出することができる。
【００２９】
本発明の通信方法は、前記通信方法において、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップを具備するようにした。
【００３０】
この方法によれば、簡単な構成により時間同期誤差の方向及び時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００３１】
本発明の通信方法は、前記通信方法において、前記閾値算出ステップが、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出ステップと、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するステップと、を具備するようにした。
【００３２】
この方法によれば、前記効果に加えて、閾値算出手段が、受信品質とシンボルの各々のＩＱ平面上での位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するから、簡単な構成により時間同期誤差又は時間同期誤差及び時間同期誤差の方向をより高い精度で検出することができる。
【００３３】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備するようにした。
【００３４】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差をより高い精度で検出することができる。
【００３５】
本発明の通信プログラムは、前記通信方法を実施するようにした。
【００３６】
このプログラムによれば、前記効果を有する通信方法を実施することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出することである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【００４０】
図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００は、復調装置１１１及び時間同期誤差検出ユニット１１５を具備している。
【００４１】
復調装置１１１は、直交復調部１１２、シンボル判定部１１３及びビット判定部１１４を具備している。シンボル判定部１１３の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。
【００４２】
時間同期誤差検出ユニット１１５は、閾値算出装置１１６、閾値判定誤り検出装置１１７、信号点分散度算出装置１１８及び時間同期誤差検出装置１１９を具備している。閾値算出装置１１６は、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値算出部１１６２を具備している。閾値判定誤り検出装置１１７は、閾値判定部１１７１及びカウンタ１１７２を具備している。
【００４３】
平均信号点振幅検出部１１６１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部１１６２の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１の出力端子に接続されている。閾値判定部１１７１の入力端子は、直交復調部１１２及び閾値算出部１１６２の出力端子に接続されている。カウンタ１１７２の入力端子は、シンボル判定部１１３及び閾値判定部１１７１の出力端子に接続されている。信号点分散度算出装置１１８の入力端子は、カウンタ１１７２の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出装置１１９の入力端子は、信号点分散度算出装置１１８の出力端子に接続されている。
【００４４】
以上の構成により受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンに応じて信号点分散度を算出することにより、時間同期誤差の有無を検出する。ここで、シンボル遷移とは、前後の受信シンボル間でシンボルデータが変化するか否かの遷移状況のことである。以下では、具体的な例として変調方式にＱＰＳＫを用い、連続する３つの受信のシンボルによりシンボル遷移の有無を検出する時について説明する。送受信間ではナイキスト伝送が行われるものとし、ロールオフファクタαは０．５であるものとする。
【００４５】
復調装置１１１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、受信信号をＩ直交復調して直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を出力すると共に、直交ＩＱベクトル信号を用いて受信のシンボルを判定してシンボル遷移パターンＳＰを出力し、さらに受信のシンボルのビット判定を行ってビットデータ列Ｄ４を出力するものである。
【００４６】
直交復調部１１２は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅及び歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を生成してシンボル判定部１１３、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値判定部１１７１に出力する。
【００４７】
シンボル判定部１１３は、順次入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移パターンＳＰを生成し閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７２に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を生成してビット判定部１１４に出力するものである。
【００４８】
詳細には、シンボル判定部１１３は、１シンボル目から２シンボル目の間、又は、２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じているか否かを判定することにより、シンボル遷移の有無を検出し、シンボル遷移パターンＳＰを出力する。具体的には、シンボル判定部１１３は、例えば、受信したＱＰＳＫ信号の直交ＩＱベクトルが図２に示すような信号点で得られるものと仮定し、２シンボル目が網掛け領域の象限に存在したとすると、１シンボル目又は３つのシンボル目が網掛け領域以外の象限に存在する時には、シンボル遷移が有ると判定し、１シンボル目と３つのシンボル目とともに２シンボル目と同じ象限（この時には網掛け領域の象限）に存在した時にはシンボル遷移がないと判定する。
【００４９】
本発明の実施の形態１では、１例として、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰを２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに分けることとする。シンボル遷移パターンＡは、連続する３つの受信シンボルにおいてシンボル遷移がある時とし、シンボル遷移パターンＢは、連続する３つの受信シンボルにおいてシンボル遷移がない時とする。各シンボルの存在する象限の判定は、例えば、図２に示すようにＱ軸及びＩ軸において直交ＩＱベクトルのＩ成分及びＱ成分のそれぞれを閾値と比較して判定すれば得られる。また、各シンボルの存在する象限の判定は、Ｉ成分及びＱ成分の符号判定をすれば得られる。
【００５０】
なお、シンボル判定部１１３は、図１に示す構成に限らず、例えば、ビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してシンボル遷移を判定する構成にしてもよい。
【００５１】
ビット判定部１１４は、各受信のシンボルのシンボル判定結果Ｄ３を用いて、各受信のシンボルのビット判定してビットデータ列Ｄ４を生成して出力するものである。本発明の実施の形態１では、ＱＰＳＫ信号を受信する時を想定しているので、各受信シンボルがＩＱ平面上のどの象限にあるかを検出することによりビット判定を行い、ビットデータ列Ｄ４を出力する構成とすればよい。
【００５２】
時間同期誤差検出ユニット１１５は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２及びシンボル遷移パターンＳＰに基づいて時間同期誤差の有無を検出し、時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを出力するものである。
【００５３】
閾値算出装置１１６は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信したＱＰＳＫ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた閾値ｔｈｓ２を算出するものである。
【００５４】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次入力される直交ＩＱベクトルのＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。
【００５５】
具体的に説明すると、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２のベクトル列をＩＱ平面上にプロットすると、図３のようになる。図３は搬送波電力対雑音電力比（以下、ＣＮＲ）が１７０ｄＢである状況下でＱＰＳＫ変調信号を受信した際に得られる直交ＩＱベクトル列の１例である。平均信号点振幅検出部１１６１は、図３に示すような、ＩＱベクトルのＱ軸からの平均距離ａ（Ｉ軸からの平均距離も同様となる）を検出するものである。
【００５６】
ＱＰＳＫ変調信号を受信した時、その受信信号のＩＱ平面上での信号点分布は図３のようになり、ＱＰＳＫ変調信号の４つの平均信号点ベクトルは（±ａ，±ａ）と表すことができる。閾値算出装置１１６は、この４つの平均信号点ベクトルに基づき、図４に示すような所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ２は、例えばルートナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいて算出することができる。
【００５７】
具体的には、例えば、本発明の実施の形態１において、受信信号が１／１６シンボル時間の時間同期誤差を生じているか否かを推定しようとした時、時間同期が理想的なタイミング（ナイキスト点）から１／１６シンボル長ずれた時点でのナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づき、前後の３つのシンボルのビット遷移が有る時と無い時それぞれの振幅値をあらかじめ算出しておき、これらの中点に相当する値を閾値として算出する方法がある。
【００５８】
閾値判定誤り検出装置１１７は、ＱＰＳＫ変調信号のＩＱベクトル各成分の振幅値をシンボル遷移パターンＳＰに応じて閾値判定することにより、２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【００５９】
閾値判定部１１７１は、閾値ｔｈｓ２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ２（ｔｈｓ₋ｔｈｓ２＿ｑ）を用いた閾値判定処理を行う。具体的には、閾値判定部１１７１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルのＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ２＿ｉ、ｔｈｓ２＿ｑを下回っている時、すなわち、図４の網掛け領域内に存在している時に、閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【００６０】
カウンタ１１７２は，シンボル遷移パターンＳＰに応じて、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎをカウントする。つまり、カウンタ１１７２は、順次に入力される各受信のシンボルのベクトルｒｘ＝（ｒｉ，ｒｑ）に対し、次の式（１）及び式（２）の両方又はいずれかを満たしており、かつ、前後の３つのシンボル間でシンボル遷移がある時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ａをインクリメントし、シンボル遷移がない時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ｂをインクリメントする。カウンタ１１７２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【００６１】
−ｔｈｓ２＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ２＿ｉ・・・式（１）
−ｔｈｓ２＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ＿ｑ・・・式（２）
信号点分散度算出装置１１８は、２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに応じた閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、シンボル遷移パターンＡ、Ｂのそれぞれにおける受信信号のＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出し、この信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒを用いて時間同期誤差の有無を検出するものである。
【００６２】
信号点分散度算出装置１１８は、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎを用いて、連続する３つのシンボル間でシンボル遷移がある時とシンボル遷移がない時における信号点分散度ｄｉｓＡ、ｄｉｓＢを次の式（３）及び式（４）に示すように算出する。
【００６３】
ｄｉｓＡ＝Ｎａ＿Ａ／Ｎ＿Ａ・・・式（３）
ｄｉｓＢ＝Ｎａ＿Ｂ／Ｎ＿Ｂ・・・式（４）
一般にディジタル通信システムにおいて、受信信号のシンボルは常にその前後のシンボルの影響を受けている。その影響の度合いは、前後のシンボルのＩＱ平面上での象限に応じて変化し、前後のシンボルのＩＱ平面上での象限が２つ目のシンボル同じ時に影響は小さく、異なる時に影響が大きくなり、かつ、前後のシンボルの影響を受けないのは時間同期が理想的なタイミングで行われている時であることが知られている。
【００６４】
すなわち、時間同期誤差が生じていると前後のシンボルの影響を受け、受信シンボルのＩＱ平面上での分散にばらつきが生じ、その結果、連続する３つのシンボル間でシンボル遷移がある時には受信シンボルの信号点分散度ｄｉｓが大きくなり、逆にシンボル遷移がない時には信号点分散度ｄｉｓは小さくなるのである。このことを用いると、信号点分散度ｄｉｓＡ、ｄｉｓＢの間には、ｄｉｓＡ＞ｄｉｓＢなる関係が成り立つ。
【００６５】
時間同期誤差検出装置１１９は、連続する３つのシンボル間にシンボル遷移がある時とシンボル遷移がない時とにおける信号点分散度ｄｉｓＡとｄｉｓＢを用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（５）のように算出する。
【００６６】
Ｒ＝ｄｉｓＡ／ｄｉｓＢ・・・式（５）
時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ３よりも大きい時時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが１７ｄＢである受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時には、Ｒは約１．１という値をとることになるので、本発明の実施の形態１では、１例としてｔｈｓ３を１．１に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【００６７】
ここでは、ｔｈｓ３を１．１と設定したが、１．１に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【００６８】
なお、本発明の実施の形態１では、送受信間ではナイキスト伝送が行われるものとし、ロールオフファクタαは０．５であるものとしたが、本発明はこれに限るものではない。
【００６９】
また、本実施の実施の形態１では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボル遷移を用いることとし、具体的には前後の３つのシンボルにおいて、１シンボル目から２シンボル目の間又は２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じているか否かを判定することとしたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、本実施の実施の形態１では、前後の３つのシンボルの遷移パターンとして、図５に示すような網掛け領域内でシンボル遷移が生じるか否かという条件を用いることとしてもよい。
【００７０】
また、本実施の実施の形態１では、前後の３つのシンボルによる遷移パターンに限るものではなく、前後の２シンボルによる遷移パターンを用いることとしても良い。この時、１シンボル目と２シンボル目の間にシンボル遷移が生じているか否かを判定すればよい。さらに、本実施の実施の形態１では、４以上のシンボル遷移パターンを用いる構成としてもよい。
【００７１】
また、本発明の実施の形態１では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいた算出方法を用いたが、これに限るものではなく、この値より高い値に設定してもよく、又は低い値に設定してもよい。また、本発明の実施の形態１では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ＱＰＳＫ変調信号の受信電力と同電力の１６値ＱＡＭ信号を受信した時の１６値ＱＡＭの各信号点間距離を想定し、この信号点間の判定閾値に相当する距離の閾値に設定する方法もある。
【００７２】
また、本発明の実施の形態１では、シンボル判定部１１３と閾値判定部１１７１は、受信のシンボルのＩＱ平面上で位置判定を行っているという観点から見れば同一のものであるため、これらをまとめて１つの回路構成にすることも可能である。
【００７３】
また、閾値算出装置１１６は、平均信号点振幅検出部１１６１の代わりに信号点振幅検出部を有し、この信号点振幅検出部の測定値によりディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を検出し、この位置に基づいてＩＱ平面上での閾値を算出するように構成してもよい。
【００７４】
また、本発明の実施の形態１では、時間同期誤差の量を検出し、検出した時間同期誤差をフィードバックさせることにより、時間同期の制御を行う構成にしても良い。
【００７５】
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、時間同期誤差検出ユニット１１５において受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰに応じて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ３を比較することにより、時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。また、本発明の実施の形態１においては、ナイキスト伝送の時に、ロールオフ率が小さいほど時間同期誤差の検出精度が高くなる。
【００７６】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して詳細に説明する。
図６は、本発明の実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００７７】
図６に示すように、本発明の実施の形態２に係る通信装置６００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、シンボル判定部１１３の代わりにシンボル判定部６０１を具備し、かつ、時間同期誤差検出装置１１９の代わりに時間同期誤差方向検出装置６０２を具備している。
【００７８】
シンボル判定部６０１は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移の有無を検出して、シンボル遷移パターンＳＰを閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７２に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を生成して出力するものである。
【００７９】
本発明の実施の形態２では、１例として、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移を２種類の遷移パターンＣ、Ｄに分けることとする。シンボル遷移パターンＣは、連続する３つの受信シンボルにおいて１シンボル目と２シンボル目の間にはシンボル遷移がなく、かつ、２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じている時とする。シンボル遷移パターンＤは、連続する３つの受信シンボルにおいて１シンボル目と２シンボル目の間にシンボル遷移が生じ、かつ、２シンボル目と３つのシンボル目の間にはシンボル遷移がない時とする。
【００８０】
なお、シンボル判定部６０１は、図６に示す構成に限らず、例えばビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してシンボル遷移を判定する構成にしてもよい。
【００８１】
信号点分散度算出装置１１８は、前述と同様に動作しシンボル遷移パターンＣ、Ｄにおける信号点分散度ｄｉｓＣとｄｉｓＤを算出するものである。
【００８２】
時間同期誤差方向検出装置６０２は、シンボル遷移パターンＣ、Ｄにおける信号点分散度ｄｉｓＣとｄｉｓＤの大きさを比較して時間同期誤差方向を検出する。。具体的に説明すると、図７は受信雑音が存在しない状況下でＱＰＳＫ変調信号を受信した際に得られる直交ベースバンド信号のアイパターンの１例を示している。図７において横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示している。また、図７において線Ｔ_０は時間同期が理想的な同期タイミングを示し、この線Ｔ_０より右に位置する特性曲線上の信号は位相が進んでおり、かつ、線Ｔ_０より左に位置する特性曲線上の信号は位相が遅れている。
【００８３】
例えば、時間同期が理想的な同期タイミングに対して進んでいる時に、すなわち、図７において信号が理想的な同期タイミングを示す線Ｔ_０より右にずれている時に、シンボル遷移パターンＣでは２シンボル目と３つのシンボル目の間にシンボル遷移があるため２シンボル目は３つのシンボル目の影響を受け、受信のシンボルのＩＱ平面状での分散にばらつきが生じる。また、シンボル遷移パターンＤでは、２シンボル目と３つのシンボル目の間にはシンボル遷移は生じないため、３つのシンボル目の影響は小さい。従ってｄｉｓＣとｄｉｓＤの間には次の式（６）が成り立つ。逆に時間同期が理想的な同期タイミングに対して遅れている時には次の式（７）が成り立つ。
【００８４】
ｄｉｓＣ　＞　ｄｉｓＤ・・・式（６）
ｄｉｓＤ　＞　ｄｉｓＣ・・・式（７）
このことを逆に利用すると、ｄｉｓＣとｄｉｓＤの関係が、式（６）を満たす時に時間同期が理想的なタイミングに対して進んでおり、式（７）を満たす時に理想的なタイミングに対して遅れていることが分かる。
【００８５】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、時間同期誤差方向検出装置６０２において、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＣ、Ｄに応じて信号点分散度比ｄｉｓＣ、ｄｉｓＤを算出し、この信号点分散度比ｄｉｓＣとｄｉｓＤの大きさを比較することにより、時間同期誤差の方向を検出することができる。
【００８６】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して詳細に説明する。
図８は、本発明の実施の形態３に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００８７】
図８に示すように、本発明の実施の形態３に係る通信装置８００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、閾値算出装置１１６の代わりに閾値算出装置８０１を具備する。
【００８８】
閾値算出装置８０１は、平均信号点振幅検出部１１６１、受信品質検出部８０１１及び閾値算出部８０１２を具備している。受信品質検出部８０１１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部８０１２の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１及び受信品質検出部８０１１の出力端子に接続されている。閾値算出部８０１２の出力端子は、閾値判定部１１７１の入力端子に接続されている。
【００８９】
閾値算出装置８０１は、閾値判定誤り検出装置１１７の閾値判定部１１７１で受信のシンボルの閾値判定を行う時に用いられる閾値ｔｈｓ２を受信信号の受信品質（例えば、ＣＮＲ）に応じて変化させるものである。
【００９０】
受信品質検出部８０１１は、順次入力される直交ＩＱベクトルＤ２の受信品質を検出して閾値算出部８０１２に与える。閾値算出部８０１２は、平均信号点振幅検出部１１６１からの平均信号点振幅から閾値ｔｈｓ２を算出する時に閾値ｔｈｓ２を受信信号の受信品質に応じて変化させる。
【００９１】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルＤ２のＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。受信品質検出部８０１１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルＤ２から受信信号の受信品質の１つであるＣＮＲを算出するものとする。
【００９２】
閾値算出部８０１２は、平均信号点振幅及びＣＮＲに基づいて、所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。閾値算出部８０１２は、例えば、ＣＮＲが小さくなると受信信号点の分布が時間同期誤差よりも雑音の影響が支配的になるため、ＣＮＲが小さくなるにつれ、図９に示すようにｔｈｓ２を小さく設定する。具体的に説明すると、閾値算出部８０１２は、予めＣＮＲに応じたｔｈｓ２の値をテーブルに用意しておき、受信品質検出部８０１１により算出されるＣＮＲの値に基づいて、テーブルを参照し、ｔｈｓ２の値を出力する。
【００９３】
例えば、１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時に、ｔｈｓ３＝１．１に設定すると仮定する。この時に、閾値ｔｈｓ２＝２．２（平均信号点振幅ａ＝√５の時）とするとＣＮが２５ｄＢの時には信号点分散度比Ｒ＝１．２３となり、Ｒ＞ｔｈｓ３を満たすので時間同期誤差を検出できるが、ＣＮＲが１５ｄＢに下がるとＲ＝１．０３となるため、Ｒ＜ｔｈｓ３となるから時間同期誤差を検出することができなくなる。そこでｔｈｓ２＝１．８に設定すると、Ｒ＝１．１５となりＲ＞ｔｈｓ３を満たすので時間同期誤差を検出することができるようになる。これにより、時間同期誤差の検出精度を上げることが可能となる。
【００９４】
なお、本発明の実施の形態３では、閾値ｔｈｓ２を変化させるための判定基準となる受信信号の品質を表すものとしてＣＮＲを用い受信品質検出部８０１１で直交ＩＱベクトルを用いてＣＮＲを算出する構成としたが、これに限るものではなく、受信信号の品質を表すパラメータであれば他のパラメータ（例えば、受信信号レベル又は受信ビット誤り率等）を用いてもよい。
【００９５】
また、本発明の実施の形態３は、本発明の実施の形態２に適用することができる。
【００９６】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、閾値算出装置８０１において、閾値ｔｈｓ２を受信品質に応じて変化させることにより信号点分散度比Ｒを増加させることで、時間同期誤差の検出精度を上げることができる。
【００９７】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して詳細に説明する。
図１０は、本発明の実施の形態４に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００９８】
本発明の実施の形態４は、受信信号の直交ＩＱベクトルをＩＱ平面上で２つの閾値を用いた閾値判定を行い、それぞれの閾値に対する信号点分散度を算出することにより、時間同期誤差の有無を検出する。
【００９９】
図１０に示すように、本発明の実施の形態４に係る通信装置１０００は、復調装置１１１及び時間同期誤差検出装置１００１を具備している。
【０１００】
復調装置１１１は、直交復調部１１２及びビット判定部１１４を具備している。ビット判定部１１４の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。ビット判定部１１４は、直交復調部１１２から順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、各受信のシンボルのビット判定して受信ビットデータ列Ｄ４を生成して出力するものである。
【０１０１】
時間同期誤差検出装置１００１は、閾値算出装置１００２、閾値判定誤り検出装置１００３、信号点分散度算出装置１００４及び時間同期誤差検出装置１００５を具備している。閾値算出装置１００２は、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値算出部１１０２１を具備している。閾値判定誤り検出装置１００３は、閾値判定部１００３１及びカウンタ１００３２を具備している。
【０１０２】
平均信号点振幅検出部１１６１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部１００２１の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１の出力端子に接続されている。閾値判定部１００３１の入力端子は、直交復調部１１２及び閾値算出部１００２１の出力端子に接続されている。カウンタ１００３２の入力端子は、閾値判定部１００３１の出力端子に接続されている。信号点分散度算出装置１００４の入力端子は、カウンタ１００３２の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出装置１００５の入力端子は、信号点分散度算出装置１００４の出力端子に接続されている。
【０１０３】
ここでは、本発明の実施の形態４について、本発明の実施の形態１と異なる構成及び動作についてのみ説明する。以下では、具体的な例として変調方式にＱＰＳＫが用いられているものとする。
【０１０４】
閾値算出装置１００２は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信したＱＰＳＫ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた２つの閾値をｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２を算出するものである。
【０１０５】
ＱＰＳＫ変調信号を受信した時に、ＱＰＳＫ変調信号の４つの平均信号点ベクトルは（±ａ，±ａ）と表すことができる。閾値算出部１００２１は、この平均信号点ベクトルに基づき、所定の閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ１＿１及びｔｈｓ１＿２は、例えばｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４のように設定する。
【０１０６】
閾値判定誤り検出装置１００３は、ＱＰＳＫ変調信号におけるＩＱベクトルの各成分の振幅値を２つの閾値と比較して判定することにより、閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【０１０７】
閾値判定部１００３１は、閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次に入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ１＿１と閾値ｔｈｓ１＿２を用いた閾値の判定処理を２通り行う。具体的には、閾値判定部１００３１は、受信のシンボルの直交ＩＱベクトルにおけるＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ１＿１＿ｉ、ｔｈｓ１＿１＿ｑを下回っている時に、すなわち、図１１の斜線領域内に存在している時に、閾値ｔｈｓ１＿１に対する閾値判定誤りが生じるものと判定する。また、閾値判定部１００３１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルのＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ１＿２＿ｉ、ｔｈｓ１＿２＿ｑを下回る時に、すなわち、図１１の網掛け領域内と斜線領域内をあわせた領域に存在している時に、閾値ｔｈｓ１＿２に対する閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【０１０８】
カウンタ１００３２は、閾値判定部１００３１からの出力をカウントして閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【０１０９】
すなわち、カウンタ１００３２は、２つの閾値ｔｈｓ１＿１及びｔｈｓ１＿２に基づいて、順次に入力される各受信のシンボルのベクトルｒｘ＝（ｒｉ，ｒｑ）に対し、次の式（８）及び式（９）式の両方又はいずれかを満たしている時には閾値判定誤り数Ｎａ＿１をインクリメントし、次の式（１０）及び式（１１）の両方又はいずれかを満たしている時には閾値誤り判定数Ｎａ＿２をインクリメントする。カウンタ１００３２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【０１１０】
−ｔｈｓ１＿１＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｉ・・・式（８）
−ｔｈｓ１＿１＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｑ・・・式（９）
−ｔｈｓ１＿２＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｉ・・・式（１０）
−ｔｈｓ１＿２＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｑ・・・式（１１）
信号点分散度算出装置１００４は、２つの閾値に対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、それぞれの閾値に対する受信シンボルのＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出するものである。時間同期誤差検出装置１００５は、信号点分散度算出部１００４からの信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒを用いて時間同期誤差の有無を検出するものである。
【０１１１】
信号点分散度算出部１００４は、閾値判定誤り数Ｎａ（Ｎａ＿１、Ｎａ＿２）及び閾値判定総数Ｎ（Ｎ＿１、Ｎ＿２）を用いて、２つの閾値ｔｈｓ１＿１とｔｈｓ１＿２に対する信号点分散度ｄｉｓ１、ｄｉｓ２を、次の式（１２）及び式（１３）に示すように算出する。この時（ここではｔｈｓ１＿１＜ｔｈｓ１＿２）、信号点分散度ｄｉｓ１、ｄｉｓ２の間には、ｄｉｓ１＜ｄｉｓ２なる関係が成り立つ。
【０１１２】
ｄｉｓ１＝Ｎａ＿１／Ｎ＿１・・・式（１２）
ｄｉｓ２＝Ｎａ＿２／Ｎ＿２・・・式（１３）
時間同期誤差検出装置１００５は、２つの信号点分散度ｄｉｓ１とｄｉｓ２を用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（１４）のように算出する。
【０１１３】
Ｒ＝ｄｉｓ２／ｄｉｓ１・・・式（１４）
時間同期誤差検出装置１００５は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ２よりも大きい時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが１７ｄＢの受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時、ｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４とすると、Ｒは約２．９という値をとることになるので、本発明の実施の形態４では、１例としてｔｈｓ２を２．９に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を推定することが可能となる。
【０１１４】
ここでは、ｔｈｓ２を２．９と設定したが、２．９に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【０１１５】
なお、本発明の実施の形態４では、２つの閾値にｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４を用いたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、ＱＰＳＫ変調信号の受信電力と同電力で１６値ＱＡＭ信号を受信した時における１６値ＱＡＭ信号及び６４値ＱＡＭ信号のＩＱ平面上での理論上の信号点の分布状態と、平均信号点振幅検出部１１６１で検出した平均信号点振幅とに基づいて、１６値ＱＡＭ信号及び６４値ＱＡＭ信号に対する擬似的な閾値を生成して用いる構成としてもよい。
【０１１６】
また、本発明の実施の形態４では、閾値の判定の条件式の１つの例として式（８）〜式（１１）を用いたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、閾値の判定の式として、次の式（１５）、式（１６）、式（１７）及び式（１８）を用いてもよい。
【０１１７】
｜ｒｉ｜　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｉ・・・式（１５）
｜ｒｑ｜　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｑ・・・式（１６）
ｔｈｓ１＿１＿ｉ　＜　｜ｒｉ｜　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｉ・・・式（１７）
ｔｈｓ＿１＿１＿ｑ　＜　｜ｒｑ｜　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｑ・・・式（１８）
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、時間同期誤差検出装置１００５において、２つの閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２に対して信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ２を比較することにより、時間同期誤差の有無を推定することが可能となる。
【０１１８】
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５について、図面を参照して詳細に説明する。
図１２は、本発明の実施の形態５に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１１９】
本発明の実施の形態５は、本発明の実施の形態１における時間同期誤差の有無の検出の時に、変調信号として１６値ＱＡＭを用いるものである。また、本発明の実施の形態５は、本発明の実施の形態２にも適用することができる。
【０１２０】
本発明の実施の形態５における構成と動作については、変調方式を１６値ＱＡＭと読み替えれば、本発明の実施の形態１、２と基本的には同様である。ここでは、本発明の実施の形態５について、本発明の実施の形態１、２と異なる構成及び動作についてのみ説明を行う。
【０１２１】
図１２に示すように、本発明の実施の形態５に係る通信装置１２００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、シンボル判定部１１３の代わりにシンボル判定部１２０１を具備している。
【０１２２】
シンボル判定部１２０１は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移パターンＳＰを閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７１に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を出力するものである。
【０１２３】
本発明の実施の形態５では、シンボル判定部１２０１は、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰを２つの遷移パターンＥ、Ｆに分けることとし、例えば、ＩＱ平面上で、Ｉ軸方向又はＱ軸方向に振幅が最大に変化するような信号点配置の中で、シンボル遷移パターンを検出する。
【０１２４】
具体的には、シンボル判定部１２０１は、例えば、受信した１６値ＱＡＭ信号の直交ＩＱベクトルが図１３に示すような信号点で得られるものと仮定し、２シンボル目が網掛け領域の象限に存在したとすると、１シンボル目と３つのシンボル目が斜線領域のいずれかに存在する時にはシンボル遷移パターンＥと判定し、１シンボル目と３つのシンボル目ともに２シンボル目と同じ領域（この時には網掛け領域）に存在した時にはシンボル遷移パターンＦと判定する。各シンボルの存在する領域の判定は、例えば、図１３に示すようにＱ軸及びＩ軸及び隣接信号点との中間を閾値として直交ＩＱベクトルのＩ成分及びＱ成分のそれぞれを閾値判定すれば得られる。
【０１２５】
なお、シンボル判定部１２０１は、図１２に示す構成に限らず、例えばビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してビット遷移を判定する構成にしてもよい。
【０１２６】
閾値算出装置１１６は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信した１６値ＱＡＭ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた閾値ｔｈｓ２を算出するものである。
【０１２７】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルのＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。
【０１２８】
具体的に説明すると、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２のベクトル列をＩＱ平面上にプロットすると、図１４のようになる。図１４はＣＮＲが２０ｄＢの状況下で１６値ＱＡＭ変調信号を受信した際に得られる直交ＩＱベクトル列の１例である。平均信号点振幅検出部１１６１は、図１４に示すように、ＩＱベクトルのＱ軸からの平均距離ａ及び３ａ（Ｉ軸からの平均距離も同様となる）を検出する。
【０１２９】
１６値ＱＡＭ変調信号を受信した時に、その受信信号のＩＱ平面上での信号点分布は図１４のようになり、１６値ＱＡＭ変調信号の平均信号振幅のＩ及びＱ成分は±ａ、±３ａの４通りの値をとることになる。閾値算出部１１６２は、この１６個の平均信号点ベクトルに基づき、所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ２は、例えばルートナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいて算出することができる。
【０１３０】
具体的には、例えば，本発明の実施の形態５において、受信信号が１／１６シンボル時間の時間同期誤差を生じているか否かを検出しようとした時に、時間同期が理想的なタイミング（ナイキスト点）から１／１６シンボル長ずれた時点でのナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づき、前後の３つのシンボルのシンボル遷移パターンＥ、Ｆそれぞれの振幅値をあらかじめ算出しておき、これらの中点に相当する値を閾値として算出する。
【０１３１】
閾値判定誤り検出装置１１７は、１６値ＱＡＭ変調信号のＩＱベクトル各成分の振幅値をシンボル遷移パターンＳＰに応じて閾値判定することにより、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆに対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを出力するものである。
【０１３２】
閾値判定部１１７１は、閾値ｔｈｓ２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次に入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ２を用いた閾値判定処理を行う。具体的には、閾値判定部１１７１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルにおけるＩ及びＱの各成分が１６値ＱＡＭの各信号点から、この閾値ｔｈｓ２を超えた領域にある時、すなわち、図１５の網掛け領域内に入った時に、閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【０１３３】
カウンタ１１７２は、シンボル遷移パターンＳＰに応じて、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎをカウントする。つまり、カウンタ１１７２は、シンボル遷移パターンＥの時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ａをインクリメントし、シンボル遷移パターンＦの時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ｂをインクリメントする。カウンタ１１７２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【０１３４】
信号点分散度算出装置１１８は、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆに応じた閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆのそれぞれにおける受信信号のＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出する。時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度算出装置１１８からの信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒに基づいて時間同期誤差の有無を検出して時間同期誤差結果ｔ＿ｅｒｒを生成して出力するものである。
【０１３５】
信号点分散度算出装置１１８は、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎを用いて、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆにおける信号点分散度ｄｉｓＥ、ｄｉｓＦを次の式（１９）及び式（２０）に示すように算出する。この時、ｄｉｓＥ＞ｄｉｓＦなる関係が成り立つ。
【０１３６】
ｄｉｓＡ＝Ｎａ＿Ａ／Ｎ＿Ａ・・・式（１９）
ｄｉｓＢ＝Ｎａ＿Ｂ／Ｎ＿Ｂ・・・式（２０）
時間同期誤差検出装置１１９は、この２つの信号点分散度ｄｉｓＥとｄｉｓＦを用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（２１）を用いて算出する。
【０１３７】
Ｒ＝ｄｉｓＥ／ｄｉｓＦ・・・式（２１）
時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ３よりも大きい時時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが２０ｄＢの受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差の時には、Ｒは約１．２という値をとることになるので、本発明の実施の形態５では、１例としてｔｈｓ３を１．２に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【０１３８】
ここでは、ｔｈｓ３を１．２と設定したが、１．２に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【０１３９】
なお、時間同期誤差方向を検出する時には、２つの信号点分差度ｄｉｓＥ、ｄｉｓＦの大小関係を比較し、次の式（２２）及び式（２３）のいずれかを満たすかによって時間同期誤差の方向を検出する。この場合の具体的な動作は、本発明の実施の形態２における時間同期誤差方向検出装置６０２の動作と同様である。
【０１４０】
ｄｉｓＥ　＞　ｄｉｓＦ・・・式（２２）
ｄｉｓＦ　＞　ｄｉｓＥ・・・式（２３）
なお、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボルの遷移パターンを用いることとし、具体的には前後の３つのシンボルにおいて、図１３に示すように網掛け領域及び斜線領域でシンボル遷移の有無を判定することとしたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボルの遷移パターンを用いることとし、１シンボル目と３つのシンボル目が２シンボル目のＩＱ平面上での領域と同じか否かという条件を用いることとしてもよい。また、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移パターンとして、前後の３つのシンボルによる遷移パターンに限るものではなく、前後の２つのシンボルによる遷移パターンを用いることとしても良い。この時、例えば図１６に示すように網掛け領域と斜線領域内でシンボル遷移が生じるか否かという条件を用いればよい。さらに、また、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、４以上のシンボルの遷移パターンを用いる構成としてもよい。
【０１４１】
また、本発明の実施の形態５では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいた算出方法を用いたが、これに限るものではなく、この値より高い値に設定してもよく、又は、低い値に設定してもよい。また、本発明の実施の形態５では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、１６値ＱＡＭ変調信号の受信電力と同電力の６４値ＱＡＭ信号を受信した時の６４値ＱＡＭの各信号点間距離を想定し、この信号点間の判定閾値に相当する距離の閾値に設定する方法もある。また、本発明の実施の形態５は、多値数の大きい変調方式への適用も可能である。
【０１４２】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰに応じて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ３を比較することにより、時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【０１４３】
（実施の形態６）
次に、本発明の実施の形態６について、図面を参照して詳細に説明する。図１７は、本発明の実施の形態６に係る通信システムの構成を示すブロック図である。
【０１４４】
本発明の実施の形態６は、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調方式と影響の大きいディジタル変調方式との間で、状況に応じて適応的に変調方式を切り換える適応変調切り換えにおいて、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調方式から影響の大きいディジタル変調方式に変調方式を切り換える時に、変調方式切り換えの判定基準として受信品質及び時間同期誤差の有無を用いるものである。
【０１４５】
図１７に示すように、本発明の実施の形態６に係る通信システム１７００は、送受信局１７１０及び送受信局１７２０を具備している。送受信局１７１０と送受信局１７２０とは、双方向の無線通信を行なう。本発明の実施の形態６においては、送受信局１７１０は基地局を構成し、送受信局１７２０は移動局を構成するものとする。以下、送受信局１７１０から送受信局１７２０への通信リンクをダウンリンク（下り回線）と呼び、かつ、逆方向の通信リンクをアップリンク（上り回線）と呼ぶ。
【０１４６】
送受信局１７１０は、適応変調送信装置１７１１、適応変調制御装置１７１２及びＡＣＫ受信装置１７１３を具備している。適応変調制御装置１７１２の入力端子は、ＡＣＫ受信装置１７１３の出力端子に接続されている。適応変調送信装置１７１１の入力端子は、適応変調制御装置１７１２の出力端子に接続されている。
【０１４７】
送受信局１７２０は、適応変調受信装置１７２１、変調方式切り換え判断装置１７２２及びＡＣＫ送信装置１７２３を具備している。変調方式切り換え判断装置１７２２は、受信品質検出部１７２４、時間同期誤差検出部１７２５及び変調方式切り換え判断部１７２６を具備している。
【０１４８】
受信品質算出部１７２４の入力端子は、適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出部１７２５の入力端子は、適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。変調方式切り換え判断部１７２６の入力端子は、受信品質検出部１７２４、時間同期誤差検出部１７２５及び適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。ＡＣＫ送信装置１７２３の入力端子は、変調方式切り換え判断部１７２６の出力端子に接続されている。
【０１４９】
以上の構成により、送受信局１７２０は、適応変調切り換えにおいて、変調方式切り換えの判定基準として受信品質と時間同期誤差の有無を用いて、変調方式の切り換えを行う。なお、本発明の実施の形態６では、１例として時間同期誤差の受信感度への影響の小さい変調方式にＱＰＳＫを用い、時間同期誤差の受信感度への影響の大きい変調方式に１６値ＱＡＭを用い、変調方式をＱＰＳＫから１６値ＱＡＭに切り換える時を想定し、受信品質としてＣＮＲを用いる場合の構成及び動作について説明する。
【０１５０】
適応変調受信装置１７２１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅又は歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を生成し出力するとともに、現在の変調方式を識別して変調方式識別結果ｍｏｄを出力する。
【０１５１】
変調方式切り換え装置１７２２は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を用い、受信信号のＣＮＲを算出するとともに、時間同期誤差の有無を検出し、変調方式識別結果ｍｏｄと受信品質ＣＮと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを用いて、現在の変調方式（この時ＱＰＳＫ）から他の変調方式（この場合には１６値ＱＡＭ）に切り換えるか否かを判定し、変調方式切り換え判断結果ｊｄｇを出力するものである。
【０１５２】
受信品質算出部１７２４は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２から受信信号のＣＮＲを算出するものである。
【０１５３】
時間同期誤差検出部１７２５は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、現在の受信状況下における時間同期誤差の有無を検出するものである。本発明の実施の形態６において、時間同期誤差検出部１７２５は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００と同じである。なお、時間同期誤差検出部１７２５は、本発明の実施の形態３から５のいずれかで構成してもよい。
【０１５４】
変調方式切り換え判断部１７２６は、変調方式識別結果ｍｏｄと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒと受信信号のＣＮＲに基づいて、変調方式を切り換えるか否かの判断を行う。すなわち、変調方式切り換え判断部１７２６は、変調方式識別結果ｍｏｄに基づいて、現在の変調方式（この時にはＱＰＳＫ）を知る。次に、変調方式切り換え判断部１７２６は、受信信号のＣＮＲＣＮを用いて、切り換え先の変調方式（この時１６値ＱＡＭ）において十分な通信品質が得られるかどうか判断し、時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを検出し、ＣＮＲと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒとを用いて、変調方式を切り換えるか否かの判断を行う。具体的に説明すると、ＱＰＳＫ変調信号と１６値ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ特性は、図１８のようになる。
【０１５５】
例えば、時間同期誤差がない時、ＣＮＲが１８ｄＢにおける１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲは約１０^−４であるが、１／１６シンボル長の時間同期誤差が生じていると、同じＣＮＲにおける１６値ＱＡＭ変調信号のＢＥＲは約１０^−３となってしまう。このように、たとえ受信信号のＣＮＲが切り換え先の変調方式（この時１６値ＱＡＭ）において十分な通信品質を得ることが可能な値でも、時間同期誤差が生じると、切り換え先の変調方式において十分な通信品質が得られないことがある。このことから、変調方式切り換え判断部１７２６は、ＣＮＲが十分に良い値であっても、時間同期誤差が存在している時には、変調方式の切り換えを行わないように判断する。また、変調方式切り換え判断部１７２６は、逆に時間同期誤差がない時でも、受信信号のＣＮＲが低ければ、変調方式を切り換えないように判断する。
【０１５６】
ＡＣＫ送信装置１７２３は、変調方式切り換えの判定結果ｊｄｅに基づいて変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄをアップリンクに送出するものである。
【０１５７】
一方、送受信局１７１０においては、ＡＣＫ受信装置１７１３は、ＡＣＫ送信装置１７２３から送信された変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄを受けて適応変調制御装置１７１２に与える。適応変調制御装置１７１２は、ＡＣＫ受信装置１７１３からの変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄに基づいて適応変調送信装置１７１１の変調方式を切り換える。
【０１５８】
なお、本発明の実施の形態６では、変調方式の切り換え判断を送受信局１７２０の変調方式切り換え判断装置１７２２で行う構成となっているが、本発明はこれに限るものではなく、例えば、送受信局１７２０は受信品質と時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒをＡＣＫ送信部１７２３によりアップリンクに送出し、受信品質と時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒに基づき、送受信局１７１０の適応変調制御装置１７１２により変調方式の切り換え判断を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態５では、時間同期誤差を適応変調受信部１７２１にフィードバックして同期制御を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態６では、受信品質検出部１７２４を削除しても良い。
【０１５９】
以上のように、本発明の実施の形態６によれば、変調方式切り換え判断装置１７２２において受信品質ＣＮと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを用い、時間同期誤差が生じているか否かを判断し、この判断の結果に基づいて変調方式を切り換えるか否かの判断をすることができる。これにより、本発明の実施の形態６によれば、時間同期誤差の影響の小さいディジタル変調方式から影響の大きいディジタル変調方式に変調方式を切り換える時、より正確な切り換え判断が行えるようになる。
【０１６０】
（実施の形態７）
次に、本発明の実施の形態７について、図面を参照して詳細に説明する。図１９は、本発明の実施の形態７に係る通信システムの構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態７においては、本発明の実施の形態６と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１６１】
本発明の実施の形態７は、本発明の実施の形態６における変調方式の切り換えを行う時において、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調信号に切り換える時には時間同期精度を低くし、かつ、時間同期誤差の受信感度への影響の大きいディジタル変調信号に切り換える時には時間同期精度を高くするように制御を行うものである。
【０１６２】
本発明の実施の形態７では、１例として時間同期誤差の受信感度への影響の小さい変調方式にＱＰＳＫを用い、時間同期誤差の受信感度への影響の大きい変調方式に１６値ＱＡＭを用い、かつ、時間同期精度を受信信号をサンプリングする際のオーバーサンプル数を変えることによって制御する場合について説明する。
【０１６３】
図１９に示すように、本発明の実施の形態７に係る通信システム１９００は、本発明の実施の形態６に係る通信システム１７００において時間同期制御装置１９０１を追加してなるものである。時間同期制御部１９０１の入力端子は、適応変調受信装置１７２１及び変調方式切り換え判断部１７２６の出力端子に接続されている。時間同期制御部１９０１の出力端子は、適応変調受信装置１７２１の入力端子に接続されている。
【０１６４】
適応変調受信装置１７２１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１と時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を入力とし、受信信号に同期して直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅又は歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２として出力し、かつ、現在の変調方式を識別して変調方式識別結果ｍｏｄを出力する。この時に、受信信号はシンボルレートよりも高いレートでサンプリングされ、いわゆる、オーバサンプリングが施され、時間同期は、理想的な時間同期タイミングに最も近いサンプルタイミングを推定することにより得られるものとする。この時に、オーバサンプリングのレートが時間同期の誤差に大きく影響することになる。本発明の実施の形態７では、１例として、ＱＰＳＫ変調信号の受信時にシンボルレートに対して８倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされるものとする。
【０１６５】
時間同期制御装置１９０１は、変調方式識別結果ｍｏｄと変調方式切り換え判断結果ｊｄｇに基づいて変調方式を切り換える時に、切り換え先の変調方式に応じて、時間同期誤差検出分解能の制御を行って時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を出力するものである。すなわち、時間同期制御装置１９０１は、現在の変調方式がＱＰＳＫの時に、切り換え先の変調方式（この場合に１６値ＱＡＭ）のほうが時間同期誤差の影響が大きいので、時間同期精度を高くするためにオーバーサンプル数を増加させ、具体的には、例えば、シンボルレートに対して８倍から１６倍へ増加させることとする。
【０１６６】
一方、時間同期制御装置１９０１は、現在の変調方式が１６値ＱＡＭである時に、切り換え先の変調方式（この場合にＱＰＳＫ）のほうが時間同期誤差の影響が小さいので、時間同期精度を低くするためにオーバーサンプル数を減少するように制御を行って、時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を出力するものである。具体的には、例えば、時間同期制御装置１９０１は、シンボルレートに対して１６倍から４倍へ低減させることとする。
【０１６７】
なお、本発明の実施の形態７では、時間同期精度を変化させる具体例として、受信信号をサンプリングする際のオーバサンプリングレートを増減させる構成としたが、これに限るものではなく、等価的に時間同期精度を変化させることができれば他の構成であってもよい。本発明の実施の形態７では、例えば、受信信号をサンプリングするレートは固定としておき、時間同期処理を行う際に用いるサンプリングデータの個数を増減させる構成としてもよい。具体的には、本発明の実施の形態７では、例えば、サンプリングレートはシンボルレートに対して１６倍に固定としておき、ＱＰＳＫでの通信の際にはデータを間引いて使用することにより４倍オーバサンプリング分のデータのみ使用することとし、１６ＱＡＭでの通信時には全てのサンプリングデータを用いることとすればよい。
【０１６８】
また、本発明の実施の形態７では、時間同期誤差と共に時間同期誤差の方向をも検出して、これらの検出結果に基づいて同期追従を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態７では、受信品質算出部１７２４を削除してもよい。
【０１６９】
以上のように、本発明の実施の形態７によれば、時間同期制御装置１９０１において変調方式切り換え判断結果ｊｄｇを用い、変調方式を切り換えるか否かを判定し、かつ、変調方式を切り換える時に現在の変調方式と比べて切り換え先の変調方式の方が時間同期誤差の受信感度への影響が小さい変調方式の時には時間同期精度を低く抑えることにより、信号処理の量を削減することが可能となる。また、本発明の実施の形態７によれば、逆に切り換え先の変調方式の方が時間同期誤差の影響の大きい変調方式の時には時間同期精度を高く制御することにより、受信感度に影響を与えないようにすることが可能となる。
【０１７０】
なお、本発明は、本発明の実施の形態１から７のいずれかの動作（ステップ）を実施する通信プログラムを含むものである。
【０１７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、受信しているディジタル変調信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンに応じて閾値判定し、ＩＱ平面上での信号点分散度を算出することにより、受信しているディジタル変調信号の時間同期誤差を容易に検出することができるから、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対するシンボル遷移を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号を受信した時の直交ＩＱベクトルの分布を説明するための図
【図４】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図５】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対するシンボル遷移を説明するための他の図
【図６】本発明の実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号の受信時のアイパターンを説明するための図
【図８】本発明の実施の形態３に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態３に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１０】本発明の実施の形態４に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態４に係る通信装置おけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１２】本発明の実施の形態５に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対するシンボル遷移を説明するための図
【図１４】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号を受信した時の直交ＩＱベクトルの分布を説明するための図
【図１５】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１６】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対するシンボル遷移を示す図
【図１７】本発明の実施の形態６に係る通信システムの構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態６に係る通信システムにおけるＱＰＳＫ及び１６値ＱＡＭのビット誤り率を説明するための特性曲線図
【図１９】本発明の実施の形態７に係る通信システムの構成を示すブロック図
【図２０】従来の通信システムの構成の１例を示すブロック図
【符号の説明】
１００、６００、８００、１０００、１２００　通信装置
１１１　復調装置
１１２　直交復調部
１１３　シンボル判定部
１１４　ビット判定部
１１５　時間同期誤差検出ユニット
１１６　閾値算出装置
１１７　閾値判定誤り検出装置
１１８　信号点分散度算出装置
１１９　時間同期誤差検出装置
１１６１　平均信号点振幅検出部
１１６２　閾値算出部
１１７１　閾値判定部
１１７２　カウンタ
６０１　シンボル判定部
６０２　時間同期誤差方向検出装置
８０１　閾値算出装置
８０１１　受信品質検出部
８０１２　閾値算出部
１００１　時間同期誤差検出装置
１００２　閾値算出装置
１００３　閾値判定誤り検出装置
１００４　信号点分散度算出装置
１００５　時間同期誤差検出装置
１００２１　閾値算出部
１００３１　閾値判定部
１００３２　カウンタ
１２０１　シンボル判定部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication device and a method applied to a wireless communication system.
[0002]
[Prior art]
In a wireless communication system, various system controls are performed in order to perform communication with high quality and high efficiency. For example, controls such as transmission power control, communication channel control, and cell switching control are performed, thereby improving communication quality and saving power.
[0003]
In recent years, studies have been made on an adaptive modulation scheme for a communication apparatus that adaptively switches between a modulation scheme and an encoding scheme according to the communication quality of a wireless communication link (for example, see Non-Patent Document 1). As a criterion for switching in the adaptive modulation scheme, a measured value of communication quality in a communication link is often used.
[0004]
As the indication of communication quality, a received bit error rate [BER (Bit Error Rate)], a received power, a received power to noise ratio [CNR (Carrier to Noise Ratio)], and the like are often used.
[0005]
Hereinafter, the configuration and operation of an example of an adaptive communication system in a conventional communication device will be described with reference to FIG. In this example, a communication link from the transmitting / receiving station 2000 to the transmitting / receiving station 2010 is referred to as a downlink, and the modulation scheme is adaptively switched between QPSK and 16-value QAM. In general, when the transmission bands of two modulation schemes are the same, 16-level QAM has a higher transmission rate than QPSK and has a required CNR (necessary for realizing communication quality with the same bit error rate). CNR).
[0006]
Adaptive modulation receiving apparatus 2011 in transmitting / receiving station 2010 receives and demodulates a signal transmitted from transmitting / receiving station 2000 by adaptive modulation, and outputs a demodulation result. The reception CNR detection device 2012 detects a reception CNR using signal information at the time of reception demodulation in the adaptive modulation reception section 2011. The reception CNR detection device 2012 can calculate the reception CNR by obtaining the average signal point amplitude using, for example, the orthogonal IQ vector information of the received signal, and obtaining the ratio between the square value and the error variance. The modulation transmission device 2013 transmits the transmission data modulation for the uplink, and at this time, simultaneously transmits the reception CNR detected by the reception CNR detection device 2012 as downlink communication quality information.
[0007]
In transmitting / receiving station 2000, receiving / demodulating apparatus 2001 receives and demodulates a signal transmitted from transmitting / receiving station 2010 and outputs a demodulation result, and extracts received CNR information and supplies it to adaptive modulation control apparatus 2002. When the received CNR is larger than a predetermined value based on the input received CNR information, adaptive modulation control apparatus 2002 determines that downlink communication quality is good, and selects 16-value QAM having a large data capacity. . Conversely, when the received CNR falls below a predetermined value, adaptive modulation control apparatus 2002 determines that downlink communication quality is poor and selects QPSK having relatively high error resilience.
[0008]
With the above configuration and operation, according to the downlink communication quality, a modulation method capable of large-capacity transmission is used when communication conditions are good, and conversely, modulation with a relatively large number of errors is performed when communication conditions are bad. By performing a so-called adaptive modulation scheme using a scheme that is adaptively switched, communication can be performed more efficiently.
[0009]
In the conventional communication apparatus, when performing communication using the adaptive modulation scheme, when the influence of the time synchronization error on the reception sensitivity differs with respect to the reception sensitivity characteristic depending on the modulation scheme to be switched when there is a time synchronization error, especially in the case of time synchronization. When switching from a modulation scheme having a small influence of an error to a modulation scheme having a large influence, if the switching decision is made based only on the communication quality information, the influence of the time synchronization error becomes large in the modulation scheme to be switched to. Can not be obtained.
[0010]
In such a conventional communication device, there is a demand for a device capable of detecting a time synchronization error with high accuracy in order to improve communication quality when performing communication using an adaptive modulation method.
[0011]
In addition, there is a demand for a conventional communication device capable of detecting a time synchronization error for performing synchronization control at the time of signal reception with high accuracy.
[0012]
[Non-patent document 1]
"Mobile Communication," edited by Shuichi Sasaoka, published by Ohmsha Publishing, May 25, 1998
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional communication device has a problem that there is no device capable of detecting a time synchronization error with high accuracy with a simple configuration.
[0014]
The present invention has been made in view of such a point, and an object of the present invention is to provide a communication device and a communication method capable of detecting a time synchronization error with high accuracy with a simple configuration.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The communication apparatus according to the present invention comprises: symbol determination means for determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of a sequentially input digital modulation signal; Threshold value calculating means for calculating a threshold value on the IQ plane based on the threshold value; and sequentially comparing a position of each symbol on the IQ plane with the threshold value in accordance with the symbol transition. Threshold decision error detecting means for detecting the number of threshold decision errors on the plane, and signal point dispersity calculating means for calculating the signal point dispersity of each of the symbols on the IQ plane using the threshold decision error number And a time synchronization error detecting means for detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion degree.
[0016]
According to this configuration, the position of each symbol of the digitally modulated signal that is sequentially input on the IQ plane is sequentially compared with the threshold value according to the symbol transition, thereby determining the threshold value of the symbol on the IQ plane. The number of errors is detected, the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols is calculated using the threshold determination error number, and the time synchronization error of the digital modulation signal is calculated based on the signal point dispersion. Since the presence / absence is detected, the time synchronization error can be detected with high accuracy with a simple configuration.
[0017]
The communication apparatus according to the present invention comprises: symbol determination means for determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of a sequentially input digital modulation signal; Threshold value calculating means for calculating a threshold value on the IQ plane based on the threshold value; and sequentially comparing a position of each symbol on the IQ plane with the threshold value in accordance with the symbol transition. Threshold decision error detecting means for detecting the number of threshold decision errors on the plane, and signal point dispersity calculating means for calculating the signal point dispersity of each of the symbols on the IQ plane using the threshold decision error number And a time synchronization error direction detecting means for detecting a direction of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion degree.
[0018]
According to this configuration, the position of each symbol of the digitally modulated signal that is sequentially input on the IQ plane is sequentially compared with the threshold value according to the symbol transition, thereby determining the threshold value of the symbol on the IQ plane. The number of errors is detected, the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols is calculated using the threshold determination error number, and the time synchronization error of the digital modulation signal is calculated based on the signal point dispersion. Since the direction is detected, the direction of the time synchronization error can be detected with high accuracy by a simple configuration.
[0019]
The communication device of the present invention employs a configuration in the above configuration, further comprising a time synchronization error detecting means for detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion.
[0020]
According to this configuration, the direction of the time synchronization error and the time synchronization error can be detected with high accuracy by a simple configuration.
[0021]
In the communication device according to the present invention, in the configuration, the threshold value calculation means includes reception quality detection means for detecting reception quality of the digital modulation signal, and the reception quality and each of the symbols on the IQ plane. A configuration for calculating the threshold value on the IQ plane based on the position is adopted.
[0022]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, the threshold calculation unit calculates the threshold on the IQ plane based on the reception quality and the position of each symbol on the IQ plane. Thereby, the time synchronization error or the direction of the time synchronization error and the time synchronization error can be detected with higher accuracy.
[0023]
The communication apparatus according to the present invention includes: threshold calculating means for calculating two thresholds on the IQ plane based on positions on the IQ plane of symbols of digital modulation signals input sequentially; and each of the symbols Threshold determination error detection means for detecting the number of threshold determination errors of the symbol on the IQ plane by sequentially comparing the position of the symbol on the IQ plane with the two thresholds according to the symbol transition; Signal point dispersion calculating means for calculating a signal point dispersion of each of the symbols on the IQ plane using a threshold determination error number, and a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. And a time synchronization error detecting means for detecting the presence / absence.
[0024]
According to this configuration, the position of each symbol on the IQ plane of the digital modulation signal that is sequentially input is sequentially compared with the two thresholds, so that the number of threshold determination errors on the IQ plane for the symbols can be reduced. Detecting, calculating the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols using the threshold determination error number, and detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. Therefore, the time synchronization error can be detected with higher accuracy with a simple configuration.
[0025]
The communication method according to the present invention includes: a symbol determination step of determining a symbol transition on a IQ plane of a symbol of a sequentially input digital modulation signal; A threshold value calculating step of calculating a threshold value on the IQ plane based on the threshold value; and sequentially comparing positions of the symbols on the IQ plane with the threshold value in accordance with the symbol transition. A threshold determination error detecting step of detecting a threshold determination error number on a plane; and a signal point dispersion degree calculating step of calculating a signal point dispersion degree of each of the symbols on the IQ plane using the threshold determination error number. And a time synchronization error detecting step of detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. Was Unishi.
[0026]
According to this method, the position of each symbol of the digitally modulated signal that is sequentially input on the IQ plane is sequentially compared with the threshold value in accordance with the symbol transition, thereby determining the threshold value of the symbol on the IQ plane. The number of errors is detected, the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols is calculated using the threshold determination error number, and the time synchronization error of the digital modulation signal is calculated based on the signal point dispersion. Since the presence / absence is detected, the time synchronization error can be detected with high accuracy with a simple configuration.
[0027]
The communication method according to the present invention includes: a symbol determination step of determining a symbol transition on a IQ plane of a symbol of a sequentially input digital modulation signal; A threshold value calculating step of calculating a threshold value on the IQ plane based on the threshold value; and sequentially comparing positions of the symbols on the IQ plane with the threshold value in accordance with the symbol transition. A threshold determination error detecting step of detecting a threshold determination error number on a plane; and a signal point dispersion degree calculating step of calculating a signal point dispersion degree of each of the symbols on the IQ plane using the threshold determination error number. And a time synchronization error direction detection step of detecting a direction of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. Was to so that.
[0028]
According to this method, the position of each symbol of the digitally modulated signal that is sequentially input on the IQ plane is sequentially compared with the threshold value in accordance with the symbol transition, thereby determining the threshold value of the symbol on the IQ plane. The number of errors is detected, the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols is calculated using the threshold determination error number, and the time synchronization error of the digital modulation signal is calculated based on the signal point dispersion. Since the direction is detected, the direction of the time synchronization error can be detected with high accuracy by a simple configuration.
[0029]
The communication method according to the present invention, in the communication method, includes a time synchronization error detecting step of detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion.
[0030]
According to this method, the direction of the time synchronization error and the time synchronization error can be detected with high accuracy by a simple configuration.
[0031]
In the communication method of the present invention, in the communication method, the threshold calculation step may include a reception quality detection step of detecting a reception quality of the digital modulation signal, and the reception quality and the symbol on the IQ plane. Calculating the threshold value on the IQ plane based on the position.
[0032]
According to this method, in addition to the effect, the threshold value calculating means calculates the threshold value on the IQ plane based on the reception quality and the position of each symbol on the IQ plane. Thereby, the time synchronization error or the direction of the time synchronization error and the time synchronization error can be detected with higher accuracy.
[0033]
The communication method according to the present invention includes a threshold calculating step of calculating two thresholds on the IQ plane based on positions on the IQ plane of symbols of a digital modulation signal that are sequentially input; A threshold determination error detecting step of detecting the number of threshold determination errors of the symbol on the IQ plane by sequentially comparing the position on the IQ plane with the two thresholds according to the symbol transition; A signal point dispersion degree calculating step of calculating a signal point dispersion degree of each of the symbols on the IQ plane using a threshold decision error number; and a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion degree. A time synchronization error detection step of detecting the presence / absence.
[0034]
According to this method, the number of threshold determination errors on the IQ plane of the symbol is sequentially compared with the two thresholds of the positions of the symbols of the sequentially input digital modulation signal on the IQ plane. Detecting, calculating the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols using the threshold determination error number, and detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. Therefore, the time synchronization error can be detected with higher accuracy with a simple configuration.
[0035]
A communication program according to the present invention implements the communication method.
[0036]
According to this program, a communication method having the above effects can be implemented.
[0037]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The gist of the present invention is to detect the number of threshold determination errors on the IQ plane of the symbols by sequentially comparing the positions of the symbols of the sequentially input digital modulation signal on the IQ plane with thresholds. Calculating the signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols using the threshold decision error number, and detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. It is.
[0038]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0039]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to Embodiment 1 of the present invention.
[0040]
As shown in FIG. 1, communication apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention includes demodulation apparatus 111 and time synchronization error detection unit 115.
[0041]
The demodulation device 111 includes a quadrature demodulation unit 112, a symbol determination unit 113, and a bit determination unit 114. An input terminal of the symbol determination unit 113 is connected to an output terminal of the quadrature demodulation unit 112.
[0042]
The time synchronization error detection unit 115 includes a threshold value calculation device 116, a threshold value determination error detection device 117, a signal point dispersion degree calculation device 118, and a time synchronization error detection device 119. The threshold calculator 116 includes an average signal point amplitude detector 1161 and a threshold calculator 1162. The threshold value determination error detection device 117 includes a threshold value determination unit 1171 and a counter 1172.
[0043]
The input terminal of average signal point amplitude detection section 1161 is connected to the output terminal of quadrature demodulation section 112. An input terminal of the threshold value calculation unit 1162 is connected to an output terminal of the average signal point amplitude detection unit 1161. An input terminal of the threshold determination unit 1171 is connected to output terminals of the quadrature demodulation unit 112 and the threshold calculation unit 1162. The input terminal of the counter 1172 is connected to the output terminals of the symbol determination unit 113 and the threshold determination unit 1171. The input terminal of the signal point dispersion degree calculation device 118 is connected to the output terminal of the counter 1172. The input terminal of the time synchronization error detection device 119 is connected to the output terminal of the signal point dispersion calculation device 118.
[0044]
With the above configuration, the presence / absence of a time synchronization error is detected by calculating the signal point dispersion according to the symbol transition pattern of the orthogonal IQ vector of the received signal. Here, the symbol transition is a transition state of whether or not the symbol data changes between the preceding and following received symbols. Hereinafter, a case where QPSK is used as a modulation method and the presence or absence of a symbol transition is detected by three consecutive received symbols will be described as a specific example. It is assumed that Nyquist transmission is performed between transmission and reception, and the roll-off factor α is 0.5.
[0045]
The demodulation device 111 receives the QPSK modulated signal D1 as input, performs I-orthogonal demodulation on the received signal, outputs an orthogonal IQ vector signal D2, determines a received symbol using the orthogonal IQ vector signal, and generates a symbol transition pattern SP. The bit data string D4 is output, and the bit determination of the received symbol is performed to output a bit data string D4.
[0046]
The quadrature demodulation unit 112 receives the QPSK modulated signal D1 as input, performs quadrature demodulation processing, symbol synchronization processing, and, if necessary, correction processing for frequency, amplitude, distortion, and the like, thereby forming a quadrature IQ vector signal D2 for each symbol. It is generated and output to the symbol determination unit 113, the average signal point amplitude detection unit 1161, and the threshold value determination unit 1171.
[0047]
The symbol determination unit 113 performs symbol determination using orthogonal IQ vectors for three consecutive symbols based on the sequentially input orthogonal IQ vector signal D2, generates a symbol transition pattern SP, and generates a threshold determination error detection device 117. , And generates an orthogonal IQ vector signal D3 and outputs it to the bit determination unit 114.
[0048]
Specifically, the symbol determination unit 113 determines whether a symbol transition has occurred between the first symbol and the second symbol, or between the second symbol and the third symbol, and thereby determines the symbol transition. It detects the presence or absence and outputs a symbol transition pattern SP. Specifically, for example, the symbol determination unit 113 assumes that the orthogonal IQ vector of the received QPSK signal is obtained at signal points as shown in FIG. 2, and the second symbol exists in the quadrant of the shaded area. If the first symbol or the third symbol exists in a quadrant other than the shaded area, it is determined that there is a symbol transition, and the first symbol and the third symbol are in the same quadrant as the second symbol (in this case, the When it exists in the (quadrant of the hanging area), it is determined that there is no symbol transition.
[0049]
In the first embodiment of the present invention, as an example, the symbol transition pattern SP of the orthogonal IQ vector of the received signal is divided into two types of symbol transition patterns A and B. The symbol transition pattern A is when there are symbol transitions in three consecutive received symbols, and the symbol transition pattern B is when there is no symbol transition in three consecutive received symbols. The determination of the quadrant where each symbol exists can be obtained, for example, by comparing each of the I component and the Q component of the orthogonal IQ vector with a threshold value on the Q axis and the I axis as shown in FIG. Further, the determination of the quadrant where each symbol exists can be obtained by determining the sign of the I component and the Q component.
[0050]
Note that the symbol determination unit 113 is not limited to the configuration illustrated in FIG. 1, and may be configured to determine a symbol transition by inputting the bit data sequence D4 output from the bit determination unit 114, for example.
[0051]
The bit determination unit 114 determines the bit of each received symbol by using the symbol determination result D3 of each received symbol, and generates and outputs a bit data sequence D4. In Embodiment 1 of the present invention, it is assumed that a QPSK signal is received. Therefore, a bit determination is performed by detecting which quadrant on the IQ plane each received symbol is in, and a bit data sequence D4 is formed. What is necessary is just to set it as the structure which outputs.
[0052]
The time synchronization error detection unit 115 detects the presence or absence of a time synchronization error based on the orthogonal IQ vector signal D2 and the symbol transition pattern SP, and outputs a time synchronization error detection result t_err.
[0053]
The threshold calculator 116 receives the orthogonal IQ vector signal D2 as input, calculates an average signal point amplitude of the received QPSK modulated signal, and calculates a threshold ths2 based on the average signal point amplitude.
[0054]
The average signal point amplitude detection section 1161 detects the average amplitude of the sequentially input orthogonal IQ vectors on the IQ plane. The average amplitude here means not the length of the IQ vector on the IQ plane, but the distance from the I axis and the distance from the Q axis.
[0055]
More specifically, FIG. 3 shows a vector sequence of the orthogonal IQ vector signal D2 plotted on the IQ plane. FIG. 3 is an example of a quadrature IQ vector sequence obtained when a QPSK modulated signal is received in a situation where the carrier power to noise power ratio (CNR) is 170 dB. The average signal point amplitude detector 1161 detects an average distance a of the IQ vector from the Q axis (the same applies to the average distance from the I axis) as shown in FIG.
[0056]
When a QPSK modulated signal is received, the signal point distribution of the received signal on the IQ plane is as shown in FIG. 3, and the four average signal point vectors of the QPSK modulated signal can be expressed as (± a, ± a). it can. The threshold calculating device 116 calculates a predetermined threshold ths2 as shown in FIG. 4 based on the four average signal point vectors. The predetermined threshold ths2 can be calculated based on, for example, the impulse response characteristics of the root Nyquist filter.
[0057]
More specifically, for example, in the first embodiment of the present invention, when it is attempted to estimate whether or not a received signal has a time synchronization error of 1/16 symbol time, time synchronization becomes an ideal timing (Nyquist Based on the impulse response characteristics of the Nyquist filter at the point of 1/16 symbol length deviation from (point), the respective amplitude values are calculated in advance when there is a bit transition of the preceding and following three symbols and when there is no bit transition. There is a method of calculating a value corresponding to a point as a threshold.
[0058]
The threshold determination error detection device 117 determines the threshold value of the amplitude value of each component of the IQ vector of the QPSK modulation signal according to the symbol transition pattern SP, and thereby sets the threshold determination error number Na and the threshold value for the two types of symbol transition patterns A and B. The total number N of judgments is generated and output.
[0059]
The threshold determination unit 1171 receives the threshold ths2 and the orthogonal IQ vector signal D2 as inputs, and sets a threshold ths2 (ths2 ₋ ths2_q). Specifically, the threshold determination unit 1171 determines that the I and Q components of the orthogonal IQ vector of the received symbol are below the thresholds ths2_i and ths2_q, that is, when the components are present in the shaded area in FIG. It is determined that a threshold value determination error occurs.
[0060]
The counter 1172 counts the threshold determination error number Na and the threshold determination total number N according to the symbol transition pattern SP. That is, the counter 1172 satisfies either or either of the following Expression (1) and / or Expression (2) for the vector rx = (ri, rq) of each received symbol that is sequentially input, and When there is a symbol transition between the preceding and following three symbols, the threshold determination error number Na_A is incremented. When there is no symbol transition, the threshold determination error number Na_B is incremented. The counter 1172 performs this processing over a predetermined period.
[0061]
−ths2_i <ri <ths2_i (1)
−ths2_q <rq <ths_q (2)
The signal point dispersion degree calculation device 118 receives as input the threshold determination error number Na and the threshold determination total number N corresponding to the two types of symbol transition patterns A and B, and displays the received signal in each of the symbol transition patterns A and B on the IQ plane. Is calculated, a signal point dispersion ratio R is calculated using the signal point dispersion dis, and the presence / absence of a time synchronization error is detected using the signal point dispersion ratio R. .
[0062]
The signal point dispersion degree calculation device 118 calculates the signal point dispersion degrees disA and disB when there is a symbol transition between three consecutive symbols and when there is no symbol transition using the threshold determination error number Na and the threshold determination total N. It is calculated as shown in the following equations (3) and (4).
[0063]
disA = Na_A / N_A Expression (3)
disB = Na_B / N_B (4)
Generally, in a digital communication system, symbols of a received signal are always affected by symbols before and after the symbol. The degree of the influence changes according to the quadrants of the preceding and succeeding symbols on the IQ plane. When the quadrants of the preceding and succeeding symbols on the IQ plane are the same as the second symbol, the influence is small, and when they are different, the influence becomes large. It is known that the influence of the preceding and succeeding symbols is not affected when time synchronization is performed at ideal timing.
[0064]
In other words, if a time synchronization error occurs, it is affected by the preceding and succeeding symbols, and the dispersion of the received symbols on the IQ plane varies. As a result, when there is a symbol transition between three consecutive symbols, the The signal point dispersity dis increases, and conversely, when there is no symbol transition, the signal point dispersity dis decreases. Using this, a relationship of disA> disB is established between the signal point dispersion degrees disA and disB.
[0065]
The time synchronization error detecting device 119 uses the signal point dispersion degrees disA and disB when there is a symbol transition between three consecutive symbols and when there is no symbol transition, and calculates the signal point dispersion degree ratio R by the following equation ( It is calculated as in 5).
[0066]
R = disA / disB formula (5)
The time synchronization error detection device 119 determines that there is a time synchronization error when the signal point dispersion ratio R is larger than the predetermined value ths3, and detects the time synchronization error. For example, when there is a time synchronization error corresponding to a 1/16 symbol length in a reception situation where the CNR is 17 dB, R takes a value of about 1.1. Therefore, in the first embodiment of the present invention, As an example, ths3 is set to 1.1. This makes it possible to detect the presence or absence of the time synchronization error with the above accuracy.
[0067]
Here, ths3 is set to 1.1, but is not limited to 1.1 and the same effect can be obtained if it is larger than 1.
[0068]
In the first embodiment of the present invention, Nyquist transmission is performed between transmission and reception, and roll-off factor α is 0.5. However, the present invention is not limited to this.
[0069]
Further, in the first embodiment, the preceding and succeeding three symbol transitions are used as the symbol transition pattern. Specifically, in the preceding and succeeding three symbols, the symbol transition between the first symbol and the second symbol or the second symbol transition is performed. Although it is determined whether or not a symbol transition has occurred between the symbol and the third symbol, the present invention is not limited to this. For example, in the first embodiment, a condition of whether or not a symbol transition occurs in a shaded area as shown in FIG. 5 may be used as a transition pattern of three symbols before and after.
[0070]
Further, in the first embodiment, the transition pattern is not limited to the transition pattern of the preceding and succeeding three symbols, but may be a transition pattern of the preceding and succeeding two symbols. At this time, it may be determined whether or not a symbol transition has occurred between the first symbol and the second symbol. Furthermore, Embodiment 1 may be configured to use four or more symbol transition patterns.
[0071]
Further, in the first embodiment of the present invention, as the method of calculating threshold value ths2 in threshold value calculating section 1162, a calculation method based on the impulse response characteristics of the Nyquist filter is used. However, the present invention is not limited to this and is higher than this value. It may be set to a value or may be set to a low value. In Embodiment 1 of the present invention, threshold value calculating section 1162 calculates threshold value ths2 as a method of calculating threshold value ths2 between signal points of 16-level QAM when receiving a 16-level QAM signal having the same power as the received power of the QPSK modulated signal. There is also a method of assuming a distance and setting the threshold value of the distance corresponding to the determination threshold value between the signal points.
[0072]
Also, in Embodiment 1 of the present invention, since symbol determination section 113 and threshold value determination section 1171 are the same from the viewpoint of performing position determination of the received symbol on the IQ plane, they are the same. It is also possible to form a single circuit configuration.
[0073]
Further, the threshold value calculation device 116 has a signal point amplitude detection unit instead of the average signal point amplitude detection unit 1161, and the digital modulation signal symbol on the IQ plane is measured based on the measurement value of the signal point amplitude detection unit. The position may be detected, and a threshold on the IQ plane may be calculated based on the position.
[0074]
Further, the first embodiment of the present invention may be configured to control the time synchronization by detecting the amount of the time synchronization error and feeding back the detected time synchronization error.
[0075]
As described above, according to the first embodiment of the present invention, the time synchronization error detection unit 115 calculates the signal point dispersion ratio R according to the symbol transition pattern SP of the orthogonal IQ vector of the received signal, and By comparing the ratio R with the predetermined threshold ths3, it is possible to detect the presence or absence of a time synchronization error. In Embodiment 1 of the present invention, at the time of Nyquist transmission, the smaller the roll-off rate, the higher the accuracy of detecting the time synchronization error.
[0076]
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0077]
As shown in FIG. 6, a communication device 600 according to Embodiment 2 of the present invention includes a symbol determination unit 601 instead of symbol determination unit 113 in communication device 100 according to Embodiment 1 of the present invention. Further, a time synchronization error direction detection device 602 is provided instead of the time synchronization error detection device 119.
[0078]
The symbol determination unit 601 performs symbol determination using orthogonal IQ vectors for three consecutive symbols based on the orthogonal IQ vector signal D2 sequentially input, detects the presence or absence of a symbol transition, and detects the symbol transition pattern SP Is output to the counter 1172 of the threshold determination error detection device 117, and the orthogonal IQ vector signal D3 is generated and output.
[0079]
In the second embodiment of the present invention, as an example, the symbol transition of the orthogonal IQ vector of the received signal is divided into two types of transition patterns C and D. The symbol transition pattern C is obtained when there is no symbol transition between the first and second symbols in three consecutive received symbols and a symbol transition occurs between the second and third symbols. I do. The symbol transition pattern D is a case where a symbol transition occurs between the first symbol and the second symbol in three consecutive received symbols and there is no symbol transition between the second symbol and the third symbol.
[0080]
The symbol determination unit 601 is not limited to the configuration illustrated in FIG. 6, and may be configured to determine a symbol transition by inputting, for example, the bit data string D4 output from the bit determination unit 114.
[0081]
The signal point dispersion calculating device 118 operates in the same manner as described above, and calculates the signal point dispersions disC and disD in the symbol transition patterns C and D.
[0082]
The time synchronization error direction detection device 602 detects the time synchronization error direction by comparing the signal point dispersion degrees disC and disD in the symbol transition patterns C and D. . More specifically, FIG. 7 shows an example of an eye pattern of a quadrature baseband signal obtained when a QPSK modulated signal is received in the absence of reception noise. 7, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents amplitude. Also, in FIG. ₀ Indicates the ideal synchronization timing for time synchronization, and this line T ₀ The signal on the characteristic curve located further to the right is advanced in phase, and ₀ The signal on the characteristic curve located further to the left has a phase lag.
[0083]
For example, when the time synchronization is advanced with respect to the ideal synchronization timing, that is, in FIG. ₀ When the symbol is shifted further to the right, in the symbol transition pattern C, there is a symbol transition between the second symbol and the third symbol, so the second symbol is affected by the third symbol, and the IQ symbol of the received symbol is Variance occurs in the dispersion of Further, in the symbol transition pattern D, no symbol transition occurs between the second symbol and the third symbol, so the influence of the third symbol is small. Therefore, the following equation (6) holds between disC and disD. Conversely, when the time synchronization lags behind the ideal synchronization timing, the following equation (7) holds.
[0084]
disC> disD ... Equation (6)
disD> disC ... Equation (7)
When this is used in reverse, the time synchronization is advanced with respect to the ideal timing when the relationship between disC and disD satisfies Expression (6), and the ideal timing is satisfied when Expression (7) is satisfied. You can see that it is late.
[0085]
As described above, according to Embodiment 2 of the present invention, in time synchronization error direction detection apparatus 602, signal point dispersion degree ratios disC and disD are determined in accordance with symbol transition patterns C and D of orthogonal IQ vectors of a received signal. By calculating and comparing the signal point dispersion degree ratios disC and disD, the direction of the time synchronization error can be detected.
[0086]
(Embodiment 3)
Next, a third embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to Embodiment 3 of the present invention. In the third embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0087]
As shown in FIG. 8, communication device 800 according to Embodiment 3 of the present invention includes threshold value calculating device 801 instead of threshold value calculating device 116 in communication device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
[0088]
The threshold calculator 801 includes an average signal point amplitude detector 1161, a reception quality detector 8011, and a threshold calculator 8012. The input terminal of reception quality detection section 8011 is connected to the output terminal of quadrature demodulation section 112. The input terminal of the threshold value calculation unit 8012 is connected to the average signal point amplitude detection unit 1161 and the output terminal of the reception quality detection unit 8011. An output terminal of the threshold value calculation unit 8012 is connected to an input terminal of the threshold value determination unit 1171.
[0089]
The threshold value calculation device 801 changes the threshold value ths2 used when the threshold value determination unit 1171 of the threshold value determination error detection device 117 performs the threshold value determination of the received symbol according to the reception quality (for example, CNR) of the received signal. .
[0090]
The reception quality detection section 8011 detects the reception quality of the sequentially input orthogonal IQ vector D2 and supplies the detection quality to the threshold calculation section 8012. When calculating threshold ths2 from the average signal point amplitude from average signal point amplitude detection section 1161, threshold value calculation section 8012 changes threshold value ths2 according to the reception quality of the received signal.
[0091]
The average signal point amplitude detection section 1161 detects the average amplitude on the IQ plane of the sequentially input orthogonal IQ vector D2. The average amplitude here means not the length of the IQ vector on the IQ plane, but the distance from the I axis and the distance from the Q axis. The reception quality detection unit 8011 calculates the CNR, which is one of the reception qualities of the reception signal, from the orthogonal IQ vector D2 sequentially input.
[0092]
The threshold calculator 8012 calculates a predetermined threshold ths2 based on the average signal point amplitude and the CNR. For example, when the CNR becomes smaller, the distribution of the received signal points becomes more dominant than the time synchronization error due to the noise, and the threshold value calculation unit 8012 sets ths2 to be smaller as shown in FIG. 9 as the CNR becomes smaller. . More specifically, the threshold calculation unit 8012 prepares a value of ths2 corresponding to the CNR in a table in advance, refers to the table based on the value of CNR calculated by the reception quality detection unit 8011, and The value of is output.
[0093]
For example, it is assumed that ths3 = 1.1 is set when there is a time synchronization error corresponding to a 1/16 symbol length. At this time, if the threshold value ths2 = 2.2 (when the average signal point amplitude a = √5), the signal point dispersion ratio R = 1.23 when CN is 25 dB, and R> ths3 is satisfied. Although it can be detected, when the CNR falls to 15 dB, R = 1.03, so that R <ths3, so that a time synchronization error cannot be detected. Thus, if ths2 is set to 1.8, R = 1.15 and R> ths3 is satisfied, so that a time synchronization error can be detected. This makes it possible to improve the accuracy of detecting the time synchronization error.
[0094]
In the third embodiment of the present invention, a configuration in which the CNR is used to indicate the quality of a received signal serving as a determination criterion for changing threshold value ths2 and reception quality detection section 8011 calculates the CNR using orthogonal IQ vectors. However, the present invention is not limited to this, and other parameters (for example, the received signal level or the received bit error rate) may be used as long as the parameters represent the quality of the received signal.
[0095]
Further, the third embodiment of the present invention can be applied to the second embodiment of the present invention.
[0096]
As described above, according to Embodiment 3 of the present invention, threshold value calculating apparatus 801 increases signal point dispersion degree ratio R by changing threshold value ths2 in accordance with reception quality, so that time synchronization error Detection accuracy can be improved.
[0097]
(Embodiment 4)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to Embodiment 4 of the present invention. In the fourth embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0098]
Embodiment 4 of the present invention performs a threshold decision on an orthogonal IQ vector of a received signal on an IQ plane using two thresholds, and calculates a signal point dispersion for each of the thresholds. To detect.
[0099]
As shown in FIG. 10, communication apparatus 1000 according to Embodiment 4 of the present invention includes demodulation apparatus 111 and time synchronization error detection apparatus 1001.
[0100]
The demodulation device 111 includes a quadrature demodulation unit 112 and a bit determination unit 114. An input terminal of the bit determination unit 114 is connected to an output terminal of the quadrature demodulation unit 112. The bit determination unit 114 determines the bit of each received symbol based on the orthogonal IQ vector signal D2 sequentially input from the orthogonal demodulation unit 112, and generates and outputs a received bit data sequence D4.
[0101]
The time synchronization error detection device 1001 includes a threshold value calculation device 1002, a threshold determination error detection device 1003, a signal point dispersion degree calculation device 1004, and a time synchronization error detection device 1005. The threshold value calculation device 1002 includes an average signal point amplitude detection unit 1161 and a threshold value calculation unit 11021. The threshold value determination error detection device 1003 includes a threshold value determination unit 10031 and a counter 10032.
[0102]
The input terminal of average signal point amplitude detection section 1161 is connected to the output terminal of quadrature demodulation section 112. The input terminal of threshold calculating section 10021 is connected to the output terminal of average signal point amplitude detecting section 1161. An input terminal of the threshold determination unit 10031 is connected to an output terminal of the quadrature demodulation unit 112 and an output terminal of the threshold calculation unit 10021. The input terminal of the counter 10032 is connected to the output terminal of the threshold value judgment unit 10031. The input terminal of the signal point dispersion calculating apparatus 1004 is connected to the output terminal of the counter 10032. An input terminal of the time synchronization error detection device 1005 is connected to an output terminal of the signal point dispersion degree calculation device 1004.
[0103]
Here, only the configuration and operation of the fourth embodiment of the present invention that are different from those of the first embodiment of the present invention will be described. In the following, it is assumed that QPSK is used as a modulation method as a specific example.
[0104]
The threshold value calculation device 1002 receives the quadrature IQ vector signal D2 as input, calculates the average signal point amplitude of the received QPSK modulated signal, and calculates two threshold values ths1_1 and ths1_2 based on the average signal point amplitude. .
[0105]
When the QPSK modulated signal is received, the four average signal point vectors of the QPSK modulated signal can be expressed as (± a, ± a). The threshold calculator 10021 calculates predetermined thresholds ths1_1 and ths1_2 based on the average signal point vector. The predetermined thresholds ths1_1 and ths1_2 are set as, for example, ths1_1 = 2a / 3 and ths1_2 = 3a / 4.
[0106]
The threshold determination error detection device 1003 generates and outputs a threshold determination error number Na and a threshold determination total N by comparing the amplitude value of each component of the IQ vector in the QPSK modulated signal with two threshold values.
[0107]
The threshold determination unit 10031 receives the thresholds ths1_1 and ths1_2 and the orthogonal IQ vector signal D2 as inputs, and performs two types of threshold determination processing using the thresholds ths1_1 and ths1_2 for the sequentially input orthogonal IQ vectors. Specifically, the threshold determination unit 10031 determines that each component of I and Q in the orthogonal IQ vector of the received symbol is below the threshold ths1_1_i, ths1_1_q, that is, when the component exists in the shaded region in FIG. , It is determined that a threshold value determination error for the threshold value ths1_1 occurs. Also, the threshold determination unit 10031 exists when the I and Q components of the orthogonal IQ vector of the received symbol are below the thresholds ths1_2_i and ths1_2_q, that is, exists in the shaded area and the shaded area in FIG. It is determined that a threshold value determination error for the threshold value ths1_2 occurs.
[0108]
The counter 10032 counts the output from the threshold determination unit 10031 and generates and outputs a threshold determination error number Na and a threshold determination total N.
[0109]
That is, based on the two threshold values ths1_1 and ths1_2, the counter 10032 calculates a vector rx = (ri, rq) of each received symbol that is sequentially input, using the following equations (8) and (9). When both or any one of them is satisfied, the threshold determination error number Na_1 is incremented, and when both or any of the following equations (10) and (11) are satisfied, the threshold error determination number Na_2 is incremented. The counter 10032 performs this processing over a predetermined period.
[0110]
−ths1_1_i <ri <ths1_1_i ... Equation (8)
−ths1_1_q <rq <ths1_1_q (9)
−ths1_2_i <ri <ths1_2_i ... Equation (10)
−ths1_2_q <rq <ths1_2_q (11)
The signal point dispersion calculating apparatus 1004 receives the threshold determination error number Na and the threshold determination total N for two thresholds as inputs, and calculates the signal point dispersion degree dis on the IQ plane of the received symbol for each of the thresholds. . The time synchronization error detection device 1005 calculates the signal point dispersion ratio R using the signal point dispersion degree dis from the signal point dispersion degree calculation unit 1004, and determines whether there is a time synchronization error using the signal point dispersion degree R. It is to detect.
[0111]
The signal point dispersion degree calculation unit 1004 calculates the signal point dispersion degrees dis1 and dis2 for the two threshold values ths1_1 and ths1_2 using the threshold determination error number Na (Na_1, Na_2) and the threshold determination total number N (N_1, N_2). Is calculated as shown in Expressions (12) and (13). At this time (ths1_1 <ths1_2 here), a relationship of dis1 <dis2 is established between the signal point dispersion degrees dis1 and dis2.
[0112]
dis1 = Na_1 / N_1 Expression (12)
dis2 = Na_2 / N_2 Expression (13)
The time synchronization error detection apparatus 1005 calculates the signal point dispersion degree ratio R using the two signal point dispersion degrees dis1 and dis2 as in the following equation (14).
[0113]
R = dis2 / dis1 Equation (14)
The time synchronization error detection device 1005 determines that there is a time synchronization error in which the signal point dispersion ratio R is larger than the predetermined value ths2, and detects the time synchronization error. For example, when there is a time synchronization error corresponding to a 1/16 symbol length under a reception condition where the CNR is 17 dB, assuming that ths1_1 = 2a / 3 and ths1_2 = 3a / 4, R takes a value of about 2.9. Therefore, in Embodiment 4 of the present invention, ths2 is set to 2.9 as an example. This makes it possible to estimate the presence or absence of the time synchronization error with the above accuracy.
[0114]
Here, ths2 is set to 2.9, but is not limited to 2.9 and the same effect can be obtained if it is larger than 1.
[0115]
In Embodiment 4 of the present invention, ths1_1 = 2a / 3 and ths1_2 = 3a / 4 are used as the two thresholds, but the present invention is not limited to this. For example, when a 16-level QAM signal is received at the same power as the received power of a QPSK modulated signal, the theoretical signal point distribution state on the IQ plane of the 16-level QAM signal and the 64-level QAM signal, and the average signal point amplitude Based on the average signal point amplitude detected by the detection unit 1161, a pseudo threshold value for the 16-level QAM signal and the 64-level QAM signal may be generated and used.
[0116]
In Embodiment 4 of the present invention, Expressions (8) to (11) are used as one example of the conditional expression for determining the threshold, but the present invention is not limited to this. For example, the following Expression (15), Expression (16), Expression (17), and Expression (18) may be used as the expression for determining the threshold.
[0117]
| Ri | <ths1_1_i ... Equation (15)
| Rq | <ths1_1_q ... Equation (16)
ths1_1_i <| ri | <ths1_2_i Expression (17)
ths_1_1_q <| rq | <ths1_2_q (18)
As described above, according to Embodiment 4 of the present invention, in time synchronization error detection apparatus 1005, signal point dispersion ratio R is calculated for two thresholds ths1_1 and ths1_2, and signal point dispersion ratio R is calculated. By comparing the predetermined threshold value ths2, it is possible to estimate the presence or absence of a time synchronization error.
[0118]
(Embodiment 5)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to Embodiment 5 of the present invention. In the fifth embodiment of the present invention, the same components as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0119]
Embodiment 5 of the present invention uses 16-level QAM as a modulation signal when detecting the presence or absence of a time synchronization error in Embodiment 1 of the present invention. Embodiment 5 of the present invention can also be applied to Embodiment 2 of the present invention.
[0120]
The configuration and operation in Embodiment 5 of the present invention are basically the same as those in Embodiments 1 and 2 of the present invention, if the modulation method is read as 16-value QAM. Here, only the configuration and operation of the fifth embodiment of the present invention that are different from those of the first and second embodiments of the present invention will be described.
[0121]
As shown in FIG. 12, communication apparatus 1200 according to Embodiment 5 of the present invention includes a symbol determination section 1201 instead of symbol determination section 113 in communication apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention. I have.
[0122]
The symbol determination unit 1201 performs symbol determination using orthogonal IQ vectors for three consecutive symbols based on the sequentially input orthogonal IQ vector signal D2, and determines the symbol transition pattern SP by the threshold determination error detection device 117. It outputs to the counter 1171 and outputs the orthogonal IQ vector signal D3.
[0123]
In the fifth embodiment of the present invention, symbol determination section 1201 divides symbol transition pattern SP of an orthogonal IQ vector of a received signal into two transition patterns E and F, for example, in the I-axis direction or on the IQ plane. A symbol transition pattern is detected in a signal point arrangement in which the amplitude changes maximum in the Q-axis direction.
[0124]
Specifically, for example, the symbol determination unit 1201 assumes that the orthogonal IQ vector of the received 16-level QAM signal is obtained at signal points as shown in FIG. If it exists, the symbol transition pattern E is determined when the first symbol and the third symbol exist in any of the shaded areas, and both the first symbol and the third symbol are in the same area as the second symbol (in this case, When it exists in the hanging area, it is determined to be the symbol transition pattern F. The determination of the region where each symbol is present can be obtained, for example, by performing a threshold determination on each of the I component and the Q component of the orthogonal IQ vector with the threshold between the Q axis and the I axis and the middle between adjacent signal points as shown in FIG. Can be
[0125]
The symbol determination unit 1201 is not limited to the configuration illustrated in FIG. 12, and may be configured to determine a bit transition by inputting, for example, the bit data string D4 output from the bit determination unit 114.
[0126]
The threshold calculator 116 receives the orthogonal IQ vector signal D2 as input, calculates an average signal point amplitude of the received 16-level QAM modulated signal, and calculates a threshold ths2 based on the average signal point amplitude.
[0127]
The average signal point amplitude detection unit 1161 detects the average amplitude of the sequentially input orthogonal IQ vectors on the IQ plane. The average amplitude here means not the length of the IQ vector on the IQ plane, but the distance from the I axis and the distance from the Q axis.
[0128]
More specifically, FIG. 14 shows a vector sequence of the orthogonal IQ vector signal D2 plotted on the IQ plane. FIG. 14 shows an example of a quadrature IQ vector sequence obtained when a 16-level QAM modulated signal is received under the condition that the CNR is 20 dB. As shown in FIG. 14, the average signal point amplitude detector 1161 detects the average distances a and 3a of the IQ vector from the Q axis (the same applies to the average distance from the I axis).
[0129]
When a 16-level QAM modulated signal is received, the signal point distribution of the received signal on the IQ plane is as shown in FIG. 14, and the I and Q components of the average signal amplitude of the 16-level QAM modulated signal are ± a, ± 3a Will take four values. The threshold calculator 1162 calculates a predetermined threshold ths2 based on the 16 average signal point vectors. The predetermined threshold ths2 can be calculated based on, for example, the impulse response characteristics of the root Nyquist filter.
[0130]
More specifically, for example, in the fifth embodiment of the present invention, when an attempt is made to detect whether or not a received signal has a time synchronization error of 1/16 symbol time, the time synchronization becomes an ideal timing (Nyquist Based on the impulse response characteristics of the Nyquist filter at the point of time when it is shifted by 1/16 symbol length from (point), the amplitude values of the symbol transition patterns E and F of the preceding and following three symbols are calculated in advance, and The corresponding value is calculated as a threshold.
[0131]
The threshold value determination error detection device 117 performs threshold value determination on the amplitude value of each component of the IQ vector of the 16-level QAM modulated signal according to the symbol transition pattern SP, thereby obtaining a threshold value determination error number Na for two symbol transition patterns E and F, It outputs the threshold determination total number N.
[0132]
The threshold determination unit 1171 receives the threshold ths2 and the orthogonal IQ vector signal D2 as inputs, and performs a threshold determination process using the threshold ths2 on the sequentially input orthogonal IQ vectors. Specifically, the threshold determination unit 1171 determines that each component of I and Q in the orthogonal IQ vector of the received symbol is in a region exceeding the threshold ths2 from each signal point of 16-value QAM, that is, in FIG. When entering the shaded area, it is determined that a threshold value determination error occurs.
[0133]
The counter 1172 counts the threshold determination error number Na and the threshold determination total number N according to the symbol transition pattern SP. That is, the counter 1172 increments the threshold determination error number Na_A for the symbol transition pattern E, and increments the threshold determination error number Na_B for the symbol transition pattern F. The counter 1172 performs this processing over a predetermined period.
[0134]
The signal point dispersion degree calculation device 118 receives the threshold determination error number Na and the threshold determination total number N according to the two symbol transition patterns E and F, and receives the IQ plane of the received signal in each of the two symbol transition patterns E and F. The above signal point dispersion degree dis is calculated. The time synchronization error detection device 119 calculates the signal point dispersion ratio R using the signal point dispersion degree dis from the signal point dispersion degree calculation device 118, and determines whether there is a time synchronization error based on the signal point dispersion ratio R. It detects and generates a time synchronization error result t_err and outputs it.
[0135]
The signal point dispersion degree calculating apparatus 118 calculates the signal point dispersion degrees disE and disF in the two symbol transition patterns E and F using the threshold decision error number Na and the threshold decision total number N according to the following equations (19) and (20). ). At this time, a relationship of disE> disF holds.
[0136]
disA = Na_A / N_A Expression (19)
disB = Na_B / N_B (20)
Using the two signal point dispersion degrees disE and disF, the time synchronization error detection device 119 calculates the signal point dispersion degree ratio R using the following equation (21).
[0137]
R = disE / disF Equation (21)
The time synchronization error detection device 119 determines that there is a time synchronization error when the signal point dispersion ratio R is larger than the predetermined value ths3, and detects the time synchronization error. For example, when the CNR has a time synchronization error corresponding to a 1/16 symbol length under a reception condition of 20 dB, R takes a value of about 1.2. Therefore, in the fifth embodiment of the present invention, one example is given. And set ths3 to 1.2. This makes it possible to detect the presence or absence of the time synchronization error with the above accuracy.
[0138]
Here, ths3 is set to 1.2, but is not limited to 1.2, and the same effect can be obtained if it is larger than 1.
[0139]
Note that when detecting the time synchronization error direction, the magnitude relation between the two signal point difference degrees disE and disF is compared, and the time synchronization error is determined depending on whether one of the following equations (22) and (23) is satisfied. Detect direction. The specific operation in this case is the same as the operation of the time synchronization error direction detection device 602 according to Embodiment 2 of the present invention.
[0140]
disE> disF ... Equation (22)
disF> disE ... Equation (23)
In the fifth embodiment of the present invention, a transition pattern of three symbols before and after is used as a symbol transition pattern. Specifically, in the three symbols before and after, a hatched area as shown in FIG. And the presence or absence of a symbol transition is determined in the shaded area, but the present invention is not limited to this. For example, in the fifth embodiment of the present invention, a transition pattern of three symbols before and after is used as a symbol transition pattern, and the first symbol and the third symbol are defined as areas on the IQ plane of the second symbol. It is also possible to use the condition of the same or not. Further, in the fifth embodiment of the present invention, the symbol transition pattern is not limited to the transition pattern of the preceding and succeeding three symbols, but may be a transition pattern of the preceding and succeeding two symbols. At this time, for example, a condition for determining whether or not a symbol transition occurs in a hatched area and a hatched area as shown in FIG. 16 may be used. Furthermore, Embodiment 5 of the present invention may be configured to use a transition pattern of four or more symbols as a symbol transition pattern.
[0141]
Further, in the fifth embodiment of the present invention, as the method of calculating threshold value ths2 in threshold value calculating section 1162, a calculation method based on the impulse response characteristics of the Nyquist filter is used. However, the present invention is not limited to this and is higher than this value. It may be set to a value or may be set to a low value. Further, in the fifth embodiment of the present invention, as a method of calculating threshold value ths2 in threshold value calculating section 1162, each signal of 64-QAM when a 64-QAM signal having the same power as the received power of the 16-QAM modulated signal is received is received. There is also a method of assuming a point-to-point distance and setting the threshold value of the distance corresponding to the determination threshold value between the signal points. Embodiment 5 of the present invention can also be applied to a modulation scheme having a large number of levels.
[0142]
As described above, according to Embodiment 5 of the present invention, signal point dispersion ratio R is calculated in accordance with symbol transition pattern SP of an orthogonal IQ vector of a received signal, and signal point dispersion ratio R and a predetermined threshold value are calculated. By comparing ths3, it is possible to detect the presence or absence of a time synchronization error.
[0143]
(Embodiment 6)
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a communication system according to Embodiment 6 of the present invention.
[0144]
The sixth embodiment of the present invention relates to adaptive modulation switching in which a modulation scheme is adaptively switched depending on the situation between a digital modulation scheme having a small influence on reception sensitivity and a digital modulation scheme having a large influence on time sensitivity. When switching the modulation scheme from a digital modulation scheme in which the influence of the time synchronization error on the receiving sensitivity is small to a digital modulation scheme in which the reception sensitivity is large, the reception quality and the presence / absence of the time synchronization error are used as criteria for switching the modulation scheme.
[0145]
As shown in FIG. 17, a communication system 1700 according to Embodiment 6 of the present invention includes a transmitting / receiving station 1710 and a transmitting / receiving station 1720. The transmitting / receiving station 1710 and the transmitting / receiving station 1720 perform two-way wireless communication. In Embodiment 6 of the present invention, transmitting / receiving station 1710 constitutes a base station, and transmitting / receiving station 1720 constitutes a mobile station. Hereinafter, a communication link from the transmitting / receiving station 1710 to the transmitting / receiving station 1720 is referred to as a downlink (downlink), and a communication link in the reverse direction is referred to as an uplink (uplink).
[0146]
The transmission / reception station 1710 includes an adaptive modulation transmission device 1711, an adaptive modulation control device 1712, and an ACK reception device 1713. The input terminal of adaptive modulation control device 1712 is connected to the output terminal of ACK receiving device 1713. The input terminal of the adaptive modulation transmission device 1711 is connected to the output terminal of the adaptive modulation control device 1712.
[0147]
The transmitting / receiving station 1720 includes an adaptive modulation receiving device 1721, a modulation method switching determining device 1722, and an ACK transmitting device 1723. The modulation scheme switching determination device 1722 includes a reception quality detection unit 1724, a time synchronization error detection unit 1725, and a modulation scheme switching determination unit 1726.
[0148]
The input terminal of reception quality calculation section 1724 is connected to the output terminal of adaptive modulation receiving apparatus 1721. An input terminal of the time synchronization error detection unit 1725 is connected to an output terminal of the adaptive modulation receiving device 1721. An input terminal of the modulation scheme switching determination unit 1726 is connected to a reception quality detection unit 1724, a time synchronization error detection unit 1725, and an output terminal of the adaptive modulation reception device 1721. An input terminal of the ACK transmitting device 1723 is connected to an output terminal of the modulation scheme switching determination unit 1726.
[0149]
With the above configuration, the transmitting / receiving station 1720 switches the modulation scheme using the reception quality and the presence / absence of the time synchronization error as a criterion for switching the modulation scheme in the adaptive modulation switching. In the sixth embodiment of the present invention, as an example, QPSK is used for a modulation scheme in which the influence of the time synchronization error on the reception sensitivity is small, and 16-ary QAM is used in a modulation scheme in which the reception sensitivity of the time synchronization error is large. The configuration and operation when the CNR is used as the reception quality will be described on the assumption that the modulation method is switched from QPSK to 16-value QAM.
[0150]
The adaptive modulation receiving apparatus 1721 receives the QPSK modulated signal D1 and performs quadrature demodulation processing, symbol synchronization processing and, if necessary, correction processing for frequency, amplitude, distortion, or the like, thereby obtaining a quadrature IQ vector signal D2 for each symbol. Is generated and output, and the current modulation scheme is identified and the modulation scheme identification result mod is output.
[0151]
The modulation scheme switching device 1722 calculates the CNR of the received signal using the orthogonal IQ vector signal D2, detects the presence or absence of a time synchronization error, and converts the modulation scheme identification result mod, the reception quality CN, and the time synchronization error detection result t_err. It is used to determine whether to switch from the current modulation method (in this case, QPSK) to another modulation method (in this case, 16-value QAM), and to output a modulation method switching determination result jdg.
[0152]
The reception quality calculation unit 1724 calculates the CNR of the reception signal from the sequentially input orthogonal IQ vector signal D2.
[0153]
The time synchronization error detection unit 1725 detects the presence or absence of a time synchronization error under the current reception condition based on the orthogonal IQ vector signal D2. In Embodiment 6 of the present invention, time synchronization error detecting section 1725 is the same as communication apparatus 100 according to Embodiment 1 of the present invention. Note that time synchronization error detection section 1725 may be configured in any of the third to fifth embodiments of the present invention.
[0154]
The modulation scheme switching determination unit 1726 determines whether to switch the modulation scheme based on the modulation scheme identification result mod, the time synchronization error detection result t_err, and the CNR of the received signal. That is, the modulation scheme switching determination unit 1726 knows the current modulation scheme (in this case, QPSK) based on the modulation scheme identification result mod. Next, using the CNRCN of the received signal, modulation scheme switching determining section 1726 determines whether or not sufficient communication quality is obtained in the switching destination modulation scheme (at this time, 16-value QAM), and the time synchronization error detection result t_err , And using the CNR and the time synchronization error detection result t_err to determine whether to switch the modulation scheme. More specifically, the BER characteristics of the QPSK modulated signal and the 16-level QAM modulated signal are as shown in FIG.
[0155]
For example, when there is no time synchronization error, the BER of a 16QAM modulated signal at a CNR of 18 dB is about 10 ^-4 However, if a time synchronization error of 1/16 symbol length occurs, the BER of the 16-level QAM modulated signal in the same CNR becomes about 10 ^-3 Will be. As described above, even if the CNR of the received signal is a value capable of obtaining a sufficient communication quality in the modulation scheme at the switching destination (16-level QAM at this time), if a time synchronization error occurs, the modulation scheme at the switching destination will be sufficient. Communication quality may not be obtained. Accordingly, the modulation scheme switching determination unit 1726 determines not to switch the modulation scheme when a time synchronization error exists even if the CNR is a sufficiently good value. On the other hand, even when there is no time synchronization error, if the CNR of the received signal is low, the modulation scheme switching determination unit 1726 determines not to switch the modulation scheme.
[0156]
The ACK transmitting apparatus 1723 transmits a modulation scheme switching signal c_mod to the uplink based on the determination result jde of the modulation scheme switching.
[0157]
On the other hand, in transmitting / receiving station 1710, ACK receiving apparatus 1713 receives modulation scheme switching signal c_mod transmitted from ACK transmitting apparatus 1723, and provides it to adaptive modulation control apparatus 1712. Adaptive modulation control apparatus 1712 switches the modulation scheme of adaptive modulation transmission apparatus 1711 based on a modulation scheme switching signal c_mod from ACK receiving apparatus 1713.
[0158]
In the sixth embodiment of the present invention, the modulation scheme switching is determined by the modulation scheme switching determining device 1722 of the transmitting / receiving station 1720. However, the present invention is not limited to this. Reference numeral 1720 sends the reception quality and the time synchronization error detection result t_err to the uplink by the ACK transmission unit 1723, and based on the reception quality and the time synchronization error detection result t_err, the adaptive modulation control unit 1712 of the transmission / reception station 1710 determines whether to switch the modulation scheme. May be performed. Further, in the fifth embodiment of the present invention, a configuration may be adopted in which the time synchronization error is fed back to adaptive modulation receiving section 1721 to perform synchronization control. Further, in Embodiment 6 of the present invention, reception quality detection section 1724 may be deleted.
[0159]
As described above, according to Embodiment 6 of the present invention, modulation scheme switching determining apparatus 1722 determines whether or not a time synchronization error has occurred using reception quality CN and time synchronization error detection result t_err. It is possible to determine whether to switch the modulation method based on the result of the determination. Thus, according to the sixth embodiment of the present invention, more accurate switching determination can be made when switching the modulation method from a digital modulation method having a small influence of a time synchronization error to a digital modulation method having a large influence.
[0160]
(Embodiment 7)
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a communication system according to Embodiment 7 of the present invention. In the seventh embodiment of the present invention, the same components as those in the sixth embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0161]
The seventh embodiment of the present invention reduces the time synchronization accuracy when switching the modulation method in the sixth embodiment of the present invention to a digital modulation signal having a small influence on the reception sensitivity of the time synchronization error, In addition, when switching to a digital modulation signal having a large influence on the reception sensitivity due to the time synchronization error, control is performed to increase the time synchronization accuracy.
[0162]
In the seventh embodiment of the present invention, as an example, QPSK is used for a modulation scheme that has a small influence on reception sensitivity of a time synchronization error, and 16-level QAM is used for a modulation scheme that has a large influence on reception sensitivity. The case where the time synchronization accuracy is controlled by changing the number of oversamples when sampling the received signal will be described.
[0163]
As shown in FIG. 19, a communication system 1900 according to Embodiment 7 of the present invention is obtained by adding a time synchronization control device 1901 to the communication system 1700 according to Embodiment 6 of the present invention. An input terminal of the time synchronization control unit 1901 is connected to an output terminal of the adaptive modulation receiving device 1721 and an output terminal of the modulation scheme switching determination unit 1726. An output terminal of the time synchronization control unit 1901 is connected to an input terminal of the adaptive modulation receiving device 1721.
[0164]
The adaptive modulation receiving apparatus 1721 receives the QPSK modulation signal D1 and the time synchronization control signal t_ct1, and performs quadrature demodulation processing, symbol synchronization processing, and, if necessary, correction processing for frequency, amplitude, distortion, and the like in synchronization with the reception signal. As a result, the signal is output as the orthogonal IQ vector signal D2 of each symbol, and the current modulation method is identified and the modulation method identification result mod is output. At this time, the received signal is sampled at a higher rate than the symbol rate, so-called oversampling is performed, and the time synchronization is obtained by estimating the sample timing closest to the ideal time synchronization timing. At this time, the oversampling rate greatly affects the time synchronization error. In the seventh embodiment of the present invention, as an example, when a QPSK modulated signal is received, sampling is performed at an oversampling rate eight times the symbol rate.
[0165]
When switching the modulation scheme based on the modulation scheme identification result mod and the modulation scheme switching determination result jdg, the time synchronization control device 1901 controls the time synchronization error detection resolution according to the switching destination modulation scheme, and performs time synchronization control. The signal t_ct1 is output. That is, when the current modulation method is QPSK, the time synchronization control device 1901 increases the time synchronization accuracy because the effect of the time synchronization error is greater in the switching destination modulation method (in this case, 16-value QAM). The number of oversamples is increased, specifically, for example, from 8 to 16 times the symbol rate.
[0166]
On the other hand, the time synchronization control device 1901 reduces the time synchronization accuracy when the current modulation method is 16-ary QAM because the influence of the time synchronization error is smaller in the switching destination modulation method (in this case, QPSK). The control is performed so as to reduce the number of oversamples, and a time synchronization control signal t_ct1 is output. Specifically, for example, the time synchronization control device 1901 reduces the symbol rate from 16 times to 4 times.
[0167]
In the seventh embodiment of the present invention, as a specific example of changing the time synchronization accuracy, the oversampling rate when sampling the received signal is increased or decreased. However, the present invention is not limited to this. Other configurations may be used as long as the synchronization accuracy can be changed. In the seventh embodiment of the present invention, for example, a configuration may be adopted in which the rate at which a received signal is sampled is fixed, and the number of sampling data used when performing time synchronization processing is increased or decreased. Specifically, in the seventh embodiment of the present invention, for example, the sampling rate is fixed at 16 times the symbol rate, and when communicating with QPSK, the data is thinned out and used by 4 times. It is sufficient to use only the data for the sampling, and to use all the sampling data at the time of communication in 16QAM.
[0168]
In the seventh embodiment of the present invention, the direction of the time synchronization error may be detected together with the time synchronization error, and the synchronization may be followed based on the detection results. Further, in Embodiment 7 of the present invention, reception quality calculation section 1724 may be deleted.
[0169]
As described above, according to Embodiment 7 of the present invention, time synchronization control apparatus 1901 uses modulation scheme switching determination result jdg to determine whether or not to switch the modulation scheme, and to determine whether to switch the modulation scheme. In the case of a modulation method in which the influence of the time synchronization error on the receiving sensitivity is smaller than that of the other modulation method, the amount of signal processing can be reduced by suppressing the time synchronization accuracy to be low. . Further, according to the seventh embodiment of the present invention, on the contrary, when the modulation scheme to be switched is a modulation scheme in which the influence of the time synchronization error is large, the reception sensitivity is affected by controlling the time synchronization accuracy to be high. It is possible to do so.
[0170]
The present invention includes a communication program for performing any one of the operations (steps) of the first to seventh embodiments of the present invention.
[0171]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the threshold is determined in accordance with the symbol transition pattern of the orthogonal IQ vector of the digital modulation signal being received, and the signal point dispersion on the IQ plane is calculated. Since the time synchronization error of the digital modulation signal can be easily detected, the time synchronization error can be detected with high accuracy by a simple configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining symbol transition for a QPSK signal in the communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining distribution of orthogonal IQ vectors when receiving a QPSK signal in the communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 4 is a diagram for explaining an example of setting a threshold value for a QPSK signal in the communication device according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 5 is another diagram for explaining symbol transition for a QPSK signal in the communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram for explaining an eye pattern at the time of receiving a QPSK signal in the communication device according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a view for explaining an example of setting a threshold value for a QPSK signal in a communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram for explaining a setting example of a threshold value for a QPSK signal in a communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram for explaining symbol transition for a 16-level QAM signal in a communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 14 is a view for explaining distribution of orthogonal IQ vectors when a 16-ary QAM signal is received in the communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 15 is a diagram for explaining an example of setting a threshold value for a 16-value QAM signal in a communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing a symbol transition for a 16-ary QAM signal in the communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a communication system according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a characteristic curve diagram for explaining bit error rates of QPSK and 16-level QAM in the communication system according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a communication system according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing an example of a configuration of a conventional communication system.
[Explanation of symbols]
100, 600, 800, 1000, 1200 communication device
111 Demodulator
112 Quadrature demodulator
113 Symbol judgment unit
114 bit judgment unit
115 Time synchronization error detection unit
116 Threshold calculator
117 Threshold value judgment error detection device
118 Signal Point Dispersion Calculator
119 Time synchronization error detection device
1161 Average signal point amplitude detector
1162 Threshold calculator
1171 Threshold judgment unit
1172 counter
601 Symbol judgment unit
602 Time synchronization error direction detection device
801 Threshold calculation device
8011 reception quality detection unit
8012 Threshold calculator
1001 Time synchronization error detection device
1002 Threshold calculation device
1003 threshold determination error detection device
1004 Signal point dispersion calculation device
1005 Time synchronization error detection device
10021 Threshold calculator
10031 Threshold judgment unit
10032 counter
1201 Symbol judgment unit

Claims

Symbol determining means for determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of a digital modulation signal sequentially input; and a symbol determining means for determining a symbol transition on the IQ plane based on the position of each symbol of the digital modulation signal on the IQ plane Threshold calculating means for calculating a threshold of the symbol, and sequentially comparing the positions of the symbols on the IQ plane with the threshold according to the symbol transition to thereby determine a threshold determination error of the symbols on the IQ plane. Threshold decision error detecting means for detecting the number of signal points; signal point dispersity calculating means for calculating a signal point dispersity on the IQ plane of each of the symbols using the threshold decision error number; A time synchronization error detecting means for detecting the presence / absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the following.

Symbol determining means for determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of a digital modulation signal sequentially input; and a symbol determining means for determining a symbol transition on the IQ plane based on the position of each symbol of the digital modulation signal on the IQ plane Threshold calculating means for calculating a threshold of the symbol, and sequentially comparing the positions of the symbols on the IQ plane with the threshold according to the symbol transition to thereby determine a threshold determination error of the symbols on the IQ plane. Threshold decision error detecting means for detecting the number of signal points; signal point dispersity calculating means for calculating a signal point dispersity on the IQ plane of each of the symbols using the threshold decision error number; And a time synchronization error direction detecting means for detecting the direction of the time synchronization error of the digital modulation signal based on

3. The communication apparatus according to claim 2, further comprising a time synchronization error detecting unit that detects presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion.

The threshold value calculation means includes reception quality detection means for detecting the reception quality of the digital modulation signal, and based on the reception quality and the position of each of the symbols on the IQ plane, on the IQ plane. The communication device according to claim 1, wherein the threshold value is calculated.

Threshold calculating means for calculating two thresholds on the IQ plane based on the positions on the IQ plane of the symbols of the digital modulation signal input sequentially; and a threshold calculating means for calculating each of the symbols on the IQ plane. A threshold determination error detecting means for detecting the number of threshold determination errors on the IQ plane of the symbol by sequentially comparing a position with the two thresholds according to the symbol transition, and using the threshold determination error number Signal point dispersion calculating means for calculating a signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols; and a time synchronization error detecting presence / absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. A communication device comprising: a detection unit.

A symbol determining step of determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of the digital modulation signal sequentially input; and a step of determining a symbol transition on the IQ plane based on a position of each symbol of the digital modulation signal on the IQ plane. A threshold calculating step of calculating a threshold of the symbol, and sequentially comparing positions of the symbols on the IQ plane with the threshold according to the symbol transition, thereby determining a threshold of the symbol on the IQ plane. A threshold value determination error detecting step for detecting the number of signal points; a signal point dispersion degree calculating step for calculating a signal point dispersion degree on the IQ plane of each of the symbols using the threshold value determination error number; A time synchronization error detecting step of detecting the presence or absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on Law.

A symbol determining step of determining a symbol transition on the IQ plane of a symbol of the digital modulation signal sequentially input; and a step of determining a symbol transition on the IQ plane based on a position of each symbol of the digital modulation signal on the IQ plane. A threshold calculating step of calculating a threshold of the symbol, and sequentially comparing positions of each of the symbols on the IQ plane with the threshold according to the symbol transition, thereby making a threshold determination error of the symbol on the IQ plane. A threshold value determination error detecting step for detecting the number of symbols, a signal point dispersion degree calculating step of calculating a signal point dispersion degree on the IQ plane of each of the symbols using the threshold value determination error number, and the signal point dispersion degree Detecting a direction of the time synchronization error of the digital modulation signal based on Shin method.

8. The communication method according to claim 7, further comprising a time synchronization error detecting step of detecting presence / absence of a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion.

The threshold calculation step is a reception quality detection step of detecting reception quality of the digital modulation signal, and the reception quality and the position of each of the symbols on the IQ plane are based on the IQ plane. The communication method according to claim 6, further comprising: calculating a threshold value.

A threshold calculating step of calculating two thresholds on the IQ plane based on the positions on the IQ plane of each of the symbols of the digital modulation signal input sequentially; and a threshold calculating step for each of the symbols on the IQ plane. A threshold determination error detecting step of detecting the number of threshold determination errors on the IQ plane of the symbol by sequentially comparing a position with the two thresholds in accordance with the symbol transition, and using the threshold determination error number A signal point dispersion calculating step for calculating a signal point dispersion on the IQ plane of each of the symbols; and a time synchronization error detecting whether or not there is a time synchronization error of the digital modulation signal based on the signal point dispersion. A communication method, comprising: a detecting step.

A communication program for performing the communication method according to claim 6.