JP2004096187A

JP2004096187A - Digital broadcast receiver

Info

Publication number: JP2004096187A
Application number: JP2002251226A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Ishibashi; 石橋　淳
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 2002-08-29
Filing date: 2002-08-29
Publication date: 2004-03-25
Anticipated expiration: 2022-08-29
Also published as: JP3968470B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a digital broadcast receiver for quickly controlling an FFT window to be located at a proper position so as to enhance the quality of a received signal even when receiving a delay wave including a pre-ghost signal in the case of receiving digital broadcast employing the OFDM modulation system. <P>SOLUTION: The digital broadcast receiver includes: an FFT 39 for segmenting a valid symbol period from a transmission symbol of an OFDM signal and applying Fourier transform to the result; a guard correlation section 51 for obtaining a correlation between the OFDM signal and its delay signal to output a result of guard correlation; delay profile arithmetic sections (53, 55) for applying an inverse FFT arithmetic operation to a pilot signal of the OFDM signal to obtain a delay profile; and a timing signal generating section 70 for mixing a signal corresponding to the guard correlation result with a signal corresponding to the delay profile and generating a timing signal to control an arithmetic range on the basis of a resulting signal of mixing. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用したディジタル放送の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）なる変調方式を採用し、マルチパス歪の影響を受け難くした放送方式が普及しつつある。ＯＦＤＭ変調方式は、直交する多数の副搬送波（サブキャリア）を伝送帯域内に設け、伝送するデータを前記各サブキャリアの振幅及び位相に割り当て、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
図５はＯＦＤＭにおける伝送シンボルを説明する図である。ＯＦＤＭ方式により変調された送信信号は、図５に示すようなＯＦＤＭシンボルと呼ばれる伝送シンボル単位で伝送される。変調に際しては、伝送される情報は分割され、複数のサブキャリアを用いて変調され、前記伝送シンボルの集合体として伝送される。図５において、一つのＯＦＤＭシンボル（ｔ１〜ｔ４）は、ｔ１〜ｔ２のガード期間（以下、ガードインタバルとも記す）とｔ２〜ｔ４の有効シンボル期間とからなる。前記有効シンボル期間は送信時にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）が行われる信号期間であり、この有効シンボルの最後部（ｔ３〜ｔ４）の波形がガード期間（ガードインタバル）にコピーされている。ｔ１及びｔ４はＯＦＤＭシンボルの境界であり、ガードインタバル（ｔ１〜ｔ２）は、ＯＦＤＭシンボルの境界から所定の区間がこれに割り当てられる。
【０００４】
前記ＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送の規格としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）などが提案されている。そして、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４．４６４ＫＨｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０４本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインタバルは、有効シンボルの１／４、又は１／８、又は１／１６、又は１／３２の時間長の信号とされる。
【０００５】
ここで、ディジタル放送受信装置の従来例の構成について、その概略を説明する。
図８はＯＦＤＭ方式によるディジタル放送を受信する従来例のディジタル放送受信装置のブロック図を示す図である。図８に示すディジタル放送受信装置６０は、チューナ３１と、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３３と、直交復調器３５と、有効シンボル抽出部３７と、ＦＦＴ３９と、信号復調部４１と、ウインドウ同期部５０ｂとを備えている。ウインドウ同期部５０ｂは、ガード相関部５１、伝送パラメータデコーダ５４、ＳＰ抽出部５３、逆フーリエ変換部５５、スイッチ５６、タイミング信号生成部５２を有する。
【０００６】
ディジタル放送の放送波は図示しないアンテナにより受信され、ＲＦ信号としてチューナ３１に与えられる。ＲＦ信号はチューナ３１で増幅されるとともにＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ３３に与えられる。
ＩＦ信号はＡ／Ｄ３３でディジタル信号に変換され、直交復調器３５に与えられる。Ａ／Ｄ３３は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、例えば、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインタバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。直交復調器３５は、所定の周波数のＴＣＸＯで生成されるクロックを用いて、Ａ／Ｄ３３でディジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を有効シンボル抽出部３７及びウインドウ同期部５０ｂのガード相関部５１に与える。
【０００７】
直交復調器３５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（フーリエ変換）演算される前の時間領域の信号であり、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号である。
ウインドウ同期部５０ｂは、ＦＦＴ３９でのＦＦＴ演算範囲（以下、ＦＦＴウインドウとも記す）を制御するためのウインドウ同期信号ＷＦを生成し、有効シンボル抽出部３７に与える。有効シンボル抽出部３７はウインドウ同期部５０ｂから与えられたウインドウ同期信号ＷＦに基づいて、ガード期間（ガードインタバル）の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去することによって有効シンボルを抽出し、フーリエ変換演算を行うＦＦＴ３９に与える。
【０００８】
ＦＦＴ３９は、ＯＦＤＭの時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行って、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出し、信号復調部４１とウインドウ同期部５０ｂのＳＰ抽出部５３及び伝送パラメータデコーダ５４へ与える。伝送パラメータはＩＳＤＢ−ＴではＴＭＣＣ信号（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｍｏｄｅ　Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）として伝送され、ＤＶＢ−ＴではＴＰＳ信号として伝送される。ＦＦＴ３９から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。
ＦＦＴ３９は、有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウインドウ）がウインドウ同期部５０ｂのタイミング信号生成部５２から与えられるウインドウ同期信号ＷＦに基づき制御される。ＦＦＴウインドウの開始位置は、最先に到達する受信信号におけるＯＦＤＭシンボルの境界と、最先に到達する受信信号におけるガードインタバルの終了位置との間に設定される。
【０００９】
ＦＦＴ３９から出力されるＯＦＤＭの周波数領域信号は、ＯＦＤＭの時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とで構成される複素信号である。
ウインドウ同期部５０ｂは、直交復調器３５から出力されるＯＦＤＭの時間領域信号からガード相関のピーク位置を求め、ＦＦＴ３９より出力されるＯＦＤＭの周波数領域信号から遅延プロファイルを求め、ウインドウ同期信号ＷＦを生成して有効シンボル抽出部３７に与えるが、ウインドウ同期部５０ｂについては、後で詳述する。
【００１０】
図８を用いて説明したように、ＯＦＤＭ方式によるディジタル放送を受信する受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行うことにより、ＯＦＤＭ信号の復調が行われる。このために、受信装置はまず、有効シンボルとガードインタバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウインドウ）を定め、定められた部分のデータを前記ＦＦＴウインドウによりＯＦＤＭシンボルから切り出し、切り出された部分のデータに対してＦＦＴ演算を行う。
【００１１】
前記ＦＦＴ演算の演算範囲を定めるＦＦＴウインドウの位置を推定する方法としては、ガード相関のピーク位置を用いる方法と、遅延プロファイルを用いる方法とがある。ＯＦＤＭ信号のいずれのキャリアの変調方式もＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）等の差動系である場合には、ガード相関のピーク位置からＯＦＤＭシンボルの先頭位置を推定し、ＯＦＤＭ信号がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の同期系変調方式のキャリアを含む場合は、遅延プロファイルからＯＦＤＭシンボルの先頭位置を推定する。
【００１２】
ウインドウ同期部５０ｂの伝送パラメータデコーダ５４はＯＦＤＭ信号から伝送パラメータを伝送する信号を抽出してスイッチ５６に与える。スイッチ５６は、伝送パラメータデコーダ５４から出力されるＯＦＤＭの変調方式を示す情報に基づいて、タイミング信号生成部５２に与える信号を切り替える。すなわち、変調方式が差動系のみである場合はガード相関部５１の出力をタイミング信号生成部５２に与え、変調方式が同期系を含む場合は逆フーリエ変換部５５から出力される遅延プロファイルをタイミング信号生成部５２に与える。
【００１３】
ＯＦＤＭ変調方式が差動系のみである場合は、タイミング信号生成部５２では、ガード相関部５１から与えられたガード相関結果からガード相関がピークを示す位置を検出して、その位置情報に応じてウインドウ同期信号ＷＦを生成する。一方、ＯＦＤＭ変調方式が同期系を含む場合は、タイミング信号生成部５２では、逆フーリエ変換部５５から与えられた遅延プロファイルから前ゴースト又は主信号の位置を検出し、その位置情報に応じてウインドウ同期信号ＷＦを生成する。
なお、前記前ゴーストとは、受信電力が最も大きい主信号より前に到達する遅延波を指す。また、遅延プロファイルは、前ゴースト又は後ゴーストと主信号との間の遅延時間を示すとともに、各ゴースト信号と主信号との電力比を示す。
【００１４】
図６はガード相関のピーク位置を説明する図である。ガード相関の算出は図８に示すガード相関部５１で行われる。図６に示すように、ガード相関を算出する場合、まず、ＦＦＴ演算される前のＯＦＤＭ信号を、有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させて、この遅延波のガードインタバル部分の波形と、遅延していないＯＦＤＭ信号後半部分の波形（即ち、ガードインタバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、ＯＦＤＭシンボルの境界を求める。
具体的には、図６において、（ａ）は遅延していない元のＯＦＤＭ信号を示し、（ｂ）は元のＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長だけ遅延させた信号を示す。（ｃ）はガード相関結果を示す。
【００１５】
ガード相関結果を算出するには、まず（ａ）の信号と（ｂ）の信号を乗算器で乗算する。（ｂ）に示す遅延された信号のガードインタバル部分では、（ａ）に示す遅延なしの信号と一致するため相関が得られ、それ以外の区間では相関が現れない。乗算結果は、積分の開始点を移動させながらガード期間長にわたってスライド積分される。この算出の結果、（ｃ）に示すように、遅延なしの信号におけるシンボルの境界にピークが出る三角形の波形が得られる。この三角波がピークを示す位置はガード相関がピークを示す位置であり、三角波のピークからピークまでの期間はシンボル長と一致するため、この三角形の位置からフーリエ変換処理を行なうウインドウ位置を概略決めることができる。
【００１６】
次に、遅延プロファイルの生成について図８を用いて説明する。図８に示すウインドウ同期部５０ｂは遅延プロファイル演算部であるＳＰ抽出部５３とＦＦＴ５５とを含む。ＦＦＴ３９から出力されるＯＦＤＭの周波数領域信号はＳＰ抽出部５３と伝送パラメータデコーダ５４とに与えられる。伝送パラメータデコーダ５４はＯＦＤＭ信号から伝送パラメータを抽出してスイッチ５６に与える。ＳＰ抽出部５３はＯＦＤＭ信号からパイロット信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ：シンボル時間及びキャリア周波数方向に周期的に分散した搬送波を特定の位相及び振幅で変調した信号）を抽出して逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ５５に与える。ＩＦＦＴ５５はパイロット信号に対して逆ＦＦＴ演算を行い、得られる遅延プロファイルをスイッチ５６に与える。スイッチ５６は伝送パラメータに含まれる、変調方式を示す情報に基づいて、タイミング信号生成部５２に与える信号を切り替える。
【００１７】
前記したように、遅延プロファイルはパイロット信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）を用いて生成される。そして、遅延プロファイルを用いることにより、ＯＦＤＭ信号の後ゴーストを検出できるだけでなく、前ゴーストをも検出することができる。ＯＦＤＭ信号に前ゴーストが含まれる場合には、一つのＦＦＴウインドウ内にＯＦＤＭ信号の異なるシンボルが混在するのを防ぐために、ＦＦＴウインドウ位置が前ゴーストの有効シンボル期間と一致するように、ウインドウ同期信号ＷＦを生成する。
ＯＦＤＭの変調方式が全てのキャリアが差動系である場合は、前記ＳＰ信号（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）が含まれないために、遅延プロファイルを生成することができず、タイミング信号生成部５２は、ガード相関部５１から出力されるガード相関結果を用いてウインドウ同期信号ＷＦを生成する。この場合、前ゴーストを検出することはできないため、前記したような前ゴーストの有効シンボル期間に合わせてウインドウ同期信号ＷＦを生成することはできない。
【００１８】
図７は前ゴーストと後ゴーストとがある場合の遅延プロファイルを例示する図である。図７において、横軸は時間軸であり、（ａ）は受信電力が最も大きい主信号を示し、（ｂ）は前記主信号より後に到達する後ゴーストを示し、（ｃ）は主信号より前に到達する前ゴーストを示し、（ｄ）は遅延プロファイルを示す。ＯＦＤＭ信号の変調方式が同期系を含む場合には、ＯＦＤＭ信号から演算によって遅延プロファイルを求めることができる。図７に示す例は、主信号に前ゴーストと後ゴーストが重畳して受信される例であり、主信号より時間的に前に到達する最先到達信号は、前ゴーストにおけるシンボル境界、すなわち前ゴーストにおけるガード期間の開始位置を示している。そして（ｄ）に示す遅延プロファイルから、前ゴーストにおけるシンボル境界及び主信号におけるシンボル境界が検出され、ＦＦＴ演算する区間（ＦＦＴウインドウ位置）は、シンボル間干渉を防止するために、主信号における有効シンボル期間ではなく前ゴーストにおける有効シンボル期間に相当する位置に制御される。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
前記したように、ＯＦＤＭ信号の変調方式が同期系を含む場合には、遅延プロファイルを算出し、この遅延プロファイルを用いてＦＦＴウインドウ位置を制御することが可能である。しかしながら、図８に示すように、遅延プロファイルの算出にはＦＦＴ演算及び逆ＦＦＴ演算を行う必要があり、遅延プロファイルの演算結果が得られるまでに例えば１０シンボル期間に相当する程度の長時間を要する。このため、ＦＦＴウインドウ位置の制御において、遅延プロファイルの演算時間に起因する時間遅れが、制御ループ内の伝達関数の位相遅れを大きくする。そして、ＦＦＴウインドウが正常な位置に制御されるまでに要する時間が長くなったり、制御ループのゲインを大きくできないために制御誤差が残り易くなったりするという問題があった。
【００２０】
本発明は前記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ変調方式によるディジタル放送を受信する際に、前ゴースト信号を含む遅延波を受信した場合にも、速やかにＦＦＴウインドウを適切な位置へ制御し、受信信号の品質を向上させることである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、第１の発明は、分割した情報を複数のサブキャリアで変調して生成した有効シンボル期間と、該有効シンボル期間の一部期間の信号を複写して生成したガード期間とからなる伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するディジタル放送受信装置において、前記一つの有効シンボル期間と同一長の演算範囲を前記伝送シンボルから切り出し、該演算範囲をフーリエ変換して情報を復調するフーリエ変換（ＦＦＴ）部と、前記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長だけ遅延させた信号との相関を求めてガード相関結果を出力するガード相関部と、前記ＯＦＤＭ信号から抽出したパイロット信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して、前記ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルを求める遅延プロファイル演算部と、前記ガード相関結果に応じた信号と前記遅延プロファイルに応じた信号とを混合し、前記演算範囲を制御するタイミング信号を前記混合した結果の信号に基づいて生成するタイミング信号生成部とを備えるようにしたディジタル放送受信装置である。
【００２２】
第２の発明は、第１の発明のディジタル放送受信装置において、前記タイミング信号生成部はシンボル位置検出部を含み、前記シンボル位置検出部は、前記ガード相関部の出力に基づいてガード相関のピーク位置の誤差を検出して出力し、前記遅延プロファイル演算部の出力に基づいて、最先に到達する受信信号の位置を出力するようにしたディジタル放送受信装置である。
【００２３】
第３の発明は、第２の発明のディジタル放送受信装置において、前記タイミング信号生成部は、前記シンボル位置検出部から出力される前記ガード相関のピーク位置の誤差と前記位置とを所定の割合で加算する混合部を含むようにしたディジタル放送受信装置である。
【００２４】
第４の発明は、第２の発明のディジタル放送受信装置において、前記シンボル位置検出部で検出されたガード相関のピーク位置の変動が予め定めた所定値以上である場合には、前記検出された所定値以上の変動を所定値で制限して出力するようにしたディジタル放送受信装置である。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。本発明のディジタル放送受信装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する受信装置であって、一つの有効シンボル期間と同一長の演算範囲（ＦＦＴウインドウ）を伝送シンボルから切り出し、該演算範囲をフーリエ変換して情報を復調する。ＯＦＤＭ信号のいずれのキャリアもＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）を含んでいない場合には、前記ＦＦＴウインドウの位置を制御するウインドウ同期信号を、ガード相関のピーク位置に基づいて生成し、ＯＦＤＭ信号のキャリアが前記ＳＰを含む場合には、前記ウインドウ同期信号を、ガード相関のピーク位置に応じた信号と遅延プロファイルに応じた信号とを混合した信号に応じて生成する。
【００２６】
ＯＦＤＭ信号の変調方式が同期系を含み、遅延プロファイルを用いてＦＦＴウインドウ位置を制御する場合に、ガード相関結果を算出するのに要する時間は、遅延プロファイルを演算する時間に比して短いために、受信開始後、速やかにＦＦＴウインドウを概略正しい位置に制御できる。また、遅延プロファイルの演算時間に起因する制御系における時間遅れが、ガード相関結果を併用することによって短縮され、ＦＦＴウインドウ位置を制御する制御系のループゲインを大きくすることができ、制御時に残るＦＦＴウインドウ位置の残存制御誤差を小さくすることができる。
【００２７】
以下、本発明の実施例について、図と共に説明する。図３は本発明ディジタル放送受信装置の実施例を示すブロック図である。図３に示すディジタル放送受信装置３０と、図８に示すディジタル放送受信装置６０とで、同一機能、同一作用の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。図３と図８との主たる違いは、ウインドウ同期部５０ｂに代えてウインドウ同期部５０が設けられている点である。
【００２８】
ウインドウ同期部５０は、ＦＦＴ３９でのＦＦＴ演算範囲（ＦＦＴウインドウ）を制御するためのウインドウ同期信号ＷＳを生成し、有効シンボル抽出部３７に与える。有効シンボル抽出部３７はウインドウ同期部５０から与えられたウインドウ同期信号ＷＳに基づいて、ガード期間（ガードインタバル）の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去することによって有効シンボルを抽出し、ＦＦＴ３９に与える。
ＦＦＴ３９は、ＯＦＤＭの時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行って、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出し、信号復調部４１とウインドウ同期部５０のＳＰ抽出部５３及び伝送パラメータデコーダ５４へ与える。
【００２９】
ＦＦＴ３９は、有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウインドウ）がウインドウ同期部５０のタイミング信号生成部７０から与えられるウインドウ同期信号ＷＳに基づき制御される。ＦＦＴウインドウの開始位置は、最先に到達する受信信号におけるＯＦＤＭシンボルの境界と、最先に到達する受信信号におけるガードインタバルの終了位置との間に設定される。
ＦＦＴ３９から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号であり、ＯＦＤＭの時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とで構成される複素信号である。
【００３０】
直交復調器３５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（フーリエ変換）演算される前の時間領域の信号であり、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号である。ウインドウ同期部５０のガード相関部５１には直交復調器３５からＯＦＤＭの時間領域の信号が与えられ、ガード相関部５１ではＯＦＤＭ信号のガード相関係数が算出され、このガード相関結果がタイミング信号生成部７０に与えられる。
一方、伝送パラメータに含まれる変調方式を示す情報が伝送パラメータデコーダ５４からタイミング信号生成部７０に与えられ、逆フーリエ変換部５５からＯＦＤＭ信号の遅延プロファイルがタイミング信号生成部７０に与えられる。
【００３１】
タイミング信号生成部７０の動作は、伝送パラメータデコーダ５４から与えられる変調方式を示す情報に基づいて制御される。すなわち、ＯＦＤＭ信号のいずれのキャリアもＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）を含んでいない場合には、タイミング信号生成部７０はガード相関部５１から出力されるガード相関結果に基づいてウインドウ同期信号ＷＳを生成する。また、ＯＦＤＭ信号のキャリアが前記ＳＰを含む場合には、タイミング信号生成部７０は前記ガード相関結果に応じた信号と前記遅延プロファイルに応じた信号とを混合し、この混合結果の信号に基づいてウインドウ同期信号ＷＳを生成する。
そして、有効シンボル抽出部３７はタイミング信号生成部７０から与えられたウインドウ同期信号ＷＳに基づいて、ＯＦＤＭシンボルからその有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウインドウ）を切り出して、この切り出された演算範囲のデータに対してＦＦＴ３９がフーリエ変換演算を行う。
【００３２】
図４は図３に示すタイミング信号生成部７０の構成を示すブロック図である。図４において、タイミング信号生成部７０は、ピーク位置誤差検出部９と前ゴースト／主信号位置検出部１９とからなるシンボル位置検出部１０、混合部２０、タイミング検出部２７、信号発生部２８とで構成される。
ピーク位置誤差検出部９にはガード相関部５１からガード相関結果が与えられる。ピーク位置誤差検出部９は、ガード相関結果から、ガード相関のピーク位置を検出し、前記ピーク位置に応じた信号ＰＰを混合部２０に与える。前記ピーク位置に応じた信号ＰＰは、例えばそのピーク位置の基準位置からの誤差である。前ゴースト／主信号位置検出部１９には逆フーリエ変換部５５から遅延プロファイルが与えられる。前ゴースト／主信号位置検出部１９では、最先に到達する受信信号のシンボル境界が検出される。前ゴースト／主信号位置検出部１９から混合部２０に対して前記遅延プロファイルに応じた信号ＳＢが与えられる。
【００３３】
混合部２０には伝送パラメータデコーダ５４からＯＦＤＭの変調方式を示す情報が与えられる。混合部２０は、ＯＦＤＭ信号のいずれのキャリアも前記ＳＰを含んでいない場合には、ピーク位置誤差検出部９から出力された信号ＰＰをタイミング検出部２７に与える。また、ＯＦＤＭ信号のキャリアが前記ＳＰを含む場合には、混合部２０は前ゴースト／主信号位置検出部１９から出力された信号ＳＢとピーク位置誤差検出部９から出力された信号ＰＰとを混合して、混合信号ＳＭをタイミング検出部２７に与える。タイミング検出部２７は混合部２０から与えられた混合信号ＳＭに基づいて、ウインドウ同期信号の開始点となるタイミングを検出して信号発生部２８に与え、信号発生部２８はタイミング検出部２７から与えられたタイミングに基づいてウインドウ同期信号ＷＳを発生する。
【００３４】
図１は本発明に係るタイミング信号生成部７０の具体例を示すブロック図であり、図４に示すタイミング信号生成部７０の一実施例である。
図１と図４とで、同一構成、同一作用の要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。図１において、ピーク位置誤差検出部９は図４に示すピーク位置誤差検出部９の一実施例であり、ピーク位置検出部１１、減算器１２、リミッタ１３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５、減算器１７で構成される。ピーク位置検出部１１にはガード相関部５１からガード相関結果が与えられる。
【００３５】
ピーク位置検出部１１は、与えられたガード相関結果からガード相関結果のピーク位置を検出し、その結果を減算器１２に与える。減算器１２ではＬＰＦ１５から与えられるピーク位置の過去の平均値との差分を得てリミッタ１３に与える。リミッタ１３は、入力されたピーク位置の誤差の大きさが所定の閾値を超えている場合に、その誤差の大きさを前記閾値で制限してＬＰＦ１５に与える。ＬＰＦ１５は伝送シンボル長に対して十分大きな時定数で高域分を除去し、出力を減算器１２に与える。リミッタ１３は、ピーク位置の誤差信号ＰＰを係数２３へ出力する。
【００３６】
図１の混合部２０は図４に示す混合部２０の一実施例を示し、係数２３、スイッチ２１、係数２４、加算器２５で構成される。スイッチ２１は伝送パラメータデコーダ５４から与えられる、ＯＦＤＭ信号の変調方式を示す情報により制御される。すなわち、いずれのキャリアもＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）を含んでいない場合には、逆フーリエ変換部５５で遅延プロファイルが得られないから、スイッチ２１は前ゴースト／主信号位置検出部１９の出力ＳＢを係数２４に与えず、いずれかのキャリアが前記ＳＰを含む場合には、逆フーリエ変換部５５で遅延プロファイルが得られるから、前ゴースト／主信号位置検出部１９の出力ＳＢを係数２４に与える。
【００３７】
リミッタ１３から出力された信号ＰＰと前ゴースト／主信号位置検出部１９から出力された信号ＳＢには、係数α、係数βがそれぞれ乗算され、その乗算結果同士が加算器２５で加算される。すなわち、混合部２０は信号ＰＰと信号ＳＢとを係数α、係数βで重み付けをして混合する。加算器２５の出力ＳＭはタイミング検出部２７に与えられる。信号発生部２８はタイミング検出部２７で検出されたＦＦＴウインドウの開始点を基準にしてウインドウ同期信号ＷＳを発生し、有効シンボル抽出部３７に出力する。
【００３８】
なお、図示は省略されているが、受信開始直後に最初にガード相関のピーク位置が検出されたときには、そのピーク位置をタイミング検出部２７で検出し、該検出した信号により信号発生部２８をリセットする。すなわち、信号発生部２８は前記検出されたピーク位置を、最先に到達した受信信号のシンボル境界であると判断してウインドウ同期信号ＷＳの立ち上がりの位置を前記ピーク位置にリセットする。信号発生部２８は一旦リセットされると、伝送シンボルのガード期間と有効シンボル期間に応じたウインドウ同期信号を出力し続けるが、その立ち上がりのタイミングがタイミング検出部２７の出力により制御される。
【００３９】
図２は本発明に係るＦＦＴウインドウ位置を例示する図である。図２に示す例は、ＯＦＤＭ信号が同期系変調方式のキャリアを含み、且つ受信信号に後ゴーストと前ゴーストとが含まれている場合の例である。
（ａ）は受信電力が最も大きい主信号を示し、遅延していない直接波の信号を示す。（ｂ）は前記主信号より後に到達する後ゴーストを示し、（ｃ）は主信号より時間的に前に到達する前ゴーストを示す。この場合のガード相関のピーク位置は、図６を用いて説明したように、（ｃ）に示す最先に到達した受信信号のシンボル境界に一致する。また、この場合の遅延プロファイルは、図７を用いて説明した通りであり、この遅延プロファイルから主信号のシンボル境界が検出されるとともに、最先到達信号から前ゴーストのシンボル境界が検出される。
【００４０】
仮に、受信信号に前ゴーストが含まれてなく、主信号と後ゴーストだけであると仮定すると、この場合のＦＦＴウインドウ（Ｎ）を制御するウインドウ同期信号ＷＳ（Ｎ）は、ＦＦＴウインドウ位置と主信号の有効シンボル期間とが一致するように、前記ガード相関結果に応じた信号及び前記遅延プロファイルに応じた信号によって制御される。
しかし、図２に示すように前ゴーストが含まれている場合には、ＦＦＴウインドウ（Ｐ）を制御するウインドウ同期信号ＷＳ（Ｐ）は、前ゴーストの有効シンボル期間に対応する位置に制御される。
【００４１】
前記したように、本発明におけるディジタル放送受信装置においては、受信したＯＦＤＭ信号のいずれのキャリアもＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）を含んでいない場合には、遅延プロファイルが得られないから、ガード相関係数のピーク位置に応じた信号に基づいてウインドウ同期信号ＷＳを発生する。この場合、ＯＦＤＭ信号に含まれるゴースト信号の位置に関係なく、ＦＦＴウインドウの位置は主信号の有効シンボル期間と一致するよう制御される。
一方、受信したＯＦＤＭ信号のキャリアが前記ＳＰを含む場合には、ガード相関のピーク位置に応じた信号と、遅延プロファイルが示すシンボル位置に応じた信号とに基づいて、ウインドウ同期信号ＷＳを発生する。
【００４２】
受信したＯＦＤＭ信号が同期系変調方式のキャリアを含む場合であっても、受信開始直後は、遅延プロファイルの演算結果が出力されないので、ウインドウ同期信号ＷＳはガード相関のピーク位置に基づいて生成され、ＦＦＴウインドウの位置は主信号の有効シンボル期間と概略一致するように制御される。その後、遅延プロファイルが出力されるようになると、ウインドウ同期信号ＷＳはガード相関のピーク位置と遅延プロファイルとに基づいて生成され、前ゴーストがない場合は、ＦＦＴウインドウの位置は主信号の有効シンボル期間と概略一致するように制御され、前ゴーストがある場合は、ＦＦＴウインドウの位置は前ゴーストの有効シンボル期間と概略一致するように制御される。
【００４３】
以上詳述したように、本発明を適用した実施の形態によれば、ＯＦＤＭ信号の変調方式が同期系を含む場合に、受信開始直後は、ＦＦＴウインドウ位置がガード相関のピーク位置に基づいて速やかに制御され、その後遅延プロファイルが出力されると、ＦＦＴウインドウ位置はガード相関のピーク位置と遅延プロファイルとの両方に基づいて制御されるから、受信信号に前ゴーストが含まれる場合にもＦＦＴウインドウを正しい位置に制御することができる。また、受信中に受信信号のシンボル位置が変動すると、その変動分がガード相関のピーク位置に応じて速やかに制御系に伝達されるから、ＦＦＴウインドウ位置の制御系の時間遅れが小さくなり、制御系のループゲインを大きくすることができて、残存制御誤差を小さくすることができる。このように、受信信号のシンボル位置を速やかに検出してＦＦＴウインドウ位置を制御することにより、ディジタル放送受信装置の受信信号の品質を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るタイミング信号生成部７０の具体例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係るＦＦＴウインドウ位置を例示する図である。
【図３】本発明ディジタル放送受信装置の実施例を示すブロック図である。
【図４】図３に示すタイミング信号生成部７０の構成を示すブロック図である。
【図５】ＯＦＤＭにおける伝送シンボルを説明する図である。
【図６】ガード相関のピーク位置を説明する図である。
【図７】前ゴーストと後ゴーストとがある場合の遅延プロファイルを例示する図である。
【図８】ＯＦＤＭ方式によるディジタル放送を受信する従来例のディジタル放送受信装置のブロック図を示す図である。
【符号の説明】
９　　ピーク位置誤差検出部
１０　　シンボル位置検出部
１１　　ピーク位置検出部
１２、１７　　減算器
１３　　リミッタ
１５　　ＬＰＦ
１９　　前ゴースト／主信号シンボル位置検出部
２１　　スイッチ
２３、２４　　係数
２５　　加算器
２７　　タイミング検出部
２８　　信号発生部
３５　　直交復調器
３７　　有効シンボル抽出部
３９　　ＦＦＴ（フーリエ変換部）
４１　　信号復調部
５０　　ウインドウ同期部
５１　　ガード相関部
５３　　パイロット信号抽出部（ＳＰ抽出部）
５５　　ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換部）
７０　　タイミング信号生成部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital broadcast receiving apparatus employing an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) system.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art As a method for transmitting a digital signal, a broadcasting method in which the modulation method called Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is adopted, and the influence of multipath distortion is reduced, is becoming widespread. In the OFDM modulation method, a number of orthogonal subcarriers (subcarriers) are provided in a transmission band, data to be transmitted is assigned to the amplitude and phase of each subcarrier, and PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) are used. Is a digital modulation method.
[0003]
FIG. 5 is a diagram illustrating transmission symbols in OFDM. A transmission signal modulated by the OFDM scheme is transmitted in transmission symbol units called OFDM symbols as shown in FIG. In modulation, information to be transmitted is divided, modulated using a plurality of subcarriers, and transmitted as an aggregate of the transmission symbols. In FIG. 5, one OFDM symbol (t1 to t4) is composed of a guard period of t1 and t2 (hereinafter also referred to as a guard interval) and an effective symbol period of t2 and t4. The effective symbol period is a signal period in which IFFT (inverse Fourier transform) is performed at the time of transmission, and the waveform of the last part (t3 to t4) of the effective symbol is copied in a guard period (guard interval). t1 and t4 are boundaries of the OFDM symbol, and a predetermined interval from the boundary of the OFDM symbol is allocated to the guard interval (t1 to t2).
[0004]
For example, DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) and ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) have been proposed as standards for terrestrial digital broadcasting employing the OFDM method. Then, for example, in the DVB-T standard (2K mode), 2048 subcarriers are included in the effective symbol, and the subcarrier interval is 4.464 KHz. Data is modulated on 1704 subcarriers out of 2048 subcarriers in the effective symbol. The guard interval is a signal having a time length of 1/4, 1/8, 1/16, or 1/32 of the effective symbol.
[0005]
Here, an outline of a configuration of a conventional example of a digital broadcast receiving apparatus will be described.
FIG. 8 is a block diagram showing a conventional digital broadcast receiving apparatus for receiving a digital broadcast by the OFDM method. 8 includes a tuner 31, an analog / digital converter (A / D) 33, a quadrature demodulator 35, an effective symbol extraction unit 37, an FFT 39, a signal demodulation unit 41, And a window synchronization unit 50b. The window synchronization unit 50b includes a guard correlation unit 51, a transmission parameter decoder 54, an SP extraction unit 53, an inverse Fourier transform unit 55, a switch 56, and a timing signal generation unit 52.
[0006]
The broadcast wave of the digital broadcast is received by an antenna (not shown) and is provided to the tuner 31 as an RF signal. The RF signal is amplified by the tuner 31, frequency-converted into an IF signal, and supplied to the A / D 33.
The IF signal is converted into a digital signal by the A / D 33 and supplied to the quadrature demodulator 35. In the DVB-T standard (2K mode), the A / D 33 quantizes the effective symbol of the OFDM time domain signal with a clock that samples 2048 samples and the guard interval with 512 samples, for example. The quadrature demodulator 35 quadrature demodulates the IF signal digitized by the A / D 33 using a clock generated by the TCXO of a predetermined frequency, and converts the baseband OFDM signal into an effective symbol extraction unit 37 and a window synchronization unit. The guard correlator 51 of FIG.
[0007]
The baseband OFDM signal output from the quadrature demodulator 35 is a signal in the time domain before the FFT (Fourier transform) operation is performed, and the real axis component (I channel signal) and the imaginary axis component (Q channel signal) This is a complex signal consisting of
The window synchronizing unit 50 b generates a window synchronizing signal WF for controlling an FFT calculation range (hereinafter, also referred to as an FFT window) in the FFT 39, and supplies the window synchronizing signal WF to the effective symbol extracting unit 37. The effective symbol extraction unit 37 extracts an effective symbol by removing a signal corresponding to a time length of a guard period (guard interval) from the OFDM symbol based on the window synchronization signal WF given from the window synchronization unit 50b, and performs a Fourier transform. This is given to the FFT 39 which performs the operation.
[0008]
The FFT 39 performs an FFT operation on the OFDM time-domain signal to extract data orthogonally modulated on each subcarrier, and demodulates the signal demodulation unit 41 and the SP extraction unit 53 and the transmission parameter decoder 54 of the window synchronization unit 50b. Give to. The transmission parameter is transmitted as a TMCC signal (Transmission Mode Configuration Control) in ISDB-T, and is transmitted as a TPS signal in DVB-T. The signal output from the FFT 39 is a so-called frequency domain signal after the FFT.
The FFT 39 performs an FFT operation on a range of the effective symbol length (for example, a range of 2048 samples). The calculation range (FFT window) is controlled based on the window synchronization signal WF given from the timing signal generation unit 52 of the window synchronization unit 50b. The start position of the FFT window is set between the boundary of the OFDM symbol in the earliest received signal and the end position of the guard interval in the earliest received signal.
[0009]
The OFDM frequency domain signal output from the FFT 39 is a complex signal composed of a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal.
The window synchronization unit 50b calculates a guard correlation peak position from the OFDM time domain signal output from the quadrature demodulator 35, obtains a delay profile from the OFDM frequency domain signal output from the FFT 39, and generates a window synchronization signal WF. The window synchronization unit 50b will be described later in detail.
[0010]
As described with reference to FIG. 8, the receiving apparatus that receives the OFDM digital broadcast demodulates the OFDM signal by performing an FFT operation on the received OFDM signal. For this purpose, the receiving apparatus first determines an operation range (FFT window) having the same length as the effective symbol for an OFDM symbol composed of an effective symbol and a guard interval, and divides the data of the determined portion into the above-mentioned range. The OFT symbol is cut out from the OFDM symbol by the FFT window, and the FFT operation is performed on the cut-out data.
[0011]
As a method of estimating the position of the FFT window that defines the operation range of the FFT operation, there are a method using a guard correlation peak position and a method using a delay profile. If the modulation method of any carrier of the OFDM signal is a differential system such as DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying), the head position of the OFDM symbol is estimated from the peak position of the guard correlation, and the OFDM signal is QPSK, 16QAM. , 64QAM or the like, the OFDM symbol head position is estimated from the delay profile.
[0012]
The transmission parameter decoder 54 of the window synchronization unit 50b extracts a signal for transmitting a transmission parameter from the OFDM signal and supplies the signal to the switch 56. The switch 56 switches a signal to be given to the timing signal generator 52 based on information indicating the OFDM modulation scheme output from the transmission parameter decoder 54. That is, when the modulation system is only a differential system, the output of the guard correlation unit 51 is given to the timing signal generation unit 52. When the modulation system includes a synchronous system, the delay profile output from the inverse Fourier transform unit 55 is subjected to the timing. The signal is given to the signal generator 52.
[0013]
When the OFDM modulation system is only a differential system, the timing signal generation unit 52 detects a position where the guard correlation shows a peak from the guard correlation result given from the guard correlation unit 51, and according to the position information, A window synchronization signal WF is generated. On the other hand, when the OFDM modulation method includes a synchronous system, the timing signal generation unit 52 detects the position of the previous ghost or main signal from the delay profile given from the inverse Fourier transform unit 55, and performs window detection according to the position information. A synchronization signal WF is generated.
Note that the pre-ghost refers to a delayed wave that arrives before the main signal having the highest received power. The delay profile indicates a delay time between the previous ghost or the rear ghost and the main signal, and indicates a power ratio between each ghost signal and the main signal.
[0014]
FIG. 6 is a diagram illustrating the peak position of the guard correlation. The calculation of the guard correlation is performed by the guard correlation unit 51 shown in FIG. As shown in FIG. 6, when calculating the guard correlation, first, the OFDM signal before the FFT calculation is delayed by a time corresponding to the effective symbol period, and the waveform of the guard interval portion of this delayed wave and the delay The correlation with the waveform of the latter half of the OFDM signal that has not been performed (that is, the signal waveform of the guard interval copy source) is obtained, and the boundary of the OFDM symbol is obtained.
Specifically, in FIG. 6, (a) shows the original OFDM signal that is not delayed, and (b) shows a signal obtained by delaying the original OFDM signal by the effective symbol period length. (C) shows a guard correlation result.
[0015]
To calculate the guard correlation result, first, the signal of (a) and the signal of (b) are multiplied by a multiplier. In the guard interval portion of the delayed signal shown in (b), a correlation is obtained because it matches the signal without delay shown in (a), and no correlation appears in other sections. The multiplication result is slide-integrated over the guard period length while moving the integration start point. As a result of this calculation, a triangular waveform having a peak at the symbol boundary in the signal without delay is obtained as shown in (c). The position where the triangular wave shows the peak is the position where the guard correlation shows the peak. Since the period from the peak of the triangular wave to the peak matches the symbol length, the window position for performing the Fourier transform process should be roughly determined from the position of the triangular wave. Can be.
[0016]
Next, generation of a delay profile will be described with reference to FIG. The window synchronization unit 50b shown in FIG. 8 includes an SP extraction unit 53 and an FFT 55, which are delay profile calculation units. The OFDM frequency domain signal output from FFT 39 is provided to SP extraction section 53 and transmission parameter decoder 54. The transmission parameter decoder 54 extracts a transmission parameter from the OFDM signal and supplies it to the switch 56. The SP extraction unit 53 extracts a pilot signal (Scattered Pilot: a signal obtained by modulating a carrier periodically dispersed in the symbol time and the carrier frequency direction with a specific phase and amplitude) from the OFDM signal and supplies the IFFT 55 that performs an inverse Fourier transform. . The IFFT 55 performs an inverse FFT operation on the pilot signal and supplies the obtained delay profile to the switch 56. The switch 56 switches a signal to be given to the timing signal generator 52 based on information indicating the modulation scheme included in the transmission parameter.
[0017]
As described above, the delay profile is generated using a pilot signal (Scattered Pilot). By using the delay profile, not only a ghost after the OFDM signal but also a ghost before can be detected. When the previous ghost is included in the OFDM signal, in order to prevent different symbols of the OFDM signal from being mixed in one FFT window, the window synchronization signal is adjusted so that the FFT window position coincides with the effective symbol period of the previous ghost. Generate WF.
If the OFDM modulation scheme is a differential system for all carriers, the delay signal cannot be generated because the SP signal (Scattered Pilot) is not included. The window synchronization signal WF is generated using the guard correlation result output from the unit 51. In this case, since the previous ghost cannot be detected, the window synchronization signal WF cannot be generated in accordance with the effective symbol period of the previous ghost as described above.
[0018]
FIG. 7 is a diagram illustrating a delay profile when there is a front ghost and a rear ghost. In FIG. 7, the horizontal axis is a time axis, (a) shows a main signal having the highest received power, (b) shows a ghost that arrives after the main signal, and (c) shows a ghost before the main signal. , And (d) shows the delay profile. When the modulation method of the OFDM signal includes a synchronous system, a delay profile can be obtained by calculation from the OFDM signal. The example shown in FIG. 7 is an example in which a front ghost and a rear ghost are superimposed on a main signal and received, and the earliest arrival signal arriving before the main signal in time is a symbol boundary in the front ghost, that is, the front ghost. The starting position of the guard period in the ghost is shown. Then, from the delay profile shown in (d), the symbol boundary in the previous ghost and the symbol boundary in the main signal are detected, and the section (FFT window position) where the FFT operation is performed is set to the effective symbol It is controlled not at the period but at a position corresponding to the effective symbol period in the previous ghost.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when the modulation method of the OFDM signal includes a synchronous system, it is possible to calculate a delay profile and control the FFT window position using the delay profile. However, as shown in FIG. 8, it is necessary to perform the FFT operation and the inverse FFT operation to calculate the delay profile, and it takes a long time corresponding to, for example, 10 symbol periods until the operation result of the delay profile is obtained. . For this reason, in the control of the FFT window position, a time delay caused by the calculation time of the delay profile increases the phase delay of the transfer function in the control loop. Then, there is a problem that the time required until the FFT window is controlled to a normal position becomes longer, and a control error tends to remain because the gain of the control loop cannot be increased.
[0020]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to quickly set an FFT window even when receiving a delayed wave including a previous ghost signal when receiving a digital broadcast by an OFDM modulation method. It is to control the position to an appropriate position and improve the quality of the received signal.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and a first invention is to provide an effective symbol period generated by modulating divided information with a plurality of subcarriers, and a signal of a partial period of the effective symbol period. In a digital broadcast receiving apparatus for receiving an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal in which a transmission symbol including a guard period generated by copying is used as a transmission unit, an operation range having the same length as the one effective symbol period is set to the transmission symbol. And a Fourier transform (FFT) unit for performing Fourier transform on the operation range to demodulate information, and a correlation between the OFDM signal and a signal obtained by delaying the OFDM signal by an effective symbol period length to obtain a guard correlation result. A guard correlator to be output and an inverse Fourier transform (IFFT) of a pilot signal extracted from the OFDM signal, A delay profile calculation unit for determining a delay profile, and a signal corresponding to the guard correlation result and a signal corresponding to the delay profile are mixed, and a timing signal for controlling the calculation range is based on the mixed signal. And a timing signal generator for generating the digital signal.
[0022]
According to a second aspect, in the digital broadcast receiving apparatus according to the first aspect, the timing signal generator includes a symbol position detector, and the symbol position detector detects a peak of a guard correlation based on an output of the guard correlation unit. A digital broadcast receiving apparatus detects and outputs a position error, and outputs a position of a received signal that arrives first based on an output of the delay profile calculation unit.
[0023]
According to a third aspect, in the digital broadcast receiving apparatus according to the second aspect, the timing signal generation section determines the error of the guard correlation peak position output from the symbol position detection section and the position at a predetermined ratio. This is a digital broadcast receiving apparatus including a mixing unit for adding.
[0024]
According to a fourth aspect, in the digital broadcast receiving apparatus according to the second aspect, when the fluctuation of the peak position of the guard correlation detected by the symbol position detecting section is equal to or larger than a predetermined value, the detected value is not detected. This is a digital broadcast receiving apparatus that outputs a signal after restricting a change equal to or more than a predetermined value by a predetermined value.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described. A digital broadcast receiving apparatus according to the present invention is a receiving apparatus for receiving an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal, and cuts out an operation range (FFT window) having the same length as one effective symbol period from a transmission symbol. Is Fourier transformed to demodulate information. If none of the carriers of the OFDM signal contains SP (Scattered Pilot), a window synchronization signal for controlling the position of the FFT window is generated based on the peak position of the guard correlation, and the carrier of the OFDM signal is When the SP is included, the window synchronization signal is generated according to a signal obtained by mixing a signal corresponding to the peak position of the guard correlation and a signal corresponding to the delay profile.
[0026]
When the modulation method of the OFDM signal includes a synchronous system and the FFT window position is controlled using the delay profile, the time required to calculate the guard correlation result is shorter than the time required to calculate the delay profile. After the start of reception, the FFT window can be quickly controlled to a substantially correct position. Also, the time delay in the control system due to the calculation time of the delay profile is reduced by using the guard correlation result together, the loop gain of the control system for controlling the FFT window position can be increased, and the FFT remaining during control can be increased. The remaining control error of the window position can be reduced.
[0027]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the digital broadcast receiving apparatus according to the present invention. In the digital broadcast receiving device 30 shown in FIG. 3 and the digital broadcast receiving device 60 shown in FIG. The main difference between FIG. 3 and FIG. 8 is that a window synchronization unit 50 is provided instead of the window synchronization unit 50b.
[0028]
The window synchronization unit 50 generates a window synchronization signal WS for controlling the FFT calculation range (FFT window) in the FFT 39 and supplies the window synchronization signal WS to the effective symbol extraction unit 37. The effective symbol extraction unit 37 extracts an effective symbol by removing a signal corresponding to the time length of the guard period (guard interval) from the OFDM symbol based on the window synchronization signal WS given from the window synchronization unit 50, and extracts the effective symbol to the FFT 39. give.
The FFT 39 performs an FFT operation on the OFDM time-domain signal to extract data orthogonally modulated on each subcarrier, and outputs the signal demodulation unit 41, the SP extraction unit 53 of the window synchronization unit 50, and the transmission parameter decoder 54. Give to.
[0029]
The FFT 39 performs an FFT operation on a range of the effective symbol length (for example, a range of 2048 samples). The calculation range (FFT window) is controlled based on the window synchronization signal WS provided from the timing signal generation unit 70 of the window synchronization unit 50. The start position of the FFT window is set between the boundary of the OFDM symbol in the earliest received signal and the end position of the guard interval in the earliest received signal.
The signal output from the FFT 39 is a so-called frequency domain signal after the FFT, and is composed of a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal. Is a complex signal to be calculated.
[0030]
The baseband OFDM signal output from the quadrature demodulator 35 is a signal in the time domain before the FFT (Fourier transform) operation is performed, and the real axis component (I channel signal) and the imaginary axis component (Q channel signal) This is a complex signal consisting of The guard correlation section 51 of the window synchronization section 50 is provided with an OFDM time domain signal from the quadrature demodulator 35, and the guard correlation section 51 calculates a guard correlation coefficient of the OFDM signal. Provided to the unit 70.
On the other hand, information indicating the modulation scheme included in the transmission parameter is provided from the transmission parameter decoder 54 to the timing signal generation unit 70, and the delay profile of the OFDM signal is provided from the inverse Fourier transform unit 55 to the timing signal generation unit 70.
[0031]
The operation of the timing signal generator 70 is controlled based on information indicating the modulation scheme given from the transmission parameter decoder 54. That is, when none of the carriers of the OFDM signal includes an SP (Scattered Pilot), the timing signal generation unit 70 generates the window synchronization signal WS based on the guard correlation result output from the guard correlation unit 51. When the carrier of the OFDM signal includes the SP, the timing signal generation unit 70 mixes the signal according to the guard correlation result and the signal according to the delay profile, and based on the signal of the mixing result. A window synchronization signal WS is generated.
Then, based on the window synchronization signal WS provided from the timing signal generator 70, the effective symbol extraction unit 37 cuts out an operation range (FFT window) having the same length as that of the effective symbol from the OFDM symbol, and cuts out this. The FFT 39 performs a Fourier transform operation on the data in the calculated operation range.
[0032]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the timing signal generator 70 shown in FIG. 4, a timing signal generator 70 includes a symbol position detector 10, a mixer 20, a timing detector 27, and a signal generator 28 each including a peak position error detector 9 and a previous ghost / main signal position detector 19. It consists of.
The guard correlation result is given from the guard correlation unit 51 to the peak position error detection unit 9. The peak position error detecting section 9 detects a guard correlation peak position from the guard correlation result, and supplies a signal PP corresponding to the peak position to the mixing section 20. The signal PP corresponding to the peak position is, for example, an error of the peak position from the reference position. The delay profile is given from the inverse Fourier transform unit 55 to the front ghost / main signal position detecting unit 19. The front ghost / main signal position detection unit 19 detects a symbol boundary of a received signal that arrives first. The signal SB according to the delay profile is given from the previous ghost / main signal position detecting section 19 to the mixing section 20.
[0033]
The mixing unit 20 is provided with information indicating the OFDM modulation method from the transmission parameter decoder 54. The mixing section 20 supplies the signal PP output from the peak position error detection section 9 to the timing detection section 27 when no carrier of the OFDM signal includes the SP. When the carrier of the OFDM signal includes the SP, the mixing section 20 mixes the signal SB output from the previous ghost / main signal position detection section 19 with the signal PP output from the peak position error detection section 9. Then, the mixed signal SM is provided to the timing detection unit 27. The timing detection unit 27 detects the timing that is the start point of the window synchronization signal based on the mixed signal SM supplied from the mixing unit 20 and supplies the detected timing to the signal generation unit 28, and the signal generation unit 28 receives the timing from the timing detection unit 27. The window synchronization signal WS is generated based on the timing thus obtained.
[0034]
FIG. 1 is a block diagram showing a specific example of the timing signal generator 70 according to the present invention, and is an embodiment of the timing signal generator 70 shown in FIG.
1 and 4, elements having the same configuration and the same operation are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 1, a peak position error detector 9 is an embodiment of the peak position error detector 9 shown in FIG. 4, and includes a peak position detector 11, a subtractor 12, a limiter 13, a low-pass filter (LPF) 15, and a subtractor. 17. The guard correlation result is given to the peak position detection unit 11 from the guard correlation unit 51.
[0035]
The peak position detection unit 11 detects the peak position of the guard correlation result from the given guard correlation result, and supplies the result to the subtractor 12. The subtracter 12 obtains a difference from the past average value of the peak position given from the LPF 15 and gives the difference to the limiter 13. When the magnitude of the error at the input peak position exceeds a predetermined threshold, the limiter 13 limits the magnitude of the error to the LPF 15 by limiting the magnitude of the error with the threshold. The LPF 15 removes high-frequency components with a time constant sufficiently large with respect to the transmission symbol length, and supplies an output to the subtractor 12. The limiter 13 outputs the error signal PP of the peak position to the coefficient 23.
[0036]
The mixing unit 20 in FIG. 1 shows one embodiment of the mixing unit 20 shown in FIG. 4 and includes a coefficient 23, a switch 21, a coefficient 24, and an adder 25. The switch 21 is controlled by information indicating the modulation method of the OFDM signal, which is provided from the transmission parameter decoder 54. That is, if none of the carriers contains SP (Scattered Pilot), the delay profile cannot be obtained by the inverse Fourier transform unit 55, so the switch 21 uses the output SB of the previous ghost / main signal position detecting unit 19 as a coefficient. If any of the carriers contains the SP, the delay profile is obtained by the inverse Fourier transform unit 55, so the output SB of the previous ghost / main signal position detecting unit 19 is given to the coefficient 24.
[0037]
The signal PP output from the limiter 13 and the signal SB output from the previous ghost / main signal position detection unit 19 are multiplied by a coefficient α and a coefficient β, respectively, and the multiplication results are added by an adder 25. That is, the mixing unit 20 mixes the signal PP and the signal SB by weighting them with the coefficient α and the coefficient β. The output SM of the adder 25 is provided to the timing detector 27. The signal generation unit 28 generates a window synchronization signal WS based on the start point of the FFT window detected by the timing detection unit 27, and outputs it to the effective symbol extraction unit 37.
[0038]
Although not shown, when the peak position of the guard correlation is first detected immediately after the start of reception, the peak position is detected by the timing detection unit 27, and the signal generation unit 28 is reset by the detected signal. I do. That is, the signal generator 28 determines that the detected peak position is the symbol boundary of the earliest received signal, and resets the rising position of the window synchronization signal WS to the peak position. Once reset, the signal generator 28 continues to output a window synchronization signal according to the guard period and the effective symbol period of the transmission symbol. The timing of the rise is controlled by the output of the timing detector 27.
[0039]
FIG. 2 is a diagram illustrating an FFT window position according to the present invention. The example shown in FIG. 2 is an example in which the OFDM signal includes a carrier of a synchronous modulation scheme and the received signal includes a rear ghost and a front ghost.
(A) shows a main signal having the largest received power, and shows a direct wave signal without delay. (B) shows a post-ghost that arrives after the main signal, and (c) shows a pre-ghost that arrives before the main signal in time. In this case, the peak position of the guard correlation coincides with the symbol boundary of the earliest received signal shown in (c) as described with reference to FIG. The delay profile in this case is as described with reference to FIG. 7. The symbol boundary of the main signal is detected from the delay profile, and the symbol boundary of the previous ghost is detected from the earliest arrival signal.
[0040]
Assuming that the received signal does not include the front ghost but only the main signal and the rear ghost, the window synchronization signal WS (N) that controls the FFT window (N) in this case is determined by the FFT window position and the main ghost. The signal is controlled by a signal according to the guard correlation result and a signal according to the delay profile so that the effective symbol period of the signal matches.
However, when the previous ghost is included as shown in FIG. 2, the window synchronization signal WS (P) controlling the FFT window (P) is controlled to a position corresponding to the effective symbol period of the previous ghost. .
[0041]
As described above, in the digital broadcast receiving apparatus according to the present invention, if any carrier of the received OFDM signal does not include SP (Scattered Pilot), a delay profile cannot be obtained, and thus the guard correlation coefficient A window synchronization signal WS is generated based on a signal corresponding to the peak position. In this case, regardless of the position of the ghost signal included in the OFDM signal, the position of the FFT window is controlled to coincide with the effective symbol period of the main signal.
On the other hand, when the carrier of the received OFDM signal includes the SP, the window synchronization signal WS is generated based on the signal corresponding to the peak position of the guard correlation and the signal corresponding to the symbol position indicated by the delay profile. .
[0042]
Even when the received OFDM signal includes a carrier of the synchronous modulation scheme, since the calculation result of the delay profile is not output immediately after the start of reception, the window synchronization signal WS is generated based on the peak position of the guard correlation, The position of the FFT window is controlled so as to substantially coincide with the effective symbol period of the main signal. Thereafter, when the delay profile is output, the window synchronization signal WS is generated based on the peak position of the guard correlation and the delay profile. If there is no previous ghost, the position of the FFT window is determined by the effective symbol period of the main signal. When there is a previous ghost, the position of the FFT window is controlled to substantially match the effective symbol period of the previous ghost.
[0043]
As described above in detail, according to the embodiment to which the present invention is applied, when the modulation method of the OFDM signal includes a synchronous system, immediately after the start of reception, the FFT window position is quickly set based on the peak position of the guard correlation. After that, when the delay profile is output, the FFT window position is controlled based on both the peak position of the guard correlation and the delay profile. Therefore, even when the received signal includes a previous ghost, the FFT window position is controlled. It can be controlled to the correct position. If the symbol position of the received signal fluctuates during reception, the fluctuation is immediately transmitted to the control system in accordance with the peak position of the guard correlation. The loop gain of the system can be increased, and the residual control error can be reduced. As described above, by quickly detecting the symbol position of the received signal and controlling the FFT window position, the quality of the received signal of the digital broadcast receiving apparatus can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a specific example of a timing signal generator 70 according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an FFT window position according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the digital broadcast receiving apparatus of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a timing signal generator shown in FIG. 3;
FIG. 5 is a diagram illustrating transmission symbols in OFDM.
FIG. 6 is a diagram illustrating a peak position of a guard correlation.
FIG. 7 is a diagram illustrating a delay profile when there is a front ghost and a rear ghost.
FIG. 8 is a block diagram showing a conventional digital broadcast receiving apparatus for receiving a digital broadcast according to the OFDM method.
[Explanation of symbols]
9 Peak position error detector
10 Symbol position detector
11 Peak position detector
12, 17 Subtractor
13 Limiter
15 LPF
19 Front ghost / main signal symbol position detector
21 switch
23, 24 coefficient
25 Adder
27 Timing detector
28 signal generator
35 Quadrature demodulator
37 Effective Symbol Extraction Unit
39 FFT (Fourier transform unit)
41 signal demodulation unit
50 Window synchronization unit
51 Guard Correlation Unit
53 Pilot signal extractor (SP extractor)
55 IFFT (inverse Fourier transform unit)
70 Timing signal generator

Claims

Orthogonal frequency division using a transmission symbol consisting of an effective symbol period generated by modulating the divided information with a plurality of subcarriers and a guard period generated by copying a signal of a part of the effective symbol period as a transmission unit In a digital broadcast receiving apparatus for receiving a multiplexed (OFDM) signal, a calculation range having the same length as the one effective symbol period is cut out from the transmission symbol, and the calculation range is Fourier-transformed to demodulate information. A guard correlator for calculating a correlation between the OFDM signal and a signal obtained by delaying the OFDM signal by an effective symbol period length and outputting a guard correlation result; and an inverse Fourier transform (PCT) for the pilot signal extracted from the OFDM signal. IFFT) to calculate a delay profile of the OFDM signal; A timing signal generation unit that mixes a signal corresponding to the code correlation result and a signal corresponding to the delay profile, and generates a timing signal for controlling the calculation range based on the signal resulting from the mixing. Digital broadcast receiver characterized by the following.

The timing signal generator includes a symbol position detector, the symbol position detector detects and outputs an error of a guard correlation peak position based on an output of the guard correlator, and outputs an output of the delay profile calculator. 2. The digital broadcast receiving apparatus according to claim 1, wherein the position of the received signal that arrives first is output based on the following.

The digital signal according to claim 2, wherein the timing signal generating unit includes a mixing unit that adds an error of a peak position of the guard correlation output from the symbol position detecting unit and the position at a predetermined ratio. Broadcast receiver.

In the symbol position detecting section, when the detected fluctuation of the peak position of the guard correlation is equal to or more than a predetermined value, it is preferable that the fluctuation that is equal to or more than the detected predetermined value is limited and output with a predetermined value. 3. The digital broadcast receiving apparatus according to claim 2, wherein: