JP2004104976A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】帰線電流の高調波の中で、軌道回路の周波数帯の１つである２５Ｈｚ近傍の成分を効果的に抑制できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】本発明の電力変換装置は、直流電源１にフィルタリアクトル３を介して接続されたフィルタコンデンサ４と、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段５と、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振を抑制するインピーダンス特性を有し、フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子１３とを備えている。インピーダンス素子１３に代えて、ダイオード１４を用いてもよい。
【選択図】 図１
【解決手段】本発明の電力変換装置は、直流電源１にフィルタリアクトル３を介して接続されたフィルタコンデンサ４と、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段５と、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振を抑制するインピーダンス特性を有し、フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子１３とを備えている。インピーダンス素子１３に代えて、ダイオード１４を用いてもよい。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電車システムにおける電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は電車システムにおける一般的な電力変換装置の回路構成を示している。この電力変換装置は、架線の直流電源１から初期充電回路２を通じて直流電力を給電し、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を通じて直交電力変換するインバータ回路５に供給し、このインバータ回路５の変換した交流電力を交流負荷である主電動機６に供給して駆動する構成であり、架線１からの直流は、車輪７を通じてレールへ電流が流れる。８は遮断器である。
【０００３】
このレールは、信号設備である軌道回路を形成している。そこで、レールに流れる主電流すなわち帰線電流に高調波電流が含まれる場合に軌道回路を妨害し、信号系が誤動作する恐れがある。
【０００４】
このため、従来から、帰線電流には高調波許容値が設定され、信号系を妨害しないようにしている。この帰線電流に対する高調波許容値は、使用される信号周波数帯に応じた設定されるもので、同一システムでも非常に多種の周波数が規定されている。このため、ＬＣフィルタにより、帰線電流高調波を抑制するのが一般的である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＬＣフィルタを強化（共振周波数を低周波に設定）すると、ＬＣの機器が大型化・重量化して好ましくなくない。この高調波と機器体格・重量とはトレードオフの関係にあり、通常、共振周波数は２０Ｈｚ前後に設定される。しかしながら、２５Ｈｚ近傍もまた、一つの軌道回路の周波数帯であることから、制御系が各種外乱で擾乱されると、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振のために大きな帰線電流高調波が発生する恐れがあった。
【０００６】
本発明は、このような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、帰線電流の高調波の中で、他の周波数成分を劣化させることなく、特に、軌道回路周波数帯の１つである２５Ｈｚ近傍の成分を効果的に抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとの共振を抑制するインピーダンス特性を有し、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１又は２の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とするものである。
【００１０】
請求項１〜３の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子がＬＣ共振を抑制し、安定化させる。このインピーダンス素子には抵抗を用いることができる。
【００１１】
請求項４の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたダイオードとを備えたものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項４の電力変換装置において、前記ダイオードは、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【００１３】
請求項４及び５の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたダイオードが直流変動分を半波整流することでＬＣ共振を抑制し、安定化させる。
【００１４】
請求項６の発明の電力変換装置は、直流電源より給電され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を制御する電流制御手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出する直流電流の変動を抑制するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１５】
請求項６の発明の電力変換装置では、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１６】
請求項７の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記負荷駆動手段の直流側に接続され、当該直流を制御する電流制御手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量を検出する電気量変動検出手段と、前記電気量変動検出手段の検出する電気量の変動に応じて前記ＬＣ共振が安定するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１７】
請求項７の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１８】
請求項８の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記フィルタリアクトルよりも負荷駆動手段寄りの位置に接続されていることを特徴とするものであり、この電流制御手段により負荷駆動手段に流れる直流の電流変動を効果的に抑制する。
【００１９】
請求項９の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、過電圧を抑制するための放電回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、電力変換装置に採用される過電圧の放電回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２０】
請求項１０の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記交流負荷の回生エネルギーを吸収するためのブレーキチョッパ回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを吸収するために採用されるブレーキチョッパ回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２１】
請求項１１の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段はＶＶＶＦインバータであり、前記電流制御手段として、当該ＶＶＶＦインバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、負荷駆動手段としてのＶＶＶＦインバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２２】
請求項１２の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段は、交流負荷としての補機を駆動する補機用インバータであり、前記電流制御手段として、当該補機用インバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、補機用インバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２３】
請求項１３の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、電気エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを蓄積するために採用されるエネルギー蓄積手段を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２４】
請求項１４の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタコンデンサの電圧を検出することを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電圧の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２５】
請求項１５の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタリアクトルを流れる電流を検出するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電流の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２６】
請求項１６の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルを流れる直流電流の変動をみて、フィルタコンデンサの直流電圧の変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００２７】
請求項１７の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項１８の発明は、請求項１７の電力変換装置において、前記電流検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００２９】
請求項１７及び１８の発明の電力変換装置では、電流検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３０】
請求項１９の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００３１】
請求項２０の発明は、請求項１９の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００３２】
請求項１９及び２０の発明の電力変換装置では、電気量変動検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３３】
請求項２１の発明は、請求項１４の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記フィルタコンデンサの電圧が上昇したときに当該フィルタコンデンサから前記電流制御手段へと電流が流れるように調整する、又は、前記フィルタコンデンサの電圧の変動分が減少したときに前記電流制御手段から当該フィルタコンデンサへと電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタコンデンサの電圧変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００３４】
請求項２２の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を微分値として検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３５】
請求項２３の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電流検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３６】
請求項２４の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３７】
請求項２３及び２４の発明の電力変換装置では、ハイパス特性を有する電流検出手段あるいは電気量変動検出手段によって直流電流の変動分を検出し、電流調整手段に微分的にフィードバックする。このとき、ハイパス特性のカットオフ周波数をＬＣ共振周波数よりも高く設定することによって同周波数帯での検出位相を進みにし、フィードバックにより直流変動を効果的に抑制する。
【００３８】
請求項２５の発明は、請求項１〜２４の電力変換装置において、本装置がフィルタコンデンサを初期充電するための初期充電回路を備えていないことを特徴とするものであり、ＬＣ共振を抑制する動作特性を備えたことから、フィルタコンデンサの初期充電時に発生するＬＣ共振を抑えることができ、従来必要であった初期充電回路を備えなくして回路構成を簡素化する。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成を示している。図１において、１は架線の直流電源、２はこの直流電源から給電を受ける初期充電回路、３はフィルタリアクトル、４はフィルタコンデンサであり、このフィルタコンデンサ４と並列に直交電力変換を行うインバータ回路５が設けてある。このインバータ回路５の交流電力は、主電動機のような交流負荷７を駆動する。なお、図１は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００４０】
一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサ４を充電するための充電回路が不可欠である。そこで通常、図１に示すようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続して初期充電回路２を構成し、ＬＣ共振を抑制することで、過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うようにしている。
【００４１】
本実施の形態の特徴は、フィルタリアクトル３に対して中間端子１１を設け、この中間端子１１と出力端子１２との間に並列にインピーダンス素子として抵抗１３を設けたことを特徴としている。
【００４２】
これにより、本実施の形態の電力変換装置では、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振を抵抗１３によって抑制することができ、安定化できる。
【００４３】
なお、上記の実施の形態では、インピーダンス素子としての抵抗１３をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置を、図２を用いて説明する。第２の実施の形態の特徴は、図１に示した第１の実施の形態において使用した抵抗１３に代えて、フィルタリアクトル３の中間端子１１と出力端子１２との間に並列にダイオード１４を設けた点にある。ダイオード１４の向きは図示したものにするのが相応しい。
【００４５】
この第２の実施の形態によっても、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振をダイオード１４によって抑制することができ、安定化できる。
【００４６】
なお、この第２の実施の形態でも、ダイオード１４をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４７】
【実施例】
次に、上記第１の実施の形態の回路構成（実施例１）、第２の実施の形態の回路構成（実施例２）のＬＣ共振の抑制特性を、図１４に示した従来例の回路構成（比較例）の特性と比較したシミュレーション結果を、図３〜図５を用いて説明する。
【００４８】
図３はインバータ回路５に流れる電流から直流電源１の電流までの伝達特性を、比較例と実施例１について示したものである。曲線（１）は比較例、曲線（２）は実施例１の特性を示している。
【００４９】
シミュレーション条件は、（１）フィルタリアクトルＬ＝８ｍＨ、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦ、（２）フィルタリアクトルＬ＝６ｍＨ＋（並列２ｍＨ，０．３Ω）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦであった。
【００５０】
これにより、フィルタリアクトル３に抵抗１３を並列した場合、比較例では２０Ｈｚ付近に顕著に見られる共振が抵抗１３により抑制されることが分かった。
【００５１】
次に、上記と同様の（１）の比較例、（２）の実施例１、そして（３）フィルタリアクトルＬ＝４ｍＨ＋（並列４ｍＨ，ダイオード）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦについて、直流電圧（架線電圧）が１Ｖ上昇した場合の電圧、電流の振動特性をシミュレーションしたが、その結果は図４、図５に示すものであった。
【００５２】
図４、図５において振動のもっとも激しく現れているものが（１）の比較例の場合であり、中間の特性は（２）の実施例１のものであり、最も良好に減衰しているのが（３）の実施例２のものである。このシミュレーション結果から、比較例である従来のＬＣ共振の抑制手段が備えられていないものに対して、フィルタリアクトル３に対して並列に抵抗１３を設けたもの、ダイオード１４を設けたもの共にＬＣ共振の抑制に効果があることが分かった。そして、特にダイオード１４の使用はその効果が顕著であることも分かった。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の電力変換装置について、図６を用いて説明する。第３の実施の形態の電力変換装置は、直流電源１となる架線からの直流電力を遮断器８を介して取り込み、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を介して直交電力変換するインバータ回路５に供給する。そしてインバータ回路５は電力変換した交流電力を交流負荷である交流電動機６に供給し、駆動する。
【００５４】
本実施の形態の電力変換装置では、フィルタコンデンサ４とインバータ回路５との結線上にフィルタコンデンサ４と並列になるように挿入されていて、このフィルタコンデンサに対して出入りする電流を制御する電流制御部２１と、フィルタコンデンサ４の電圧を検出する電圧検出器２２と、そしてこの電圧検出器２２の検出する電圧の大小に基づき電流制御部２１を制御するトルクリプル補償部２３とを備えている。
【００５５】
なお、図６は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００５６】
次に、上記構成の電力変換装置の動作を説明する。ＬＣ共振回路において、インバータ回路５からの電流Ｉｉｎｖから電源電流Ｉｓまでの伝達特性は、次式である。
【００５７】
【数１】
これは、共振系であり、負荷電流Ｉｉｎｖが擾乱されると、ＬＣ共振により電源電流Ｉｓに多大な電流が流れる。そこで、このＬＣ共振を抑制する必要がある。このためには、フィルタリアクトル３に並列に抵抗Ｒを接続すればよい。このときの伝達特性は以下の式で表わされる。
【００５８】
【数２】
この抵抗Ｒの作用は、直流が高くなったら電流を大きく流し、直流が低くなったら、電流を小さくする（Ｖ＝Ｒ・Ｉだから）。つまり、直流電圧に応じて、直流電圧が高くなった場合に電流を流すように電流制御部２１を制御すれば、並列抵抗Ｒと等価となり、ＬＣ共振の安定化が図れる。
【００５９】
そこで、電流制御部２１へ流れる電流Ｉｃｍｐを直流電圧Ｖｄｃに応じて、次式のように制御すれば、次式の伝達特性になる。
【００６０】
【数３】
この式からも、Ｇ１（ｓ）＝Ｋと単なるゲインとすると、並列抵抗Ｒと等価になることが分かる。
【００６１】
特に問題となるのは、ＬＣ共振周波数の近傍の成分である。よって、同周波数帯近傍のみが直流電圧に比例するように電流が流れればよい。この点から見れば、純粋な抵抗ではなく、直流を流さないような手段を用いても何ら効果に変わりはない。
【００６２】
そこで、トルクリプル補償部２３は電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ４の電圧に基づき、直流電圧が高くなれば電流制御部２１の流す電流を大きくし、直流電圧が低くなれば電流制御部２１の流す電流を小さくする調整を行う。
【００６３】
これにより、フィルタコンデンサ４と並列に抵抗Ｒを設けた場合と同様にＬＣ共振を抑制することができ、安定化させることができる。
【００６４】
次に、本発明の第４の実施の形態の電力変換装置について、図７を用いて説明する。第４の実施の形態の特徴は、図６の第３の実施の形態における電流制御部２１として過電圧抑制回路（ＯＶＴＲ回路）２１Ａを利用し、また、トルクリプル補償部２３を、直流カット部２３１、ゲイン設定部２３２及びゲート演算部２３３によって構成した点にある。このＯＶＴＲ回路２１Ａは通常、フィルタコンデンサ電圧が過電圧となった場合に、フィルタコンデンサ４の電荷を放電するために用いられる回路である。
【００６５】
この実施の形態では、トルクリプル補償部内の直流カット部２３１が、電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ電圧の直流分をカットし、２５Ｈｚ成分を取り出す。これに対してゲイン設定部２３２がゲインＫを掛け通流率として出力し、ゲート演算部２３３が与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００６６】
こうして、トルクリプル補償部２３が、直流回路に流れる２５Ｈｚ成分の大きさに応じてＯＶＴＲ回路２１Ａのスイッチング素子のゲートをＯＮ／ＯＦＦ制御することで２５Ｈｚ成分の電流をＯＶＴＲ回路に流すようにし、ＬＣ共振により発生する２５Ｈｚ成分を抑制することができる。
【００６７】
次に、本発明の第５の実施の形態の電力変換装置について、図８を用いて説明する。第５の実施の形態の特徴は、図７に示した第４の実施の形態に対して、電圧検出器２２とトルクリプル補償部２３内の直流カット部２３１とを直流変動分検出器２２１によって置き換え、この直流変動分検出器２２１の出力を第４の実施の形態と同様のゲイン設定器２３２に出力するようにした点にある。
【００６８】
一般に軌道回路の許容電流は、メイン電流である直流分の１％未満となる。大容量システムにおいては、電流検出器や電圧検出器の検出精度、あるいはそれを取り込むアナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）の精度、分解能がこの広いダイナミックレンジの中では十分でない。
【００６９】
そこで、本実施の形態では、フィルタコンデンサ４に並列に設けた抵抗２２１Ａとコンデンサ２２１Ｂとの直列接続回路と、この直列接続回路における抵抗２２１Ａの両端電圧を検出する電圧検出器２２１Ｃとで直流変動分検出器２２１を構成し、電圧検出器２２１Ｃが直流電圧を検出する段階でハードとして直流分をカットし、その直流変動分だけを検出するようにしている。
【００７０】
この直流変動分検出器２２１の電圧検出出力はゲイン設定器２３２に入力し、ゲイン設定部２３２でゲインＫを掛けて通流率として出力し、ゲート演算部２３３で与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００７１】
これにより、電圧検出器やＡＤ変換器としても、変動電圧だけを検出できる程度のダイナミックレンジとすればよく、検出精度を高くすることができる。よって、より効果的に帰線電流の高調波を抑制することができるようになる。
【００７２】
なお、図７に示した第４の実施の形態、図８に示した第５の実施の形態で用いたＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な機能を発揮する回路として、ブレーキチョッパ回路を用いることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な作用効果が得られる。また、ブレーキチョッパ回路に代えて、回生エネルギーを蓄積する目的で、電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２１Ｂを電流制御部２１として利用することもできる。
【００７３】
次に、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置について、図９を用いて説明する。主回路構成は、図６に示した第３の実施の形態と共通である。そして、本実施の形態の特徴として、電流制御部２５と、フィルタコンデンサ４に流れる直流を検出する電流検出器２６と、そしてこの電流検出器２６の検出する直流の大小に基づき電流制御部２５に流れる電流を制御するトルクリプル補償部２７とを備えている。
【００７４】
ＬＣ共振を抑制するため、フィルタリアクトル３に並列に抵抗Ｒを接続すれば良いことは上述した通りである。
【００７５】
フィルタリアクトル３を流れる電流を直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流（フィルタリアクトル電流）Ｉｓまでの伝達関数は次式である。
【００７６】
【数４】
この式から、Ｇｓ（２）をＫ・ｓとし微分器として作用させると、並列抵抗Ｒと等価となることが分かる。
【００７７】
このとき問題なのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、電流検出器２６で直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければその効果に差異はない。
【００７８】
帰線電流Ｉｓの高調波を抑制するためには、高調波補償のための電流制御部２５へと流れる電流Ｉｃｍｐを、帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にすればよい。トルクリプル補償部２７は、電流検出器２６の検出する電流に対してこのような制御をし、電流制御部２５に流れる電流Ｉｃｍｐを帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にする制御をする。
【００７９】
これにより、次のような効果が得られる。帰線電流でもあるフィルタリアクトル電流Ｉｓを直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流Ｉｓまでの伝達関数は次である。
【００８０】
【数５】
そこで、トルクリプル補償部２７の制御により電流制御部２５に帰線電流高調波を相殺する電流Ｉｃｍｐを流し込む。
【００８１】
【数６】
このとき、インバータ電流Ｉｉｎｖから帰線電流Ｉｓまでの伝達関数は次となる。
【００８２】
【数７】
この数７式と、もともとのシステムの数４式とを比較すると、共振の影響がなくなり、ゲインが低下していることが分かる。つまり、帰線電流Ｉｓの高調波低減の効果が得られる。
【００８３】
なお、本実施の形態で問題とするのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければ、その効果に差異はない。そのためには、第３の実施の形態に対する第４の実施の形態と同様に、本実施の形態に対しても、図７に示したようにフィルタリアクトル３に流れる電流を検出する電流検出器２６の直流検出信号に対して直流成分をカットし、直流変動分に対してゲインを掛け、それに応じて電流制御部２１に対応するＯＶＴＲ回路２１Ａのゲート制御を行う構成にすることもできる。
【００８４】
また、上のＯＶＴＲ回路に代えてブレーキチョッパ回路を電流制御部２１として制御する構成にすることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路と同様な作用効果が得られる。
【００８５】
次に、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置を、図１０を用いて説明する。第７の実施の形態の特徴は、電動機６の回生エネルギーを蓄積する目的で備えられる電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２５Ａを電流制御部２５として利用することを特徴とする。なお、トルクリプル補償部２７は、ゲイン設定器２７１、電流制御部２７２、ＰＷＭ制御部２７３から構成される。
【００８６】
このような回生エネルギーを蓄積する目的で利用するエネルギー蓄積装置２５Ａの電気二重層コンデンサＥＤＬＣに流れ込む電流量を制御することによっても同様の効果を得ることができる。
【００８７】
次に、本発明の第８の実施の形態の電力変換装置を、図１１を用いて説明する。第８の実施の形態の特徴は、第６の実施の形態における電流制御部２５をフィルタリアクトル３よりも電源１寄りに設けた点にある。その他の構成は、図９に示した第６の実施の形態と共通である。
【００８８】
この実施の形態のように、電流制御部２５をフィルタリアクトル３より電源１側に接続しても、電流抑制効果は得られる。特に、本実施の形態の構成は複数の同一システムの高調波成分を一括して抑制する場合にメリットがある。
【００８９】
次に、本発明の第９の実施の形態の電力変換装置について、図１２を用いて説明する。上記の各実施の形態で説明した電流制御部２１，２５として別途に回路を設けたり、主回路保護のために用意される回路を利用したりするのではなく、主回路の電力変換回路を構成するＶＶＶＦインバータ５そのものを利用することもできる。このＶＶＶＦインバータ５に対するゲート制御回路３０は、ベクトル制御部３１とＰＷＭ制御部３２から構成される。
【００９０】
本実施の形態では、ギャップ付きＣＴ３３によってフィルタリアクトル３に流れる電流、つまり帰線電流Ｉｓを検出し、その直流変動分にゲイン設定器３４でゲインを掛け、トルク電流指令Ｉｑ＊ と重畳する回路構成にしている。
【００９１】
元来、ＶＶＶＦインバータ５は電動機６のトルクすなわちパワーを所定値に制御するものである。一般に、ＶＶＶＦインバータ５はベクトル制御によって電動機６のトルク電流を制御し、トルクを制御する。負荷である電動機６に供給される電力は、直流の電圧と電流積で表されるため、直流電力を一定と考えれば、ＶＶＶＦインバータ５はまさしく直流電流を制御する手段に他ならない。よって、例えばトルク電流制御の指令Ｉｑ＊ に、高調波抑制のための補償電流値Ｉｑｃｍｐを重畳することにより、直流電源１からＶＶＶＦインバータ５へと流れる電流を調整し、高調波を抑制することが可能となる。
【００９２】
ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性を有するもので、直流分をカットする。これは、変動分のみを抽出することで、検出量のダイナミックレンジを狭め、精度の良い検出系を実現するためである。ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性であることから、低周波に対しては位相が進み、高周波に対する位相差はない。
【００９３】
前述の理由から、フィルタリアクトル電流（帰線電流）Ｉｓを微分的にフィードバックすると高調波抑制効果があることから、このハイパス特性をもって微分作用とすることができる。
【００９４】
この場合、ギャップ付きＣＴ３３のハイパス特性のカットオフ周波数は、問題となる共振周波数帯より高く設定し、同周波数帯での検出位相が進みであることが望ましい。
【００９５】
このように電力変換回路を電流制御部として利用すれば、不必要に外部回路を付加することなく、単なる制御プログラムの変更だけで実現が可能となる。よって、機器の重量化、大型化、コストアップを抑制することができる。
【００９６】
次に、本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置について、図１３を用いて説明する。第１０の実施の形態の特徴は、図１２に示した第９の実施の形態に対して、ギャップ付きＣＴ３３の検出出力に対して微分器３５、ローパスフィルタ３６を設け、このローパスフィルタ３６の出力をゲイン設定器３４に入力する構成にした点にある。その他の構成は、第９の実施の形態と共通である。
【００９７】
ギャップ付きＣＴ３３のカットオフ周波数が問題となる共振周波数帯よりも低く、同周波数帯の位相が０に近い場合、この実施の形態のように、電流検出信号を微分器３５に通すことで実現できる。ただし、微分器３５はノイズに弱いため、ローパスフィルタ３６と組み合わせて回路を組むことが望ましい。
【００９８】
なお、図６〜図１３の各図の回路では、初期充電回路２を用いていない。本発明は、帰線電流の高調波、特にＬＣ共振成分を抑制することを実現するものである。一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサを充電するための充電回路が不可欠である。この充電回路は、図１、図１４等に示したようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続した構成で、ＬＣ共振を抑制することで過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うものである。ところが、本発明はＬＣ共振抑制効果を奏するものであるので、その特性故に初期充電回路２を省くシステムが構築でき、それによって装置の小型・軽量化、低コスト化が図れる。
【００９９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子又はダイオードを設けることによってフィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振を抑制し、直流電流を安定化させることができる。
【０１００】
また本発明によれば、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御することにより、負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【０１０１】
また本発明によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図。
【図３】上記第２の実施の形態と従来例の電力変換回路に流れる電流から直流電源電流までの伝達特性のボード線図。
【図４】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタコンデンサ電圧の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図５】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタリアクトル電流の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図６】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図８】本発明の第５の実施の形態の回路図。
【図９】本発明の第６の実施の形態の回路図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の回路図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態の回路図。
【図１２】本発明の第９の実施の形態の回路図。
【図１３】本発明の第１０の実施の形態の回路図。
【図１４】従来例の回路図。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ 初期充電回路
３ フィルタリアクトル
４ フィルタコンデンサ
５ インバータ回路
６ 交流電動機
７ 車輪
８ 遮断器
１１ 中間端子
１２ 出力側端
１３ 抵抗
１４ ダイオード
２１ 電流制御部
２１Ａ ＯＶＴＲ回路（過電圧保護回路）
２２ 電圧検出器
２３ トルクリプル補償部
２５ 電流制御部
２５Ａ エネルギー蓄積装置
２６ 電流検出器
２７ トルクリプル補償部
３０ ゲート制御部
３１ ベクトル制御部
３２ ＰＷＭ制御部
３３ ギャップ付きＣＴ
３５ 微分器
３６ ローパスフィルタ
２２１ 直流変動分検出器
２３１ 直流カット部
２３２ ゲイン設定器
２３３ ゲート演算部
２７１ ゲイン設定器
２７２ 電流制御部
２７３ ＰＷＭ制御部
【発明の属する技術分野】
本発明は、電車システムにおける電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は電車システムにおける一般的な電力変換装置の回路構成を示している。この電力変換装置は、架線の直流電源１から初期充電回路２を通じて直流電力を給電し、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を通じて直交電力変換するインバータ回路５に供給し、このインバータ回路５の変換した交流電力を交流負荷である主電動機６に供給して駆動する構成であり、架線１からの直流は、車輪７を通じてレールへ電流が流れる。８は遮断器である。
【０００３】
このレールは、信号設備である軌道回路を形成している。そこで、レールに流れる主電流すなわち帰線電流に高調波電流が含まれる場合に軌道回路を妨害し、信号系が誤動作する恐れがある。
【０００４】
このため、従来から、帰線電流には高調波許容値が設定され、信号系を妨害しないようにしている。この帰線電流に対する高調波許容値は、使用される信号周波数帯に応じた設定されるもので、同一システムでも非常に多種の周波数が規定されている。このため、ＬＣフィルタにより、帰線電流高調波を抑制するのが一般的である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＬＣフィルタを強化（共振周波数を低周波に設定）すると、ＬＣの機器が大型化・重量化して好ましくなくない。この高調波と機器体格・重量とはトレードオフの関係にあり、通常、共振周波数は２０Ｈｚ前後に設定される。しかしながら、２５Ｈｚ近傍もまた、一つの軌道回路の周波数帯であることから、制御系が各種外乱で擾乱されると、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振のために大きな帰線電流高調波が発生する恐れがあった。
【０００６】
本発明は、このような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、帰線電流の高調波の中で、他の周波数成分を劣化させることなく、特に、軌道回路周波数帯の１つである２５Ｈｚ近傍の成分を効果的に抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとの共振を抑制するインピーダンス特性を有し、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１又は２の電力変換装置において、前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とするものである。
【００１０】
請求項１〜３の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子がＬＣ共振を抑制し、安定化させる。このインピーダンス素子には抵抗を用いることができる。
【００１１】
請求項４の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたダイオードとを備えたものである。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項４の電力変換装置において、前記ダイオードは、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とするものである。
【００１３】
請求項４及び５の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたダイオードが直流変動分を半波整流することでＬＣ共振を抑制し、安定化させる。
【００１４】
請求項６の発明の電力変換装置は、直流電源より給電され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を制御する電流制御手段と、前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出する直流電流の変動を抑制するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１５】
請求項６の発明の電力変換装置では、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１６】
請求項７の発明の電力変換装置は、直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、前記負荷駆動手段の直流側に接続され、当該直流を制御する電流制御手段と、前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量を検出する電気量変動検出手段と、前記電気量変動検出手段の検出する電気量の変動に応じて前記ＬＣ共振が安定するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたものである。
【００１７】
請求項７の発明の電力変換装置では、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００１８】
請求項８の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記フィルタリアクトルよりも負荷駆動手段寄りの位置に接続されていることを特徴とするものであり、この電流制御手段により負荷駆動手段に流れる直流の電流変動を効果的に抑制する。
【００１９】
請求項９の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、過電圧を抑制するための放電回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、電力変換装置に採用される過電圧の放電回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２０】
請求項１０の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、前記交流負荷の回生エネルギーを吸収するためのブレーキチョッパ回路であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを吸収するために採用されるブレーキチョッパ回路を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２１】
請求項１１の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段はＶＶＶＦインバータであり、前記電流制御手段として、当該ＶＶＶＦインバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、負荷駆動手段としてのＶＶＶＦインバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２２】
請求項１２の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記負荷駆動手段は、交流負荷としての補機を駆動する補機用インバータであり、前記電流制御手段として、当該補機用インバータを兼用させることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、補機用インバータが本来的に備えている直流変動抑制機能を利用して自回路に流れ込む直流の変動を抑制することができる。
【００２３】
請求項１３の発明は、請求項６又は７の電力変換装置において、前記電流制御手段は、電気エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段であることを特徴とするものであり、電流制御手段として別途に新規な回路を設けずとも、通常、交流負荷の回生エネルギーを蓄積するために採用されるエネルギー蓄積手段を利用して直流電流の変動抑制が行える。
【００２４】
請求項１４の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタコンデンサの電圧を検出することを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電圧の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２５】
請求項１５の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタリアクトルを流れる電流を検出するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流電流の変動を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制する。
【００２６】
請求項１６の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタリアクトルを流れる直流電流の変動をみて、フィルタコンデンサの直流電圧の変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００２７】
請求項１７の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項１８の発明は、請求項１７の電力変換装置において、前記電流検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００２９】
請求項１７及び１８の発明の電力変換装置では、電流検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３０】
請求項１９の発明は、請求項７の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とするものである。
【００３１】
請求項２０の発明は、請求項１９の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とするものである。
【００３２】
請求項１９及び２０の発明の電力変換装置では、電気量変動検出手段により直流電源からの直流に対して、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３３】
請求項２１の発明は、請求項１４の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記フィルタコンデンサの電圧が上昇したときに当該フィルタコンデンサから前記電流制御手段へと電流が流れるように調整する、又は、前記フィルタコンデンサの電圧の変動分が減少したときに前記電流制御手段から当該フィルタコンデンサへと電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、フィルタコンデンサの電圧変動を抑制するようにこのフィルタコンデンサへの直流電流の出入りの少なくとも一方を調整することにより直流変動を抑制する。
【００３４】
請求項２２の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものであり、ＬＣ共振に起因する直流振動成分を微分値として検出し、直流変動を抑制するように電流制御手段を動作させる。
【００３５】
請求項２３の発明は、請求項６の電力変換装置において、前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電流検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３６】
請求項２４の発明は、請求項１５の電力変換装置において、前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とするものである。
【００３７】
請求項２３及び２４の発明の電力変換装置では、ハイパス特性を有する電流検出手段あるいは電気量変動検出手段によって直流電流の変動分を検出し、電流調整手段に微分的にフィードバックする。このとき、ハイパス特性のカットオフ周波数をＬＣ共振周波数よりも高く設定することによって同周波数帯での検出位相を進みにし、フィードバックにより直流変動を効果的に抑制する。
【００３８】
請求項２５の発明は、請求項１〜２４の電力変換装置において、本装置がフィルタコンデンサを初期充電するための初期充電回路を備えていないことを特徴とするものであり、ＬＣ共振を抑制する動作特性を備えたことから、フィルタコンデンサの初期充電時に発生するＬＣ共振を抑えることができ、従来必要であった初期充電回路を備えなくして回路構成を簡素化する。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成を示している。図１において、１は架線の直流電源、２はこの直流電源から給電を受ける初期充電回路、３はフィルタリアクトル、４はフィルタコンデンサであり、このフィルタコンデンサ４と並列に直交電力変換を行うインバータ回路５が設けてある。このインバータ回路５の交流電力は、主電動機のような交流負荷７を駆動する。なお、図１は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００４０】
一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサ４を充電するための充電回路が不可欠である。そこで通常、図１に示すようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続して初期充電回路２を構成し、ＬＣ共振を抑制することで、過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うようにしている。
【００４１】
本実施の形態の特徴は、フィルタリアクトル３に対して中間端子１１を設け、この中間端子１１と出力端子１２との間に並列にインピーダンス素子として抵抗１３を設けたことを特徴としている。
【００４２】
これにより、本実施の形態の電力変換装置では、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振を抵抗１３によって抑制することができ、安定化できる。
【００４３】
なお、上記の実施の形態では、インピーダンス素子としての抵抗１３をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置を、図２を用いて説明する。第２の実施の形態の特徴は、図１に示した第１の実施の形態において使用した抵抗１３に代えて、フィルタリアクトル３の中間端子１１と出力端子１２との間に並列にダイオード１４を設けた点にある。ダイオード１４の向きは図示したものにするのが相応しい。
【００４５】
この第２の実施の形態によっても、フィルタリアクトル３とフィルタコンデンサ４とのＬＣ共振をダイオード１４によって抑制することができ、安定化できる。
【００４６】
なお、この第２の実施の形態でも、ダイオード１４をフィルタリアクトル３の中間部と出力端との間に並列に設けたが、フィルタリアクトル３の全体と並列に設けたり、フィルタリアクトル３の入力端と中間部との間に並列に設ける構成であってもよい。
【００４７】
【実施例】
次に、上記第１の実施の形態の回路構成（実施例１）、第２の実施の形態の回路構成（実施例２）のＬＣ共振の抑制特性を、図１４に示した従来例の回路構成（比較例）の特性と比較したシミュレーション結果を、図３〜図５を用いて説明する。
【００４８】
図３はインバータ回路５に流れる電流から直流電源１の電流までの伝達特性を、比較例と実施例１について示したものである。曲線（１）は比較例、曲線（２）は実施例１の特性を示している。
【００４９】
シミュレーション条件は、（１）フィルタリアクトルＬ＝８ｍＨ、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦ、（２）フィルタリアクトルＬ＝６ｍＨ＋（並列２ｍＨ，０．３Ω）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦであった。
【００５０】
これにより、フィルタリアクトル３に抵抗１３を並列した場合、比較例では２０Ｈｚ付近に顕著に見られる共振が抵抗１３により抑制されることが分かった。
【００５１】
次に、上記と同様の（１）の比較例、（２）の実施例１、そして（３）フィルタリアクトルＬ＝４ｍＨ＋（並列４ｍＨ，ダイオード）、フィルタコンデンサＣ＝８ｍＦについて、直流電圧（架線電圧）が１Ｖ上昇した場合の電圧、電流の振動特性をシミュレーションしたが、その結果は図４、図５に示すものであった。
【００５２】
図４、図５において振動のもっとも激しく現れているものが（１）の比較例の場合であり、中間の特性は（２）の実施例１のものであり、最も良好に減衰しているのが（３）の実施例２のものである。このシミュレーション結果から、比較例である従来のＬＣ共振の抑制手段が備えられていないものに対して、フィルタリアクトル３に対して並列に抵抗１３を設けたもの、ダイオード１４を設けたもの共にＬＣ共振の抑制に効果があることが分かった。そして、特にダイオード１４の使用はその効果が顕著であることも分かった。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の電力変換装置について、図６を用いて説明する。第３の実施の形態の電力変換装置は、直流電源１となる架線からの直流電力を遮断器８を介して取り込み、フィルタリアクトル３、フィルタコンデンサ４を介して直交電力変換するインバータ回路５に供給する。そしてインバータ回路５は電力変換した交流電力を交流負荷である交流電動機６に供給し、駆動する。
【００５４】
本実施の形態の電力変換装置では、フィルタコンデンサ４とインバータ回路５との結線上にフィルタコンデンサ４と並列になるように挿入されていて、このフィルタコンデンサに対して出入りする電流を制御する電流制御部２１と、フィルタコンデンサ４の電圧を検出する電圧検出器２２と、そしてこの電圧検出器２２の検出する電圧の大小に基づき電流制御部２１を制御するトルクリプル補償部２３とを備えている。
【００５５】
なお、図６は電気車の主回路構成を示しているが、インバータ回路５を補機インバータとし、交流負荷６は空調機用ファンや室内灯であってもよい。
【００５６】
次に、上記構成の電力変換装置の動作を説明する。ＬＣ共振回路において、インバータ回路５からの電流Ｉｉｎｖから電源電流Ｉｓまでの伝達特性は、次式である。
【００５７】
【数１】
【００５８】
【数２】
【００５９】
そこで、電流制御部２１へ流れる電流Ｉｃｍｐを直流電圧Ｖｄｃに応じて、次式のように制御すれば、次式の伝達特性になる。
【００６０】
【数３】
【００６１】
特に問題となるのは、ＬＣ共振周波数の近傍の成分である。よって、同周波数帯近傍のみが直流電圧に比例するように電流が流れればよい。この点から見れば、純粋な抵抗ではなく、直流を流さないような手段を用いても何ら効果に変わりはない。
【００６２】
そこで、トルクリプル補償部２３は電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ４の電圧に基づき、直流電圧が高くなれば電流制御部２１の流す電流を大きくし、直流電圧が低くなれば電流制御部２１の流す電流を小さくする調整を行う。
【００６３】
これにより、フィルタコンデンサ４と並列に抵抗Ｒを設けた場合と同様にＬＣ共振を抑制することができ、安定化させることができる。
【００６４】
次に、本発明の第４の実施の形態の電力変換装置について、図７を用いて説明する。第４の実施の形態の特徴は、図６の第３の実施の形態における電流制御部２１として過電圧抑制回路（ＯＶＴＲ回路）２１Ａを利用し、また、トルクリプル補償部２３を、直流カット部２３１、ゲイン設定部２３２及びゲート演算部２３３によって構成した点にある。このＯＶＴＲ回路２１Ａは通常、フィルタコンデンサ電圧が過電圧となった場合に、フィルタコンデンサ４の電荷を放電するために用いられる回路である。
【００６５】
この実施の形態では、トルクリプル補償部内の直流カット部２３１が、電圧検出器２２の検出するフィルタコンデンサ電圧の直流分をカットし、２５Ｈｚ成分を取り出す。これに対してゲイン設定部２３２がゲインＫを掛け通流率として出力し、ゲート演算部２３３が与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００６６】
こうして、トルクリプル補償部２３が、直流回路に流れる２５Ｈｚ成分の大きさに応じてＯＶＴＲ回路２１Ａのスイッチング素子のゲートをＯＮ／ＯＦＦ制御することで２５Ｈｚ成分の電流をＯＶＴＲ回路に流すようにし、ＬＣ共振により発生する２５Ｈｚ成分を抑制することができる。
【００６７】
次に、本発明の第５の実施の形態の電力変換装置について、図８を用いて説明する。第５の実施の形態の特徴は、図７に示した第４の実施の形態に対して、電圧検出器２２とトルクリプル補償部２３内の直流カット部２３１とを直流変動分検出器２２１によって置き換え、この直流変動分検出器２２１の出力を第４の実施の形態と同様のゲイン設定器２３２に出力するようにした点にある。
【００６８】
一般に軌道回路の許容電流は、メイン電流である直流分の１％未満となる。大容量システムにおいては、電流検出器や電圧検出器の検出精度、あるいはそれを取り込むアナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）の精度、分解能がこの広いダイナミックレンジの中では十分でない。
【００６９】
そこで、本実施の形態では、フィルタコンデンサ４に並列に設けた抵抗２２１Ａとコンデンサ２２１Ｂとの直列接続回路と、この直列接続回路における抵抗２２１Ａの両端電圧を検出する電圧検出器２２１Ｃとで直流変動分検出器２２１を構成し、電圧検出器２２１Ｃが直流電圧を検出する段階でハードとして直流分をカットし、その直流変動分だけを検出するようにしている。
【００７０】
この直流変動分検出器２２１の電圧検出出力はゲイン設定器２３２に入力し、ゲイン設定部２３２でゲインＫを掛けて通流率として出力し、ゲート演算部２３３で与えられる通流率となるようなゲート信号を生成し、ＯＶＴＲ回路２１Ａをゲート制御する。
【００７１】
これにより、電圧検出器やＡＤ変換器としても、変動電圧だけを検出できる程度のダイナミックレンジとすればよく、検出精度を高くすることができる。よって、より効果的に帰線電流の高調波を抑制することができるようになる。
【００７２】
なお、図７に示した第４の実施の形態、図８に示した第５の実施の形態で用いたＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な機能を発揮する回路として、ブレーキチョッパ回路を用いることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路２１Ａと同様な作用効果が得られる。また、ブレーキチョッパ回路に代えて、回生エネルギーを蓄積する目的で、電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２１Ｂを電流制御部２１として利用することもできる。
【００７３】
次に、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置について、図９を用いて説明する。主回路構成は、図６に示した第３の実施の形態と共通である。そして、本実施の形態の特徴として、電流制御部２５と、フィルタコンデンサ４に流れる直流を検出する電流検出器２６と、そしてこの電流検出器２６の検出する直流の大小に基づき電流制御部２５に流れる電流を制御するトルクリプル補償部２７とを備えている。
【００７４】
ＬＣ共振を抑制するため、フィルタリアクトル３に並列に抵抗Ｒを接続すれば良いことは上述した通りである。
【００７５】
フィルタリアクトル３を流れる電流を直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流（フィルタリアクトル電流）Ｉｓまでの伝達関数は次式である。
【００７６】
【数４】
【００７７】
このとき問題なのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、電流検出器２６で直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければその効果に差異はない。
【００７８】
帰線電流Ｉｓの高調波を抑制するためには、高調波補償のための電流制御部２５へと流れる電流Ｉｃｍｐを、帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にすればよい。トルクリプル補償部２７は、電流検出器２６の検出する電流に対してこのような制御をし、電流制御部２５に流れる電流Ｉｃｍｐを帰線電流Ｉｓの高調波分と同一にする制御をする。
【００７９】
これにより、次のような効果が得られる。帰線電流でもあるフィルタリアクトル電流Ｉｓを直接検出した場合、インバータ直流電流Ｉｉｎｖから帰線電流Ｉｓまでの伝達関数は次である。
【００８０】
【数５】
【００８１】
【数６】
【００８２】
【数７】
【００８３】
なお、本実施の形態で問題とするのは、ＬＣ共振周波数成分だけである。よって、直流を検出する際、直流分をカットして検出しても、共振周波数帯で位相差が小さければ、その効果に差異はない。そのためには、第３の実施の形態に対する第４の実施の形態と同様に、本実施の形態に対しても、図７に示したようにフィルタリアクトル３に流れる電流を検出する電流検出器２６の直流検出信号に対して直流成分をカットし、直流変動分に対してゲインを掛け、それに応じて電流制御部２１に対応するＯＶＴＲ回路２１Ａのゲート制御を行う構成にすることもできる。
【００８４】
また、上のＯＶＴＲ回路に代えてブレーキチョッパ回路を電流制御部２１として制御する構成にすることもできる。ブレーキチョッパ回路は本来、主電動機６の回生ブレーキ時の回生エネルギーを消費することが目的の回路であるが、ＯＶＴＲ回路と同様な作用効果が得られる。
【００８５】
次に、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置を、図１０を用いて説明する。第７の実施の形態の特徴は、電動機６の回生エネルギーを蓄積する目的で備えられる電気二重層コンデンサ（ＥＤＬＣ）を用いたエネルギー蓄積装置２５Ａを電流制御部２５として利用することを特徴とする。なお、トルクリプル補償部２７は、ゲイン設定器２７１、電流制御部２７２、ＰＷＭ制御部２７３から構成される。
【００８６】
このような回生エネルギーを蓄積する目的で利用するエネルギー蓄積装置２５Ａの電気二重層コンデンサＥＤＬＣに流れ込む電流量を制御することによっても同様の効果を得ることができる。
【００８７】
次に、本発明の第８の実施の形態の電力変換装置を、図１１を用いて説明する。第８の実施の形態の特徴は、第６の実施の形態における電流制御部２５をフィルタリアクトル３よりも電源１寄りに設けた点にある。その他の構成は、図９に示した第６の実施の形態と共通である。
【００８８】
この実施の形態のように、電流制御部２５をフィルタリアクトル３より電源１側に接続しても、電流抑制効果は得られる。特に、本実施の形態の構成は複数の同一システムの高調波成分を一括して抑制する場合にメリットがある。
【００８９】
次に、本発明の第９の実施の形態の電力変換装置について、図１２を用いて説明する。上記の各実施の形態で説明した電流制御部２１，２５として別途に回路を設けたり、主回路保護のために用意される回路を利用したりするのではなく、主回路の電力変換回路を構成するＶＶＶＦインバータ５そのものを利用することもできる。このＶＶＶＦインバータ５に対するゲート制御回路３０は、ベクトル制御部３１とＰＷＭ制御部３２から構成される。
【００９０】
本実施の形態では、ギャップ付きＣＴ３３によってフィルタリアクトル３に流れる電流、つまり帰線電流Ｉｓを検出し、その直流変動分にゲイン設定器３４でゲインを掛け、トルク電流指令Ｉｑ＊ と重畳する回路構成にしている。
【００９１】
元来、ＶＶＶＦインバータ５は電動機６のトルクすなわちパワーを所定値に制御するものである。一般に、ＶＶＶＦインバータ５はベクトル制御によって電動機６のトルク電流を制御し、トルクを制御する。負荷である電動機６に供給される電力は、直流の電圧と電流積で表されるため、直流電力を一定と考えれば、ＶＶＶＦインバータ５はまさしく直流電流を制御する手段に他ならない。よって、例えばトルク電流制御の指令Ｉｑ＊ に、高調波抑制のための補償電流値Ｉｑｃｍｐを重畳することにより、直流電源１からＶＶＶＦインバータ５へと流れる電流を調整し、高調波を抑制することが可能となる。
【００９２】
ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性を有するもので、直流分をカットする。これは、変動分のみを抽出することで、検出量のダイナミックレンジを狭め、精度の良い検出系を実現するためである。ギャップ付きＣＴ３３はハイパス特性であることから、低周波に対しては位相が進み、高周波に対する位相差はない。
【００９３】
前述の理由から、フィルタリアクトル電流（帰線電流）Ｉｓを微分的にフィードバックすると高調波抑制効果があることから、このハイパス特性をもって微分作用とすることができる。
【００９４】
この場合、ギャップ付きＣＴ３３のハイパス特性のカットオフ周波数は、問題となる共振周波数帯より高く設定し、同周波数帯での検出位相が進みであることが望ましい。
【００９５】
このように電力変換回路を電流制御部として利用すれば、不必要に外部回路を付加することなく、単なる制御プログラムの変更だけで実現が可能となる。よって、機器の重量化、大型化、コストアップを抑制することができる。
【００９６】
次に、本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置について、図１３を用いて説明する。第１０の実施の形態の特徴は、図１２に示した第９の実施の形態に対して、ギャップ付きＣＴ３３の検出出力に対して微分器３５、ローパスフィルタ３６を設け、このローパスフィルタ３６の出力をゲイン設定器３４に入力する構成にした点にある。その他の構成は、第９の実施の形態と共通である。
【００９７】
ギャップ付きＣＴ３３のカットオフ周波数が問題となる共振周波数帯よりも低く、同周波数帯の位相が０に近い場合、この実施の形態のように、電流検出信号を微分器３５に通すことで実現できる。ただし、微分器３５はノイズに弱いため、ローパスフィルタ３６と組み合わせて回路を組むことが望ましい。
【００９８】
なお、図６〜図１３の各図の回路では、初期充電回路２を用いていない。本発明は、帰線電流の高調波、特にＬＣ共振成分を抑制することを実現するものである。一般に、フィルタコンデンサ電圧＝０である状態から、同システムを起動する場合、フィルタコンデンサを充電するための充電回路が不可欠である。この充電回路は、図１、図１４等に示したようにフィルタリアクトル３に抵抗を直列に接続した構成で、ＬＣ共振を抑制することで過電圧を抑制するとともに安定な初期充電を行うものである。ところが、本発明はＬＣ共振抑制効果を奏するものであるので、その特性故に初期充電回路２を省くシステムが構築でき、それによって装置の小型・軽量化、低コスト化が図れる。
【００９９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、フィルタリアクトルの全体又は一部と並列に設けたインピーダンス素子又はダイオードを設けることによってフィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振を抑制し、直流電流を安定化させることができる。
【０１００】
また本発明によれば、直流電源から負荷駆動手段に供給される直流電流を電流検出手段で検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御することにより、負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【０１０１】
また本発明によれば、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサのＬＣ共振により変動する直流電源からの直流の電気量を電気量変動検出手段によって検出し、電流調整手段が電流制御手段を制御して負荷駆動手段に流れる直流電流の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態の回路図。
【図３】上記第２の実施の形態と従来例の電力変換回路に流れる電流から直流電源電流までの伝達特性のボード線図。
【図４】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタコンデンサ電圧の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図５】上記第１、第２の実施の形態と従来例のフィルタリアクトル電流の変動のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図６】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図７】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図８】本発明の第５の実施の形態の回路図。
【図９】本発明の第６の実施の形態の回路図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態の回路図。
【図１１】本発明の第８の実施の形態の回路図。
【図１２】本発明の第９の実施の形態の回路図。
【図１３】本発明の第１０の実施の形態の回路図。
【図１４】従来例の回路図。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ 初期充電回路
３ フィルタリアクトル
４ フィルタコンデンサ
５ インバータ回路
６ 交流電動機
７ 車輪
８ 遮断器
１１ 中間端子
１２ 出力側端
１３ 抵抗
１４ ダイオード
２１ 電流制御部
２１Ａ ＯＶＴＲ回路（過電圧保護回路）
２２ 電圧検出器
２３ トルクリプル補償部
２５ 電流制御部
２５Ａ エネルギー蓄積装置
２６ 電流検出器
２７ トルクリプル補償部
３０ ゲート制御部
３１ ベクトル制御部
３２ ＰＷＭ制御部
３３ ギャップ付きＣＴ
３５ 微分器
３６ ローパスフィルタ
２２１ 直流変動分検出器
２３１ 直流カット部
２３２ ゲイン設定器
２３３ ゲート演算部
２７１ ゲイン設定器
２７２ 電流制御部
２７３ ＰＷＭ制御部
Claims (25)
- 直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、
前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとの共振を抑制するインピーダンス特性を有し、前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたインピーダンス素子とを備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記インピーダンス素子は、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
- 直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、
前記フィルタリアクトルの一部ないしは全体と並列に接続されたダイオードとを備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記ダイオードは、前記フィルタリアクトルの中間部に設けた中間端子と、当該フィルタリアクトルの入力側若しくは出力側端子との間に接続されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
- 直流電源より給電され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と、
前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を制御する電流制御手段と、
前記直流電源から負荷駆動手段に流れる直流電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段の検出する直流電流の変動を抑制するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 直流電源にフィルタリアクトルを介して接続されたフィルタコンデンサと、
当該フィルタコンデンサに接続され、直流電力を直交変換して交流負荷を駆動する負荷駆動手段と
前記負荷駆動手段の直流側に接続され、当該直流を制御する電流制御手段と、
前記フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量を検出する電気量変動検出手段と、
前記電気量変動検出手段の検出する電気量の変動に応じて前記ＬＣ共振が安定するように前記電流制御手段を調整する電流調整手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記電流制御手段は、前記フィルタリアクトルよりも負荷駆動手段寄りの位置に接続されていることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記電流制御手段は、過電圧を抑制するための放電回路であることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記電流制御手段は、前記交流負荷の回生エネルギーを吸収するためのブレーキチョッパ回路であることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記負荷駆動手段はＶＶＶＦインバータであり、前記電流制御手段として、当該ＶＶＶＦインバータを兼用させることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記負荷駆動手段は、交流負荷としての補機を駆動する補機用インバータであり、前記電流制御手段として、当該補機用インバータを兼用させることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記電流制御手段は、電気エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段であることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
- 前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタコンデンサの電圧を検出することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 前記電気量変動検出手段は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとのＬＣ共振に応じて変動する電気量として当該フィルタリアクトルを流れる電流を検出するものであることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 前記電流調整手段は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
- 前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
- 前記電流検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とする請求項１７に記載の電力変換装置。
- 前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有するものであることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
- 前記電気量変動検出手段のハイパス特性のカットオフ周波数は、前記ＬＣ共振周波数より低く設定したことを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
- 前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記フィルタコンデンサの電圧が上昇したときに当該フィルタコンデンサから前記電流制御手段へと電流が流れるように調整する、又は、前記フィルタコンデンサの電圧の変動分が減少したときに前記電流制御手段から当該フィルタコンデンサへと電流が流れるように調整するものであることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
- 前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が増加した場合に前記フィルタコンデンサから前記電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記直流電源からフィルタリアクトルへ流れる直流電流の微分値が減少した場合に前記電流制御手段から前記フィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
- 前記電流検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、
前記電流調整手段は、前記電流検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。 - 前記電気量変動検出手段は、直流分を検出しないハイパス特性を有し、かつ、当該ハイパス特性のカットオフ周波数が前記ＬＣ共振の共振周波数より高く設定されたものであり、
前記電流調整手段は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が増加した場合に前記フィルタコンデンサから電流制御手段へ電流が流れるように調整する、又は、前記電気量変動検出手段の検出する直流電流が減少した場合に前記電流制御手段からフィルタコンデンサへ電流が流れるように調整するものであることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。 - フィルタコンデンサを初期充電するための初期充電回路を備えていないことを特徴とする請求項１〜２４のいずれかに記載の電力変換装置。
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