JP2004037695A

JP2004037695A - 光変調器

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Publication number: JP2004037695A
Application number: JP2002192981A
Authority: JP
Inventors: Takahisa Fujita; 藤田　貴久; Toshio Sakane; 坂根　敏夫
Original assignee: Sumitomo Osaka Cement Co Ltd
Current assignee: Sumitomo Osaka Cement Co Ltd
Priority date: 2002-07-02
Filing date: 2002-07-02
Publication date: 2004-02-05

Abstract

【課題】波長分散量１６２０ｐＳ／ｎｍの単一モードファイバにおいても、伝送ペナルティを２ｄＢ以下で伝送する光変調器を提供し、特に、従来の光変調器に特段の装置や構成を付加することなく、優れた伝送特性を有する光変調器を提供することである。
【解決手段】電気光学効果を有する材料からなる基板１と、該基板上に形成されたマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路と、該ＭＺ型干渉導波路中の分岐した２つの導波路５，６の各々を通過する導波光の位相を互いに独立して変調させるための第一、第二の変調電極７，８とを有する光変調器において、駆動信号源２０からの第一の出力を第一の変調電極７に、第一の出力に対し位相の反転した第二の出力を第二の変調電極８に印加すると共に、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖ１と第二の変調電極の印加電圧振幅Ｖ２との和（Ｖ１＋Ｖ２）が半波長電圧を超えない、又は半波長電圧より小さい電圧であることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光源からの光を変調するため、光源の外部に設けられた光変調器に関し、特に、長距離の光ファイバー中でも、波形整形することなく光信号の伝送エラーの発生を抑制可能とする光変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の高速、大容量の情報通信に係る需要の高まり対応して、光ファイバーによる高速かつ長距離伝送の技術の確立が求められている。
高速度の単一モード光ファイバ（ＳＭＦ）による光伝送システムにおいては、短距離無中継系伝送用として半導体レーザを光源に用いた直接変調方式が利用されており、また、中距離無中継伝送用としては、ＣＷレーザと電界吸収型（ＥＡ）変調器との組み合わせが利用されている。
【０００３】
伝送距離を制限する要因としては、光ファイバが有する分散特性と光変調時に発生するチャープ量との相互関係による、信号パルスが光ファイバの伝送端において重なる符合干渉、光ファイバの伝送路途中における光損失や信号パルスの伝送中の広がり、さらに光信号を受信する受光系の雑音などによる信号のＳ／Ｎ劣化、また、送信パワーに依存するＳＭＦにおける非線形相互作用によるＳ／Ｎ劣化、光変調器の変調速度、変調器帯域に依存する信号ジッタ−（ｊｉｔｔｅｒ）などが挙げられる。
【０００４】
より高速度、より長距離の伝送を実現するための光変調器としては、ＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）レーザと、ニオブ酸リチウム（ＬＮ）などの電気光学効果を有する材料を用いたマッハツェンダー（ＭＺ）型の外部光変調器（以下、ＬＮ光変調器という）との組み合わせが提唱され、実用化されてきている。
前出の２方式と比較して、ＬＮ光変調器は、波長依存性が少ないことからＤＷＤＭ（高密度波長多重）方式の光変調の用途に適しており、また、誘電体損依存の変調帯域限界（ｌｉｍｉｔ）がないため、非常に高速度な変調が可能である。さらには、以下のような多彩な変調方式も、実現可能であるなどの優れた特徴を有している。
【０００５】
例えば、ＬＮ光変調器は、ＭＺ型導波路中の分岐した２つの導波路に対して設けられた変調電極や接地電極の形状など電極構成を調整することにより、０から１までの固定したチャープパラメータ（α値）を実現できる。
あるいは、ＭＺ型導波路中の分岐した２つの導波路に対して設けられた変調電極を独立に制御可能とした、所謂、デュアル（ｄｕａｌ）電極構造型の光変調器においては、該変調電極に加える電圧に応じて、０から１までのα値を可変とすることが可能である。
なお、変調電極が一電極である通常のＬＮ光変調器においては、α値は約０．７程度である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１０は、通常の単一モード光ファイバ（１．３μｍで分散がゼロとなるＳＭＦで、以下、単に「ＳＭＦ」という）の群遅延量と波長の関係を示す図である。１．５５μｍ帯において、波長が長くなる程、光ファイバの単位長さ当りの伝播遅延時間である群遅延量は大きくなっている。
【０００７】
図１１はα値と、光信号パルスの立ち上りと立ち下りとにおける波長の変化を説明する図である。
波長λの変化とα値、および光強度Ｉの変化との間には、次式で示される関係が成立している。
ｄλ／ｄｔ＝−Ａ×α×（ｄＩ／ｄｔ）／Ｉ
ここで、λは光の中心波長、Ｉは瞬時光強度、Ａは正符号の常数である。
すなわち、α＜０の場合（図１１ａ）、光信号パルスの立ち上り（ｄＩ／ｄｔ＞０）ではｄλ／ｄｔ＞０となり、波長λが長波長側にシフトすることとなる。また、逆に光信号パルスの立ち下りでは、波長λは短波長側にシフトする。
【０００８】
上記波長のシフトにより、図１０から判るように、α＜０における光信号パルスの立ち上りでは、波長が長波長側にシフトするため光の伝播速度は遅く、立ち下り部分における波長は短波長側にシフトするため光の伝播速度は速くなる。
すなわち、光信号パルスはＳＭＦ中において、パルス圧縮される。
他方、α＞０の場合（図１１ｂ）、光信号パルスの立ち上り（ｄＩ／ｄｔ＞０）ではｄλ／ｄｔ＜０となり、波長λが短波長側にシフトするため光の伝播速度は速くなる。また、逆に光信号パルスの立ち下りでは、波長λは長波長側にシフトするため光の伝播速度は遅くなり、全体としてパルス波形が広がる形状となる。
【０００９】
しかしながら、光信号パルスは広範囲な周波数成分を含んでおり、ＳＭＦ中での周波数依存による遅延を受け、伝播距離とともに波形歪み（波形の自己広がり）を生じる。α＜０の場合、ある距離までは上記のパルス圧縮効果が自己広がり効果より強く出るが、距離とともに圧縮効果が薄れ自己広がりが主となる。
図９は、この様子を説明する伝送特性の一例図であり、ＳＭＦの距離を横軸に、α値をパラメータとした１０Ｇｂｉｔ／ｓの信号における伝送ペナルティ（ｐｅｎａｌｔｙ）の特性を示す図である。
横軸は、分散量で表したＳＭＦの長さであり、波長分散量１６２０ｐＳ／ｎｍは最短で８０ｋｍの長さに相当している。
縦軸は、伝送ファイバ入力端（Ｂａｃｋ　ｔｏ　Ｂａｃｋ；ＢＴＢ）でのビットエラーレート（ＢＥＲ）が１０^−１２時の受光量（ｐｏｗｅｒ）を基準として、伝送後の同一のＢＥＲを得る受光量を示し、これを伝送ペナルティと言う。
【００１０】
αが負の時（α＝−０．５又は−１）は、伝送ペナルティは一旦は負となり、その後、ＳＭＦの距離が大きくなるに従い、プラスへと変化する。
これは、概略、上述したような負のチャープによるパルス圧縮効果が、ファイバの分散によるパルス波形の広がり効果より、大きい範囲において伝送ペナルティが負となることを示している。したがって、α＞０においては負の伝送ペナルティは有しない。
さらに、最大値であるα＝−１においては、ファイバの近距離において急激に負の値となるが、距離が伸びるとともに伝送ペナルティは急激に悪化する。
【００１１】
図９は、デュアル（ｄｕａｌ）電極構造のＬＮ光変調器の各変調電極に印加する電圧を変化させることにより、α値を変化させた例や、単一の変調電極を有するＬＮ光変調器により特定のα値を有する例が、共通に記載されている。しかも、光変調が最大振幅（１００％変調）となる印加電圧を選択し、変調消光比も最大となる光変調器の印加電圧バイアス（ｂｉａｓ）条件を設定した場合の伝送特性例を示している。
しかしながら、このような条件においても、α値が何であっても、波長分散量１６２０ｐＳ／ｎｍにおいては、「伝送ペナルティが２ｄＢ」を達成することが出来ていない。このため、近年の光通信における高速化や伝送距離の長距離化のニーズに十分対応することが、益々困難となって来ている。
【００１２】
本発明の目的は、上述した問題を解決し、波長分散量１６２０ｐＳ／ｎｍのＳＭＦにおいても、伝送ペナルティを２ｄＢ以下で伝送するための光変調器を提供することであり、しかも、従来の光変調器に特段の装置や構成を付加することなく、優れた伝送特性を有する光変調器を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に係る発明では、電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成されたマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路と、該ＭＺ型干渉導波路中の分岐した２つの導波路の各々を通過する導波光の位相を互いに独立して変調させるための第一、第二の変調電極とを有する光変調器において、駆動信号源からの第一の出力を第一の変調電極に、第一の出力に対し位相の反転した第二の出力を第二の変調電極に印加すると共に、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖ１と第二の変調電極の印加電圧振幅Ｖ２との和（Ｖ１＋Ｖ２）が半波長電圧を超えない、又は半波長電圧より小さい電圧であることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の光変調器において、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖ１と第二の変調電極の印加電圧振幅Ｖ２との比を変えてチャープを制御することを特徴とする。
【００１５】
また、請求項３に係る発明は、請求項１又は２に記載の光変調器において、各変調電極に印加する電圧の印加電圧振幅Ｖ１、Ｖ２は、駆動信号源の出力差動段に設けられた電源電圧によって可変調整されることを特徴とする。
【００１６】
また、請求項４に係る発明は、請求項１又は２に記載の光変調器において、各変調電極に印加する電圧の印加電圧振幅Ｖ１、Ｖ２は、駆動信号源の出力と該変調電極との間に設けられた電圧減衰器によって可変調整されることを特徴とする。
【００１７】
また、請求項５に係る発明は、電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成されたマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路と、該ＭＺ型干渉導波路中の分岐した２つの導波路の各々を通過する導波光の位相を変調させるための第一、第二の変調電極とを有する光変調器において、駆動信号源からの出力を第一の変調電極に印加し、第二の変調電極を接地すると共に、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖが半波長電圧を超えない、又は半波長電圧より小さい電圧であることを特徴とする。
【００１８】
また、請求項６に係る発明は、請求項１乃至５のいずれかに記載の光変調器において、該光変調器からの出力光のＥＹＥ波形のクロスポイントが５０％以上６５％以下の範囲内にあることを特徴とする。
【００１９】
また、請求項７に係る発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器において、変調電極と該変調電極の近傍に配置された接地電極によるコプレーナ電極を形成し、該変調電極の終端が抵抗・コンデンサ（ＲＣ）からなる交流結合型終端器を介して接地されると共に、該終端器は、該変調電極に接続される第１の抵抗（Ｒ１）と、該抵抗と該接地間に接続される第１のコンデンサ（Ｃ１）と、該第１の抵抗（Ｒ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）との接続点からコプレーナ電極を形成する接地電極へ接続される第２、第３のコンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）と、該接続点に接続される第２の抵抗（Ｒ２）とを含み、該第２の抵抗（Ｒ２）の他端に、ＤＣバイアスを調整するためのＤＣ電圧を印加することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適例を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明に関わるＬＮ光変調器モジュールを説明する図である。
光変調器を構成する基板としては、電気光学効果を有する材料、例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３；以下、ＬＮという）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）、ＰＬＺＴ（ジルコン酸チタン酸鉛ランタン）、及び石英系の材料から構成され、特に、光導波路デバイスとして構成しやすく、かつ異方性が大きいという理由から、ＬｉＮｂＯ_３結晶、ＬｉＴａＯ_３結晶、又はＬｉＮｂＯ_３及びＬｉＴａＯ_３からなる固溶体結晶を用いることが好ましい。本実施例では、ニオブ酸リチウム（ＬＮ）を用いた例を中心に説明する。
【００２１】
光変調器を製造する方法としては、ＬＮ基板上にＴｉを熱拡散させて光導波路を形成し、次いで基板の一部又は全体に渡りバッファ層を設けずに、ＬＮ基板上に電極を直接形成する方法や、光導波路中の光の伝搬損失を低減させるために、ＬＮ基板上に誘電体ＳｉＯ_２等のバッファ層を設け、さらにその上にＴｉ・Ａｕの電極パターンの形成及び金メッキ方法などにより数十μｍの高さの変調電極及び接地電極を構成して、間接的に当該電極を形成する方法がある。
一般に、一枚のＬＮウェハに複数の光変調器を作り込み、最後に個々の光変調器のチップに切り離すことにより、光変調器が製造される。
【００２２】
１は、ＬＮ基板であり、上述のようにＴｉの基板内部への拡散等により、その基板表面に導波路を形成している。２は入力導波路であり、不図示のＣＷレーザ光源からの光が導光され、かつ偏光保持機能を有するファイバ３と接続されている。
導波路２を伝播した光は３ｄＢ分岐導波路４にて等分割され、それぞれマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路のアームを構成する第一の導波路５および第二の導波路６に入る。
該アームの近傍に配置した第一の（変調）電極７および第二の（変調）電極８に印加した信号に応じて導波路５、６を伝播する光は位相変調を受け、合波導波路９で干渉する。
該干渉の結果、強度変調された光が出力導波路１０を伝播し出力ファイバ１１からモジュール１２の外部に取り出される。
【００２３】
ここで、第一の電極７と第二の電極８はそれぞれ独立しており、独立した変調信号を印加し、各々のアームを構成する導波路５，６を通過する導波光に独立した位相変調を付加することが可能である。
電極１３，１４、および電極１４，１５は、それぞれ（変調）電極７，８とペアをなすコプレーナ電極（ＣＰＷ電極）の接地電極（ＧＮＤ電極）である。基板１のチップ端に設けた第一、第二の電極の入力端１６，１７はモジュール端に設けた高周波コネクタ１８，１９に接続され、ＲＦ信号を発生する駆動信号源である駆動ドライバ２０の出力端２１，２２からの駆動信号を受ける。
ここで、不図示であるが、駆動信号はＧＮＤ電位基準であり、ＧＮＤ電極１３，１４，１５は、信号源側で高周波コネクタ１８，１９のＧＮＤ端子に接続されている。
【００２４】
駆動ドライバ２０においては、出力トランジスタ２３，２４は差動接続され、共通接続したゲート端２６に入力されるパルス信号（１０Ｇｂｐｓの擬似ランダム（ＰＲＢＳ）パルス列）に応じて、端子２１と２２に位相が１８０°シフトした差動信号Ｖ１（第一の出力）とＶ２（第二の出力）を出力する。２７，２８は出力トランジスタ２３，２４の出力インピーダンス、および負荷との接続をＤＣ的に分離する結合コンデンサとからなるＢＩＡＳ−Ｔである。
出力Ｖ１とＶ２の振幅は、ＢＩＡＳ−Ｔ２７，２８に印加するＤＣ電圧電源２９，３０の出力電圧３１，３２に依存する。
【００２５】
図２は、端子２１，２２での出力信号と端子２６での駆動パルス信号との関係を説明する図である。端子２１での出力信号が端子２６でのパルス信号と図示の関係である場合、端子２２の出力信号は、端子２１の出力信号とは１８０°位相のずれた図示の位相関係を持つ波形となる。
各出力信号の振幅Ｖ１とＶ２は、ＤＣ電圧電源２９，３０の出力に依存した値を取り、それぞれ独立な値を取ることが可能である。
【００２６】
該出力電圧Ｖ１，Ｖ２が変調電極に７，８に印加されると、ＭＺ型干渉導波路のアーム部の導波路５，６において、印加電圧に応じた光位相シフトを生じ、合波部９にて両者が干渉し、相対位相差に対応した光強度変化信号となり出力導波路１０、出力ファイバ１１から出力される。
Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖであるとし、図２のＡ点における光出力が１なる様にＤＣバイアスを印加すると、位相の反転した点Ｂでの光出力はゼロとなる。ＤＣバイアスの印加方法については、後述する。
すなわち、ＬＮ光変調器の変調特性を説明する図３において、変調特性上の動作点がＡ’からＢ’にシフトする。
ここで、図３の横軸は、片方のアームの導波路に印加される印加電圧を基準とした際の他方のアームへの印加電圧の値を示し、縦軸は規格化した光出力を示す。
【００２７】
αパラメータと印加電圧の関係は、各アームでの印加電圧当たりの位相変化量が同じである場合（一般的にはこの電極構成を採る）には次式で与えられる。
α＝（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｖ１＋Ｖ２）
ここで、Ｖ１，Ｖ２は符号のない印加電圧の振幅値（ｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧）であり、αの符号は変調曲線の傾きに依存する。つまり、図３のグラフの曲線スロープ（ｓｌｏｐｅ）３３ではα＞０となり、スロープ３４ではα＜０となる。
【００２８】
図１の３５，３６は、変調器電極を伝播してきたＲＦ信号の電極端での反射をなくするための終端器であり、後述する手段を用いて該終端器側から、前述の変調時のスロープを設定し、かつ最適な光変調波形を形成するための動作点設定用として、ＤＣバイアスを印加するためのＤＣ電圧（ＤＣ１，ＤＣ２）をＤＣ電源３７，３８から供給する。
【００２９】
上記構成の光変調器において、α＜０であるスロープ３４を設定し、印加電圧の和Ｖ（＝Ｖ１＋Ｖ２）と印加電圧の比Ｖ１／Ｖ２を適切に選択することにより、従来のようなＶをｆｕｌｌ駆動する条件（Ｖ＝Ｖｐｉ（半波長電圧値）のように、印加電圧の和Ｖを半波長電圧にほぼ等しい状態で駆動すること）においては達成出来なかった、１６２０ｐＳ／ｎｍのＳＭＦにおける伝送ペナルティを２ｄＢ以下とすることを、実現することが可能であることを、我々は実験的に見出した。
【００３０】
図４は、α＝−１（Ｖ１またはＶ２のいずれかをゼロ）かつ出力波形（ＢＴＢ）であるＥＹＥ波形のクロスポイント（ｃｒｏｓｓ−ｐｏｉｎｔ）を５０％とし、半波長電圧Ｖｐｉ＝４．５Ｖに対して印加電圧Ｖを変化させた場合の伝送ペナルティの変化を示すグラフである。
Ｖ／Ｖｐｉ比が、０．８３以下においては、伝送ペナルティが２ｄＢ以下となっており、該比が０．７８以下では、伝送ペナルティが１ｄＢ以下となる。
このように、印加電圧の和Ｖを半波長電圧（Ｖｐｉ）を超えない、又はＶｐｉより小さな電圧とすることにより、伝送ペナルティに係る特性を各段に向上させることが可能となることが理解できる。
【００３１】
また、図５は横軸をαとした伝送ペナルティであり、例えば、電圧Ｖ＝０．７５×Ｖｐｉの場合に、伝送ペナルティが２ｄＢ以下となる状態は、α＜−０．３以下において達成されることを示している。
さらに、図６に示すように、ＢＴＢでのＥＹＥ波形のクロスポイントを通常設定される５０％（図６ａ）ではなく、６０％（図６ｂ）のように、上昇させることにより、図５から理解できるように、大幅に伝送ペナルティを改善することができる。
ＳＭＦの長さが波長分散量１６２０ｐＳ／ｎｍ相当においては、出力波形のＥＹＥのクロスポイントを５０％から６５％の間に設定すると伝送ペナルティの改善が見られ、特に５０％から６０％の間に設定すると改善効果が顕著に見られた。
また、ＲＦパルス印加電圧の絶対値の総和ＶのＶｐｉに対する比については、０．８３から０．７３の間である場合には、αが−０．２以下となる電圧比とすることによより、伝送ペナルティをほぼ２ｄＢ以下とすることが可能である。
【００３２】
伝送ペナルティの改善に関しては、上述したように、例えば、印加電圧の和の値を半波長電圧より小さく、さらに／又は、ＥＹＥ波形のクロスポイントを５０％以上とする条件を、適切に組み合わせることにより、より効果的に伝送ペナルティを抑制することが可能となる
また、上記の光変調器の説明では、デュアル電極の各電極への印加電圧比を変化させてα値を設定しているが、片方のアームにのみに変調用の信号電極をおき、他方はＧＮＤ電極とする、所謂、単一電極の場合においては、α値が約０．７の場合に相当する。
この場合、駆動条件によって伝送ペナルティが変化することは、上述のデュアル電極の場合と、内容は同様である。
さらに、電極に対する導波路の位置を変える、電極長を変える、導波路の断面積を変える等によっても、α値を変化させることが可能であり、これらのいずれの方法を利用した場合でも、上記の駆動条件を適用することは可能である。
【００３３】
図７は、各アームの導波路に係る変調電極の電圧を変える手段を説明する他の例を示す。
この場合、出力インピーダンスであるＢＩＡＳ−Ｔ（２７，２８）へのＤＣ電源は共通かつ出力可変なＤＣ電源３７を用い、出力端子２１，２２とＬＮ光変調器のＲＦ入力端子１８，１９との間に減衰器３８，３９を挿入している。
該減衰器３８，３９の減衰比により、所望の電圧比Ｖ１／Ｖ２を設定し、印加電圧の和（Ｖ１＋Ｖ２）については、ＤＣ電源３７の出力電圧によって設定するように構成される。
【００３４】
図８は、図１又は７に示されたＲＦ終端器３５，３６の具体的内容を説明する図である。３５，３６は同一の形態であり、３５を例に説明する。
４０は変調電極７など進行波信号電極のｅｎｄ端、４１，４２は同様に進行波ＧＮＤ電極１３，１４のｅｎｄ端である。
終端器３５は信号電極端４０に接続する終端抵抗４３（第１の抵抗、Ｒ１）とＧＮＤ電極に接続するコンデンサ４４，４５（第２、第３のコンデンサ、Ｃ２，Ｃ３）とさらには接地電位であるケースに接続するコンデンサ４６（第１のコンデンサ、Ｃ１）とからなりそれぞれの他端は共通点４７に接続される。
終端抵抗４３は電極のインピーダンスにほぼ一致した値であり、また、コンデンサ４４，４５は高周波成分を進行波電極に戻すための機能を有する小さな容量の高周波特性に優れたコンデンサである。また、コンデンサ４６は大きな容量のコンデンサであり、低周波成分の戻りを担う。
該終端器によって、広い周波数帯域において反射の少ない進行波回路となる。
さらに、該終端器３５は上記共通点４７に接続され他端をモジュール１２のＤＣポートコネクタ４８に接続する抵抗器５０（第２の抵抗、Ｒ２）を有する。
該抵抗器５０を通してＤＣ電圧を供給することにより、変調電極７に有効にＤＣバイアス電圧が掛かり、しかも、ｂｉａｓ点の設定調整も容易となる。
なお、図８の説明において、終端器３５における４０，４１，４２，４８に対応して、終端器３６における関連する部位は、それぞれ５１，５２，５３および４９である。
【００３５】
上述した終端器とＤＣ電源の組み合わせは、特に、トランスポンダーのようなコンパクトな外形の光変調器モジュールが必要な場合には、好適に採用される。
通常、ＲＦとＤＣ電極とを一体とする図１又は７の様な場合には、ＲＦ信号源２０側にＤＣバイアス電圧を付加するためのＢＩＡＳ−Ｔを追加的に設けるのが一般的である。このような場合には、ＢＩＡＳ−Ｔのインダクタンス成分や、コンデンサの特性が駆動波形に大きな影響を与え、さらには形状が大きな素子でもあるために、性能上及び実装上の問題がある。
上述の終端器との組み合わせでは、このような欠点が解消され、コンパクトな光変調器モジュール構成を可能としている。
【００３６】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明の光変調器によれば、１０Ｇｂｉｔ／Ｓの光伝送システムにおいても、従来不可能であった、１６２０ｐＳ／ｎｍの波長分散を有するＳＭＦの長さで、伝送ペナルティを２ｄＢ以下で伝送可能とすることができる。しかも、従来の光変調器に特段の装置や構成を付加することなく、このような優れた伝送特性を有する光変調器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に関わる光変調器モジュールを説明する図。
【図２】印加電圧の位相関係を説明する図。
【図３】変調曲線（光出力）と印加電圧との関係を説明する図。
【図４】印加電圧の和と伝送ペナルティとの関係を示す図。
【図５】α値と伝送ペナルティとの関係を示す図。
【図６】ＥＹＥ波形におけるクロスポイントの調整を説明する図。
【図７】本発明に関わる第２の光変調器モジュールを説明する図。
【図８】終端器の構成を説明する図。
【図９】従来の光変調器におけるα値依存の伝送距離と伝送ペナルティとの関係を説明する図。
【図１０】通常のＳＭＦの波長に対する群遅延量を説明する図。
【図１１】αが負の場合（ａ）および正の場合（ｂ）のパルスの立ち上がり、立下りにおける波長シフト現象を説明する図。
【符号の説明】
１　　ＬＮ基板
２，４，５，６，９，１０　導波路
３，１１　　ファイバ
１２　　光変調器モジュール
２０　　駆動ドライバ
２７，２８　ＢＩＡＳ−Ｔ
２９，３０　ＤＣ電源
３８，３７　ＤＣバイアスのためのＤＣ電源
３５，３６　終端器
３８，３９　減衰器

Claims

電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成されたマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路と、該ＭＺ型干渉導波路中の分岐した２つの導波路の各々を通過する導波光の位相を互いに独立して変調させるための第一、第二の変調電極とを有する光変調器において、
駆動信号源からの第一の出力を第一の変調電極に、第一の出力に対し位相の反転した第二の出力を第二の変調電極に印加すると共に、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖ１と第二の変調電極の印加電圧振幅Ｖ２との和（Ｖ１＋Ｖ２）が半波長電圧を超えない、又は半波長電圧より小さい電圧であることを特徴とする光変調器。
請求項１に記載の光変調器において、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖ１と第二の変調電極の印加電圧振幅Ｖ２との比を変えてチャープを制御することを特徴とする光変調器。
請求項１又は２に記載の光変調器において、各変調電極に印加する電圧の印加電圧振幅Ｖ１、Ｖ２は、駆動信号源の出力差動段に設けられた電源電圧によって可変調整されることを特徴とする光変調器。
請求項１又は２に記載の光変調器において、各変調電極に印加する電圧の印加電圧振幅Ｖ１、Ｖ２は、駆動信号源の出力と該変調電極との間に設けられた電圧減衰器によって可変調整されることを特徴とする光変調器。
電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成されたマッハツェンダー（ＭＺ）型干渉導波路と、該ＭＺ型干渉導波路中の分岐した２つの導波路の各々を通過する導波光の位相を変調させるための第一、第二の変調電極とを有する光変調器において、
駆動信号源からの出力を第一の変調電極に印加し、第二の変調電極を接地すると共に、第一の変調電極の印加電圧振幅Ｖが半波長電圧を超えない、又は半波長電圧より小さい電圧であることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至５のいずれかに記載の光変調器において、該光変調器からの出力光のＥＹＥ波形のクロスポイントが５０％以上６５％以下の範囲内にあることを特徴とする光変調器。
請求項１乃至６のいずれかに記載の光変調器において、変調電極と該変調電極の近傍に配置された接地電極によるコプレーナ電極を形成し、該変調電極の終端が抵抗・コンデンサ（ＲＣ）からなる交流結合型終端器を介して接地されると共に、
該終端器は、該変調電極に接続される第１の抵抗（Ｒ１）と、該抵抗と該接地間に接続される第１のコンデンサ（Ｃ１）と、該第１の抵抗（Ｒ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）との接続点からコプレーナ電極を形成する接地電極へ接続される第２、第３のコンデンサ（Ｃ２，Ｃ３）と、該接続点に接続される第２の抵抗（Ｒ２）とを含み、
該第２の抵抗（Ｒ２）の他端に、ＤＣバイアスを調整するためのＤＣ電圧を印加することを特徴とする光変調器。