【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光磁気ディスク、コンパクトディスク（ＣＤ）、ＣＤ−Ｒ等の光学的情報記録媒体から情報を再生する光学的情報再生方法及び光学的情報再生装置に関し、特に、光磁気効果を利用して情報を再生するのに好適な再生方法及び再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より磁壁移動型光磁気媒体の再生信号のデューティずれを補正する方式としては、例えば、特開２００１−２０２６６８に開示された光磁気再生方法及び光磁気再生装置が知られている。この再生方式は、再生信号に生じるデューティ（シンメトリ）ずれを検出し、再生補助磁界に対して必要なシンメトリのずれ補正量を演算して求める。更に、再生信号補正回路によりシンメトリのずれ補正量だけ信号の長さを補正し、記録マーク長に対応したシンメトリのずれのない光磁気再生信号を得るものである。
【０００３】
ところで、磁壁移動型光磁気媒体を用いた再生方法については、例えば、特開平６−２９０４９６号公報に開示されている。同公報の磁壁移動型光磁気媒体を用いた再生方法の一例を図２１を用いて説明する。
【０００４】
図２１は磁壁移動型光磁気記録媒体及びその再生方法の作用を説明するため模式図である。図２１（ａ）は磁壁移動型光磁気記録媒体の一構成例の模式的断面図である。この媒体の磁性層は、第１の磁性層１１、第２の磁性層１２、第３の磁性層１３が順次積層されている。各層中の矢印１４は原子スピンの向きを表している。スピンの向きが相互に逆向きの領域の境界部には磁壁１５が形成されている。
【０００５】
また、この記録層の記録信号を下側にグラフとして表わす。第１の磁性層１１は、周囲温度近傍の温度において第３の磁性層１３に比べて相対的に磁壁抗磁力が小さく磁壁移動度が大きな垂直磁化膜からなり、第２の磁性層１２は第１の磁性層１１及び第３の磁性層１３よりもキュリー温度の低い磁性層からなり、第３の磁性層１３は垂直磁化膜である。
【０００６】
図２１（ｂ）は光磁気記録媒体に形成される温度分布を示すグラフである。この温度分布は、再生用に照射されている光ビーム自身によって媒体上に誘起されるものでもよいが、望ましくは別の加熱手段を併用して、再生用の光ビームのスポットの手前側から温度を上昇させ、スポットの後方に温度のピークが来るような温度分布を形成するのが良い。ここで、位置ｘｓ においては媒体温度が第２の磁性層１２のキュリー温度近傍の温度Ｔｓ になっている。
【０００７】
図２１（ｃ）は図２１（ｂ）の温度分布に対応する第１の磁性層１１の磁壁エネルギー密度σ１ の分布を示すグラフである。この様にｘ方向に磁壁エネルギー密度σ１ の勾配があると、位置ｘに存在する各層の磁壁に対して下記式から求められる力Ｆ１ が作用する。
【０００８】
Ｆ１ ＝∂σ１／∂ｘ
【０００９】
この力Ｆ１ は磁壁エネルギーの低い方に磁壁を移動させるように作用する。第１の磁性層１１は磁壁抗磁力が小さく磁壁移動度が大きいので、単独でこの力Ｆ１ によって容易に磁壁が移動する。しかし、位置ｘｓ より手前（図では右側）の領域では、まだ媒体温度がＴｓ より低く、磁壁抗磁力の大きな第３の磁性層１３と交換結合しているため、第３の磁性層１３中の磁壁の位置に対応する位置に第１の磁性層１１中の磁壁も固定されている。
【００１０】
図２１（ａ）に示す様に磁壁１５が媒体の位置ｘｓ にあると、媒体温度が第２の磁性層のキュリー温度近傍の温度Ｔｓ まで上昇し、第１の磁性層と第３の磁性層との間の交換結合が切断される。この結果、第１の磁性層中の磁壁１５は破線矢印１７で示すようにより温度が高く磁壁エネルギー密度の小さな領域へと”瞬間的”に移動する。
【００１１】
ここで、再生用の光ビームスポット１６の下を磁壁１５が通過すると、スポット内の第１の磁性層の原子スピンは全て一方向に揃う。そして、媒体の移動に伴って磁壁１５が位置ｘｓ に来る度に、スポットの下を磁壁１５が瞬間的に移動しスポット内の原子スピンの向きが反転して全て一方向に揃う。この結果、図２１（ａ）に示す様に再生信号振幅は記録されている磁壁の間隔（即ち記録マーク長）によらず、常に一定且つ最大の振幅になり、光学的な回折限界に起因した波形干渉等の問題から完全に解放されることになる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、磁壁移動型光磁気媒体による記録再生系においてはデューティずれと同時に記録マーク長によって、再生信号のマーク長にずれが生じる場合がある。これについて以下に説明する。
【００１３】
光磁気記録においては記録時にレーザ光の照射により光磁気記録媒体のレーザ光照射部位の温度はキュリー点まで達し磁化が消失する。しかし、キュリー点まで温度が上昇していない周辺部位では磁化が存在し、磁化を起因とする浮遊磁界が存在する。記録マーク端である磁壁は光ビーム進行方向後端で形成されるが、記録マーク端である磁壁形成時にそれら浮遊磁界は磁壁形成のための外部から磁気ヘッドにより印加される変調磁界に重畳される形で作用する。
【００１４】
この浮遊磁界の大きさは直前に形成された磁壁と次に形成しようとする磁壁との間隔、即ち、形成しようとする記録マーク長、更にその前に位置するマーク長により変化する。従って、磁壁形成部位に作用する浮遊磁界強度は記録しようとするマーク長（或いはマーク長列）によって異なる。
【００１５】
次に、上記浮遊磁界について説明する。図２２（ｃ）は磁化及びそれを起因とする浮遊磁界を示す図である。図２２（ｃ）に示すように記録マーク端である磁壁は光ビーム進行方向後端で形成されるが、浮遊磁界は磁壁形成のために外部から磁気ヘッドにより印加される変調磁界に重畳する。
【００１６】
この浮遊磁界の大きさは、上述したように直前に形成された磁壁と次に形成しようとする磁壁との間隔、即ち、形成しようとする記録マーク長、更にその前に位置するマーク長により変化する。また、磁壁の形成位置は温度と磁界強度との関係において決定される。
【００１７】
ここで、レーザ光強度、磁気ヘッドからの印加磁界強度は定常状態に保たれており、記録マーク長、或いは記録マーク長列が異なる場合には重畳される浮遊磁界強度が異なってくるために、磁区形成位置に印加される磁界強度は磁気ヘッドからの磁界強度に浮遊磁界強度が重畳されたものとなり、前述したように実質的に磁区形成部に印加される磁界強度は形成する記録マーク長、或いは記録マーク長列により異なる。その結果、磁壁形成位置が記録マーク長により異なる現象が現われる。
【００１８】
図２２を用いて更に説明する。図２２（ａ）は記録符号上最長・最短の記録マークを順次形成する場合、図２２（ｂ）は記録符号上最短・最長の記録マークを順次形成する場合を表している。図２２において、１は光ビーム、矢印２は光磁気記録媒体の記録層の磁化状態を、矢印３は磁気ヘッドからの印加磁界の強度・方向を示しており、矢印４は磁壁形成直前の磁化状態による浮遊磁界強度・方向を示している。矢印５は更に前に位置する記録マークからの浮遊磁界強度・方向を示している。
【００１９】
ここでは、光磁気記録媒体の特性上、矢印４の浮遊磁界の向きは磁壁形成時磁気ヘッドからの印加磁界を増加させる方向に印加され、矢印５の浮遊磁界の向きは磁壁形成時磁気ヘッドからの印加磁界を減少させる方向に印加される。従って、図２２（ａ）、図２２（ｂ）の場合で磁壁形成部位の矢印３〜５の印加磁界の和が異なり、図２２（ｂ）の場合により強さのある磁界強度が記録層に印加される。その結果、磁壁形成位置はある基準位置から見ると、図２２（ａ）の場合には、ΔＡずれた位置に形成され、Ｂの場合はΔＢずれた位置に形成されて、ΔＡ、ΔＢの関係はΔＡ＜ΔＢなる結果となる。
【００２０】
更に説明すれば、磁壁移動型光磁気媒体等のように光学系分解能の制約を排除できるような飛躍的に線記録密度の向上が可能となる光磁気記録再生方法を採用することで記録マーク長が小さくなり、（１）磁壁形成位置からの一定範囲における磁化状態の変化がより複雑化し、浮遊磁界の変化も複雑化したために記録マーク長によるエッジシフトが複雑化する。また、（２）上記要因によるエッジシフト量が、記録線密度が上がりマーク長が短くなることでマーク長に対する比率が大きくなり浮遊磁界によるエッジシフト問題が顕在化する。更に、（３）光学系分解能の制約よる符号間干渉によるエッジシフトの制約が無くなり、浮遊磁界によるエッジシフト問題が顕在化することになる。
【００２１】
図２３は各記録マーク長に対する再生信号のマーク長のずれを示す。尚、ここでは記録符号としてＲＬＬ（１，７）符号を用いるものとする。従って、マーク長は２Ｔ〜８Ｔに制限されたものとなる。図２３の横軸は記録マーク長であり、縦軸は再生信号のマーク長の理想値からのずれを表わす。図２３に示すように再生信号のマーク長のずれは一定の値ではなく、記録マーク長に依存した値となっている。従って、従来の記録マーク長に依存しない一定量のデューティずれのみに対応した方式では、デューティずれ及び記録マーク長に依存したマーク長のずれが混在する場合には対応できない。
【００２２】
図２４はデューティずれ及び記録マーク長に依存したマーク長のずれが混在する場合の記録マーク長に対する再生信号のマーク長のずれを示す。図２４において、実線はＮ極に磁化された記録マークを再生した際のずれ量であり、破線はＳ極に磁化された記録マークを再生した際のずれ量である。このように記録マーク長に依存して再生信号のずれ量が変動すると共に、磁化される方向により再生信号のずれ量が異なっている。
【００２３】
上記デューティずれの要因としては、隣接トラックからの浮遊磁界により磁界強度が変動することがある。特に、隣接トラックがＮ極或いはＳ極のいずれか一方に磁化されている場合は、常に一方向に磁界強度が作用するためデューティずれが顕著となる。デューティずれが発生すると、データ識別点がずれるためエラーが増加する。また、ＰＬＬ回路は再生信号のエッジ部の情報を基に動作するため、デューティずれにより性能が低下する場合がある。
【００２４】
本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたもので、その目的は、媒体及び記録再生系の特性等により発生するデューティずれ及び記録マーク長に依存する再生マーク長のずれを補正し、正確に記録情報を再生できる光学的情報再生方法及び装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、複数のマーク長からなる記録マークを形成することにより情報が記録された光記録媒体から情報を再生する光学的情報再生方法において、光学ヘッドにより記録マークを再生して再生信号を生成し、前記記録マークの磁化方向に依存して生じる再生信号の位相ずれと、前記記録マークのマーク長に依存して生じる再生信号の位相ずれとを補償することを特徴とする光学的情報再生方法によって達成される。
【００２６】
また、本発明の目的は、複数のマーク長からなる記録マークを形成することにより情報が記録された光記録媒体から情報を再生する光学的情報再生装置において、光学ヘッドにより前記記録マークを再生し、再生信号を生成する手段と、前記記録マークの磁化方向に依存して生じる再生信号の位相ずれと、記録マークのマーク長に依存して生じる再生信号の位相ずれを補償する補償手段とを備えたことを特徴とする光学的情報再生装置によって達成される。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２８】
（第１の実施形態）
図１は本発明の光学的情報再生装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、１０１は情報記録媒体であるところの光磁気ディスク、１０２は光磁気ディスク１０１を所定速度で回転させるためのスピンドルモータである。光磁気ディスク１０１の上面には記録信号に応じて変調された磁界を発生する磁気ヘッド１０３が配置され、その下面には磁気ヘッド１０３に対向して光ヘッド１０４が配置されている。
【００２９】
光ヘッド１０４は記録用光ビームを照射して情報を記録したり、或いは再生用光ビームを照射し、その媒体からの反射光を検出して記録情報の再生を行うものである。光ヘッド１０４内には記録再生用光源である半導体レーザ（図示せず）や媒体からの反射光を検出する光センサ（図示せず）が設けられている。半導体レーザはレーザ駆動回路１０８で駆動され、半導体レーザの光ビームを記録用と再生用に制御することによって情報の記録や再生を行う。また、光磁気ディスク１０１としては、磁壁移動型光磁気媒体が用いられ、前述のような磁壁移動による情報再生を行う。
【００３０】
情報の記録の際には、上述した磁壁移動型光磁気媒体である光磁気ディスク１０１をスピンドルモータ１０２の駆動により所定の速度で回転させ、この状態で記録データがプリエンコーダ１０７に供給される。プリエンコーダ１０７においては、例えば、ＮＲＺＩ系列のデータの変調を行う。プリエンコーダ１０７より出力された変調信号は磁気ヘッドドライバー１０６に供給され、磁気ヘッドドライバー１０６では変調信号に応じて外部磁界発生用の磁気ヘッド１０３を駆動する。これにより、磁気ヘッド１０３は変調信号に応じた磁界を発生し、光磁気ディスク１０１に印加する。同時に、レーザ駆動回路１０８の駆動により光学ヘッド１０４から記録用光ビームを光磁気ディスク１０１に照射することにより光磁気ディスク１０１上にデータの記録を行う。
【００３１】
一方、情報の再生の際には、同様に光磁気ディスク１０１は所定の速度で回転するように制御され、光学ヘッド１０４から再生用光ビームが光磁気ディスク１０１に照射される。光磁気ディスク１０１からの反射光は光学ヘッド１０４の光センサで検出され、ＲＦ信号が生成される。このＲＦ信号はプリアンプ１０５を通してＡＧＣ回路１０９に供給され、ＡＧＣ回路１０９においてＲＦ信号に応じて利得制御を行い、所定振幅のＲＦ信号が生成される。
【００３２】
ＡＧＣ回路１０９で処理された再生ＲＦ信号はＡ／Ｄ変換器１１０でデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換されたＲＦデジタル信号はデューティ補正部１１４により磁化方向に応じた波形の補正処理が施される。デューティずれが補正された信号波形は、再生補償部１１５において記録マーク長に応じた補正量により補正される。
【００３３】
補正されたＲＦデジタル信号は復号回路１１２及びＰＬＬ回路１１３に出力される。復号回路１１２においては差分検出することにより復号データが出力される。なお、ここでは差分検出により復号データを生成しているが、ＰＲＭＬ、ビットバイビット等の公知の復号方式を用いてもよい。
【００３４】
また、ＰＬＬ回路１１３においては補正されたＲＦデジタル信号から位相誤差信号を抽出し、抽出した位相誤差信号を基にＶＣＯ（ＰＬＬ回路１１３内部の電圧制御発振器）を制御することによりクロック信号の周波数及び位相を調整する。ＰＬＬ回路１１３は再生信号の立ち上がりエッジに同期する引き込み動作を行う構成となっている。従って、本実施形態の装置においては、ＰＬＬ回路１１３は立上りエッジ（即ちスペース後のエッジ）部での位相誤差がゼロとなるように動作する。
【００３５】
次に、デューティ補正部１１４の動作について説明する。図２はデューティ補正部１１４の構成を示すブロック図である。図２において、２０１は波形補正部、２０２は補正係数生成部、２０３はデューティずれ検出部である。波形補正部２０１では再生信号を入力し、エッジ部の波形を補正する。補正係数生成部２０２でデューティずれ検出部２０３により検出されるデューティずれ量に応じた情報を基に波形を補正する際の補正係数を生成する。また、デューティずれ検出部２０３では再生信号から波形のデューティずれ量を検出する。
【００３６】
図３はデューティずれを説明する図である。図３では長さ４Ｔ（Ｔはサンプリング間隔）の記録マークを再生する場合の波形を示す。図３に示すようにデューティずれは再生信号の振幅が正（Ｐ）の区間（以下マーク）と負（Ｎ）の区間（以下スペース）の差として表される。
【００３７】
図４は再生信号とクロックの位相の関係を示す。図４ではｎＴスペース後の立上りエッジ部でのクロックとの位相関係を表している。図４（ａ）は位相が進んでいる場合、図４（ｂ）は位相が遅れている場合、図４（ｃ）は位相が合っている場合を示す。図４に示すように再生信号のエッジとクロックの位相関係によりエッジ部のサンプリング値が変動する。
【００３８】
図５はエッジとクロックの位相関係を表す位相誤差信号の検出について示す。図５において、Ａ（ｋ）はサンプリング点であり、Ｐ（ｋ）はサンプリング点をＰＲ（１，−１）処理したもの、即ち、現時刻のサンプリング値と一時刻前のサンプリング値の差分処理をしたものである。図５の破線で囲む部分がエッジ部である。位相誤差はこのエッジ部のＰＲ（１，−１）信号であるＰ（ｋ）を基に算出される。エッジＥ１の位相誤差Ｊ１は以下に示す通りとなる。
【００３９】
Ｊ１＝Ｐ（４）−Ｐ（２）
【００４０】
また、Ｅ２及びＥ３の位相誤差Ｊ２及びＪ３は以下の通りとなる。
【００４１】
Ｊ２＝−（Ｐ（７）−Ｐ（５））
Ｊ３＝Ｐ（１０）−Ｐ（８）
ここで、立下りエッジの位相誤差は符号が反転する。また、エッジ部の判定はＰＲ（１，−１）信号Ｐをしきい値Ｔｈと比較することにより行う。
【００４２】
ＰＬＬ回路が正常に動作している場合は、クロックとエッジの位相関係は平均的にゼロとなる。しかしながら、デューティずれが発生している場合はスペース後のエッジ部（立ち上がりエッジ）での位相誤差とマーク後のエッジ部（立下りエッジ）での位相誤差に差が生じる。
【００４３】
図６はスペース及びマーク部のエッジ部での位相誤差の分布を示す。前述のように本実施形態においては、立上りエッジ（スペース部のエッジ）における位相誤差がゼロとなるようにＰＬＬ回路１１３が動作しているので、スペース部のエッジの位相誤差は平均的にゼロとなっている。一方、立下りエッジ（マーク部のエッジ）での位相誤差は−側にシフトしている。
【００４４】
図７は再生波形におけるサンプル点でのデューティずれを示す。図７において、Ａ点、Ｂ点及びＣ点はエッジ部におけるサンプル点を示す。各エッジ部における位相誤差は前述の図５で説明した方法で検出する。
【００４５】
図６に示すように立上りエッジ部（スペース部）における位相誤差は平均的にゼロであるので、図７のＡ点及びＣ点の位相誤差は略ゼロとなっている。立下りエッジ部（マーク部）Ｂ点の位相誤差は平均的に負の方にシフトしている。図７に示すように本実施形態においてはマーク部がスペース部に対して短い場合、即ち、マーク部の位相誤差の分布が−側のケースについて説明しているが、隣接トラックの磁化状況等により位相誤差の分布が＋側にシフトする場合もあるのは言うまでもない。
【００４６】
図２のデューティずれ検出部２０３においては、マーク部（立下りエッジ）における位相誤差を抽出し、その平均値をデューティずれ量Ｄとして補正係数生成部２０２に出力する。補正係数生成部２０２はデューティずれ量Ｄを基に補正係数Ｑを生成する。デューティ補償（図２の構成）はフィードフォワードによる構成で補償している。デューティ補正係数は、デューティずれ検出部２０３より得られるデューティずれ量を基に逐次更新される。補正係数の更新は以下により実行する。
【００４７】
Ｑ（ｋ）＝Ｑ（ｋ−１）＋μＤ
ここで、μは更新係数である。
【００４８】
波形補正部２０１は、補正係数Ｑを基に再生信号の波形を補正する。図８は波形補正の概略を示す。図８において、５００は再生信号であり、Ａ（ｋ）は再生信号をサンプリングしたものである。波形補正部２０１においては、まず、Ａ（ｋ）のサンプリング系列から微分信号Ｐ（ｋ）を生成する。微分は１時刻前のサンプル値と現時刻のサンプル値の差分により算出する。次に、微分信号よりエッジのピーク点を検出する。ピークの検出は以下の条件に従う。
【００４９】
Ｐ（ｋ）＜−Ｔｈ２ 且つ Ｐ（ｋ＋１）＞−Ｔｈ２
これを条件１とする。尚、本実施形態のデューティ補正はマーク部（立下りエッジ）においてのみ動作するものとする。
【００５０】
図８においては、Ｐ（６）がピーク点として検出される。デューティずれの補正は、ピーク点近傍の２つのサンプル点に対して施される。図８においては、サンプル点Ａ（５）及びＡ（６）の２点が補正対象となる。補正は線形補間により行う。
【００５１】
次に、図９を用いてサンプル値の補正の概略を説明する。図９ではサンプル値Ａ（５）及びＡ（６）が補正対象となっている。波形の補正は以下の式に従うものとする。Ｑが正の値の場合は、補正後の値Ｂ（５）は以下の通りとなる。
【００５２】
Ｂ（５）＝Ａ（５）＋｜Ｑ｜・｛Ａ（４）−Ａ（５）｝ …式１
仮にＱが負の値の場合は、以下の通りとなる。
【００５３】
Ｂ（５）＝Ａ（５）＋｜Ｑ｜・｛Ａ（６）−Ａ（５）｝ …式２
Ｂ（６）についても同様である。
【００５４】
図９では補正係数Ｑを正として式１により補正を行う。これによりＡ（４），Ａ（６）はＢ（５），Ｂ（６）に補正される。以上により、立下りエッジ部の波形が補正され、デューティずれがキャンセルされる。
【００５５】
デューティ補正は図７に示すようにＶＦＯ部等に記録した４Ｔパターンを再生し、この区間で検出されるデューティずれ量を基に補正係数Ｑを生成保持し、データ部の再生波形に対しては保持している補正係数Ｑを基に波形補正を行う。
【００５６】
次に、図１の再生補償部１１５について説明する。図１０は再生補償部１１５の内部ブロックである。図１０において、７０１は波形補正部であり、デューティずれが補償された再生信号７５０に対して記録マーク長に依存する波形のずれを補正する。７０２は記録マーク長の仮判別部であり、再生信号７５０からエッジ部を検出して記録マーク長を仮判別する。エッジ部の検出方式は、図８に示すものと同様である。７０３は補正係数生成部であり、記録マーク長毎に波形の補正量を生成する。生成した補正量はレジスタ７０４に保持される。
【００５７】
再生補償の手順を以下に示す。
（１）再生信号からマーク長仮判定部７０２においてマークまたはスペース長を判定し、判定したマークまたはスペース長を基にレジスタ７０４から補正係数を読み出す。
（２）再生信号のエッジ近傍のサンプル値を補正係数を基に補正する。
（３）補正した再生信号を復号回路１１２及びＰＬＬ回路１１３に出力する。
（４）補正した再生信号は補正係数生成部７０３にフィードバッグされ、補正係数が逐次更新される。
【００５８】
図１１はマーク長仮判定の概略を示す。図１１において、８０１はデューティずれが補正された信号であり、Ａ（ｋ）はＰＬＬ回路により生成されるクロックによりサンプリングされたサンプリング信号である。
【００５９】
マーク長仮判定部７０２には、デューティずれが補正された補正波形８０１が入力され、マーク長の仮判定を行う。マーク長仮判定部７０２では、図１１に示すようにサンプリング系列Ａ（ｋ）に対してＰＲ（１，−１）処理することにより現時刻から一時刻前のサンプリング値を減じた信号系列Ｐ（ｋ）を生成する。次に、Ｐ（ｋ）をしきい値Ｔｈと比較してエッジ部を検出する。マーク長はエッジ部Ｅ１から次のエッジ部Ｅ２までのサンプリング値Ｐ（ｋ）をカウントすることにより検出する。
【００６０】
マーク長仮判定部７０２は、検出したマークまたはスペース長に対応するレジスタを設定し、レジスタ７０４から補正係数を読み出す。
【００６１】
図１２はレジスタ７０４の概略を示す。レジスタ７０４には、マーク長毎の補正係数ｈｉが保持されており、対応するアドレスを設定することにより補正係数を読み出すことが可能である。
【００６２】
次に、波形のエッジ近傍のサンプル値を補正係数ｈｉを用いて補正する。図１３は波形補正の概略を示す。図１３はスペース長２Ｔ後の立ち上がりエッジ部における波形のサンプル値を補正する場合を示す。ここで、２Ｔのエッジにおける補正係数ｈ２は負の値と仮定する。これは、２Ｔスペース後のエッジ位相が平均的に遅れていることを示す。従って、補正処理によりエッジの位相を進める。補正前のサンプル値をＳ７とすると、補正後のサンプル値をＳ７’は以下の通りとなる。
【００６３】
Ｓ７’ ＝Ｓ７＋｜ｈ２｜・（Ｓ８−Ｓ７）
このようにＳ７の一時刻後のサンプル値Ｓ８を用いて補間処理を行う。仮に、ｈ２が正の値の場合には以下により補正後のサンプル値Ｓ７’を算出する。
【００６４】
Ｓ７’ ＝Ｓ７＋｜ｈ２｜・（Ｓ６−Ｓ７）
この際には、Ｓ７の一時刻前のサンプル値Ｓ６を用いて補間処理を行う。エッジ近傍のサンプル値に対して上記処理を実行することにより、マークまたはスペース長に依存するエッジのずれを補正することができる。
【００６５】
以上の処理により補正したサンプリング値は、ＰＬＬ回路及び復号回路に出力される。また、補正係数生成部７０３にもフィードバッグされる。補正係数生成部７０３においては、再生補償係数ｈｉを逐次更新する。図１４はマークまたはスペース長と再生補償係数の関係を示す。図１４において、●点のＡ（ｋ）はサンプリング値である。
【００６６】
補償係数生成部７０３では、再生補償した後のサンプリング系列を入力しマーク長の判定を行う。尚、マーク長の判定方法は、図１０のマーク長仮判定部７０２と同様である。図１４においてはマーク長が３Ｔと判定される。ここで、マークまたはスペース長とはエッジから次のエッジまでのサンプリング系列Ａ（ｋ）の数であり、マーク／スペースを区別した波形の補正はしない。次に、マーク長判定時のエッジ部における位相誤差を検出する。位相誤差の検出は前述と同様であり、エッジ部Ｄの位相誤差ｇ（ｔ）が検出される。従って、Ｄ点の位相誤差を基に３Ｔマークの補償係数が設定される。
【００６７】
図１４においては、マーク長が３Ｔ、その際の位相誤差がｇ（ｔ）であるので、補正係数生成部７０３において３Ｔの再生補償係数が以下により更新される。
【００６８】
ｈ３（ｋ）＝ｈ３（ｋ−１）＋ζ・ｇ（ｔ）
ここで、ζは平均化の係数である。ｈ３（ｋ）は更新後の補償係数であり、ｈ３（ｋ−１）は現在の補償係数である。検出されたマーク長に対応して同様の処理を実行することにより、補正係数が逐次更新される。更新された補償係数はレジスタ７０４に設定し保持される。
【００６９】
本実施形態においては、再生補償の前段で予めデューティずれが補正されているので、デューティずれに起因する再生補償の際のマーク長判定の誤りを低減することが可能となり、更にデューティ補正とマーク長補正を行うことによりエラーレートを更に向上することができる。
【００７０】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態においては、再生補償部の動作が第１の実施形態と異なっている。本実施形態では、マーク長に対応した補正係数として、マーク長後の立ち上がりエッジに対応した補正係数と立下りエッジに対応した補正係数の２系列の補正係数により波形を補正するものである。
【００７１】
第１の実施形態においては、前段でデューティずれを補正し、補正後の波形によりマークまたはスペース長に依存する波形ずれを２Ｔ〜８Ｔの記録マーク長により補正するものである。これに対して、本実施形態においては、補正係数生成部において、マーク長及びエッジの向きに対応した１４個（エッジの向きに対応した２Ｔ〜８Ｔのマーク長）の補正係数を生成する。そのため、マーク長仮判別の際には、マーク長だけでなくエッジの向きを判別する。
【００７２】
図１５は本実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図１５では図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。本実施形態においては、再生補償部８５０はマーク及びスペース長毎に設定した補償係数により再生信号の波形を補正する。尚、前述のように本実施形態においては記録符号としてＲＬＬ（１，７）符号を用い、ＮＲＺＩ記録をしているのでマーク及びスペース長は２Ｔ〜８Ｔに制限されている。
【００７３】
図１６は再生補償部８５０の概略構成を示す。８５１はマーク・スペース長判定部であり、再生信号からマーク長またはスペース長を判定する。８５２は補償係数を保持するレジスタであり、２Ｔ〜８Ｔまでのマーク・スペース長毎に１４個の係数を保持している。８５３は補償係数生成部であり、再生補償後の波形からマーク・スペース長毎にエッジ部での位相誤差信号を検出し、補償係数を生成する。８５４は波形補正部であり、マーク・スペースに応じて適切な補償係数をレジスタ８５２から読み出し、波形の補正を行う。
【００７４】
次に、図１７を用いて補正係数生成部８５３の概要を説明する。補正係数生成部８５３では、マーク長、エッジの向き及び位相誤差信号を検出する。図１７では３Ｔのマーク（振幅が正）と３Ｔのスペース（振幅が負）が再生されている。本実施形態の装置においては、マーク部での位相誤差とスペース部での位相誤差を区別して検出する。
【００７５】
検出されたマーク長及びエッジの向き（マーク／スペース）に対応した補正係数に対して以下により更新処理を施す。
【００７６】
ｈ３ｕ（ｋ）＝ｈ３ｕ（ｋ−１）＋ζ・ｇ（ｔ）
これは、マーク長（スペース）３Ｔ後の立ち上がりエッジ部における補正係数ｈ３ｕの更新処理の例である。
【００７７】
本実施形態においてはマーク長及びエッジの向きに対応してｈ２ｕ〜ｈ８ｕ（立ち上がりエッジ）及びｈ２ｄ〜ｈ８ｄ（立下りエッジ）の１４個の補正係数を更新する。更新された補正係数はレジスタ８５２に保持される。図１８はレジスタ８５２に設定された補償係数等を示す。
【００７８】
補正処理はマーク長及びエッジの向きを検出し、それに対応した補正係数をレジスタ８５２より読み出し、前述の図１３で説明したように波形を補間処理することにより補正する。
【００７９】
本実施形態では、エッジの向きに対応した１４個の補正係数により波形を補正するので、デューティ補正による補正誤差を再生補償部において吸収できると共に、補正精度が向上してエラーレートをより改善でき、ＰＬＬ回路の位相誤差検出のばらつき等を更に低減できる。
【００８０】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、デューティ補正部１１４の補正係数の生成方法に特徴がある。その他の構成は図１と同様である。図１９は本実施形態のデューティ補正部の概略を示す。第１の実施形態では、ＶＦＯ部の４Ｔパターン等を再生しデューティずれ量を検出し、補正係数を生成し保持しているが、本実施形態ではＶＦＯ部以外の区間においてもデューティずれ量を検出し、補正係数を逐次更新する。従って、デューティずれの変動にも柔軟に対応可能である。
【００８１】
図２０は再生補償部のマーク長仮判定の概略を示す。図２０は３Ｔのマークと３Ｔのスペースが連続している場合を示す。マーク長の判定はエッジ点Ｅ１からエッジ点Ｅ２までの微分サンプル値Ｐ（ｋ）をカウントすることにより検出できる。３Ｔスペースについても同様である。
【００８２】
図１９において、９５１は補正係数平均化手段であり、デューティずれ量を平均化して逐次更新する。更新した補正係数はレジスタ９５２に保持される。レジスタ９５２の補正係数は逐次更新された値となる。９５３は波形補正部であり、９５４はデューティずれ検出部である。本実施形態においては、デューティ補正後の信号からデューティずれ検出部９５４においてデューティずれを検出する。検出方法は第１の実施形態と同様である。
【００８３】
補正係数の平均化は以下により行う。
【００８４】
Ｆ（ｋ）＝Ｆ（ｋ−１）＋β・ｇ（ｔ） …式３
ここで、βは更新係数、Ｆは補正係数、ｇ（ｔ）はデューティずれ量である。デューティずれ検出部９５４においてエッジ部の位相誤差信号からデューティずれが検出されると、式３により補正係数が更新される。他の部分については第１の実施形態と同様である。本実施形態では、デューティずれが逐次更新されるので、ＶＦＯ部の間でのデューティずれ変動を吸収でき、常に安定した補正処理が可能となる。
【００８５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、記録マークの磁化方向に依存して生じる再生信号の位相ずれと、記録マークのマーク長に依存して生じる再生信号の位相ずれを補正することにより、エラーレートを向上できると共にＰＬＬ回路の性能向上を実現することができる。
【００８６】
また、記録マークのマーク長及び磁化方向毎に補償係数を生成し再生補償を行うことにより、デューティ補正により補正しきれない誤差成分をマーク及びスペース毎に個別に設定された再生補償係数を基に波形補正でき、更にエラーレート向上を図ることができる。
【００８７】
更に、デューティ補正係数を再生信号に含まれるデューティずれ成分を平均化して逐次更新し、更新した補正係数によりデューティずれを補正することにより、再生信号のデューティずれの変動に柔軟に対応でき、エラーレートを向上できると共に、後段の再生補償部のマーク長判定部の判定精度がより改善できるので、再生補償の効果を更に向上できる。
【００８８】
また、再生補償係数を再生信号を再生しながら逐次更新し、更新した再生補償係数により波形の補正を行うことにより、マーク長依存の変動に柔軟に対応することが可能となる。
【００８９】
更に、ＰＬＬ回路は再生信号中のエッジ部の位相情報を基に動作するので、デューティずれによる位相変動やマーク長依存による位相変動が低減された補正信号を用いることにより安定動作に寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１のデューティ補正部を示すブロック図である。
【図３】デューティずれを説明する図である。
【図４】再生信号とクロックの位相ずれを説明する図である。
【図５】位相誤差信号を説明する図である。
【図６】再生信号のエッジ部での位相ずれの分布を示す図である。
【図７】再生信号のサンプル点でのデューティずれを説明する図である。
【図８】図１のデューティ補正部の動作を説明する図である。
【図９】サンプル値の補正を説明する図である。
【図１０】図１の再生補償部のブロック図である。
【図１１】図１０の再生補償部のマーク長仮判定を説明する図である。
【図１２】図１０の再生補償部のレジスタを示す図である。
【図１３】再生補償部の波形補正を説明する図である。
【図１４】再生補償部の補正係数生成を説明する図である。
【図１５】本発明の第２の実施形態を示す図である。
【図１６】第２の実施形態の再生補償部を示すブロック図である。
【図１７】第２の実施形態の補正係数生成を説明する図である。
【図１８】第２の実施形態の再生補償部におけるレジスタを示す図である。
【図１９】本発明の第３の実施形態のデューティ補正部を示すブロック図である。
【図２０】第３の実施形態の再生補償部のマーク長仮判定を説明する図である。
【図２１】磁壁移動型光磁気記録媒体及びその再生方法を説明する図である。
【図２２】磁壁移動再生を行う場合の浮遊磁界を説明する図である。
【図２３】記録マーク長に対する再生信号のマーク長ずれを説明する図である。
【図２４】デューティずれ及び記録マーク長に依存するマーク長ずれが混在する場合の再生信号の記録マーク長に対する再生信号のマーク長ずれを説明する図である。
【符号の説明】
１０１ 光磁気ディスク
１０２ スピンドルモータ
１０３ 磁気ヘッド
１０４ 光学ヘッド
１０５ プリアンプ
１０６ 磁気ヘッドドライバー
１０７ プリエンコーダ
１０８ レーザ駆動回路
１０９ ＡＧＣ回路
１１０ Ａ／Ｄ変換器
１１４ デューティ補正部
１１５ 再生補償部
１１２ 復号回路
１１３ ＰＬＬ回路
２０１ 波形補正部
２０２ 補正係数生成部
２０３ デューティずれ検出部
７０１ 波形補正部
７０２ マーク長仮判定部
７０３ 補正係数生成部
７０４ レジスタ
８５０ 再生補償部
８５１ マーク・スペース長仮判定部
８５２ レジスタ
８５３ 補正係数生成部
８５４ 波形補正部
９５１ 補正係数平均化手段
９５２ レジスタ
９５３ 波形補正部
９５４ デューティずれ検出部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical information reproducing method and an optical information reproducing apparatus for reproducing information from an optical information recording medium such as a magneto-optical disk, a compact disk (CD), and a CD-R. The present invention relates to a reproducing method and a reproducing apparatus which are suitable for reproducing information by using a reproducing method.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method of correcting a duty deviation of a reproduction signal of a domain wall displacement type magneto-optical medium, for example, a magneto-optical reproducing method and a magneto-optical reproducing apparatus disclosed in JP-A-2001-202668 are known. In this reproduction method, a duty (symmetry) deviation occurring in a reproduction signal is detected, and a required symmetry deviation correction amount required for a reproduction auxiliary magnetic field is calculated and obtained. Further, the reproduction signal correction circuit corrects the length of the signal by the amount of correction of the symmetry deviation, thereby obtaining a magneto-optical reproduction signal having no symmetry deviation corresponding to the recording mark length.
[0003]
A reproducing method using a domain wall displacement type magneto-optical medium is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-290496. An example of a reproducing method using the domain wall displacement type magneto-optical medium of the publication will be described with reference to FIG.
[0004]
FIG. 21 is a schematic diagram for explaining the operation of the domain wall displacement type magneto-optical recording medium and the reproducing method thereof. FIG. 21A is a schematic sectional view of a configuration example of a domain wall displacement type magneto-optical recording medium. The magnetic layer of this medium has a first magnetic layer 11, a second magnetic layer 12, and a third magnetic layer 13 sequentially laminated. Arrows 14 in each layer indicate the directions of atomic spins. A domain wall 15 is formed at the boundary between the regions where the spin directions are opposite to each other.
[0005]
The recording signal of this recording layer is shown as a graph on the lower side. The first magnetic layer 11 is composed of a perpendicular magnetization film having a smaller domain wall coercive force and a larger domain wall mobility than the third magnetic layer 13 at a temperature near the ambient temperature, and the second magnetic layer 12 is formed of the second magnetic layer 12. The first magnetic layer 11 and the third magnetic layer 13 are composed of magnetic layers having a lower Curie temperature than the third magnetic layer 13, and the third magnetic layer 13 is a perpendicular magnetization film.
[0006]
FIG. 21B is a graph showing a temperature distribution formed on the magneto-optical recording medium. This temperature distribution may be induced on the medium by the light beam itself irradiated for reproduction. However, it is desirable to use another heating means together with the temperature distribution from the near side of the spot of the light beam for reproduction. Is increased to form a temperature distribution such that a temperature peak comes behind the spot. Where the position x s At a temperature T near the Curie temperature of the second magnetic layer 12 s It has become.
[0007]
FIG. 21C shows the domain wall energy density σ of the first magnetic layer 11 corresponding to the temperature distribution of FIG. 1 5 is a graph showing the distribution of. Thus, the domain wall energy density σ in the x direction 1 , The force F obtained from the following equation is applied to the domain wall of each layer existing at the position x. 1 Acts.
[0008]
F 1 = ∂σ 1 / ∂x
[0009]
This force F 1 Acts to move the domain wall to the lower domain wall energy. The first magnetic layer 11 has a small domain wall coercive force and a large domain wall mobility. 1 As a result, the domain wall moves easily. However, the position x s In the region before (right side in the figure) the medium temperature is still T s Since it is exchange-coupled to the third magnetic layer 13 having a lower domain wall and a large coercive force, the domain wall in the first magnetic layer 11 is also fixed at a position corresponding to the position of the domain wall in the third magnetic layer 13. ing.
[0010]
As shown in FIG. 21A, the domain wall 15 is positioned at the position x of the medium. s , The medium temperature is a temperature T near the Curie temperature of the second magnetic layer. s And the exchange coupling between the first magnetic layer and the third magnetic layer is broken. As a result, the domain wall 15 in the first magnetic layer moves "instantly" to a region where the temperature is higher and the domain wall energy density is smaller as indicated by the dashed arrow 17.
[0011]
Here, when the domain wall 15 passes below the light beam spot 16 for reproduction, the atomic spins of the first magnetic layer in the spot are all aligned in one direction. Then, the domain wall 15 moves to the position x with the movement of the medium. s , The domain wall 15 instantaneously moves below the spot, and the direction of the atomic spin in the spot is reversed, so that all of them are aligned in one direction. As a result, as shown in FIG. 21A, the amplitude of the reproduced signal is always constant and maximum regardless of the distance between the recorded domain walls (that is, the recording mark length), and is due to the optical diffraction limit. This completely eliminates problems such as waveform interference.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, in a recording / reproducing system using a domain wall displacement type magneto-optical medium, the mark length of a reproduced signal sometimes deviates due to the duty deviation and the recording mark length. This will be described below.
[0013]
In magneto-optical recording, the temperature of the laser beam-irradiated portion of the magneto-optical recording medium reaches the Curie point due to laser beam irradiation during recording, and the magnetization disappears. However, magnetization exists at a peripheral portion where the temperature has not risen to the Curie point, and a stray magnetic field caused by the magnetization exists. The domain wall, which is the recording mark end, is formed at the rear end in the light beam traveling direction. When the domain wall, which is the recording mark end, is formed, the floating magnetic field is superimposed on the modulation magnetic field applied from outside by a magnetic head for forming the domain wall. Acts in shape.
[0014]
The magnitude of the stray magnetic field varies depending on the distance between the domain wall formed immediately before and the domain wall to be formed next, that is, the length of a recording mark to be formed and the length of a mark located before the recording mark. Therefore, the intensity of the stray magnetic field acting on the domain wall forming portion differs depending on the mark length (or mark length sequence) to be recorded.
[0015]
Next, the floating magnetic field will be described. FIG. 22C is a diagram illustrating magnetization and a stray magnetic field caused by the magnetization. As shown in FIG. 22C, the domain wall which is the recording mark end is formed at the rear end in the light beam traveling direction, but the floating magnetic field is superimposed on the modulation magnetic field applied from the outside by a magnetic head to form the domain wall.
[0016]
As described above, the magnitude of the stray magnetic field varies depending on the distance between the domain wall formed immediately before and the domain wall to be formed next, that is, the recording mark length to be formed, and the mark length located before that. I do. Further, the position where the domain wall is formed is determined based on the relationship between the temperature and the magnetic field strength.
[0017]
Here, the laser beam intensity and the applied magnetic field intensity from the magnetic head are kept in a steady state, and when the recording mark length or the recording mark length sequence is different, the superimposed floating magnetic field intensity is different. The magnetic field strength applied to the magnetic domain forming position is obtained by superimposing the floating magnetic field strength on the magnetic field strength from the magnetic head. As described above, the magnetic field strength substantially applied to the magnetic domain forming portion is the recording mark length to be formed, Alternatively, it differs depending on the recording mark length sequence. As a result, a phenomenon in which the domain wall formation position differs depending on the recording mark length appears.
[0018]
This will be further described with reference to FIG. FIG. 22A shows a case where the longest and shortest recording marks on the recording code are sequentially formed, and FIG. 22B shows a case where the shortest and longest recording marks on the recording code are sequentially formed. In FIG. 22, 1 indicates a light beam, arrow 2 indicates the magnetization state of the recording layer of the magneto-optical recording medium, arrow 3 indicates the intensity and direction of the magnetic field applied from the magnetic head, and arrow 4 indicates the magnetization immediately before the domain wall formation. The stray magnetic field strength and direction according to the state are shown. Arrow 5 indicates the strength and direction of the stray magnetic field from the recording mark located further ahead.
[0019]
Here, due to the characteristics of the magneto-optical recording medium, the direction of the floating magnetic field indicated by arrow 4 is applied in a direction to increase the applied magnetic field from the magnetic head when forming the domain wall, and the direction of the floating magnetic field indicated by arrow 5 is changed from the magnetic head when forming the domain wall. Is applied in a direction to decrease the applied magnetic field. Therefore, the sum of the applied magnetic fields indicated by arrows 3 to 5 at the domain wall forming portion differs between the cases of FIGS. 22A and 22B, and the stronger magnetic field intensity is applied to the recording layer in the case of FIG. 22B. Applied. As a result, when viewed from a certain reference position, the domain wall forming position is formed at a position shifted by ΔA in the case of FIG. 22A, and formed at a position shifted by ΔB in the case of B, and the relationship between ΔA and ΔB is obtained. Results in ΔA <ΔB.
[0020]
More specifically, the recording mark length can be improved by employing a magneto-optical recording / reproducing method capable of dramatically improving the linear recording density, such as a domain wall displacement type magneto-optical medium, which can eliminate the restriction on the resolution of the optical system. (1) The change in the magnetization state in a certain range from the domain wall formation position becomes more complicated, and the change in the stray magnetic field becomes more complicated, so that the edge shift due to the recording mark length becomes more complicated. (2) The ratio of the edge shift due to the above factors to the mark length increases as the recording linear density increases and the mark length decreases, and the edge shift problem due to the stray magnetic field becomes apparent. Furthermore, (3) the restriction of edge shift due to intersymbol interference due to the restriction of the resolution of the optical system is eliminated, and the problem of edge shift due to a stray magnetic field becomes apparent.
[0021]
FIG. 23 shows the deviation of the mark length of the reproduction signal with respect to each recording mark length. Here, the RLL (1, 7) code is used as the recording code. Therefore, the mark length is limited to 2T to 8T. In FIG. 23, the horizontal axis represents the recording mark length, and the vertical axis represents the deviation of the mark length of the reproduction signal from the ideal value. As shown in FIG. 23, the deviation of the mark length of the reproduction signal is not a constant value but a value depending on the recording mark length. Therefore, the conventional method corresponding to only a fixed amount of duty deviation that does not depend on the recording mark length cannot cope with the case where the duty deviation and the mark length deviation depending on the recording mark length coexist.
[0022]
FIG. 24 shows the deviation of the mark length of the reproduced signal from the recording mark length when the duty deviation and the deviation of the mark length depending on the recording mark length are mixed. In FIG. 24, a solid line indicates a shift amount when reproducing a recording mark magnetized to the N pole, and a broken line indicates a shift amount when reproducing a recording mark magnetized to the S pole. As described above, the shift amount of the reproduction signal varies depending on the recording mark length, and the shift amount of the reproduction signal differs depending on the magnetization direction.
[0023]
As a factor of the duty shift, the magnetic field strength may fluctuate due to a stray magnetic field from an adjacent track. In particular, when the adjacent track is magnetized to either the N pole or the S pole, the magnetic field intensity always acts in one direction, so that the duty shift becomes remarkable. When the duty shift occurs, the error increases because the data identification point shifts. Further, since the PLL circuit operates based on the information of the edge portion of the reproduction signal, the performance may be deteriorated due to a duty shift.
[0024]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and has as its object to correct a duty deviation generated due to characteristics of a medium and a recording / reproducing system and a deviation of a reproduction mark length depending on a recording mark length, and accurately correct the deviation. An object of the present invention is to provide an optical information reproducing method and apparatus capable of reproducing recorded information.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
An object of the present invention is to provide an optical information reproducing method for reproducing information from an optical recording medium on which information is recorded by forming a recording mark having a plurality of mark lengths. And compensating for a phase shift of the reproduction signal depending on the magnetization direction of the recording mark and a phase shift of the reproduction signal depending on the mark length of the recording mark. Achieved by the regeneration method.
[0026]
Another object of the present invention is to provide an optical information reproducing apparatus for reproducing information from an optical recording medium on which information is recorded by forming recording marks having a plurality of mark lengths. Means for generating a reproduction signal, and compensation means for compensating for a phase shift of the reproduction signal depending on the magnetization direction of the recording mark and a phase deviation of the reproduction signal depending on the mark length of the recording mark. This is achieved by an optical information reproducing apparatus characterized in that:
[0027]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0028]
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the optical information reproducing apparatus of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 101 denotes a magneto-optical disk serving as an information recording medium, and 102 denotes a spindle motor for rotating the magneto-optical disk 101 at a predetermined speed. A magnetic head 103 for generating a magnetic field modulated in accordance with a recording signal is arranged on the upper surface of the magneto-optical disk 101, and an optical head 104 is arranged on the lower surface so as to face the magnetic head 103.
[0029]
The optical head 104 irradiates a recording light beam to record information, or irradiates a reproducing light beam and detects reflected light from the medium to reproduce recorded information. A semiconductor laser (not shown) as a recording / reproducing light source and an optical sensor (not shown) for detecting reflected light from a medium are provided in the optical head 104. The semiconductor laser is driven by a laser drive circuit 108, and records and reproduces information by controlling the light beam of the semiconductor laser for recording and reproduction. Further, a domain wall moving type magneto-optical medium is used as the magneto-optical disk 101, and information is reproduced by moving the domain wall as described above.
[0030]
At the time of recording information, the magneto-optical disk 101, which is a domain wall moving type magneto-optical medium, is rotated at a predetermined speed by driving a spindle motor 102, and the recording data is supplied to the pre-encoder 107 in this state. The pre-encoder 107 modulates, for example, NRZI sequence data. The modulation signal output from the pre-encoder 107 is supplied to a magnetic head driver 106, and the magnetic head driver 106 drives the magnetic head 103 for generating an external magnetic field according to the modulation signal. Thereby, the magnetic head 103 generates a magnetic field according to the modulation signal and applies the magnetic field to the magneto-optical disk 101. At the same time, data is recorded on the magneto-optical disk 101 by irradiating the magneto-optical disk 101 with a recording light beam from the optical head 104 by driving the laser drive circuit 108.
[0031]
On the other hand, at the time of reproducing information, the magneto-optical disk 101 is similarly controlled to rotate at a predetermined speed, and the optical head 104 irradiates the magneto-optical disk 101 with a reproducing light beam. Light reflected from the magneto-optical disk 101 is detected by an optical sensor of the optical head 104, and an RF signal is generated. This RF signal is supplied to the AGC circuit 109 through the preamplifier 105, and the AGC circuit 109 performs gain control in accordance with the RF signal to generate an RF signal having a predetermined amplitude.
[0032]
The reproduced RF signal processed by the AGC circuit 109 is converted into a digital signal by the A / D converter 110. The RF digital signal converted into the digital signal is subjected to waveform correction processing by the duty correction unit 114 in accordance with the magnetization direction. The signal waveform for which the duty deviation has been corrected is corrected by the reproduction compensation unit 115 by a correction amount corresponding to the recording mark length.
[0033]
The corrected RF digital signal is output to the decoding circuit 112 and the PLL circuit 113. The decoding circuit 112 outputs the decoded data by detecting the difference. Here, the decoded data is generated by detecting the difference, but a known decoding method such as PRML or bit-by-bit may be used.
[0034]
Further, the PLL circuit 113 extracts a phase error signal from the corrected RF digital signal, and controls a VCO (a voltage-controlled oscillator inside the PLL circuit 113) based on the extracted phase error signal, so that the frequency and Adjust the phase. The PLL circuit 113 is configured to perform a pull-in operation synchronized with a rising edge of a reproduction signal. Therefore, in the device of the present embodiment, the PLL circuit 113 operates so that the phase error at the rising edge (that is, the edge after the space) becomes zero.
[0035]
Next, the operation of the duty correction unit 114 will be described. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the duty correction unit 114. In FIG. 2, 201 is a waveform correction unit, 202 is a correction coefficient generation unit, and 203 is a duty shift detection unit. The waveform correction unit 201 receives the reproduced signal and corrects the waveform at the edge. The correction coefficient generation unit 202 generates a correction coefficient for correcting a waveform based on information corresponding to the duty shift amount detected by the duty shift detection unit 203. The duty shift detecting unit 203 detects the duty shift amount of the waveform from the reproduced signal.
[0036]
FIG. 3 is a diagram illustrating the duty shift. FIG. 3 shows a waveform when a recording mark having a length of 4T (T is a sampling interval) is reproduced. As shown in FIG. 3, the duty shift is expressed as a difference between a section where the amplitude of the reproduced signal is positive (P) (hereinafter, mark) and a section where the amplitude of the reproduced signal is negative (N) (hereinafter, space).
[0037]
FIG. 4 shows the relationship between the reproduction signal and the phase of the clock. FIG. 4 shows the phase relationship with the clock at the rising edge after the nT space. 4A shows a case where the phase is advanced, FIG. 4B shows a case where the phase is delayed, and FIG. 4C shows a case where the phase is matched. As shown in FIG. 4, the sampling value of the edge portion varies depending on the phase relationship between the edge of the reproduction signal and the clock.
[0038]
FIG. 5 shows detection of a phase error signal indicating the phase relationship between an edge and a clock. In FIG. 5, A (k) is a sampling point, and P (k) is the result of PR (1, -1) processing of the sampling point, that is, the difference processing between the sampling value of the current time and the sampling value of the previous time. It was done. A portion surrounded by a broken line in FIG. 5 is an edge portion. The phase error is calculated based on P (k), which is the PR (1, -1) signal at the edge. The phase error J1 of the edge E1 is as shown below.
[0039]
J1 = P (4) -P (2)
[0040]
The phase errors J2 and J3 of E2 and E3 are as follows.
[0041]
J2 =-(P (7) -P (5))
J3 = P (10) -P (8)
Here, the sign of the phase error at the falling edge is inverted. The edge portion is determined by comparing the PR (1, -1) signal P with a threshold value Th.
[0042]
When the PLL circuit operates normally, the phase relationship between the clock and the edge becomes zero on average. However, when a duty shift occurs, there is a difference between the phase error at the edge after the space (rising edge) and the phase error at the edge after the mark (falling edge).
[0043]
FIG. 6 shows the distribution of the phase error at the edges of the space and mark portions. As described above, in the present embodiment, since the PLL circuit 113 operates so that the phase error at the rising edge (the edge of the space portion) becomes zero, the phase error of the edge of the space portion becomes zero on average. Has become. On the other hand, the phase error at the falling edge (the edge of the mark portion) is shifted to the negative side.
[0044]
FIG. 7 shows a duty shift at a sample point in a reproduced waveform. In FIG. 7, points A, B, and C indicate sample points at the edge portion. The phase error at each edge is detected by the method described with reference to FIG.
[0045]
As shown in FIG. 6, the phase error at the rising edge portion (space portion) is zero on average, so the phase error at points A and C in FIG. 7 is substantially zero. The phase error at the falling edge portion (mark portion) point B is shifted on the negative side on average. As shown in FIG. 7, in the present embodiment, the case where the mark portion is shorter than the space portion, that is, the case where the distribution of the phase error of the mark portion is on the minus side has been described. It goes without saying that the phase error distribution may shift to the + side.
[0046]
2 extracts a phase error in a mark portion (falling edge) and outputs the average value as a duty shift amount D to the correction coefficient generation unit 202. The correction coefficient generation unit 202 generates a correction coefficient Q based on the duty shift amount D. The duty compensation (the configuration in FIG. 2) is performed by a feedforward configuration. The duty correction coefficient is sequentially updated based on the duty shift amount obtained from the duty shift detection unit 203. The update of the correction coefficient is performed as follows.
[0047]
Q (k) = Q (k-1) + μD
Here, μ is an update coefficient.
[0048]
The waveform correction unit 201 corrects the waveform of the reproduced signal based on the correction coefficient Q. FIG. 8 shows an outline of the waveform correction. In FIG. 8, reference numeral 500 denotes a reproduced signal, and A (k) is obtained by sampling the reproduced signal. The waveform correction unit 201 first generates a differential signal P (k) from a sampling sequence of A (k). The differentiation is calculated based on the difference between the sample value one time before and the sample value at the current time. Next, an edge peak point is detected from the differential signal. The detection of the peak is performed under the following conditions.
[0049]
P (k) <-Th2 and P (k + 1)>-Th2
This is condition 1. Note that the duty correction according to the present embodiment operates only at the mark portion (falling edge).
[0050]
In FIG. 8, P (6) is detected as a peak point. The correction of the duty deviation is performed on two sample points near the peak point. In FIG. 8, two points, sample points A (5) and A (6), are to be corrected. The correction is performed by linear interpolation.
[0051]
Next, the outline of the correction of the sample value will be described with reference to FIG. In FIG. 9, the sample values A (5) and A (6) are to be corrected. The correction of the waveform is based on the following equation. When Q is a positive value, the corrected value B (5) is as follows.
[0052]
B (5) = A (5) + | Q | · {A (4) −A (5)} Equation 1
If Q is a negative value, the result is as follows.
[0053]
B (5) = A (5) + | Q | · {A (6) −A (5)} Equation 2
The same applies to B (6).
[0054]
In FIG. 9, the correction is performed by Expression 1 with the correction coefficient Q being positive. As a result, A (4) and A (6) are corrected to B (5) and B (6). As described above, the waveform at the falling edge portion is corrected, and the duty deviation is canceled.
[0055]
For the duty correction, as shown in FIG. 7, a 4T pattern recorded in a VFO section or the like is reproduced, and a correction coefficient Q is generated and held based on the duty deviation detected in this section. Waveform correction is performed based on the held correction coefficient Q.
[0056]
Next, the reproduction compensation unit 115 in FIG. 1 will be described. FIG. 10 is an internal block of the reproduction compensation unit 115. In FIG. 10, reference numeral 701 denotes a waveform correction unit, which corrects a waveform shift depending on a recording mark length with respect to a reproduced signal 750 whose duty shift has been compensated. Reference numeral 702 denotes a recording mark length temporary determination unit that detects an edge portion from the reproduction signal 750 and provisionally determines the recording mark length. The detection method of the edge portion is the same as that shown in FIG. A correction coefficient generation unit 703 generates a correction amount of the waveform for each recording mark length. The generated correction amount is held in the register 704.
[0057]
The procedure of the reproduction compensation is shown below.
(1) The mark or space length is determined by the mark length temporary determination unit 702 from the reproduced signal, and a correction coefficient is read from the register 704 based on the determined mark or space length.
(2) The sample value near the edge of the reproduction signal is corrected based on the correction coefficient.
(3) The corrected reproduced signal is output to the decoding circuit 112 and the PLL circuit 113.
(4) The corrected reproduced signal is fed back to the correction coefficient generation unit 703, and the correction coefficient is sequentially updated.
[0058]
FIG. 11 shows an outline of the mark length provisional determination. In FIG. 11, reference numeral 801 denotes a signal whose duty deviation has been corrected, and A (k) denotes a sampling signal sampled by a clock generated by a PLL circuit.
[0059]
The correction waveform 801 in which the duty shift has been corrected is input to the mark length temporary determination unit 702, and the mark length is temporarily determined. The mark length provisional determination unit 702 performs a PR (1, -1) process on the sampling sequence A (k) as shown in FIG. 11 to reduce the signal sequence P ( k). Next, P (k) is compared with a threshold value Th to detect an edge portion. The mark length is detected by counting the sampling value P (k) from the edge E1 to the next edge E2.
[0060]
The mark length provisional determination unit 702 sets a register corresponding to the detected mark or space length, and reads a correction coefficient from the register 704.
[0061]
FIG. 12 shows an outline of the register 704. The register 704 holds a correction coefficient hi for each mark length, and the correction coefficient can be read by setting a corresponding address.
[0062]
Next, the sample value near the edge of the waveform is corrected using the correction coefficient hi. FIG. 13 shows an outline of the waveform correction. FIG. 13 shows a case where the waveform sample value at the rising edge after the space length 2T is corrected. Here, it is assumed that the correction coefficient h2 at the 2T edge is a negative value. This indicates that the edge phase after the 2T space is delayed on average. Therefore, the phase of the edge is advanced by the correction processing. Assuming that the sample value before correction is S7, the sample value after correction is S7 'as follows.
[0063]
S7 ′ = S7 + | h2 | · (S8−S7)
Thus, the interpolation process is performed using the sample value S8 one time after S7. If h2 is a positive value, the corrected sample value S7 'is calculated as follows.
[0064]
S7 ′ = S7 + | h2 | · (S6-S7)
In this case, the interpolation processing is performed using the sample value S6 one time before S7. By performing the above-described processing on the sample values near the edge, it is possible to correct the shift of the edge depending on the mark or space length.
[0065]
The sampling value corrected by the above processing is output to the PLL circuit and the decoding circuit. The feedback is also provided to the correction coefficient generation unit 703. The correction coefficient generation unit 703 sequentially updates the reproduction compensation coefficient hi. FIG. 14 shows the relationship between the mark or space length and the reproduction compensation coefficient. In FIG. 14, A (k) at the dot ● is a sampling value.
[0066]
The compensation coefficient generation unit 703 inputs the sampling sequence after the reproduction compensation and determines the mark length. Note that the mark length determination method is the same as that of the mark length provisional determination unit 702 in FIG. In FIG. 14, the mark length is determined to be 3T. Here, the mark or space length is the number of sampling sequences A (k) from one edge to the next edge, and does not correct a waveform that distinguishes a mark / space. Next, a phase error in the edge portion at the time of the mark length determination is detected. The detection of the phase error is the same as described above, and the phase error g (t) of the edge D is detected. Therefore, the compensation coefficient of the 3T mark is set based on the phase error at point D.
[0067]
In FIG. 14, since the mark length is 3T and the phase error at that time is g (t), the correction coefficient generation unit 703 updates the 3T reproduction compensation coefficient as follows.
[0068]
h3 (k) = h3 (k-1) + ζ · g (t)
Here, ζ is an averaging coefficient. h3 (k) is the updated compensation coefficient, and h3 (k-1) is the current compensation coefficient. By executing the same processing corresponding to the detected mark length, the correction coefficient is sequentially updated. The updated compensation coefficient is set and held in the register 704.
[0069]
In the present embodiment, since the duty deviation is corrected in advance of the reproduction compensation, it is possible to reduce the error of the mark length determination at the time of the reproduction compensation due to the duty deviation. By performing the correction, the error rate can be further improved.
[0070]
(Second embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the operation of the reproduction compensation unit is different from that of the first embodiment. In the present embodiment, the waveform is corrected by using two correction coefficients corresponding to the rising edge after the mark length and the correction coefficient corresponding to the falling edge as the correction coefficient corresponding to the mark length.
[0071]
In the first embodiment, the duty shift is corrected in the previous stage, and the waveform shift depending on the mark or space length is corrected by the corrected waveform by the recording mark length of 2T to 8T. On the other hand, in the present embodiment, the correction coefficient generation unit generates 14 correction coefficients corresponding to the mark length and the edge direction (2T to 8T mark lengths corresponding to the edge direction). Therefore, when the mark length is temporarily determined, not only the mark length but also the edge direction is determined.
[0072]
FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. In FIG. 15, the same parts as those in FIG. In the present embodiment, the reproduction compensating unit 850 corrects the waveform of the reproduction signal using the compensation coefficient set for each mark and space length. As described above, in the present embodiment, the RLL (1, 7) code is used as the recording code and the NRZI recording is performed, so that the mark and space lengths are limited to 2T to 8T.
[0073]
FIG. 16 shows a schematic configuration of the reproduction compensation unit 850. Reference numeral 851 denotes a mark / space length determination unit which determines a mark length or a space length from a reproduced signal. A register 852 holds a compensation coefficient, and holds 14 coefficients for each mark space length from 2T to 8T. Reference numeral 853 denotes a compensation coefficient generation unit which detects a phase error signal at an edge portion for each mark / space length from the waveform after reproduction compensation, and generates a compensation coefficient. Reference numeral 854 denotes a waveform correction unit which reads an appropriate compensation coefficient from the register 852 in accordance with the mark space and corrects the waveform.
[0074]
Next, an outline of the correction coefficient generation unit 853 will be described with reference to FIG. The correction coefficient generation unit 853 detects a mark length, an edge direction, and a phase error signal. In FIG. 17, a 3T mark (positive amplitude) and a 3T space (negative amplitude) are reproduced. In the device of the present embodiment, the phase error in the mark portion and the phase error in the space portion are detected separately.
[0075]
Update processing is performed on the correction coefficient corresponding to the detected mark length and the direction of the edge (mark / space) as follows.
[0076]
h3 u (K) = h3 u (K-1) + ζ · g (t)
This is because the correction coefficient h3 at the rising edge after the mark length (space) 3T u 5 is an example of an update process.
[0077]
In this embodiment, h2 corresponds to the mark length and the direction of the edge. u ~ H8 u (Rising edge) and h2 d ~ H8 d The 14 correction coefficients (falling edge) are updated. The updated correction coefficient is held in the register 852. FIG. 18 shows the compensation coefficients and the like set in the register 852.
[0078]
In the correction processing, the mark length and the direction of the edge are detected, a correction coefficient corresponding to the mark length and the direction of the edge are read from the register 852, and the correction is performed by interpolating the waveform as described with reference to FIG.
[0079]
In the present embodiment, since the waveform is corrected by 14 correction coefficients corresponding to the direction of the edge, the correction error due to the duty correction can be absorbed by the reproduction compensation unit, and the correction accuracy can be improved to further improve the error rate. Variations in phase error detection of the PLL circuit can be further reduced.
[0080]
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described. This embodiment is characterized in a method of generating a correction coefficient by the duty correction unit 114. Other configurations are the same as those in FIG. FIG. 19 schematically shows the duty correction unit of the present embodiment. In the first embodiment, the duty shift amount is detected by reproducing the 4T pattern or the like of the VFO unit, and the correction coefficient is generated and held. In the present embodiment, the duty shift amount is also detected in the section other than the VFO unit. Then, the correction coefficient is sequentially updated. Therefore, it is possible to flexibly cope with fluctuations in duty deviation.
[0081]
FIG. 20 schematically shows the provisional determination of the mark length by the reproduction compensation unit. FIG. 20 shows a case where a 3T mark and a 3T space are continuous. The determination of the mark length can be detected by counting the differential sample value P (k) from the edge point E1 to the edge point E2. The same applies to the 3T space.
[0082]
In FIG. 19, reference numeral 951 denotes a correction coefficient averaging unit, which averages the amount of duty deviation and updates it successively. The updated correction coefficient is held in the register 952. The correction coefficient of the register 952 is a value that is sequentially updated. Reference numeral 953 denotes a waveform correction unit, and 954 denotes a duty shift detection unit. In the present embodiment, a duty shift is detected by the duty shift detecting unit 954 from the signal after the duty correction. The detection method is the same as in the first embodiment.
[0083]
The averaging of the correction coefficients is performed as follows.
[0084]
F (k) = F (k−1) + β · g (t) Equation 3
Here, β is an update coefficient, F is a correction coefficient, and g (t) is a duty shift amount. When the duty shift detecting section 954 detects a duty shift from the phase error signal of the edge portion, the correction coefficient is updated by Expression 3. Other parts are the same as in the first embodiment. In the present embodiment, since the duty deviation is updated successively, the fluctuation of the duty deviation between the VFO units can be absorbed, and the stable correction processing can be always performed.
[0085]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by correcting the phase shift of the reproduction signal depending on the magnetization direction of the recording mark and the phase shift of the reproduction signal depending on the mark length of the recording mark, the error can be corrected. The rate can be improved, and the performance of the PLL circuit can be improved.
[0086]
Further, by generating a compensation coefficient for each mark length and magnetization direction of the recording mark and performing reproduction compensation, an error component that cannot be corrected by the duty correction can be corrected based on the reproduction compensation coefficient individually set for each mark and space. The waveform can be corrected, and the error rate can be further improved.
[0087]
Further, the duty correction coefficient is averaged with respect to the duty deviation component included in the reproduction signal, and is sequentially updated, and the duty deviation is corrected with the updated correction coefficient, so that it is possible to flexibly cope with the fluctuation of the duty deviation of the reproduction signal, and to improve the error rate. Can be improved, and the determination accuracy of the mark length determination unit of the subsequent reproduction compensation unit can be further improved, so that the effect of reproduction compensation can be further improved.
[0088]
In addition, the reproduction compensation coefficient is sequentially updated while reproducing the reproduction signal, and the waveform is corrected using the updated reproduction compensation coefficient, so that it is possible to flexibly cope with a mark length-dependent variation.
[0089]
Further, since the PLL circuit operates based on the phase information of the edge portion in the reproduction signal, it is possible to contribute to the stable operation by using the correction signal in which the phase fluctuation due to the duty shift and the phase fluctuation due to the mark length dependency are reduced. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a duty correction unit of FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram illustrating a duty shift.
FIG. 4 is a diagram illustrating a phase shift between a reproduction signal and a clock.
FIG. 5 is a diagram illustrating a phase error signal.
FIG. 6 is a diagram showing a distribution of a phase shift at an edge portion of a reproduction signal.
FIG. 7 is a diagram illustrating a duty shift at a sample point of a reproduction signal.
FIG. 8 is a diagram illustrating the operation of the duty correction unit of FIG. 1;
FIG. 9 is a diagram illustrating correction of a sample value.
FIG. 10 is a block diagram of a reproduction compensation unit of FIG. 1;
FIG. 11 is a diagram illustrating a provisional determination of a mark length by a reproduction compensation unit in FIG. 10;
FIG. 12 is a diagram showing a register of a reproduction compensation unit in FIG. 10;
FIG. 13 is a diagram illustrating waveform correction of a reproduction compensation unit.
FIG. 14 is a diagram illustrating generation of a correction coefficient by a reproduction compensation unit.
FIG. 15 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram illustrating a reproduction compensation unit according to the second embodiment.
FIG. 17 is a diagram illustrating generation of a correction coefficient according to the second embodiment.
FIG. 18 is a diagram illustrating registers in a reproduction compensation unit according to the second embodiment.
FIG. 19 is a block diagram illustrating a duty correction unit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a diagram illustrating a provisional determination of a mark length by a reproduction compensation unit according to the third embodiment.
FIG. 21 is a diagram illustrating a domain wall displacement type magneto-optical recording medium and a reproducing method thereof.
FIG. 22 is a diagram illustrating a stray magnetic field when performing domain wall motion reproduction.
FIG. 23 is a diagram illustrating a mark length deviation of a reproduction signal with respect to a recording mark length.
FIG. 24 is a diagram illustrating a mark length deviation of a reproduction signal with respect to a recording mark length of a reproduction signal when a duty deviation and a mark length deviation depending on a recording mark length are mixed.
[Explanation of symbols]
101 Magneto-optical disk
102 Spindle motor
103 magnetic head
104 Optical Head
105 preamplifier
106 magnetic head driver
107 pre-encoder
108 Laser drive circuit
109 AGC circuit
110 A / D converter
114 Duty correction unit
115 Reproduction compensation unit
112 decoding circuit
113 PLL circuit
201 Waveform correction unit
202 Correction coefficient generator
203 Duty shift detector
701 Waveform correction unit
702 Mark length temporary judgment unit
703 Correction coefficient generator
704 register
850 playback compensation unit
851 Mark / space length provisional judgment section
852 registers
853 correction coefficient generator
854 Waveform correction unit
951 Correction coefficient averaging means
952 registers
953 Waveform correction unit
954 Duty shift detector
