JP2004108774A

JP2004108774A - Optical encoder position detection method

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Publication number: JP2004108774A
Application number: JP2002267767A
Authority: JP
Inventors: Tomoharu Nakayama; 中山　智晴; Koetsu Fujita; 藤田　光悦; Yuji Matsuzoe; 松添　雄二
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2002-09-13
Filing date: 2002-09-13
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2022-09-13
Also published as: JP4224677B2

Abstract

【課題】Ａ相信号・Ｂ相信号の波形が、正弦波ではなく、三角波に近いようなひずんだ波形であり、しかもそのひずみの度合に個体差があるような場合でも、正確な位置検出を行うようにする光学式エンコーダの位置検出方法を提供する。
【解決手段】三角波は、正弦波（１次高調波）に加え３次高調波、５次高調波という奇数高調波を含むことに着目し、三角波のうち特に支配的な３次高調波のみの誤差成分、または、３次，５次高調波の誤差成分を、スリットから出力されるＡ相信号・Ｂ相信号の逆正接値から除去することで、精度の高い位置検出を行うような光学式エンコーダの位置検出方法とした。
【選択図】　図１[PROBLEMS] To accurately detect a position even if the waveforms of an A-phase signal and a B-phase signal are not sinusoidal waves but distorted waveforms close to a triangular wave, and the degree of the distortion has individual differences. An optical encoder position detection method is provided.
Focusing on the fact that triangular waves include odd harmonics such as third harmonics and fifth harmonics in addition to sine waves (first harmonics), only the most dominant third harmonic among triangular waves is considered. An optical system that performs highly accurate position detection by removing error components or error components of third and fifth harmonics from arctangent values of the A-phase signal and the B-phase signal output from the slit. The encoder position detection method was used.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高精度の位置決めを行う光学式エンコーダに関する。
【０００２】
【従来の技術】
光学式エンコーダには、ロータリーエンコーダとリニアエンコーダとが存在するが、説明の具体化のためロータリーエンコーダの従来技術について説明する。
図７は、従来技術のロータリエンコーダの光学系のブロック図である。このロータリエンコーダの検出原理は、Ａ相，Ｂ相という２相の正弦波信号を逆正接演算し、位置検出を行うというものである。光学系は、例えばＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）などの発光素子１、光を透過／遮光するスリット板２、スリット板２を透過した光を受光して電流に変換する受光素子３により構成される。
【０００３】
受光素子３はスリット板２のパターンと組合わせて、スリット板２が回転すると、位相の９０度ずれたＡ相，Ｂ相という２相の正弦波電流が出力されるように構成されている。なお、正弦波電流の波形がより正弦波に近づくように、スリット板２と受光素子３との間隔は、特に、厳密に規定される。
【０００４】
受光素子３から出力された電流は、電子回路である下位信号変換＆波形調整手段４に入力される。下位信号変換＆波形調整手段４は、電流／電圧変換を行うとともに、波形のオフセットが所定の値（例えば０）になり、かつ、Ａ相，Ｂ相の振幅が等しくなるように調整し、Ａ／Ｄ変換を行ってアナログ信号からデジタル信号へ変換して出力する。
【０００５】
ディジタル信号に変換された２相の信号（以降、Ａ相信号、Ｂ相信号）は、例えば、次式で近似できる。なお、ディジタル信号であることから離散データとして式を表すこともできるが、説明の直感的理解を図るため、敢えてアナログ信号として説明されている。
【０００６】
【数１】
Ａ≒Ｐ・ｃｏｓθ_Ｌ１
Ｂ≒Ｐ・ｓｉｎθ_Ｌ１
ただし、
Ａ　：Ａ相信号
Ｂ　：Ｂ相信号
θ_Ｌ１：位置
Ｐ　：振幅
【０００７】
こうして得られたＡ相信号・Ｂ相信号は、逆正接演算手段（ｔａｎ^−１演算）５にて、次式の演算がなされ、位置検出値θ_Ｌ１が出力される。
【０００８】
【数２】
θ_Ｌ１＝ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）
【０００９】
ここにθ_Ｌ１　は角度であって、相対的な位置を表すこととなる。
【００１０】
このような光学式エンコーダでは、誤差の発生が補正するような各種の信号処理が行われている。例えば、エンコーダの出力信号処理回路（特許文献１参照）では、９０゜の位相差があるＡ．Ｂ相の信号に対し、オフセットと振幅誤差とを除去する処理を行い、エンコーダの検出精度を向上させている。従来技術はこのようなものである。
【００１１】
【特許文献１】
特開平１０−３１１７４１号公報
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
逆正接演算を行う位置検出では、オフセットと振幅誤差のみならず、Ａ相信号、Ｂ相信号が完全な正弦波でない場合にも、位置検出誤差が生じる。この点について図を参照しつつ説明する。図８は、逆正接演算による位置検出で発生する位置検出誤差の説明図である。
受光素子３から出力されるＡ相，Ｂ相の正弦波信号の電流波形は、図８で示すように、スリット板２と受光素子３との間隔に応じて変化するというものである。
【００１３】
スリット板２と受光素子３との間隔がゼロであると仮定した場合、受光素子３から出力される電流波形は、理論上三角波になる。スリット板２と受光素子３との間隔が長くなるに従い、ＬＥＤの斜め方向の光成分と回折の影響により、波形が鈍って振幅は小さくなり、波形の形状は正弦波に近くなる。
Ａ相信号とＢ相信号との波形を、正弦波に近づけるためには、スリット板２と受光素子３と間隔を広くするのが望ましいが、振幅が小さくなりＳ／Ｎ比が低下するために、たとえ正弦波が三角波に近くなったとしても、間隔を狭く設計することがある。なお、このようなＡ相信号，Ｂ相信号の波形は、完全な正弦波でなく、おおよその正弦波である正弦波状の信号となっている。
【００１４】
また、加工や組立のばらつきにより、スリット板２と受光素子３との間隔は設計値通りにはならずに、結果として、Ａ相信号とＢ相信号との波形が三角波に近かったり、正弦波に近かったりという信号になり、ロータリエンコーダによる個体差を生んでいる。すなわち、ロータリエンコーダの位置検出精度が、良いものと、悪いものを生じている。
【００１５】
さらに、スリット板２が傾いたり、平坦でなくうねっていたりすると、１回転中において、Ａ相信号とＢ相信号の波形のひずみ具合が異なっていることもある。このような場合、さらに厳密に見ると、Ａ相信号とＢ相信号の間でも波形のひずみ具合が異なっている場合もある。これらも、また、位置検出誤差を大きくしている。
【００１６】
本発明は上記したような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、Ａ相信号・Ｂ相信号の波形が、正弦波ではなく、三角波に近いようなひずんだ波形であり、しかもそのひずみの度合に個体差があるような場合でも、正確な位置検出を行うようにする光学式エンコーダの位置検出方法を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
発光素子と、光を透過／遮光するパターンを設けたスリット板と、スリット板から透過／遮光する光を受光して略９０度の位相差を有するＡ，Ｂ相の正弦波状信号を出力する受光素子とを備えた光学式エンコーダの位置検出方法において、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を逆正接演算して逆正接値を求め、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を用いて基本波振幅と３次高調波振幅とを演算し、
前記３次高調波振幅の前記基本波振幅に対する比率と前記逆正接値の４倍を変数とした正弦波とから補正値を算出し、
この補正値と前記逆正接値とから位置検出値を算出する
ことを特徴とする。
【００１８】
また、請求項２に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
発光素子と、光を透過／遮光するパターンを設けたスリット板と、スリット板から透過／遮光する光を受光して略９０度の位相差を有するＡ，Ｂ相の正弦波状信号を出力する受光素子とを備えた光学式エンコーダの位置検出方法において、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を逆正接演算して逆正接値を求め、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を用いて基本波振幅、３次高調波振幅および５次高調波振幅を演算し、
前記５次高調波振幅から前記３次高調波振幅を減算した値の前記基本波振幅に対する比率と前記逆正接値の４倍を変数とした正弦波とから補正値を算出し、
この補正値と前記逆正接値とから位置検出値を算出する
ことを特徴とする。
【００１９】
また、請求項３に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
発光素子と、光を透過／遮光するパターンを設けたスリット板と、スリット板から透過／遮光する光を受光して略９０度の位相差を有するＡ，Ｂ相の正弦波状信号を出力する受光素子とを備えた光学式エンコーダの位置検出方法において、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を逆正接演算して逆正接値を求め、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を用いて基本波振幅と３次高調波振幅とを演算し、　前記３次高調波振幅の前記基本波振幅に対する比率と前記逆正接値の４倍を変数とした正弦波と前記逆正接値の２倍を変数とした正弦波とから補正値を算出し、
この補正値と前記逆正接値とから位置検出値を算出する
ことを特徴とする。
【００２０】
また、請求項４に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
発光素子と、光を透過／遮光するパターンを設けたスリット板と、スリット板から透過／遮光する光を受光して略９０度の位相差を有するＡ，Ｂ相の正弦波状信号を出力する受光素子とを備えた光学式エンコーダの位置検出方法において、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を逆正接演算して逆正接値を求め、
Ａ，Ｂ相の正弦波状信号を用いて基本波振幅、３次高調波振幅および５次高調波振幅とを演算し、
前記５次高調波振幅から前記３次高調波振幅を減算した値の前記基本波振幅に対する比率と前記逆正接値の４倍を変数とした正弦波と前記逆正接値の２倍を変数とした正弦波とから補正値を算出し、
この補正値と前記逆正接値とから位置検出値を算出する
ことを特徴とする。
【００２１】
また、請求項５に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
請求項１または請求項３に記載の光学式エンコーダの位置検出方法において、
電気的に書換え可能な不揮発性メモリを備え、前記３次高調波振幅の前記基本波振幅に対する比率に基づいて求めた誤差補正ゲインを不揮発性メモリに書き込むことを特徴とする。
【００２２】
また、請求項６に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
請求項２または請求項４に記載の光学式エンコーダの位置検出方法において、
電気的に書換え可能な不揮発性メモリを備え、前記５次高調波振幅から前記３次高調波振幅を減算した値の前記基本波振幅に対する比率に基づいて求めた誤差補正ゲインを不揮発性メモリに書き込むことを特徴とする。
【００２３】
また、請求項７に記載の光学式エンコーダの位置検出方法によれば、
請求項５または請求項６に記載の光学式エンコーダの位置検出方法において、
Ａ相，Ｂ相の正弦波状信号から上位の絶対位置検出値を出力する上位位置検出出力手段を有し、上位の絶対位置を所定角度間隔にｎ分割し、前記不揮発性メモリに書き込む誤差補正ゲインをｎ分割された上位の絶対位置に応じて読み出されるｎ個のテーブルデータとすることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施形態を図を参照しつつ説明する。まず、本実施形態における位置検出誤差の低減原理を、式を用いて説明する。
正弦波がひずんだ波形（正弦波状波形）には、高調波成分が重畳されている。高調波成分を含んだＡ相信号、Ｂ相信号は次式で表すことができる。
【００２５】
【数３】
Ａ＝Ｐ_Ａ１ｃｏｓ（θ）＋Ｐ_Ａ２ｃｏｓ（２θ）＋Ｐ_Ａ３ｃｏｓ（３θ）＋・・・＋Ｐ_Ａｎｃｏｓ（ｎθ）＋・・・
Ｂ＝Ｐ_Ｂ１ｓｉｎ（θ）＋Ｐ_Ｂ２ｓｉｎ（２θ）＋Ｐ_Ｂ３ｓｉｎ（３θ）＋・・・＋Ｐ_Ｂｎｓｉｎ（ｎθ）＋・・・
ここで、
θ：位置
Ｐ_Ａ１：Ａ相信号基本波振幅
Ｐ_Ａｎ：Ａ相信号ｎ次高調波振幅（ｎ＝２，３，・・・）
Ｐ_Ｂ１：Ｂ相信号基本波振幅
Ｐ_Ｂｎ：Ｂ相信号ｎ次高調波振幅（ｎ＝２，３，・・・）
【００２６】
正弦波がひずんで、三角波に近くなっているということは、特に３次高調波成分が支配的であると言うことができ、Ａ相信号、Ｂ相信号は、次式で近似できる。
【００２７】
【数４】
Ａ≒Ｐ_Ａ１ｃｏｓ（θ）＋Ｐ_Ａ３ｃｏｓ（３θ）
Ｂ≒Ｐ_Ｂ１ｓｉｎ（θ）＋Ｐ_Ｂ３ｓｉｎ（３θ）
【００２８】
ここでＡ相信号基本波の振幅とＢ相信号基本波の振幅、さらにＡ相信号の３次高調波振幅とＢ相信号の３次高調波振幅が等しいとした場合（Ｐ_Ａ１＝Ｐ_Ｂ１＝Ｐ_１，Ｐ_Ａ３＝Ｐ_Ｂ３＝Ｐ_３の場合）には、Ａ相信号とＢ相信号とを逆正接演算した結果は、次式数５で近似できる。
【００２９】
【数５】
ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）≒θ−（Ｐ_３／Ｐ_１）ｓｉｎ（４θ）
【００３０】
ここで、第２項の“−（Ｐ_３／Ｐ_１）ｓｉｎ（４θ）”が誤差となる。すなわち、４倍周波数の正弦波に、３次高調波振幅の基本波振幅に対する比率をゲインとして乗算した値である。なお誤差の符号は、座標軸の取り方にもよるが、この説明の場合は負となる。
また、ここでθは位置の真値であるが、実際には得られないので、本発明は逆正接演算結果を、“θ≒（ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ））”として用いる。結果として、本実施形態の発明では、位置検出を行うために次式の演算を行う。
【００３１】
【数６】
θ_Ｌ１＝ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）−（−（Ｐ_３／Ｐ_１）ｓｉｎ（４・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）））
【００３２】
光学式エンコーダはこのようにして位置検出値θ_Ｌ１　を算出することで、位置検出誤差を低減する。
【００３３】
続いて、この検出原理を採用する本発明の第一実施形態の光学式エンコーダの構成について図を参照しつつ説明する。
図１は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
光学式エンコーダは、発光素子１、スリット板２、受光素子３、下位信号変換＆波形調整手段４、逆正接演算手段５、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７を少なくとも備えている。ここに従来技術と同じ構成の発光素子１、スリット板２、受光素子３、下位信号変換＆波形調整手段４、逆正接演算手段５については同一の符号を付すとともに重複する説明を省略する。
【００３４】
この光学式エンコーダのスリット板２はモータ８の回転軸に取り付け固定されているものである。モータ８はドライバ９に接続されている。これらモータ８とドライバ９とは、スリット板２を回転させる装置の一具体例であり、他の回転手段への置き換えも可能である。スリット板２が一定速度で回転すると、逆正接演算手段５に入力するＡ相信号、Ｂ相信号は、一定周波数の正弦波状波形になる。
【００３５】
続いて、この光学式エンコーダの個々の構成及び機能について、信号処理とともに一括して説明する。なお実際はディジタルデータを用いて信号処理されるのであるが、説明を容易にするためアナログ信号を処理するものとして説明されている。
【００３６】
例えば、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）などの発光素子１から光が出射されており、受光素子３はその光を受光したときに電流を出力するようになされている。モータ８が回転駆動すると、同時にスリット板２が回転し、スリット（図示せず）により発光素子１からの光を透過／遮光を交互に繰り返す。これによりスリット板２の回転時には、受光素子３は２相の正弦波状信号であるＡ相信号・Ｂ相信号を出力する。
【００３７】
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号・Ｂ相信号は、逆正接演算手段５と誤差補正ゲイン演算手段７へ出力される。
ここで、本実施形態では、誤差補正ゲイン演算手段７は、エンコーダ内に設けられた構成としているが、誤差補正ゲイン演算手段７をエンコーダとは別の外部装置とし、エンコーダの実動作とはオフラインで動作させることもできる。すなわち、モータ８、ドライバ９、エンコーダ、誤差補正ゲイン演算手段７（外部装置）からなるシステムで、まず、後述するように誤差補正ゲインΔｇを求める。
このとき誤差補正ゲイン演算手段７への入力はＡ，Ｂ相の正弦波信号のみであり、エンコーダはＡ，Ｂ相の正弦波信号（デジタル量でも、Ａ／Ｄ変換前のアナログ量であってもよい）を出力するものであればよい。次に、誤差補正ゲイン演算手段７で求めた誤差補正ゲインΔｇをエンコーダ搭載のＲＯＭなどに格納され、工場出荷されるエンコーダが完成する。まず、誤差補正ゲイン演算手段７での演算について説明する。
【００３８】
この誤差補正ゲイン演算手段７は、基本波振幅演算手段７０１、３次高調波振幅演算手段７０２、除算手段７０３，７０４、平均手段７０５、ゲイン乗算手段７１３，７１４を備えている。
【００３９】
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、基本波振幅演算手段７０１および３次高調波振幅演算手段７０２へ入力される。
この基本波振幅演算手段７０１は基本波振幅Ｐ_Ａ１、Ｐ_Ｂ１を、また、３次高調波振幅演算手段７０２は３次高調波振幅Ｐ_Ａ３、Ｐ_Ｂ３を、例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などを用いてそれぞれ求めて出力する。
基本波振幅Ｐ_Ａ１および３次高調波振幅Ｐ_Ａ３は、除算手段７０３へ入力され、また、基本波振幅Ｐ_Ｂ１および３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３は、除算手段７０４へ入力される。
【００４０】
除算手段７０３はＡ相信号の３次高調波振幅Ｐ_Ａ３を、基本波振幅Ｐ_Ａ１で除算し、基本波振幅に対する３次高調波振幅の比を求める。Ｂ相についても同様に、除算手段７０４はＢ相信号の３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３を基本波振幅Ｐ_Ｂ１で除算し、基本波振幅に対する３次高調波振幅の比を求める。
【００４１】
Ａ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比と、Ｂ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比とを、それぞれゲイン乗算手段７１３，７１４に入力して符号反転させ、その後段の平均手段７０５により平均し、誤差補正ゲインΔｇが求まる。
ここで、ゲイン乗算手段７１３，７１４にて符号反転しているが、座標の取り方によっては、このゲイン乗算手段７１３，７１４は不要となる。
また、本発明では、Ａ相信号の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比率と、Ｂ相信号の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比率を、平均手段７０５にて平均化し誤差補正ゲインΔｇとしているが、平均手段７０５を削除し、どちらか一方の比率を誤差補正ゲインΔｇとすることも可能である。
【００４２】
続いて、逆正接演算手段５および誤差補正演算手段６について説明する。
誤差補正演算手段６は、増幅手段６０１、正弦波演算手段６０２、乗算手段６０３、減算手段６０４を備えている。
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、逆正接演算手段５に入力される。
逆正接演算手段５では、入力されたＡ相信号・Ｂ相信号の逆正接値を出力する。
【００４３】
誤差補正演算手段６では、逆正接演算手段５の演算結果である逆正接値θ_Ｌ１を増幅手段６０１で４倍し、これを基に正弦波演算手段６０２により４倍周波数の正弦波を生成する。乗算手段６０３にて、この正弦波に誤差補正ゲインΔｇを乗算して補正値を算出する。減算手段６０４は、この補正値を、逆正接演算手段５の出力である逆正接値θ_Ｌ１から減算する。減算結果を最終的な位置検出値θ_Ｌとする。
【００４４】
これにより、先の数６で示したような誤差が除去されることとなり、正確な位置検出が可能となる。
ここで、本実施形態では、減算手段６０４を用いるものとして説明したが、座標の取り方や誤差補正ゲインΔｇの極性によって、加算手段とする場合もある。
【００４５】
続いて、本発明の第２実施形態について説明する。
本実施形態における位置検出誤差の低減原理を、式を用いて説明する。
第１実施形態では３次高調波までしか考慮しなかったが、この第２実施形態では５次高調波成分の影響を考慮した。３次高調波成分と５次高調波成分を考慮して、Ａ相信号とＢ相信号を、次式のように近似する。
【００４６】
【数７】
Ａ≒Ｐ_Ａ１ｃｏｓ（θ）＋Ｐ_Ａ３ｃｏｓ（３θ）＋Ｐ_Ａ５ｃｏｓ（５θ）
Ｂ≒Ｐ_Ｂ１ｓｉｎ（θ）＋Ｐ_Ｂ３ｓｉｎ（３θ）＋Ｐ_Ｂ５ｓｉｎ（５θ）
【００４７】
ここで、Ａ相信号の基本波の振幅とＢ相信号の基本波の振幅、Ａ相信号の３次高調波振幅とＢ相信号の３次高調波振幅、Ａ相信号の５次高調波振幅とＢ相信号の５次高調波振幅がそれぞれ等しいとした場合（Ｐ_Ａ１＝Ｐ_Ｂ１＝Ｐ_１，Ｐ_Ａ３＝Ｐ_Ｂ３＝Ｐ_３，Ｐ_Ａ５＝Ｐ_Ｂ５＝Ｐ_５の場合）には、Ａ相信号とＢ相信号を逆正接演算した結果は、次式で近似できる。
【００４８】
【数８】
ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）≒θ＋（（Ｐ_５−Ｐ_３）／Ｐ_１）ｓｉｎ（４θ）
【００４９】
ここで、第２項の（（Ｐ_５−Ｐ_３）／Ｐ_１）ｓｉｎ（４θ）が、誤差となる。すなわち、４倍周波数の正弦波に、５次高調波振幅から３次高調波振幅を減算した結果の、基本波振幅に対する比率が乗算された値である。誤差の符号は、座標軸の取り方にもよるが、この場合は、５次高調波から３次高調波を減算するものとなる。５次高調波の影響は、３次高調波より小さいが、式より、３次高調波と同じ４倍周波数でかつ同じ位相の誤差を持つため、容易に補正できることが分かる。本実施形態では、結果として、位置検出を行うために次式の演算を行う。
【００５０】
【数９】
θ_Ｌ１＝ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）−（（Ｐ_５−Ｐ_３）／Ｐ_１）ｓｉｎ（４・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）））
【００５１】
光学式エンコーダはこのようなθ_Ｌ１　を算出することで、位置検出誤差を低減する。
【００５２】
続いて、この検出原理を採用する本発明の第２実施形態の光学式エンコーダの構成について図を参照しつつ説明する。図２は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
本実施形態の光学式エンコーダも、第１実施形態と同様に、発光素子１、スリット板２、受光素子３、下位信号変換＆波形調整手段４、逆正接演算手段５、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７を少なくとも備えているが、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７が、上記原理に対応している点が相違する。
ここで、本実施形態においても、誤差補正ゲイン演算手段７は、エンコーダ内に設けられた構成としているが、第１実施形態と同様に、誤差補正ゲイン演算手段７をエンコーダとは別の外部装置とし、この誤差補正ゲイン演算手段７で求めた誤差補正ゲインΔｇをエンコーダ搭載のＲＯＭなどに格納してもよい。
【００５３】
続いて、誤差補正ゲイン演算手段７の内部の構成・動作のみ説明する。
本実施形態の誤差補正ゲイン演算手段７は、基本波振幅演算手段７０１、３次高調波振幅演算手段７０２、５次高調波振幅演算手段７０７、除算手段７０３，７０４、平均手段７０５、減算手段７０８，７０９を備えている。
【００５４】
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、基本波振幅演算手段７０１、３次高調波振幅演算手段７０２および５次高調波振幅演算手段７０７へ入力される。
この基本波振幅演算手段７０１は基本波振幅Ｐ_Ａ１、Ｐ_Ｂ１を、３次高調波振幅演算手段７０２は３次高調波振幅Ｐ_Ａ３、Ｐ_Ｂ３を、５次高調波振幅演算手段７０７は５次高調波振幅Ｐ_Ａ５、Ｐ_Ｂ５を、例えばＦＦＴなどを用いてそれぞれ演算して出力する。
【００５５】
３次高調波振幅Ｐ_Ａ３および５次高調波振幅Ｐ_Ａ５は、減算手段７０８へ入力され、また、３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３および５次高調波振幅Ｐ_Ｂ５は、減算手段７０９へ入力される。
減算手段７０８は、Ａ相５次高調波振幅Ｐ_Ａ５からＡ相３次高調波振幅Ｐ_Ａ３を減算した差を除算手段７０３へ出力する。同様に、減算手段７０９は、Ｂ相５次高調波振幅Ｐ_Ｂ５からＢ相３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３を減算した差を除算手段７０４へ出力する。ここで、座標軸の取り方によっては、Ａ相、Ｂ相ともに、３次高調波振幅から５次高調波振幅を減算する構成とすることもある。
【００５６】
除算手段７０３は、このＡ相の差（Ｐ_Ａ５−Ｐ_Ａ３）をＡ相基本波振幅Ｐ_Ａ１で除算する。同様に、除算手段７０４は、Ｂ相の差（Ｐ_Ｂ５−Ｐ_Ｂ３）をＢ相の基本波振幅Ｐ_Ｂ１で除算する。
Ａ相とＢ相との除算結果は平均手段７０５で平均され、誤差補正ゲインΔｇとして出力される。
ここで、第１実施形態と同様に、平均手段７０５にて平均値を誤差補正ゲインΔｇとしているが、平均手段７０５を削除し、Ａ相またはＢ相どちらか一方の比率をゲインΔｇとすることも可能である。
【００５７】
誤差補正演算手段６では、逆正接演算手段５から出力された逆正接値θ_Ｌ１を増幅手段６０１で４倍し、これを基に正弦波演算手段６０２により４倍周波数の正弦波を生成する。乗算手段６０３にて、この正弦波に誤差補正ゲインΔｇを乗算して補正値を求め、この補正値を減算手段６０４にて逆正接値θ_Ｌ１から減算する。減算結果を最終的な位置検出値θ_Ｌとする。
これにより先の数９で示したように誤差が除去されることとなり、正確な位置検出が可能となる。
【００５８】
続いて、本発明の第３実施形態について説明する。
本実施形態における位置検出誤差の低減原理を、式を用いて説明する。
本実施形態では、Ａ相信号とＢ相信号との３次高調波振幅が異なる場合についても考慮し、誤差補正を行っている。Ａ相信号とＢ相信号を、次式で近似する。
【００５９】
【数１０】
Ａ≒Ｐ_Ａ１ｃｏｓ（θ）＋Ｐ_Ａ３ｃｏｓ（３θ）
Ｂ≒Ｐ_Ｂ１ｓｉｎ（θ）＋Ｐ_Ｂ３ｓｉｎ（３θ）
【００６０】
このＡ相信号とＢ相信号とを、逆正接演算した結果は、次式で近似できる。
【００６１】
【数１１】
ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）≒θ＋（（−Ｐ_Ａ３／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３／Ｐ_Ｂ１））／２・ｓｉｎ（４θ）＋（（−Ｐ_Ａ３／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３／Ｐ_Ｂ１））ｓｉｎ（２θ）
【００６２】
ここで、第２項と、第３項が誤差の項である。すなわち、第２項では、Ａ相信号の３次高調波振幅の基本波振幅に対する比率と、Ｂ相信号の３次高調波振幅の基本波振幅に対する比率との平均値をとり、Ａ相信号及びＢ相信号の４倍周波数の正弦波に乗算している。
また、第３項では、Ａ相信号の３次高調波振幅の基本波振幅に対する比率と、Ｂ相信号の３次高調波振幅の基本波振幅に対する比率との差をとり、これをＡ相信号及びＢ相信号の２倍周波数の正弦波に乗算している。
結果として、本実施形態では、位置検出を行うために次式の演算を行う。
【００６３】
【数１２】
θ_Ｌ１＝ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）−（（−Ｐ_Ａ３／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３／Ｐ_Ｂ１））／２・ｓｉｎ（４・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ））−（（−Ｐ_Ａ３／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３／Ｐ_Ｂ１））ｓｉｎ（２・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ））
【００６４】
光学式エンコーダはこのようなθ_Ｌ１　を算出することで、位置検出誤差を低減する。
【００６５】
続いて、この検出原理を採用する本発明の第３実施形態の光学式エンコーダの構成について図を参照しつつ説明する。
図３は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
本実施形態の光学式エンコーダも、第１，第２実施形態と同様に、発光素子１、スリット板２、受光素子３、下位信号変換＆波形調整手段４、逆正接演算手段５、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７を少なくとも備えているが、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７が、上記原理に対応している点が相違する。
ここで、本実施形態においても、誤差補正ゲイン演算手段７は、エンコーダ内に設けられた構成としているが、第１、第２実施形態と同様に、誤差補正ゲイン演算手段７をエンコーダとは別の外部装置とし、誤差補正ゲイン演算手段７で求めた後述する誤差補正ゲインΔｇ，Δｈをエンコーダ搭載のＲＯＭなどに格納してもよい。
【００６６】
続いて、誤差補正演算手段６および誤差補正ゲイン演算手段７の内部の構成・動作のみ説明する。
誤差補正演算手段６は、ゲイン乗算手段６０１，６０５、正弦波演算手段６０２，６０６、乗算手段６０３，６０７、減算手段６０４，６０８を備えている。
誤差補正ゲイン演算手段７は、基本波振幅演算手段７０１、３次高調波振幅演算手段７０２、除算手段７０３，７０４、平均手段７０５、減算手段７１０を備えている。
【００６７】
以下、変更点を重点的に説明する。
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、、逆正接演算手段５・誤差補正演算手段６、および、誤差補正ゲイン演算手段７へ同時に出力される。この後、逆正接演算手段５・誤差補正演算手段６と、誤差補正ゲイン演算手段７と、で並列して信号処理がなされる。
【００６８】
まず、誤差補正ゲイン演算手段７においては、基本波振幅演算手段７０１が基本波振幅Ｐ_Ａ１、Ｐ_Ｂ１を、また、３次高調波振幅演算手段７０２が３次高調波振幅Ｐ_Ａ３、Ｐ_Ｂ３を、例えばＦＦＴなどを用いてそれぞれ演算・出力する。
基本波振幅Ｐ_Ａ１および３次高調波振幅Ｐ_Ａ３は、除算手段７０３へ入力され、また、基本波振幅Ｐ_Ｂ１および３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３は、除算手段７０４へ入力される。
【００６９】
除算手段７０３はＡ相信号の３次高調波振幅Ｐ_Ａ３を基本波振幅Ｐ_Ａ１で除算し、基本波振幅に対する３次高調波振幅の比を求める。同様に、除算手段７０４はＢ相信号の３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３を基本波振幅Ｐ_Ｂ１で除算し、基本波振幅に対する３次高調波振幅の比を求める。
【００７０】
減算手段７１０ではＡ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比（除算手段７０３からの出力値）から、Ｂ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比（除算手段７０４からの出力値）を減算し、誤差補正ゲインΔｈを出力する。
また、Ａ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比と、Ｂ相の基本波振幅に対する３次高調波振幅の比とを、平均手段７０５により平均し、誤差補正ゲインΔｇを出力する。
ここで、第１，第２実施形態と同様に、平均手段７０５にて平均値を誤差補正ゲインΔｇとしているが、平均手段７０５を削除し、Ａ相またはＢ相どちらか一方の比率をゲインΔｇとすることも可能である。
【００７１】
続いて、誤差補正ゲイン演算手段７とで同時に信号処理がなされている逆正接演算手段５および誤差補正演算手段６における信号処理について説明する。
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、逆正接演算手段５に入力される。
逆正接演算手段５では、入力されたＡ相信号・Ｂ相信号の逆正接値を誤差補正演算手段６へ出力する。
【００７２】
誤差補正演算手段６内において、逆正接演算手段５から出力された逆正接値θ_Ｌ１を、乗算手段６０１で４倍し、正弦波演算手段６０２にて４倍周波数の正弦波を作成する。
同様に、逆正接演算手段５の演算結果θ_Ｌ１を、乗算手段６０５で２倍し、正弦波演算手段６０６にて２倍周波数の正弦波を作成する。
【００７３】
そして、正弦波演算手段６０２から出力された４倍周波数の正弦波に、乗算手段６０３にて誤差補正ゲインΔｇを乗算して第一補正値を生成し、この第一補正値を減算手段６０４へ出力する。
同様に、正弦波演算手段６０６から出力された２倍周波数の正弦波に、乗算手段６０７にて誤差補正ゲインΔｈを乗算して第二補正値を生成し、この第二補正値を減算手段６０８へ出力する。
【００７４】
そして、減算手段６０４にて逆生成値θ_Ｌ１から第一補正値が減算され、さらに減算手段６０８にて第二補正値が減算され、最終的な位置検出値θ_Ｌが生成される。
これにより先の数１２で示したような誤差が除去されることとなり、正確な位置検出が可能となる。
ここで、本実施形態では、減算手段６０４，６０８を用いたが、座標の取り方や誤差補正ゲインの極性によって、加算手段とする場合もある。
【００７５】
続いて、本発明の第４実施形態について説明する。
本実施形態における位置検出誤差の低減原理を、式を用いて説明する。
本実施形態では、Ａ相信号とＢ相信号の３次高調波振幅と５次高調波振幅がそれぞれ異なる場合についても考慮し、誤差補正を行っている。Ａ相信号とＢ相信号を、３次高調波と、５次高調波までを考慮し、次式で近似する。
【００７６】
【数１３】
Ａ≒Ｐ_Ａ１ｃｏｓ（θ）＋Ｐ_Ａ３ｃｏｓ（３θ）＋Ｐ_Ａ５ｃｏｓ（５θ）
Ｂ≒Ｐ_Ｂ１ｓｉｎ（θ）＋Ｐ_Ｂ３ｓｉｎ（３θ）＋Ｐ_Ｂ５ｓｉｎ（５θ）
【００７７】
このＡ相信号とＢ相信号とを、逆正接演算した結果は、次式で近似できる。
【００７８】
【数１４】
ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）＝θ＋（（−Ｐ_Ａ３＋Ｐ_Ａ５）／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３＋Ｐ_Ｂ５）／Ｐ_Ｂ１））／２・ｓｉｎ（４θ）＋（（−Ｐ_Ａ３＋Ｐ_Ａ５）／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３＋Ｐ_Ｂ５）／Ｐ_Ｂ１））ｓｉｎ（２θ）
【００７９】
この式の、第２項と、第３項が誤差になる。第２項は、すなわち、Ａ相信号の５次高調波振幅から３次高調波振幅を減算した結果の基本波振幅に対する比率と、Ｂ相信号の５次高調波振幅から３次高調波振幅を減算した結果の基本波振幅に対する比率を平均し、この平均値を、Ａ相信号およびＢ相信号の４倍周波数の正弦波に乗算している。
また、第３項は、Ａ相信号の５次高調波振幅から３次高調波振幅を減算した結果の基本波振幅に対する比率と、Ｂ相信号の５次高調波振幅から３次高調波振幅を減算した結果の基本波振幅に対する比率との差を求め、この差をＡ相信号およびＢ相信号の２倍周波数の正弦波に乗算している。
【００８０】
結果として、本実施形態の発明では、位置検出を行うために次式の演算を行う。
【００８１】
【数１５】
θ_Ｌ１＝ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ）−（（−Ｐ_Ａ３＋Ｐ_Ａ５）／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３＋Ｐ_Ｂ５）／Ｐ_Ｂ１））／２・ｓｉｎ（４・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ））−（（−Ｐ_Ａ３＋Ｐ_Ａ５）／Ｐ_Ａ１）＋（−Ｐ_Ｂ３＋Ｐ_Ｂ５）／Ｐ_Ｂ１））ｓｉｎ（２・ｔａｎ^−１（Ｂ／Ａ））
【００８２】
続いて、この検出原理を採用する本発明の第４実施形態の光学式エンコーダの構成について図を参照しつつ説明する。図４は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
本実施形態の光学式エンコーダも、第１〜第３実施形態と同様に、発光素子１、スリット板２、受光素子３、下位信号変換＆波形調整手段４、逆正接演算手段５、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７を少なくとも備えているが、誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７が、上記原理に対応している点が相違する。
【００８３】
本実施形態の誤差補正ゲイン演算手段７は、基本波振幅演算手段７０１、３次高調波振幅演算手段７０２、５次高調波振幅演算手段７０７、除算手段７０３，７０４、平均手段７０５、減算手段７０８，７０９，７１０を備えている。
【００８４】
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、逆正接演算手段５・誤差補正演算手段６、誤差補正ゲイン演算手段７へ入力される。
誤差補正ゲイン演算手段７において、基本波振幅演算手段７０１は基本波振幅Ｐ_Ａ１、Ｐ_Ｂ１を、また、３次高調波振幅演算手段７０２は３次高調波振幅Ｐ_Ａ _３、Ｐ_Ｂ３を、５次高調波振幅演算手段７０７は５次高調波振幅Ｐ_Ａ５、Ｐ_Ｂ５を、例えばＦＦＴなどを用いてそれぞれ演算・出力する。
【００８５】
３次高調波振幅Ｐ_Ａ３および５次高調波振幅Ｐ_Ａ５は、減算手段７０８へ入力され、また、３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３および５次高調波振幅Ｐ_Ｂ５は、減算手段７０９へ入力される。
減算手段７０８は、Ａ相５次高調波振幅Ｐ_Ａ５からＡ相３次高調波振幅Ｐ_Ａ３を減算して差を出力する。同様に、減算手段７０９は、Ｂ相５次高調波振幅Ｐ_Ｂ５からＢ相３次高調波振幅Ｐ_Ｂ３を減算して差を出力する。ここで、座標軸の取り方によっては、Ａ相、Ｂ相ともに、３次高調波振幅から５次高調波振幅を減算する構成とすることもある。
【００８６】
除算手段７０３は、このＡ相の差（Ｐ_Ａ５−Ｐ_Ａ３）をＡ相基本波振幅Ｐ_Ａ１で除算する。同様に、除算手段７０４は、Ｂ相の差（Ｐ_Ｂ５−Ｐ_Ｂ３）をＢ相の基本波振幅Ｐ_Ｂ１で除算する。
平均手段７０５は、Ａ相とＢ相の除算結果を平均して誤差補正ゲインΔｇを出力する。
ここで、第１実施形態と同様に、平均手段７０５にて平均値を誤差補正ゲインΔｇとしているが、平均手段７０５を削除し、Ａ相またはＢ相どちらか一方の比率をゲインΔｇとすることも可能である。
減算手段７１０は、除算手段７０３の出力値から、除算手段７０４の出力値を減算し、誤差補正ゲインΔｈを出力する。
【００８７】
続いて、誤差補正ゲイン演算手段７と同時に信号処理がなされる逆正接演算手段５および誤差補正演算手段６における信号処理について説明する。
下位信号変換＆波形調整手段４から出力されたＡ相信号、Ｂ相信号は、逆正接演算手段５に入力される。
逆正接演算手段５は、入力されたＡ相信号・Ｂ相信号の逆正接値を演算し、誤差補正演算手段６へ出力する。
【００８８】
誤差補正演算手段６内において、逆正接演算手段５から出力された逆正接値θ_Ｌ１を、乗算手段６０１で４倍し、正弦波演算手段６０２にて４倍周波数の正弦波を作成する。
同様に、逆正接演算手段５の演算結果θ_Ｌ１を、乗算手段６０５で２倍し、正弦波演算手段６０６にて２倍周波数の正弦波を作成する。
【００８９】
そして、正弦波演算手段６０２から出力された４倍周波数の正弦波に、乗算手段６０３にて誤差補正ゲインΔｇを乗算して第一補正値を生成し、この第一補正値を減算手段６０４へ出力する。
同様に、正弦波演算手段６０６から出力された２倍周波数の正弦波に、乗算手段６０７にて誤差補正ゲインΔｈを乗算して第二補正値を生成し、この第二補正値を減算手段６０８へ出力する。
【００９０】
そして、減算手段６０４にて逆生成値θ_Ｌ１から第一補正値が減算され、さらに減算手段６０８にて第に補正値が減算され、最終的な位置検出値θ_Ｌが生成される。
これにより先の数１５で示したように誤差が除去されることとなり、正確な位置検出が可能となる。
ここで、本実施形態では、減算手段６０４，６０８を用いたが、座標の取り方や誤差補正ゲインの極性によって、加算手段とする場合もある。
【００９１】
続いて、本発明の第５実施形態について説明する。
本実施形態では、第１〜第４実施形態において、メモリ書き込み手段７０６と不揮発メモリの一具体例であって電気的に書換え可能なＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）６０９を搭載し、このＥＥＰＲＯＭ６０９が、誤差補正ゲインでΔｇ，Δｈ（第１，第２実施形態ではΔｇのみ）を、格納するようにした点が相違する。
【００９２】
このような発明を第４実施形態に適用した例について図を参照しつつ説明する。図５は、本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
図５で示すように、ＥＥＰＲＯＭ６０９は誤差補正演算手段６に、また、メモリ書込手段７０６は誤差補正ゲイン演算手段７にそれぞれ搭載されている。
【００９３】
このように誤差補正ゲイン演算手段７内に、メモリ書込手段７０６を設けることで、オンボードでＥＥＰＲＯＭ６０９に書換え可能とした。従って、最初に誤差補正ゲイン演算手段７を取り付けて誤差補正ゲインΔｇ，Δｈを算出し、メモリ書込手段７０６によりＥＥＰＲＯＭ６０９に誤差補正ゲインΔｇ，Δｈを登録してから、誤差補正ゲイン演算手段７を取り外して使用する。この場合、誤差補正ゲイン演算手段７は工場における製造装置に該当することとなる。
【００９４】
したがって工場出荷される光学式エンコーダは個体差に応じた最適な誤差補正を行うように構成されているため、それぞれ精度を向上させることができる。また、校正を行う必要が生じた場合に誤差補正ゲイン演算手段７を組み付けて誤差補正ゲインΔｇ、Δｈを書き換えるようにしても良い。
ここで、電気的に書換え可能な不揮発メモリを、ＥＥＰＲＯＭとしているが、他にフラッシュＲＯＭへの置換えも可能である。
【００９５】
このように誤差補正ゲイン演算手段７を、ロータリエンコーダの外部に増設するような構成を採用した。しかしながら、誤差補正ゲイン演算手段を取外すことなく一体に内蔵した構成を採用しても、本発明の実施は可能である。これら構成は適宜選択される。
【００９６】
続いて、本発明の第６実施形態について説明する。
本実施形態では、第５実施形態に加え、Ａ相，Ｂ相の正弦波状信号から上位の絶対位置検出値を出力する上位位置出力手段と、上位の位置検出値に対し、前記誤差補正演算手段の出力である補正した位置検出値を下位の検出値としてつなぐ上位下位つなぎ処理手段と、を備え、上位の絶対位置を所定角度間隔にｎ分割し、不揮発メモリに書き込む誤差補正ゲインをΔｇおよびΔｈを、ｎ分割された上位の絶対位置に応じて読み出されるｎ個のテーブルデータとし、これらｎ個の誤差補正ゲインΔｇおよびΔｈを用いて、ｎ分割された上位の絶対位置毎に下位の検出値を補正するようにしたものである。
【００９７】
続いて、本実施形態について図を参照しつつ説明する。図６は本実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
本実施形態の光学式エンコーダにおける上位位置検出手段は、上位信号変換手段１０、１回転上位絶対位置検出手段１１、コンパレータ１２、カウンタ１３、スイッチ１４、加算手段１５を備えている。この上位位置検出手段から上位信号（例えば上位１６ビットの信号）が、また、誤差補正演算手段６から下位信号（例えば下位４ビットの信号）が、それぞれ上位下位つなぎ処理手段１６へ出力され、最終的な信号（例えば上位１６ビットに下位４ビットをつなげた２０ビットの信号）が出力されるというものである。
【００９８】
受光素子３には、Ａ相信号・Ｂ相信号を出力するセルと、その上位の絶対位置を検出するためのセルが設けられている。上位の絶対位置を検出するための信号としては、Ｍ系列、グレーコード等がある。
【００９９】
受光素子３からは、上位信号を形成する電流パターンが出力され、これを上位信号変換手段１０にて、電圧に変換する。この電圧信号は、１回転上位絶対位置検出手段１１にてデコードされ、１回転絶対位置θ_ＨＡＢＳを出力する。一方、正弦波状のＡ相信号、Ｂ相信号は、逆正接演算とは別に、コンパレータ１２にて、振幅の中心値と比較され、Ａパルス、Ｂパルスが生成される。これらのパルスは、９０度位相のずれた２相のパルスであり、カウンタ１３にて１逓倍カウントされθ_ＨＩＮＣが出力される。
【０１００】
エンコーダの電源を投入すると、まず１回転上位絶対位置検出手段１１にて、１回転上位絶対位置が演算される。演算終了とともに“１回転上位絶対位置検出確率”フラグが出力され、スイッチ１４にて値がホールドされるとともに、カウンタ１３が動作開始する。カウンタの出力は、すなわち絶対位置が確立してからの移動量をあらわし、加算手段１５にて、θ_ＨＡＢＳと、このθ_ＨＩＮＣを加算することにより、常に絶対位置検出を可能とする構成になっている。
【０１０１】
上位下位つなぎ処理手段１６にて、下位の位置検出値θ_Ｌと、この上位の絶対位置検出値θ_Ｈとをつなぎ合わせて、高分解能の位置検出を行っている。
ＥＥＰＲＯＭ６０９に格納されたデータテーブルは、１回転中の上位の絶対位置をｎ分割し、この分割範囲内のゲインを、設定したものである。分割された上位位置検出値の範囲によって、対応したデータが読み出される。
【０１０２】
上位絶対位置０〜２πはｎ分割により、０〜θ_Ｈ（１），θ_Ｈ（１）〜θ_Ｈ（２），・・・，θ_{Ｈ（ｎ−１）}〜２πという角度間隔に分割される。そしてこの角度間隔に対応して、誤差補正ゲインΔｇとしてそれぞれΔｇ_１、Δｇ_２、・・・Δｇ_ｎ　が設定され、また、誤差補正ゲインΔｈとしてそれぞれΔｈ_１、Δｈ_２、・・・Δｈ_ｎ　が設定される。
なお、誤差補正ゲイン演算手段７は、スイッチ７１１をＯＮ／ＯＦＦすることにより、上位位置検出を順次行って誤差補正ゲインΔｇ，Δｈを求めることとなる。
【０１０３】
誤差補正演算手段６は、上位位置検出値のある角度範囲に対応して登録されている誤差補正ゲインΔｇ_１、Δｇ_２、・・・Δｇ_ｎ　およびΔｈ_１、Δｈ_２、・・・Δｈ_ｎ　を順次読み出して誤差補正を行うこととなる。そしてこのような読み出しはスリット２が１回転する度に繰り返される。
【０１０４】
以上説明した本実施形態でも誤差補正ゲイン演算手段７を、ロータリエンコーダの外部に増設するような構成としたり、また、誤差補正ゲイン演算手段を取外すことなく一体に内蔵した構成を採用しても、本発明の実施は可能である。これら構成は適宜選択される。
【０１０５】
以上本発明の第１〜第６実施形態について説明した。なお、これら実施形態では光学式エンコーダの具体例としてロータリーエンコーダを想定して図・説明が記載されているが、スリットが直線状に配置された以外に検出原理が同じであるリニアエンコーダに適用することも可能である。
【０１０６】
【発明の効果】
位置検出に用いる２相正弦波が三角波状であっても、３倍高調波による誤差を補正することにより、高度な加工精度や組立精度を必要とせずにエンコーダを構成し、２相正弦波状信号のＳＮを確保しつつ、エンコーダの位置検出誤差を低減することが可能である。
【０１０７】
さらに、請求項２に係る発明では３倍高調波に加え５倍高調波による誤差を補正するので、より位置検出精度を向上できる。
【０１０８】
さらに請求項３，４に係る発明では２相正弦波のＡ相とＢ相の高調波成分の違いによる誤差を補正するので、さらに位置検出精度を向上できる。
【０１０９】
請求項５，６に係る発明では、電気的に書換え可能な不揮発メモリをエンコーダに搭載したこれにより、誤差補正ゲイン演算手段で誤差補正ゲインを繰り返し算出する必要がなくなる。
【０１１０】
また、電気的に書換え可能な不揮発メモリをエンコーダに搭載し、エンコーダ個別に位置検出誤差の補正量を、調整することにより、エンコーダ個体差による位置検出精度のばらつきを低減するとともに、位置検出精度を向上できる。さらに、誤差補正ゲインを演算するための手段をエンコーダ内に備える必要がないので、光学式エンコーダの構成を簡素にすることができる。
【０１１１】
請求項７に係る発明では、不揮発メモリに書き込むデータを、２相正弦波より検出する上位絶対位置によって読み出されるテーブルデータとすることにより、例えばスリットにうねりがあってエンコーダ１回転中に正弦波のひずみが変化するような場合でも、位置検出精度を向上できる。
【０１１２】
総じて、本発明によれば、Ａ相信号・Ｂ相信号の波形が、正弦波ではなく、三角波に近いようなひずんだ波形であり、しかもそのひずみの度合に個体差があるような場合でも、正確な位置検出を行うようにする光学式エンコーダを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図５】本発明の第５実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図６】本発明の第６実施形態の光学式エンコーダのブロック図である。
【図７】従来技術のロータリエンコーダの光学系のブロック図である。
【図８】逆正接演算による位置検出で発生する位置検出誤差の説明図である。
【符号の説明】
１　　　　発光素子
２　　　　スリット板
３　　　　受光素子
４　　　　下位信号変換＆波形調整手段
５　　　　逆正接演算手段
６　　　　誤差補正演算手段
６０１　増幅手段
６０２　正弦波演算手段
６０３　乗算手段
６０４　減算手段
６０５　増幅手段
６０６　正弦波演算手段
６０７　乗算手段
６０８　減算手段
６０９　ＥＥＰＲＯＭ
７　　　　誤差補正ゲイン演算手段
７０１　基本波振幅演算手段
７０２　３次高調波振幅演算手段
７０３　除算手段
７０４　除算手段
７０５　平均手段
７０６　メモリ書込手段
７０７　５次高調波振幅演算手段
７０８　減算手段
７０９　減算手段
７１０　減算手段
７１１　スイッチ
７１３　ゲイン乗算手段
７１４　ゲイン乗算手段
８　　　　モータ
９　　　　ドライバ
１０　　　上位信号変換手段
１１　　　１回転上位絶対位置検出手段
１２　　　コンパレータ
１３　　　カウンタ
１４　　　スイッチ
１５　　　加算手段
１６　　　上位下位つなぎ処理手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical encoder that performs high-precision positioning.
[0002]
[Prior art]
The optical encoder includes a rotary encoder and a linear encoder. For the sake of specific description, a conventional rotary encoder will be described.
FIG. 7 is a block diagram of an optical system of a conventional rotary encoder. The detection principle of this rotary encoder is to perform position tangent calculation by performing arctangent operation on two-phase sine wave signals of A-phase and B-phase. The optical system includes a light emitting element 1 such as an LED (Light Emitting Diode), a slit plate 2 that transmits / blocks light, and a light receiving element 3 that receives light transmitted through the slit plate 2 and converts the light into a current.
[0003]
The light receiving element 3 is configured to output a two-phase sine wave current of A-phase and B-phase having a phase shift of 90 degrees when the slit plate 2 rotates in combination with the pattern of the slit plate 2. The interval between the slit plate 2 and the light receiving element 3 is particularly strictly defined so that the waveform of the sine wave current approaches the sine wave.
[0004]
The current output from the light receiving element 3 is input to a lower signal conversion and waveform adjustment unit 4 which is an electronic circuit. The lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4 performs current / voltage conversion, and adjusts so that the offset of the waveform becomes a predetermined value (for example, 0) and the amplitudes of the A-phase and the B-phase become equal. A / D conversion is performed to convert from an analog signal to a digital signal and output.
[0005]
The two-phase signal converted into a digital signal (hereinafter, the A-phase signal and the B-phase signal) can be approximated by the following equation, for example. Although an expression can be represented as discrete data because it is a digital signal, it is intentionally described as an analog signal for intuitive understanding of the description.
[0006]
(Equation 1)
A ≒ P · cos θ_L1
B ≒ P ・ sinθ_L1
However,
A: A-phase signal
B: B-phase signal
θ_L1:position
P: amplitude
[0007]
The A-phase signal and the B-phase signal obtained in this manner are converted into arctangent calculation means (tan^-1In operation 5, the following expression is calculated to obtain the position detection value θ._L1Is output.
[0008]
(Equation 2)
θ_L1= Tan^-1(B / A)
[0009]
Where θ_L1Is an angle and represents a relative position.
[0010]
In such an optical encoder, various kinds of signal processing for correcting the occurrence of an error are performed. For example, in an output signal processing circuit of an encoder (see Patent Document 1), there is an A.P. The offset and the amplitude error are removed from the B-phase signal to improve the detection accuracy of the encoder. The prior art is such.
[0011]
[Patent Document 1]
JP-A-10-317441
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In position detection in which arctangent calculation is performed, not only offset and amplitude errors, but also position detection errors occur when the A-phase signal and the B-phase signal are not perfect sine waves. This will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is an explanatory diagram of a position detection error that occurs in position detection by arctangent calculation.
The current waveform of the A-phase and B-phase sine wave signals output from the light receiving element 3 changes according to the distance between the slit plate 2 and the light receiving element 3, as shown in FIG.
[0013]
Assuming that the interval between the slit plate 2 and the light receiving element 3 is zero, the current waveform output from the light receiving element 3 is theoretically a triangular wave. As the distance between the slit plate 2 and the light receiving element 3 becomes longer, the waveform becomes dull and the amplitude becomes smaller due to the influence of light components and diffraction in the oblique direction of the LED, and the waveform shape becomes closer to a sine wave.
In order to make the waveforms of the A-phase signal and the B-phase signal close to a sine wave, it is desirable to increase the distance between the slit plate 2 and the light receiving element 3. However, since the amplitude is reduced and the S / N ratio is reduced. Even if the sine wave is close to a triangular wave, the spacing may be designed to be narrow. The waveforms of the A-phase signal and the B-phase signal are not perfect sine waves but sine-wave signals that are approximate sine waves.
[0014]
Also, due to variations in processing and assembly, the distance between the slit plate 2 and the light receiving element 3 does not become as designed, and as a result, the waveform of the A-phase signal and the B-phase signal approaches a triangular wave or a sine wave. , And this produces individual differences due to the rotary encoder. That is, the position detection accuracy of the rotary encoder is good and bad.
[0015]
Furthermore, if the slit plate 2 is inclined or undulates instead of being flat, the waveforms of the A-phase signal and the B-phase signal may be distorted during one rotation. In such a case, more strictly speaking, the degree of waveform distortion may differ between the A-phase signal and the B-phase signal. These also increase the position detection error.
[0016]
The present invention has been made in order to solve the above-described problem, and an object thereof is that a waveform of an A-phase signal and a B-phase signal is not a sine wave but a distorted waveform that is close to a triangular wave, Moreover, it is an object of the present invention to provide a position detecting method of an optical encoder that performs accurate position detection even when there is an individual difference in the degree of the distortion.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, according to the position detecting method of the optical encoder according to claim 1,
A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude and the third harmonic amplitude are calculated using the sine wave signals of the A and B phases,
Calculating a correction value from a ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and a sine wave having four times the arctangent value as a variable,
A position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.
It is characterized by the following.
[0018]
According to the position detecting method of the optical encoder according to the second aspect,
A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude, the third harmonic amplitude, and the fifth harmonic amplitude are calculated using the A and B phase sinusoidal signals,
A correction value is calculated from a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and a sine wave having four times the arctangent value as a variable,
A position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.
It is characterized by the following.
[0019]
According to the position detecting method of the optical encoder according to the third aspect,
A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude and the third harmonic amplitude are calculated using the sine wave signals of the A and B phases, and the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and four times the arctangent value are used as variables. A correction value is calculated from a sine wave and a sine wave having twice the arctangent value as a variable,
A position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.
It is characterized by the following.
[0020]
According to the position detection method of the optical encoder according to the fourth aspect,
A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude, the third harmonic amplitude, and the fifth harmonic amplitude are calculated using the A and B phase sine wave signals,
A sine wave whose variable is a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and four times the arctangent value, and twice the arctangent value are variables. Calculate the correction value from the sine wave,
A position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.
It is characterized by the following.
[0021]
According to the position detecting method of the optical encoder according to the fifth aspect,
The position detecting method of an optical encoder according to claim 1 or 3,
An electrically rewritable nonvolatile memory is provided, and an error correction gain determined based on a ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude is written in the nonvolatile memory.
[0022]
According to the position detecting method of the optical encoder according to the sixth aspect,
In the position detection method of the optical encoder according to claim 2 or 4,
An electrically rewritable non-volatile memory is provided, and an error correction gain obtained based on a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental amplitude is written to the non-volatile memory. It is characterized by the following.
[0023]
According to the position detecting method of the optical encoder according to the seventh aspect,
The position detection method of an optical encoder according to claim 5 or 6,
An upper position detection output means for outputting a higher absolute position detection value from the A-phase and B-phase sine wave signals; an error correction gain which divides the upper absolute position into n intervals at a predetermined angular interval and writes the divided absolute positions into the nonvolatile memory; Are n pieces of table data read out according to the upper absolute position divided into n.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. First, the principle of reducing the position detection error in the present embodiment will be described using equations.
A harmonic component is superimposed on the waveform (sinusoidal waveform) in which the sine wave is distorted. The A-phase signal and the B-phase signal containing harmonic components can be expressed by the following equations.
[0025]
(Equation 3)
A = P_A1cos (θ) + P_A2cos (2θ) + P_A3cos (3θ) + ... + P_Ancos (nθ) + ...
B = P_B1sin (θ) + P_B2sin (2θ) + P_B3sin (3θ) + ... + P_Bnsin (nθ) + ...
here,
θ: Position
P_A1: A-phase signal fundamental wave amplitude
P_An: Amplitude of A-phase signal nth harmonic (n = 2, 3,...)
P_B1: B-phase signal fundamental wave amplitude
P_Bn: N-order harmonic amplitude of B-phase signal (n = 2, 3,...)
[0026]
The fact that the sine wave is distorted and approximates to a triangular wave can be said that the third harmonic component is particularly dominant, and the A-phase signal and the B-phase signal can be approximated by the following equations.
[0027]
(Equation 4)
A ≒ P_A1cos (θ) + P_A3cos (3θ)
B @ P_B1sin (θ) + P_B3sin (3θ)
[0028]
Here, assuming that the amplitude of the A-phase signal fundamental wave and the amplitude of the B-phase signal fundamental wave are equal, and the third harmonic amplitude of the A-phase signal is equal to the third harmonic amplitude of the B-phase signal (P_A1= P_B1= P₁, P_A3= P_B3= P₃), The result of the arctangent operation of the A-phase signal and the B-phase signal can be approximated by the following equation (5).
[0029]
(Equation 5)
tan^-1(B / A) ≒ θ- (P₃/ P₁) Sin (4θ)
[0030]
Here, the second term “− (P₃/ P₁) Sin (4θ) ”is an error. In other words, it is a value obtained by multiplying a sine wave of a quadruple frequency by a ratio of a third harmonic amplitude to a fundamental wave amplitude as a gain. The sign of the error is the coordinate axis. In this case, it will be negative, though it depends.
Here, θ is a true value of the position, but cannot be actually obtained. Therefore, the present invention calculates the arctangent calculation result as “θ ≒ (tan^-1(B / A)) ”. As a result, in the invention of the present embodiment, the following equation is calculated in order to perform position detection.
[0031]
(Equation 6)
θ_L1= Tan^-1(B / A)-(-(P₃/ P₁) Sin (4 ・ tan^-1(B / A)))
[0032]
The optical encoder thus obtains the position detection value θ_L1By calculating, the position detection error is reduced.
[0033]
Next, the configuration of the optical encoder according to the first embodiment of the present invention that employs this detection principle will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of the optical encoder according to the present embodiment.
The optical encoder includes at least a light emitting element 1, a slit plate 2, a light receiving element 3, lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4, arc tangent calculation means 5, error correction calculation means 6, and error correction gain calculation means 7. Here, the same reference numerals are given to the light emitting element 1, the slit plate 2, the light receiving element 3, the lower signal conversion & waveform adjusting means 4, and the arc tangent calculating means 5 which have the same configuration as in the prior art, and the overlapping description is omitted.
[0034]
The slit plate 2 of the optical encoder is attached and fixed to a rotation shaft of a motor 8. The motor 8 is connected to a driver 9. The motor 8 and the driver 9 are a specific example of a device for rotating the slit plate 2, and can be replaced with another rotating means. When the slit plate 2 rotates at a constant speed, the A-phase signal and the B-phase signal input to the arc tangent calculation means 5 have a sine waveform having a constant frequency.
[0035]
Subsequently, individual configurations and functions of the optical encoder will be described together with signal processing. Although signal processing is actually performed using digital data, it is described as processing analog signals for ease of explanation.
[0036]
For example, light is emitted from a light emitting element 1 such as an LED (Light Emitting Diode), and the light receiving element 3 outputs a current when receiving the light. When the motor 8 is driven to rotate, the slit plate 2 rotates at the same time, and the slit (not shown) alternately repeats transmission / shielding of the light from the light emitting element 1. As a result, when the slit plate 2 rotates, the light receiving element 3 outputs an A-phase signal and a B-phase signal, which are two-phase sinusoidal signals.
[0037]
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4 are output to the arctangent calculation means 5 and the error correction gain calculation means 7.
Here, in the present embodiment, the error correction gain calculation means 7 is provided in the encoder, but the error correction gain calculation means 7 is an external device different from the encoder, and is off-line from the actual operation of the encoder. Can also be operated. That is, a system including the motor 8, the driver 9, the encoder, and the error correction gain calculating means 7 (external device) first obtains an error correction gain Δg as described later.
At this time, the input to the error correction gain calculating means 7 is only the A and B phase sine wave signals, and the encoder outputs the A and B phase sine wave signals (digital amount or analog amount before A / D conversion. May be output. Next, the error correction gain Δg obtained by the error correction gain calculation means 7 is stored in a ROM or the like equipped with the encoder, and the encoder shipped from the factory is completed. First, the calculation by the error correction gain calculation means 7 will be described.
[0038]
The error correction gain calculator 7 includes a fundamental wave amplitude calculator 701, a third harmonic amplitude calculator 702, dividers 703 and 704, an averager 705, and gain multipliers 713 and 714.
[0039]
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the fundamental wave amplitude calculation means 701 and the third harmonic amplitude calculation means 702.
The fundamental wave amplitude calculating means 701 calculates the fundamental wave amplitude P_A1, P_B1And the third harmonic amplitude calculating means 702 calculates the third harmonic amplitude P_A3, P_B3Are obtained and output using, for example, FFT (Fast Fourier Transform: Fast @ Fourier @ Transform).
Fundamental wave amplitude P_A1And the third harmonic amplitude P_A3Is input to the dividing means 703, and the fundamental wave amplitude P_B1And the third harmonic amplitude P_B3Is input to the dividing means 704.
[0040]
The dividing means 703 calculates the third harmonic amplitude P of the A-phase signal._A3With the fundamental wave amplitude P_A1To obtain the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude. Similarly, for the B phase, the dividing means 704 calculates the third harmonic amplitude P of the B phase signal._B3Is the fundamental wave amplitude P_B1To obtain the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude.
[0041]
The ratio of the amplitude of the third harmonic to the amplitude of the fundamental wave of the phase A and the ratio of the amplitude of the third harmonic to the amplitude of the fundamental wave of the phase B are input to gain multiplying means 713 and 714, respectively, and inverted. And an error correction gain Δg is obtained.
Here, the signs are inverted by the gain multiplying means 713 and 714, but the gain multiplying means 713 and 714 become unnecessary depending on how to obtain the coordinates.
Further, in the present invention, the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental amplitude of the A-phase signal and the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental amplitude of the B-phase signal are averaged by the averaging means 705 to obtain an error correction gain. Although Δg is used, it is also possible to delete the averaging means 705 and set one of the ratios as the error correction gain Δg.
[0042]
Next, the arc tangent calculation means 5 and the error correction calculation means 6 will be described.
The error correction operation unit 6 includes an amplification unit 601, a sine wave operation unit 602, a multiplication unit 603, and a subtraction unit 604.
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the arc tangent calculation means 5.
The arctangent calculating means 5 outputs the arctangent value of the input A-phase signal / B-phase signal.
[0043]
The error correction calculator 6 calculates the arc tangent value θ which is the calculation result of the arc tangent calculator 5._L1Is quadrupled by the amplifying unit 601, and a sine wave having a quadruple frequency is generated by the sine wave calculating unit 602 based on the quadrupled signal. The multiplication means 603 multiplies the sine wave by the error correction gain Δg to calculate a correction value. The subtraction means 604 calculates the correction value as an arctangent value θ which is an output of the arctangent calculation means 5._L1Subtract from Subtract the result to the final position detection value θ_LAnd
[0044]
As a result, the error as shown in Equation 6 is removed, and accurate position detection can be performed.
Here, the present embodiment has been described as using the subtraction means 604, but may be used as an addition means depending on how to take coordinates and the polarity of the error correction gain Δg.
[0045]
Subsequently, a second embodiment of the present invention will be described.
The principle of reducing the position detection error in the present embodiment will be described using equations.
In the first embodiment, only the third harmonic is considered, but in the second embodiment, the influence of the fifth harmonic component is considered. Taking the third harmonic component and the fifth harmonic component into consideration, the A-phase signal and the B-phase signal are approximated as in the following equation.
[0046]
(Equation 7)
A ≒ P_A1cos (θ) + P_A3cos (3θ) + P_A5cos (5θ)
B @ P_B1sin (θ) + P_B3sin (3θ) + P_B5sin (5θ)
[0047]
Here, the amplitude of the fundamental wave of the A-phase signal and the amplitude of the fundamental wave of the B-phase signal, the third harmonic amplitude of the A-phase signal and the third harmonic amplitude of the B-phase signal, and the fifth harmonic amplitude of the A-phase signal And the fifth harmonic amplitude of the B-phase signal are equal to each other (P_A1= P_B1= P₁, P_A3= P_B3= P₃, P_A5= P_B5= P₅), The result of the arctangent operation of the A-phase signal and the B-phase signal can be approximated by the following equation.
[0048]
(Equation 8)
tan^-1(B / A) ≒ θ + ((P₅-P₃) / P₁) Sin (4θ)
[0049]
Here, the second term ((P₅-P₃) / P₁) Sin (4θ) is an error. That is, it is a value obtained by multiplying the ratio of the sine wave of the quadruple frequency to the fundamental wave amplitude as a result of subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude. The sign of the error depends on how to take the coordinate axes, but in this case, the third harmonic is subtracted from the fifth harmonic. Although the effect of the fifth harmonic is smaller than that of the third harmonic, it can be seen from the equation that the fourth harmonic has the same frequency error and the same phase error as the third harmonic, and therefore can be easily corrected. In the present embodiment, as a result, the following calculation is performed to perform position detection.
[0050]
(Equation 9)
θ_L1= Tan^-1(B / A)-((P₅-P₃) / P₁) Sin (4 ・ tan^-1(B / A)))
[0051]
An optical encoder is such a θ_L1By calculating, the position detection error is reduced.
[0052]
Next, the configuration of an optical encoder according to a second embodiment of the present invention that employs this detection principle will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram of the optical encoder according to the present embodiment.
Similarly to the first embodiment, the optical encoder according to the present embodiment also includes a light emitting element 1, a slit plate 2, a light receiving element 3, a lower signal conversion and waveform adjustment unit 4, an arc tangent calculation unit 5, an error correction calculation unit 6, Although at least the error correction gain calculation means 7 is provided, the difference is that the error correction calculation means 6 and the error correction gain calculation means 7 correspond to the above principle.
Here, also in the present embodiment, the error correction gain calculation means 7 is configured to be provided in the encoder. However, similarly to the first embodiment, the error correction gain calculation means 7 is connected to an external device different from the encoder. The error correction gain Δg obtained by the error correction gain calculator 7 may be stored in a ROM or the like equipped with an encoder.
[0053]
Subsequently, only the internal configuration and operation of the error correction gain calculation means 7 will be described.
The error correction gain calculator 7 of the present embodiment includes a fundamental amplitude calculator 701, a third harmonic amplitude calculator 702, a fifth harmonic amplitude calculator 707, dividers 703 and 704, an averager 705, and a subtractor 708. , 709.
[0054]
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the fundamental wave amplitude calculation means 701, the third harmonic amplitude calculation means 702, and the fifth harmonic amplitude calculation means 707.
The fundamental wave amplitude calculating means 701 calculates the fundamental wave amplitude P_A1, P_B1The third harmonic amplitude calculation means 702 calculates the third harmonic amplitude P_A3, P_B3And the fifth harmonic amplitude calculating means 707 calculates the fifth harmonic amplitude P_A5, P_B5Are calculated and output using, for example, FFT or the like.
[0055]
Third harmonic amplitude P_A3And the fifth harmonic amplitude P_A5Is input to the subtraction means 708, and the third harmonic amplitude P_B3And the fifth harmonic amplitude P_B5Is input to the subtraction means 709.
The subtraction means 708 calculates the A-phase fifth harmonic amplitude P_A5From the A-phase third harmonic amplitude P_A3Is output to the dividing means 703. Similarly, the subtraction means 709 calculates the B-phase fifth harmonic amplitude P_B5Phase B third harmonic amplitude P_B3Is output to the dividing means 704. Here, depending on how the coordinate axes are set, the configuration may be such that the fifth harmonic amplitude is subtracted from the third harmonic amplitude in both the A and B phases.
[0056]
The dividing means 703 calculates the difference (P_A5-P_A3) Is A phase fundamental wave amplitude P_A1Divide by. Similarly, the dividing means 704 calculates the difference (P_B5-P_B3) Is the fundamental wave amplitude P of the B phase._B1Divide by.
The result of the division of the A phase and the B phase is averaged by the averaging means 705 and output as an error correction gain Δg.
Here, similarly to the first embodiment, the averaging unit 705 uses the average value as the error correction gain Δg. However, the averaging unit 705 is deleted and the ratio of either the A phase or the B phase is set as the gain Δg. Is also possible.
[0057]
The error correction calculator 6 calculates the arc tangent value θ output from the arc tangent calculator 5._L1Is quadrupled by the amplifying unit 601, and a sine wave having a quadruple frequency is generated by the sine wave calculating unit 602 based on the quadrupled signal. The multiplication means 603 multiplies the sine wave by the error correction gain Δg to obtain a correction value._L1Subtract from Subtract the result to the final position detection value θ_LAnd
As a result, the error is removed as shown in the above Expression 9, and accurate position detection becomes possible.
[0058]
Subsequently, a third embodiment of the present invention will be described.
The principle of reducing the position detection error in the present embodiment will be described using equations.
In the present embodiment, error correction is performed in consideration of the case where the third harmonic amplitude of the A-phase signal and the B-phase signal are different. The A-phase signal and the B-phase signal are approximated by the following equation.
[0059]
(Equation 10)
A ≒ P_A1cos (θ) + P_A3cos (3θ)
B @ P_B1sin (θ) + P_B3sin (3θ)
[0060]
The result of the arctangent operation of the A-phase signal and the B-phase signal can be approximated by the following equation.
[0061]
[Equation 11]
tan^-1(B / A) ≒ θ + ((− P_A3/ P_A1) + (-P_B3/ P_B1)) / 2 · sin (4θ) + ((− P_A3/ P_A1) + (-P_B3/ P_B1)) Sin (2θ)
[0062]
Here, the second and third terms are error terms. That is, in the second term, the average value of the ratio of the third harmonic amplitude of the A-phase signal to the fundamental wave amplitude and the ratio of the third harmonic amplitude of the B-phase signal to the fundamental wave amplitude is calculated. A sine wave having a frequency four times that of the B-phase signal is multiplied.
In the third term, the difference between the ratio of the third harmonic amplitude of the A-phase signal to the fundamental wave amplitude and the ratio of the third harmonic amplitude of the B-phase signal to the fundamental wave amplitude is calculated. And a sine wave of twice the frequency of the B-phase signal.
As a result, in the present embodiment, the following calculation is performed to perform position detection.
[0063]
(Equation 12)
θ_L1= Tan^-1(B / A)-((-P_A3/ P_A1) + (-P_B3/ P_B1)) / 2 ・ sin (4 ・ tan^-1(B / A))-((-P_A3/ P_A1) + (-P_B3/ P_B1)) Sin (2 · tan^-1(B / A)
[0064]
An optical encoder is such a θ_L1By calculating, the position detection error is reduced.
[0065]
Next, the configuration of an optical encoder according to a third embodiment of the present invention that employs this detection principle will be described with reference to the drawings.
FIG. 3 is a block diagram of the optical encoder according to the present embodiment.
Similarly to the first and second embodiments, the optical encoder according to the present embodiment also includes a light emitting element 1, a slit plate 2, a light receiving element 3, a lower signal conversion and waveform adjustment unit 4, an arc tangent calculation unit 5, an error correction calculation. Means 6 and error correction gain calculation means 7 are provided, but the difference is that error correction calculation means 6 and error correction gain calculation means 7 correspond to the above principle.
Here, also in the present embodiment, the error correction gain calculation means 7 is provided in the encoder, but as in the first and second embodiments, the error correction gain calculation means 7 is provided separately from the encoder. And an error correction gain Δg, Δh, which will be described later, obtained by the error correction gain calculation means 7 may be stored in a ROM or the like equipped with an encoder.
[0066]
Subsequently, only the internal configuration and operation of the error correction calculation means 6 and the error correction gain calculation means 7 will be described.
The error correction calculation means 6 includes gain multiplication means 601 and 605, sine wave calculation means 602 and 606, multiplication means 603 and 607, and subtraction means 604 and 608.
The error correction gain calculator 7 includes a fundamental wave amplitude calculator 701, a third harmonic amplitude calculator 702, dividers 703 and 704, an averager 705, and a subtractor 710.
[0067]
Hereinafter, the changed points will be mainly described.
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4 are simultaneously output to the arc tangent calculation means 5, the error correction calculation means 6, and the error correction gain calculation means 7. Thereafter, signal processing is performed in parallel by the arc tangent calculation means 5, the error correction calculation means 6, and the error correction gain calculation means 7.
[0068]
First, in the error correction gain calculating means 7, the fundamental wave amplitude calculating means 701 sets the fundamental wave amplitude P_A1, P_B1And the third harmonic amplitude calculating means 702 calculates the third harmonic amplitude P_A3, P_B3Are calculated and output using, for example, FFT.
Fundamental wave amplitude P_A1And the third harmonic amplitude P_A3Is input to the dividing means 703, and the fundamental wave amplitude P_B1And the third harmonic amplitude P_B3Is input to the dividing means 704.
[0069]
The dividing means 703 calculates the third harmonic amplitude P of the A-phase signal._A3Is the fundamental wave amplitude P_A1To obtain the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude. Similarly, the dividing means 704 calculates the third harmonic amplitude P of the B-phase signal._B3Is the fundamental wave amplitude P_B1To obtain the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude.
[0070]
The subtracting means 710 calculates the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental amplitude of the B phase (the output value from the dividing means 703) from the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude of the A phase (the output from the dividing means 704). ) And outputs an error correction gain Δh.
The ratio of the third-order harmonic amplitude to the fundamental-phase amplitude of the A-phase and the ratio of the third-order harmonic amplitude to the fundamental-phase amplitude of the B-phase are averaged by the averaging means 705 to output an error correction gain Δg.
Here, similarly to the first and second embodiments, the averaging unit 705 uses the average value as the error correction gain Δg. However, the averaging unit 705 is deleted, and the ratio of either the A phase or the B phase is set to the gain Δg. It is also possible.
[0071]
Subsequently, the signal processing in the arctangent calculation means 5 and the error correction calculation means 6 which are simultaneously processed by the error correction gain calculation means 7 will be described.
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the arc tangent calculation means 5.
The arctangent calculating means 5 outputs the arctangent values of the input A-phase signal and B-phase signal to the error correction calculating means 6.
[0072]
The arc tangent value θ output from the arc tangent calculating means 5 in the error correction calculating means 6_L1Is multiplied by 4 by the multiplication means 601, and a sine wave having a quadruple frequency is created by the sine wave calculation means 602.
Similarly, the calculation result θ of the arc tangent calculation means 5_L1Is doubled by the multiplication means 605, and a sine wave having a double frequency is created by the sine wave calculation means 606.
[0073]
The multiplication unit 603 multiplies the sine wave of the quadruple frequency output from the sine wave calculation unit 602 by the error correction gain Δg to generate a first correction value, and sends the first correction value to the subtraction unit 604. Output.
Similarly, the multiplication unit 607 multiplies the sine wave of the double frequency output from the sine wave calculation unit 606 by an error correction gain Δh to generate a second correction value, and subtracts the second correction value from the second correction value. Output to
[0074]
Then, the inversely generated value θ is calculated by the subtraction means 604._L1, The second correction value is further subtracted by the subtraction means 608 to obtain the final position detection value θ._LIs generated.
As a result, the error as shown in the above Expression 12 is removed, and accurate position detection becomes possible.
Here, in the present embodiment, the subtraction means 604 and 608 are used, but the addition means may be used depending on how to take the coordinates and the polarity of the error correction gain.
[0075]
Subsequently, a fourth embodiment of the present invention will be described.
The principle of reducing the position detection error in the present embodiment will be described using equations.
In the present embodiment, error correction is performed in consideration of a case where the amplitude of the third harmonic and the amplitude of the fifth harmonic of the A-phase signal and the B-phase signal are different from each other. The A-phase signal and the B-phase signal are approximated by the following equation, considering the third harmonic and the fifth harmonic.
[0076]
(Equation 13)
A ≒ P_A1cos (θ) + P_A3cos (3θ) + P_A5cos (5θ)
B @ P_B1sin (θ) + P_B3sin (3θ) + P_B5sin (5θ)
[0077]
The result of the arctangent operation of the A-phase signal and the B-phase signal can be approximated by the following equation.
[0078]
[Equation 14]
tan^-1(B / A) = θ + ((− P_A3+ P_A5) / P_A1) + (-P_B3+ P_B5) / P_B1)) / 2 · sin (4θ) + ((− P_A3+ P_A5) / P_A1) + (-P_B3+ P_B5) / P_B1)) Sin (2θ)
[0079]
The second term and the third term of this equation are errors. The second term is a ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental amplitude obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude of the A-phase signal, and the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude of the B-phase signal. The ratio of the subtraction result to the fundamental wave amplitude is averaged, and this average value is multiplied by a sine wave having a frequency four times that of the A-phase signal and the B-phase signal.
The third term is the ratio of the result obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude of the A phase signal to the fundamental amplitude, and the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude of the B phase signal. The difference between the subtraction result and the ratio to the fundamental wave amplitude is obtained, and this difference is multiplied by a sine wave having twice the frequency of the A-phase signal and the B-phase signal.
[0080]
As a result, in the invention of this embodiment, the following calculation is performed to perform position detection.
[0081]
[Equation 15]
θ_L1= Tan^-1(B / A)-((-P_A3+ P_A5) / P_A1) + (-P_B3+ P_B5) / P_B1)) / 2 ・ sin (4 ・ tan^-1(B / A))-((-P_A3+ P_A5) / P_A1) + (-P_B3+ P_B5) / P_B1)) Sin (2 · tan^-1(B / A)
[0082]
Next, the configuration of an optical encoder according to a fourth embodiment of the present invention that employs this detection principle will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram of the optical encoder according to the present embodiment.
Similarly to the first to third embodiments, the optical encoder according to the present embodiment also includes a light emitting element 1, a slit plate 2, a light receiving element 3, a lower signal conversion and waveform adjustment unit 4, an arc tangent calculation unit 5, an error correction calculation. Means 6 and at least error correction gain calculating means 7 are provided, but the difference is that error correction calculating means 6 and error correction gain calculating means 7 correspond to the above principle.
[0083]
The error correction gain calculator 7 of the present embodiment includes a fundamental amplitude calculator 701, a third harmonic amplitude calculator 702, a fifth harmonic amplitude calculator 707, dividers 703 and 704, an averager 705, and a subtractor 708. , 709, and 710.
[0084]
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower-order signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the arctangent calculation means 5, the error correction calculation means 6, and the error correction gain calculation means 7.
In the error correction gain calculating means 7, the fundamental wave amplitude calculating means 701 calculates the fundamental wave amplitude P_A1, P_B1And the third harmonic amplitude calculating means 702 calculates the third harmonic amplitude P_A ₃, P_B3And the fifth harmonic amplitude calculating means 707 calculates the fifth harmonic amplitude P_A5, P_B5Are calculated and output using, for example, FFT.
[0085]
Third harmonic amplitude P_A3And the fifth harmonic amplitude P_A5Is input to the subtraction means 708, and the third harmonic amplitude P_B3And the fifth harmonic amplitude P_B5Is input to the subtraction means 709.
The subtraction means 708 calculates the A-phase fifth harmonic amplitude P_A5From the A-phase third harmonic amplitude P_A3Is subtracted and the difference is output. Similarly, the subtraction means 709 calculates the B-phase fifth harmonic amplitude P_B5Phase B third harmonic amplitude P_B3Is subtracted and the difference is output. Here, depending on how the coordinate axes are set, the configuration may be such that the fifth harmonic amplitude is subtracted from the third harmonic amplitude in both the A and B phases.
[0086]
The dividing means 703 calculates the difference (P_A5-P_A3) Is A phase fundamental wave amplitude P_A1Divide by. Similarly, the dividing means 704 calculates the difference (P_B5-P_B3) Is the fundamental wave amplitude P of the B phase._B1Divide by.
The averaging means 705 outputs the error correction gain Δg by averaging the division results of the A phase and the B phase.
Here, similarly to the first embodiment, the averaging unit 705 uses the average value as the error correction gain Δg. However, the averaging unit 705 is deleted and the ratio of either the A phase or the B phase is set as the gain Δg. Is also possible.
The subtraction unit 710 subtracts the output value of the division unit 704 from the output value of the division unit 703, and outputs an error correction gain Δh.
[0087]
Next, the signal processing in the arc tangent calculation means 5 and the error correction calculation means 6 in which signal processing is performed simultaneously with the error correction gain calculation means 7 will be described.
The A-phase signal and the B-phase signal output from the lower signal conversion and waveform adjustment means 4 are input to the arc tangent calculation means 5.
The arc tangent calculating means 5 calculates an arc tangent value of the input A-phase signal / B-phase signal, and outputs it to the error correction calculating means 6.
[0088]
The arc tangent value θ output from the arc tangent calculating means 5 in the error correction calculating means 6_L1Is multiplied by 4 by the multiplication means 601, and a sine wave having a quadruple frequency is created by the sine wave calculation means 602.
Similarly, the calculation result θ of the arc tangent calculation means 5_L1Is doubled by the multiplication means 605, and a sine wave having a double frequency is created by the sine wave calculation means 606.
[0089]
The multiplication unit 603 multiplies the sine wave of the quadruple frequency output from the sine wave calculation unit 602 by the error correction gain Δg to generate a first correction value, and sends the first correction value to the subtraction unit 604. Output.
Similarly, the multiplication unit 607 multiplies the sine wave of the double frequency output from the sine wave calculation unit 606 by an error correction gain Δh to generate a second correction value, and subtracts the second correction value from the second correction value. Output to
[0090]
Then, the inversely generated value θ is calculated by the subtraction means 604._L1, A first correction value is further subtracted by a subtraction means 608 to obtain a final position detection value θ._LIs generated.
As a result, the error is removed as shown in the above Expression 15, and accurate position detection becomes possible.
Here, in the present embodiment, the subtraction means 604 and 608 are used, but the addition means may be used depending on how to take the coordinates and the polarity of the error correction gain.
[0091]
Subsequently, a fifth embodiment of the present invention will be described.
In this embodiment, in the first to fourth embodiments, an electrically rewritable EEPROM (Electrically Erasable Programmable ROM) 609, which is a specific example of the memory writing unit 706 and the nonvolatile memory, is mounted. The difference is that Δg and Δh (only Δg in the first and second embodiments) are stored as error correction gains.
[0092]
An example in which such an invention is applied to the fourth embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is a block diagram of the optical encoder according to the present embodiment.
As shown in FIG. 5, the EEPROM 609 is mounted on the error correction calculation means 6, and the memory writing means 706 is mounted on the error correction gain calculation means 7, respectively.
[0093]
By providing the memory writing means 706 in the error correction gain calculating means 7 in this way, it is possible to rewrite the EEPROM 609 on-board. Therefore, first, the error correction gain calculation means 7 is attached to calculate the error correction gains Δg, Δh, and the memory correction means 706 registers the error correction gains Δg, Δh in the EEPROM 609. Remove and use. In this case, the error correction gain calculating means 7 corresponds to a manufacturing device in a factory.
[0094]
Therefore, the optical encoders shipped from the factory are configured to perform the optimum error correction according to the individual difference, so that the accuracy can be improved respectively. Further, when it is necessary to perform calibration, the error correction gain calculation means 7 may be assembled to rewrite the error correction gains Δg and Δh.
Here, the electrically rewritable nonvolatile memory is an EEPROM, but may be replaced with a flash ROM.
[0095]
As described above, a configuration is adopted in which the error correction gain calculation means 7 is added outside the rotary encoder. However, the present invention can be implemented even if a configuration in which the error correction gain calculation means is integrated without being removed is employed. These configurations are appropriately selected.
[0096]
Subsequently, a sixth embodiment of the present invention will be described.
In the present embodiment, in addition to the fifth embodiment, a higher-order position output means for outputting a higher-order absolute position detection value from the A-phase and B-phase sine-wave signals, and the error correction calculating means for the higher-order position detection value Upper and lower connection processing means for connecting the corrected position detection value, which is the output of the above, as a lower detection value, dividing the upper absolute position into n at predetermined angular intervals, and setting error correction gains Δg and Δh to be written in the nonvolatile memory. Is n table data read according to the upper absolute position divided by n, and using these n error correction gains Δg and Δh, a lower detection value is obtained for each upper absolute position divided by n. Is corrected.
[0097]
Subsequently, the present embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram of the optical encoder of the present embodiment.
The high-order position detecting means in the optical encoder of the present embodiment includes a high-order signal converting means 10, a one-turn high-order absolute position detecting means 11, a comparator 12, a counter 13, a switch 14, and an adding means 15. An upper signal (for example, a signal of upper 16 bits) is output from the upper position detecting means, and a lower signal (for example, a signal of lower 4 bits) is output from the error correction calculating means 6 to the upper and lower connection processing means 16, respectively. A typical signal (for example, a 20-bit signal obtained by connecting lower 4 bits to upper 16 bits) is output.
[0098]
The light receiving element 3 is provided with a cell for outputting an A-phase signal and a B-phase signal, and a cell for detecting an upper absolute position thereof. As a signal for detecting the upper absolute position, there are an M sequence, a gray code, and the like.
[0099]
The light receiving element 3 outputs a current pattern forming an upper signal, which is converted into a voltage by the upper signal converting means 10. This voltage signal is decoded by the one-rotation upper-order absolute position detecting means 11 and the one-rotation absolute position θ_HABSIs output. On the other hand, the sine-wave A-phase signal and the B-phase signal are compared with the center value of the amplitude by the comparator 12 separately from the arc tangent calculation, and A and B pulses are generated. These pulses are two-phase pulses that are 90 degrees out of phase, and are counted by the counter 13 at one-time multiplication._HINCIs output.
[0100]
When the power supply of the encoder is turned on, first, the one-turn upper-order absolute position detecting means 11 calculates the one-turn upper-order absolute position. At the end of the calculation, the "one-rotation upper-order absolute position detection probability" flag is output, the value is held by the switch 14, and the counter 13 starts operating. The output of the counter indicates the amount of movement since the absolute position was established._HABSAnd this θ_HINC, The absolute position can always be detected.
[0101]
The upper and lower link processing means 16 determines the lower position detection value θ._LAnd the higher absolute position detection value θ_HAnd high-resolution position detection is performed.
The data table stored in the EEPROM 609 divides the upper absolute position during one rotation into n and sets the gain within this division range. Data corresponding to the divided range of the upper position detection value is read.
[0102]
The upper absolute positions 0 to 2π are divided into n by 0 to θ_{H (1)}, Θ_{H (1)}~ Θ_{H (2)}, ..., θ_{H (n-1)}It is divided into angular intervals of ２2π. Then, corresponding to this angular interval, Δg₁, Δg₂, ... Δg_nIs set, and Δh is set as the error correction gain Δh.₁, Δh₂, ... Δh_nIs set.
Note that the error correction gain calculating means 7 determines the error correction gains Δg and Δh by sequentially performing upper-layer position detection by turning on / off the switch 711.
[0103]
The error correction calculating means 6 calculates an error correction gain Δg registered corresponding to a certain angle range of the upper position detection value.₁, Δg₂, ... Δg_nAnd Δh₁, Δh₂, ... Δh_n順次 are sequentially read out and error correction is performed. Such reading is repeated each time the slit 2 makes one rotation.
[0104]
Even in the present embodiment described above, the error correction gain calculation means 7 may be configured to be added outside the rotary encoder, or the error correction gain calculation means may be integrated without removing the error correction gain calculation means. Implementation of the present invention is possible. These configurations are appropriately selected.
[0105]
The first to sixth embodiments of the present invention have been described above. In these embodiments, the illustration and description are given assuming a rotary encoder as a specific example of the optical encoder, but the present invention is applied to a linear encoder having the same detection principle except that the slits are arranged linearly. It is also possible.
[0106]
【The invention's effect】
Even if the two-phase sine wave used for position detection is a triangular wave, the encoder can be configured without requiring high machining accuracy and assembly accuracy by correcting the error due to the third harmonic, and the two-phase sine wave signal It is possible to reduce the position detection error of the encoder while ensuring the above SN.
[0107]
Furthermore, in the invention according to claim 2, since the error due to the fifth harmonic in addition to the third harmonic is corrected, the position detection accuracy can be further improved.
[0108]
According to the third and fourth aspects of the present invention, the error due to the difference between the A-phase and B-phase harmonic components of the two-phase sine wave is corrected, so that the position detection accuracy can be further improved.
[0109]
According to the fifth and sixth aspects of the present invention, the electrically rewritable nonvolatile memory is mounted on the encoder, so that it is not necessary to repeatedly calculate the error correction gain by the error correction gain calculating means.
[0110]
In addition, an electrically rewritable nonvolatile memory is mounted on the encoder, and the correction amount of the position detection error is adjusted individually for each encoder, thereby reducing the variation in the position detection accuracy due to the individual difference of the encoder and improving the position detection accuracy. Can be improved. Furthermore, since it is not necessary to provide a means for calculating the error correction gain in the encoder, the configuration of the optical encoder can be simplified.
[0111]
In the invention according to claim 7, the data to be written into the non-volatile memory is table data that is read based on the upper absolute position detected from the two-phase sine wave. Even when the distortion changes, the position detection accuracy can be improved.
[0112]
In general, according to the present invention, even when the waveforms of the A-phase signal and the B-phase signal are not sinusoidal waves but distorted waveforms close to a triangular wave, and there is an individual difference in the degree of the distortion, An optical encoder that performs accurate position detection can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an optical encoder according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of an optical encoder according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of an optical encoder according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of an optical encoder according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram of an optical encoder according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram of an optical encoder according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of an optical system of a conventional rotary encoder.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a position detection error generated in position detection by arctangent calculation.
[Explanation of symbols]
1 Light emitting element
2 slit plate
3 Light receiving element
4) Lower signal conversion and waveform adjustment means
5 Inverse tangent calculation means
6 Error calculation unit
601 amplification means
602 sine wave calculation means
603 multiplication means
604 subtraction means
605 amplification means
606 sine wave calculation means
607 multiplication means
608 subtraction means
609 @ EEPROM
7 Error correction gain calculation means
701 fundamental wave amplitude calculating means
702 3rd harmonic amplitude calculation means
703 division means
704 division means
705 average means
706 memory writing means
707 5th harmonic amplitude calculation means
708 subtraction means
709 subtraction means
710 subtraction means
711 switch
713 gain multiplication means
714 gain multiplication means
8 motor
9 Driver
10 Upper signal conversion means
11 1 rotation upper absolute position detecting means
12 comparator
13 counter
14 switch
15 Addition means
16 Upper and lower connection processing means

Claims

A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude and the third harmonic amplitude are calculated using the sine wave signals of the A and B phases,
Calculating a correction value from a ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and a sine wave having four times the arctangent value as a variable,
A value detection method for an optical encoder, wherein a position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.

A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude, the third harmonic amplitude, and the fifth harmonic amplitude are calculated using the A and B phase sinusoidal signals,
A correction value is calculated from a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and a sine wave having four times the arctangent value as a variable,
A position detection method for an optical encoder, wherein a position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.

A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude and the third harmonic amplitude are calculated using the A and B phase sine wave signals, and the ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and four times the arctangent value are used as variables. A correction value is calculated from a sine wave and a sine wave having twice the arctangent value as a variable,
A position detection method for an optical encoder, wherein a position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.

A light emitting element, a slit plate provided with a pattern for transmitting / blocking light, and a light receiving unit for receiving the light passing / blocking from the slit plate and outputting sinusoidal signals of A and B phases having a phase difference of about 90 degrees. In a method for detecting the position of an optical encoder comprising an element and
An arctangent operation is performed on the sine wave signals of the A and B phases to obtain an arctangent value,
The fundamental wave amplitude, the third harmonic amplitude, and the fifth harmonic amplitude are calculated using the A and B phase sine wave signals,
A sine wave whose variable is a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude and four times the arctangent value, and twice the arctangent value are variables. Calculate the correction value from the sine wave,
A position detection method for an optical encoder, wherein a position detection value is calculated from the correction value and the arc tangent value.

The position detecting method of an optical encoder according to claim 1 or 3,
Position detection of an optical encoder, comprising: an electrically rewritable nonvolatile memory; and writing an error correction gain determined based on a ratio of the third harmonic amplitude to the fundamental wave amplitude in the nonvolatile memory. Method.

In the position detection method of the optical encoder according to claim 2 or 4,
An electrically rewritable non-volatile memory is provided, and an error correction gain determined based on a ratio of a value obtained by subtracting the third harmonic amplitude from the fifth harmonic amplitude to the fundamental amplitude is written to the non-volatile memory. A method for detecting a position of an optical encoder.

The position detection method of an optical encoder according to claim 5 or 6,
An upper position detection output unit for outputting a higher absolute position detection value from the A-phase and B-phase sine wave signals; Is an n-piece of table data read out according to an upper-order absolute position divided into n.