JP2004032501A - デジタル信号変換装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】デジタル信号変換装置において、デジタル信号に対する補間が不十分であってアナログ信号に対する近似精度が悪い場合に発生する非線形歪みを低減すると共に電力効率を良くする。また、可聴帯域の量子化ノイズを少なくする。
【解決手段】デジタル信号変換装置２は、入力されるデジタル信号を高い周波数でサンプリングするオーバーサンプリング回路２１、サンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転回路２２、夫々のデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）２３及び補間回路（Ｂ）２４、補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ａ）２５及びノイズシェーピング回路（Ｂ）２６、ノイズシェーピングされた信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ａ）２７及びＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８、並びに、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７及びＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路２９を備える。
【選択図】 図７
【解決手段】デジタル信号変換装置２は、入力されるデジタル信号を高い周波数でサンプリングするオーバーサンプリング回路２１、サンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転回路２２、夫々のデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）２３及び補間回路（Ｂ）２４、補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ａ）２５及びノイズシェーピング回路（Ｂ）２６、ノイズシェーピングされた信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ａ）２７及びＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８、並びに、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７及びＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路２９を備える。
【選択図】 図７
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は入力されるデジタル信号をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してアナログ信号化するデジタル信号変換装置及びデジタル信号変換方法の技術分野に属する。
【０００２】
【従来技術】
一般に、入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換機の一方式として、入力デジタル信号をＰＷＭ波形に変換してアナログ信号化する所謂ＰＷＭ方式が知られている。又、入力信号に基づいて、スピーカなどの負荷を駆動するデジタルアンプ（Ｄ級アンプ）においてもＰＷＭ方式が用いられている。アナログ信号に対するＰＷＭ（以降デジタルＰＷＭと表記する）は本質的に非線形歪みが発生するという欠点を持っている。
【０００３】
デジタルＰＷＭにおいて非線形歪みが発生する原因を図１２を用いて説明する。
ＰＷＭにおいては、入力信号が鋸歯状波の参照信号Ｒ（ｔ）と比較され入力信号の方が参照信号より高い区間はＰＷＭがハイレベルになる。したがって、入力がアナログ信号の場合は図１２のアナログＰＷＭ波形が得られる。一方、入力が時間方向に離散的なデジタル信号の場合は、サンプルデータＸｎと参照信号Ｒ（ｔ）が比較され図１２のデジタルＰＷＭ波形が得られる。デジタルＰＷＭ波形はアナログＰＷＭ波形とは異なっており、この差異が非線形歪みの原因となる。そのためにデジタル信号をＰＷＭ変調する場合は非線形歪みを補正することが必要になる。
その対策として従来から、デジタル入力信号を補間することでアナログ信号に近似させ、非線形歪みを低減させる方法が用いられている。図９は従来より用いられている補間の例であって、２つのサンプリング点、例えばサンプリング点ｎとサンプリング点ｎ＋１における夫々のデジタルデータＸｎとＸｎ＋１を直線で結び、その直線と参照信号Ｒ（ｔ）との交点Ｘｐを求め、本来のアナログ信号Ｘｃの近似として用いるものである。
【０００４】
ＰＷＭ変調の方式としてはＰＷＭ波形が＋１と−１の２値を取る２値ＰＷＭ変調と、ＰＷＭ波形が＋１、０、−１の３値を取る３値ＰＷＭ変調が知られている。３値ＰＷＭ変調は偶数次の非線形歪みが発生しないので歪み率の点で２値ＰＷＭ変調よりも好ましい。
【０００５】
また、負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路を用いるデジタルアンプにおいては、２値ＰＷＭ変調は＋１と−１の２値しか取りえないので、入力信号が零の場合でも出力波形は−サンプリング周期内でプラス側に半周期マイナス側に半周期振れることになり電力を消費する。これに対して、３値ＰＷＭ変調は入力が零に場合は出力も零となり、電力効率の点でも３値ＰＷＭ変調の方が好ましい。
【０００６】
２値ＰＷＭ変調の一例として、図１０に負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路を用いたデジタルアンプを示す。かかる構成において、入力されるＰＣＭ信号から得られたＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３３とスイッチ３６に入力され、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４とスイッチ３５に入力され、スイッチ３３、３４、３５，３６の開閉状態に応じて負荷３２に流れる電流の方向が制御される。ここで、本回路の各部の波形を図１１に示すと、電圧ＰＷＭ（０）はプラス側とマイナス側に振れる２値の駆動電圧となる。従って、ＰＣＭ信号が零であっても、負荷３２には−サンプリング周期内でプラス側に半周期マイナス側に半周期振れるような出力波形の電流が流れ、即ちサンプリング期間の積分が零となるように電流が往復して電力を消費することになる。
【０００７】
一方、３値ＰＷＭ変調の一例を図４に示す。本構成も負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路である。入力がアナログ信号の場合は、入力信号に対する第一のＰＷＭ信号と入力信号の極性を反転した信号の対する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジを制御する点で、上述の２値ＰＷＭ変調と異なる。具体的には、入力されたアナログ信号から求められたＰＷＭ（Ａ）信号がスウッチ３３に、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４に入力されることに加え、入力されたアナログ信号の極性を反転した信号から求められたＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３５に、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３６に入力され、スイッチ３３，３４，３５，３６の開閉状態に応じて負荷３２に流れる電流の方向が制御される、負荷３２にかかる電圧ＰＷＭ（０）はプラス側と０とマイナス側に振れる３値の駆動電圧となる。従って、入力が零の場合は出力も零となるため、電力効率の点で２値ＰＷＭ変調よりも優れている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
同様に、入力がデジタル信号の場合において３値ＰＷＭ変調を実現するためには、入力信号から第一のＰＷＭ信号と、２の補数に相当する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジ構成のスイッチング回路を制御することが考えられる。入力信号の２の補数は、入力信号の極性を反転した信号を表すからである。このようなデジタル信号の３値ＰＷＭ変調が実現できれば、先述の電力効率の改善に加えて、偶数次の非線形歪みが発生しないという効果もありより望ましい。
【０００９】
ところで、入力がデジタル信号のＰＷＭ方式では、上述のように非線形歪みが発生するため、デジタル信号を補間してアナログ信号に近似させている。
【００１０】
しかし、入力デジタル信号を補間した信号の２の補数に対する第二のＰＷＭ信号は、入力アナログ信号の極性を反転した信号に対する第二のＰＷＭ信号とは異なるものである。そのため、入力デジタル信号を補間した信号から第一のＰＷＭ信号と、補間した信号の２の補数に相当する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジ構成のスイッチング回路を制御して３値ＰＷＭ変調を行うとかえって非線形歪みが増加するため、補間を用いるデジタル信号のＰＷＭに対しては３値ＰＷＭ変調は実現困難であった。
【００１１】
本発明は以上の点をかんがみてなされたものであり、入力デジタル信号の極性反転信号を補間して第二のＰＷＭ信号を生成することで、アナログ信号の極性反転した信号に対するＰＷＭ信号により近似したＰＷＭ信号を生成することを課題とする。そして、入力信号がデジタル信号の場合において、偶数次の非線形歪みの低減と電力効率の改善が実現できる３値ＰＷＭ変調を実現することを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１デジタル信号変換装置は上記課題を解決するために、デジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、前記デジタル信号の補間をする第一の補間手段と、前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、前記第一の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、前記第二の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段とを備える。
【００１３】
本発明の第１デジタル信号変換装置によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いてＰＷＭ変換を行う。これにより、デジタル信号をアナログ信号に変換する。この際、入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法により補間を行う。補間された夫々の信号はＰＷＭ変換回路によってＰＷＭ変換が行われ、この２つのＰＷＭ変換回路によるＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動する。従って、非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００１４】
本発明の第２デジタル信号変換装置は上記課題を解決するために、デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング手段と、前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間手段と、前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、前記第一の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング手段と、前記第二の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング手段と、前記第一のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、前記第二のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段とを備える。
【００１５】
本発明の第２デジタル信号変換装置によれば、入力されるデジタル信号はオーバーサンプリングされ、オーバーサンプリングされたデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号の２つの信号系列を用いてＰＷＭ変換を行う。これにより、デジタル信号をアナログ信号に変換する。この際、入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行う。補間された夫々の信号は可聴帯域での量子化ノイズを低減するために、夫々ノイズシェーピング回路によってノイズシェーピングが行われる。ノイズシェーピングされた信号はＰＷＭ変換回路によってＰＷＭ変換が行われ、この２つのＰＷＭ変換回路によるＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動する。従って、可聴帯域のノイズが少なく非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００１６】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換装置の一態様では、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段と、前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段とを備える。
【００１７】
この態様によれば、第一のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号に対するノットＰＷＭ信号が得られ、また、第二のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号に対するノットＰＷＭ信号が得られる。
【００１８】
この態様では、前記出力手段はＨブリッジ構成のスイッチング回路である。
【００１９】
この態様によれば、出力手段は４つのスイッチで構成されるＨブリッジの負荷駆動回路である。４つのスイッチの夫々に２つのＰＷＭ信号とノットＰＷＭ信号が入力され、負荷は３値のＰＷＭ信号で駆動されることになる。入力されるデジタル信号が零の場合は負荷にかかる電圧も零となるため、電力効率の良い駆動が行われる。
【００２０】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換装置の他の態様では、前記出力手段は差動増幅器である。
【００２１】
この態様によれば、第一のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号と第二のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号を差動増幅器に入力することでＤ／Ａ変換器が形成される。
【００２２】
本発明の第１デジタル信号変換方法は上記課題を解決するために、デジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、前記デジタル信号の補間をする第一の補間工程と、前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、前記第一の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、前記第二の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程とを備える。
【００２３】
本発明の第１デジタル信号変換方法によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いて、デジタル信号をＰＷＭ変換によりアナログ信号に変換する。入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行い、その後、ＰＷＭ変換が行われる。この２つのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動することで、非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００２４】
本発明の第２デジタル信号変換方法は上記課題を解決するために、デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング工程と、前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間工程と、前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、前記第一の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング工程と、前記第二の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング工程と、前記第一のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、前記第二のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程とを備える。
【００２５】
本発明の第２デジタル信号変換方法によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いて、デジタル信号をＰＷＭ変換によりアナログ信号に変換する。入力されるデジタル信号はオーバーサンプリングされ、オーバーサンプリングされたデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行う。補間された夫々の信号は、その後可聴帯域での量子化ノイズを低減するために、夫々ノイズシェーピング回路によってノイズシェーピングが行われ、その後、ＰＷＭ変換が行われる。この２つのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動することで、可聴帯域のノイズが少なく非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００２６】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換方法の一態様では、更に、前記第一のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程と、前記第二のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程とを夫々備える。
【００２７】
この態様によれば、２つのＰＷＭ信号の夫々のノットＰＷＭ信号が得られる。これらのＰＷＭ信号を４つのスイッチで形成されるＨブリッジの負荷駆動回路に入力することで、負荷を３値のＰＷＭ信号で駆動することができる。入力されるデジタル信号が零の場合は負荷にかかる電圧も零となるため、電力効率の良い駆動が可能となる。
【００２８】
尚、本願明細書中の「レベル」とはＰＷＭ波形のハイレベルとローレベルを表し、「レベルの反転」とはハイレベルをローレベルに、またローレベルをハイレベルにすることを表し、「極性」とは信号の＋／−を表し、「極性の反転」とは＋を−に、−を＋にすることを表すものとする。
【００２９】
本発明のこのような作用、及び他の利得は次に説明する実施の形態から明らかにされる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第一の実施形態）
本発明のデジタル信号変換装置に係わる第一の実施形態について、図１から図６を参照して説明する。本実施形態は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであって、補間の近似精度を高めて非線形歪みを低減すると共にデジタル信号が零の入力時には出力も零となるようにし、電力効率の良いデジタル信号変換装置の構成例である。
【００３１】
ここで図１は本発明に係わる第一のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図であり、図２はアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図であり、図３は反転したアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。また、図４（ａ）はデジタル信号変換装置の出力手段であるスイッチング回路を示す図であり、同図（ｂ）は負荷の一例を示す図である。また図５は図４に示すスイッチング回路により負荷を駆動する際の３値のＰＷＭ波形を示す図である。更に図６はデジタル信号変換装置をＤ／Ａ変換器とする出力手段の構成を示す図である。
【００３２】
図１に示すようにデジタル信号変換装置１は、入力されるデジタル信号を反転する極性反転回路１１と、入力されるデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）１２と、反転したデジタル信号の補間を行う補間回路（Ｂ）１３と、補間回路（Ａ）１２で補間された信号に対するＰＷＭ変換回路（Ａ）１４と、補間回路（Ｂ）１３で補間された信号に対するＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５と、ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４とＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路１６を備えて構成される。
【００３３】
尚、各実施形態において、ＰＷＭ変換回路、補間回路及びノイズシェーピング回路並びにＰＷＭ信号に付与された符号（Ａ）は、二つのＰＷＭ信号系列のうち一方（即ち、Ａ系列）に係るものである旨を示し、これらに付与された符号（Ｂ）は、二つのＰＷＭ信号系列のうち他方（即ち、Ｂ系列）に係るものである旨を示す。
【００３４】
極性反転回路１１は、図２に示すように例えばサンプリング点ｎに於いてデジタル信号値がＸｎであれば、サンプリング点ｎに於いて−Ｘｎのデジタル信号を生成する。全てのサンプリング点でこの変換が行われ、入力されたデジタル信号に対し反転した極性のデジタル信号系列が生成される。
【００３５】
補間回路（Ａ）１２は、入力されたデジタル信号が鋸歯状波の参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号と参照信号とによる交点に対して差異が小さくなるように補間をし、歪を小さくするための回路である。
【００３６】
補間回路（Ｂ）１３は、入力されたデジタル信号の極性を反転した信号が参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号の反転した信号と鋸歯状波の参照信号とによる交点に対して差異が小さくなるよう補間、歪を小さくするための回路である。尚、補間については図２、図３を参照し後段で詳しく説明する。
【００３７】
ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４は、補間回路（Ａ）１２で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ａ）信号とし、更にＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号を生成する。
【００３８】
ＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５は、補間回路（Ｂ）１３で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ｂ）信号とし、更にＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。
【００３９】
スイッチング回路１６は、上述したようＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号に基づいて負荷をドライブするための回路を形成する。このスイッチング回路１６は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。尚、その具体的な構成と動作は図４及び図５を参照し後段で詳しく説明する。
【００４０】
次に、補間の方法について説明する。図２及び図３に示すようにサンプリング点がｎ−１、ｎ、ｎ＋１にあって、参照信号である鋸歯状波Ｒ（ｔ）はサンプリング区間を−１から＋１まで直線状に増大する。元となるアナログ信号Ｘ（ｔ）に対するデジタル信号は、サンプリング点ｎ−１から点ｎまでがＸｎ−１であり、サンプリング点ｎから点ｎ＋１までがＸｎとなる。一方、極性が反転された状態では元となるアナログ信号Ｘ（ｔ）は−Ｘ（ｔ）となり、これに対するデジタル信号は、サンプリング点ｎ−１から点ｎまでが−Ｘｎ−１であり、サンプリング点ｎから点ｎ＋１までが−Ｘｎとなる。
【００４１】
このアナログ信号Ｘ（ｔ）と鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点からアナログ信号に対するＰＷＭが生成され、デジタル信号Ｘｎと鋸波状波Ｒ（ｔ）との交点からデジタル信号に対するＰＷＭが生成される。同様に極性が反転されたアナログ信号−Ｘ（ｔ）と鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点から極性が反転したアナログ信号に対するＰＷＭが生成され、デジタル信号−Ｘｎと鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点から極性が反転されたデジタル信号に対するＰＷＭが生成される。これらアナログ信号のＰＷＭとデジタル信号のＰＷＭの差異が非線形歪みとなる。
【００４２】
この歪を小さくするために補間の手法が導入される。その一例として例えば図２に示すように、現サンプリング点ｎのサンプル値Ｘｎと次サンプリング点ｎ＋１のサンプル値Ｘｎ＋１を結ぶ直線と参照信号Ｒ（ｔ）の交点の時刻Ｗａを式（１）で求める。
【００４３】
Ｗａ＝〔１＋０．５（Ｘｎ＋１−Ｘｎ）〕〔０．２５（Ｘｎ＋Ｘｎ＋１）〕＋０．５
（１）
ついで一つ前のサンプル値Ｘｎ−１、現サンプル値Ｘｎ、次のサンプル値Ｘｎ＋１を用いてアナログ信号Ｘ（ｔ）の時刻Ｗａにおける振幅Ｘｑａをラグランジェ補間により式（２）で求め、振幅Ｘｑａをアナログ信号Ｘ（ｎ）と参照信号Ｒ（ｔ）の交点振幅の近似とする。
【００４４】
Ｘｑａ＝０．５Ｘｎ−１（Ｗａ２−Ｗａ）＋Ｘｎ（１−Ｗａ２）
＋０．５Ｘｎ＋１（Ｗａ２＋Ｗａ） （２）
同様に図３に示すように、現サンプル値の極性を反転した値−Ｘｎと次のサンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ＋１を結ぶ直線と参照信号Ｒ（ｔ）の交点の時刻Ｗｂを式（３）で求める。
【００４５】
Ｗｂ＝〔０．５（Ｘｎ＋１−Ｘｎ）−１〕〔０．２５（Ｘｎ＋Ｘｎ＋１）〕＋０．５
（３）
ついで一つ前のサンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ−１、現サンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ、次のサンプル値を反転した値−Ｘｎ＋１を用いて極性を反転したアナログ信号−Ｘ（ｔ）の時刻Ｗｂにおける振幅Ｘｑｂをラグランジェ補間により式（４）で求め、この振幅Ｘｑｂを反転アナログ信号−Ｘ（ｎ）と参照信号Ｒ（ｔ）の交点振幅の近似とする。
【００４６】
Ｘｑｂ＝−０．５Ｘｎ−１（Ｗｂ２−Ｗｂ）−Ｘｎ（１−Ｗｂ２）
−０．５Ｘｎ＋１（Ｗｂ２＋Ｗｂ） （４）
上述したようにして求められた、原信号Ｘｎを補間したＸｑａの系列によりＰＷＭ（Ａ）信号を生成し、反転信号−Ｘｎを補間したＸｑｂの系列によりＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。このようにして得られたデジタル信号に対応したＰＷＭ信号はアナログ信号のＰＷＭ信号に対して差異が少なく、非線形歪みが小さくなる。また、ＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転することでノットＰＷＭ（Ａ）信号が得られ、ＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転することでノットＰＷＭ（Ｂ）信号が得られる。
【００４７】
尚、補間の方法は上述した方法に限ることはなく、他の好適な方法を用いても良いことは当然である。
【００４８】
次に、上述したようにして得られたＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号によって３値の負荷駆動が可能なスイッチング回路について説明する。
【００４９】
図４（ａ）に示すようにスイッチング回路１６の構成は、スイッチ３３、３４、３５、３６によりＨブリッジに構成される。スイッチ３３とスイッチ３４が直列に、またスイッチ３５とスイッチ３６が直列に接続され、スイッチ３３とスイッチ３５の一端は電源３１に接続され、スイッチ３４と、スイッチ３６の他の一端は接地される。負荷３２はスイッチ３３とスイッチ３４の接続点Ｐ１とスイッチ３５とスイッチ３６の接続点Ｐ２との間に配置される。
【００５０】
この構成においてＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３３に、ノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４に、ＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３５に、ノットＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３６に、夫々入力される。従ってＰＷＭ（Ａ）信号がハイレベル（従ってノットＰＷＭ（Ａ）信号はロウレベル）であって、ノットＰＷＭ（Ｂ）信号がハイレベル（従ってＰＷＭ（Ｂ）信号はロウレベル）の状態では電流は電源３１からスイッチ３３、負荷３２、スイッチ３６の経路で流れる。一方、ノットＰＷＭ（Ａ）信号がハイレベル（従ってＰＷＭ（Ａ）信号はロウレベル）であって、ＰＷＭ（Ｂ）信号がハイレベル（従ってノットＰＷＭ（Ｂ）信号はロウレベル）の状態では電流は電源３１からスイッチ３５、負荷３２、スイッチ３４の経路で流れる。
【００５１】
このときの夫々の波形は図５に示すように、デジタル信号であるＰＣＭがプラスの状態から零を経てマイナスの状態になるとすると、ＰＷＭ（Ａ）信号は幅の広いパルスから狭いパルスとなり、従ってノットＰＷＭ（Ａ）信号は幅の狭いパルスから広いパルスとなる。一方、極性を反転した信号に対するＰＷＭ（Ｂ）信号は幅の狭いパルスから広いパルスとなり、従ってノットＰＷＭ（Ｂ）信号は幅の広いパルスから狭いパルスとなる。特に入力信号が零の場合は全てのパルス幅はサンプリング周期の半分で同一となる。
【００５２】
この状態で負荷３２にかかる電圧ＰＷＭ（Ｏ）はデジタル信号であるＰＣＭがプラスで大きな値の場合はパルス幅が広く、プラス方向の電圧であり、ＰＣＭが小さくなるに従ってパルス幅も小さくなる。一方、ＰＣＭがマイナスで小さな値の場合はパルス幅が狭く、マイナス方向の電圧であり、ＰＣＭがマイナス方向に大きくなるに従ってパルス幅も大きくなる。更にＰＣＭが零の場合は、スイッチ３３とスイッチ３５がＯＮでスイッチ３４とスイッチ３６がＯＦＦ、或いはスイッチ３３とスイッチ３５がＯＦＦでスイッチ３４とスイッチ３６がＯＮの状態がサンプリングの半周期ごとに繰り返され、電源３１から接地への回路が遮断されて負荷３２には電流は流れない。従って、このスイッチング回路１６は負荷３２の駆動を３値のＰＷＭ（Ｏ）で行えるものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。
【００５３】
負荷３２として例えば図４（ｂ）に示すように、接続点Ｐ１と接続点Ｐ２間にＬＰＦ（ローパスフィルタ）３７とスピーカ３８を接続することで、入力されたデジタル信号を音声信号として出力することが可能となる。
【００５４】
また、上述したデジタル信号変換装置１をＡ／Ｄ変換器とする場合は図６に示すように、ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４からの信号と、ＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５からの信号を差動増幅器３９に入力し、ＰＷＭ（Ａ）信号からＰＷＭ（Ｂ）信号を減算することで３値のＰＷＭ信号を実現することができる。即ち、図５において、ＰＷＭ（Ａ）信号からＰＷＭ（Ｂ）信号を減算することで３値のＰＷＭ（Ｏ）信号が得られる。
【００５５】
（第二の実施形態）
本発明のデジタル信号変換装置に係わる第二の実施形態について、図７及び図８を参照して説明する。本実施形態は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであって、補間の近似精度を高めて歪みを低減すると共にデジタル信号が零の入力時には出力も零として電力効率を良くし、更に可聴帯域の量子化雑音の少ないデジタル信号変換装置の構成例である。ここで図７は本発明に係わる第二のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図であり、図８はノイズシェーピングについて示す図である。
【００５６】
図７に示すようにデジタル信号変換装置２は、入力されるデジタル信号を高い周波数でサンプリングするオーバーサンプリング回路２１と、オーバーサンプリング回路２１でサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転回路２２と、入力されるデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）２３と、反転したデジタル信号の補間を行う補間回路（Ｂ）２４と、補間回路（Ａ）２３で補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ａ）２５と、補間回路（Ｂ）２４で補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ｂ）２６と、ノイズシェーピング回路（Ａ）２５からの信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ａ）２７と、ノイズシェーピング回路（Ｂ）２６からの信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８と、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７とＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路２９を備えて構成される。
【００５７】
オーバーサンプリング回路２１は、入力されるデジタル信号をナイキストの定理に基づくサンプリング周波数よりも高いｎ倍の周波数でサンプリングする回路である。
【００５８】
極性反転回路２２は、図２に示すように例えばサンプリング点ｎに於いてデジタル信号値がＸｎであれば、反転信号として−Ｘｎのデジタル信号を生成する。全てのサンプリング点でこの変換が行われ、入力されたデジタル信号に対し反転した極性のデジタル信号系列が生成される。
【００５９】
補間回路（Ａ）２３は、入力されたデジタル信号が鋸歯状波の参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号と参照信号とによる交点に対して差異を少なくし、歪を小さくするための回路である。
【００６０】
補間回路（Ｂ）２４は、入力されたデジタル信号の極性を反転した信号が参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号の反転した信号と鋸歯状波の参照信号とによる交点に対して差異を少なくし、歪を小さくするための回路である。
【００６１】
ノイズシェーピング回路（Ａ）２５は、補間回路（Ａ）２３で補間されたデジタル信号からＰＷＭ変換におけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らし、量子化雑音を高周波帯域にシフトする。
【００６２】
ノイズシェーピング回路（Ｂ）２６は、補間回路（Ｂ）２４で補間された極性を反転したデジタル信号からＰＷＭ変換におけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らし、量子化雑音を高周波帯域にシフトする。尚、ノイズシェーピングについては図８を参照して後段で説明する。
【００６３】
ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７は、補間回路（Ａ）２３で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ａ）信号とし、更にＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号を生成する。
【００６４】
ＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８は、補間回路（Ｂ）２４で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ｂ）信号とし、更にＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。
【００６５】
スイッチング回路２９は、上述したようＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号に基づいて負荷をドライブするための回路を形成する。このスイッチング回路２９は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。
【００６６】
尚、量子化ビット数を減らすためにノイズシェーピングを用いる本実施形態では、入力されるデジタルデータに対して図２に示す補間において得られたＸｑａの系列をノイズシェーピング回路（Ａ）２５に通した後、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７でＰＷＭ変換を行いＰＷＭ（Ａ）信号を得る。同様に極性を反転したデジタルデータに対して、図３に示す補間において得られたＸｑｂの系列をノイズシェーピング回路（Ｂ）２６に通した後、ＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８でＰＷＭ変換を行いＰＷＭ（Ｂ）信号を得る。
【００６７】
その他、補間の方法、負荷の駆動に関することは第一の実施形態で説明したことと同様であり、ここでの再度の説明は省略する。
【００６８】
次にノイズシェーピングについて図８を参照して説明する。ＰＷＭにおけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らす必要があるが、単に量子化ビット数を減らしたのでは量子化雑音が増加し、ＳＮ比が劣化することになる。そこで図８（ａ）に示すノイズシェーピング回路において、量子化器４２で量子化ビット数を減らした後、その入出力間の信号から加算器４３で量子化雑音Ｎｑ（ｚ）を求め、求められた量子化雑音Ｎｑ（ｚ）をフィルタＨ（ｚ）４４を通して加算器４１に負帰還することにより、量子化雑音を変形して高周波帯域にシフトする。これにより可聴帯域のＳＮ比を高くすることができる。
【００６９】
ここで、ノイズシェーピング回路の入力をＸ（ｚ）とすると、出力Ｙ（ｚ）は式（５）で示すように、
Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋〔１−Ｈ（ｚ）〕Ｎｑ（ｚ） （５）
となり、ノイズシェーピング後の量子化雑音Ｎ’ｑ（ｚ）は式（６）で示すように、
Ｎ’ｑ（ｚ）＝〔１−Ｈ（ｚ）〕Ｎｑ（ｚ） （６）
と変形される。
【００７０】
図８（ｂ）は７６８ｋＨｚサンプリング、２４ｂｉｔの５ｋＨｚの正弦波を６ｂｉｔノイズシェーピング量子化したスペクトルを示す。尚、ノイズシェーピングの回路として上述した回路に限定するものではない。
【００７１】
本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴うデジタル信号変換装置及びデジタル信号変換方法もまた本発明の技術思想に含まれるものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように、デジタル信号を補間してアナログ信号に近似するだけでなく、デジタル信号の極性を反転し、更に反転した信号を補間して、極性を反転したアナログ信号に近似することにより、デジタル信号に対しても近似的に理想的なアナログ３値のＰＷＭ変調を実現することができる。その結果、零入力時には出力も零となるので電力効率の良いデジタルアンプが実現できる。
【００７３】
更に、３値ＰＷＭ変調をすることにより、補間が不十分でアナログ信号に対する近似精度が悪い場合に発生する消し残しの非線形歪みを軽減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる第一のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】アナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図３】反転したアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図４】（ａ）はデジタル信号変換装置の出力手段であるスイッチング回路を示す図であり、（ｂ）は負荷の一例を示す図である。
【図５】図４に示すスイッチング回路により負荷を駆動する際の３値のＰＷＭ波形を示す図である。
【図６】デジタル信号変換装置をＤ／Ａ変換器とする出力手段の構成を示す図である。
【図７】本発明に係わる第二のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図８】ノイズシェーピングについて示す図である。
【図９】従来のアナログ信号と、デジタル信号と、その補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図１０】図９に示すＰＷＭによる負荷駆動のスイッチング回路を示す図である。
【図１１】図１０に示すスイッチング回路による負荷駆動にかかわる２値のＰＷＭ波形を示す図である。
【図１２】デジタルＰＷＭにおいて、非線形歪みが発生する原因を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２・・・デジタル信号変換装置
１１、２２・・・極性反転回路
１２、２３・・・補間回路（Ａ）
１３、２４・・・補間回路（Ｂ）
１４、２７・・・ＰＷＭ変換回路（Ａ）
１５、２８・・・ＰＷＭ変換回路（Ｂ）
１６、２９・・・スイッチング回路
２１・・・オーバーサンプリング回路
２５・・・ノイズシェーピング回路（Ａ）
２６・・・ノイズシェーピング回路（Ｂ）
３１・・・電源
３２・・・負荷
３３、３４、３５、３６・・・スイッチ
３７・・・ＬＰＦ
３８・・・スピーカ
３９・・・差動増幅器
４１、４３・・・加算器
４２・・・量子化器
４４・・・フィルタＨ（ｚ）
【発明の属する技術分野】
本発明は入力されるデジタル信号をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してアナログ信号化するデジタル信号変換装置及びデジタル信号変換方法の技術分野に属する。
【０００２】
【従来技術】
一般に、入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換機の一方式として、入力デジタル信号をＰＷＭ波形に変換してアナログ信号化する所謂ＰＷＭ方式が知られている。又、入力信号に基づいて、スピーカなどの負荷を駆動するデジタルアンプ（Ｄ級アンプ）においてもＰＷＭ方式が用いられている。アナログ信号に対するＰＷＭ（以降デジタルＰＷＭと表記する）は本質的に非線形歪みが発生するという欠点を持っている。
【０００３】
デジタルＰＷＭにおいて非線形歪みが発生する原因を図１２を用いて説明する。
ＰＷＭにおいては、入力信号が鋸歯状波の参照信号Ｒ（ｔ）と比較され入力信号の方が参照信号より高い区間はＰＷＭがハイレベルになる。したがって、入力がアナログ信号の場合は図１２のアナログＰＷＭ波形が得られる。一方、入力が時間方向に離散的なデジタル信号の場合は、サンプルデータＸｎと参照信号Ｒ（ｔ）が比較され図１２のデジタルＰＷＭ波形が得られる。デジタルＰＷＭ波形はアナログＰＷＭ波形とは異なっており、この差異が非線形歪みの原因となる。そのためにデジタル信号をＰＷＭ変調する場合は非線形歪みを補正することが必要になる。
その対策として従来から、デジタル入力信号を補間することでアナログ信号に近似させ、非線形歪みを低減させる方法が用いられている。図９は従来より用いられている補間の例であって、２つのサンプリング点、例えばサンプリング点ｎとサンプリング点ｎ＋１における夫々のデジタルデータＸｎとＸｎ＋１を直線で結び、その直線と参照信号Ｒ（ｔ）との交点Ｘｐを求め、本来のアナログ信号Ｘｃの近似として用いるものである。
【０００４】
ＰＷＭ変調の方式としてはＰＷＭ波形が＋１と−１の２値を取る２値ＰＷＭ変調と、ＰＷＭ波形が＋１、０、−１の３値を取る３値ＰＷＭ変調が知られている。３値ＰＷＭ変調は偶数次の非線形歪みが発生しないので歪み率の点で２値ＰＷＭ変調よりも好ましい。
【０００５】
また、負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路を用いるデジタルアンプにおいては、２値ＰＷＭ変調は＋１と−１の２値しか取りえないので、入力信号が零の場合でも出力波形は−サンプリング周期内でプラス側に半周期マイナス側に半周期振れることになり電力を消費する。これに対して、３値ＰＷＭ変調は入力が零に場合は出力も零となり、電力効率の点でも３値ＰＷＭ変調の方が好ましい。
【０００６】
２値ＰＷＭ変調の一例として、図１０に負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路を用いたデジタルアンプを示す。かかる構成において、入力されるＰＣＭ信号から得られたＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３３とスイッチ３６に入力され、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４とスイッチ３５に入力され、スイッチ３３、３４、３５，３６の開閉状態に応じて負荷３２に流れる電流の方向が制御される。ここで、本回路の各部の波形を図１１に示すと、電圧ＰＷＭ（０）はプラス側とマイナス側に振れる２値の駆動電圧となる。従って、ＰＣＭ信号が零であっても、負荷３２には−サンプリング周期内でプラス側に半周期マイナス側に半周期振れるような出力波形の電流が流れ、即ちサンプリング期間の積分が零となるように電流が往復して電力を消費することになる。
【０００７】
一方、３値ＰＷＭ変調の一例を図４に示す。本構成も負荷の駆動回路としてＨブリッジ構成のスイッチング回路である。入力がアナログ信号の場合は、入力信号に対する第一のＰＷＭ信号と入力信号の極性を反転した信号の対する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジを制御する点で、上述の２値ＰＷＭ変調と異なる。具体的には、入力されたアナログ信号から求められたＰＷＭ（Ａ）信号がスウッチ３３に、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４に入力されることに加え、入力されたアナログ信号の極性を反転した信号から求められたＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３５に、そのレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３６に入力され、スイッチ３３，３４，３５，３６の開閉状態に応じて負荷３２に流れる電流の方向が制御される、負荷３２にかかる電圧ＰＷＭ（０）はプラス側と０とマイナス側に振れる３値の駆動電圧となる。従って、入力が零の場合は出力も零となるため、電力効率の点で２値ＰＷＭ変調よりも優れている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
同様に、入力がデジタル信号の場合において３値ＰＷＭ変調を実現するためには、入力信号から第一のＰＷＭ信号と、２の補数に相当する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジ構成のスイッチング回路を制御することが考えられる。入力信号の２の補数は、入力信号の極性を反転した信号を表すからである。このようなデジタル信号の３値ＰＷＭ変調が実現できれば、先述の電力効率の改善に加えて、偶数次の非線形歪みが発生しないという効果もありより望ましい。
【０００９】
ところで、入力がデジタル信号のＰＷＭ方式では、上述のように非線形歪みが発生するため、デジタル信号を補間してアナログ信号に近似させている。
【００１０】
しかし、入力デジタル信号を補間した信号の２の補数に対する第二のＰＷＭ信号は、入力アナログ信号の極性を反転した信号に対する第二のＰＷＭ信号とは異なるものである。そのため、入力デジタル信号を補間した信号から第一のＰＷＭ信号と、補間した信号の２の補数に相当する第二のＰＷＭ信号を求め、それらに加えてそれらのノットＰＷＭ信号によりＨブリッジ構成のスイッチング回路を制御して３値ＰＷＭ変調を行うとかえって非線形歪みが増加するため、補間を用いるデジタル信号のＰＷＭに対しては３値ＰＷＭ変調は実現困難であった。
【００１１】
本発明は以上の点をかんがみてなされたものであり、入力デジタル信号の極性反転信号を補間して第二のＰＷＭ信号を生成することで、アナログ信号の極性反転した信号に対するＰＷＭ信号により近似したＰＷＭ信号を生成することを課題とする。そして、入力信号がデジタル信号の場合において、偶数次の非線形歪みの低減と電力効率の改善が実現できる３値ＰＷＭ変調を実現することを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１デジタル信号変換装置は上記課題を解決するために、デジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、前記デジタル信号の補間をする第一の補間手段と、前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、前記第一の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、前記第二の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段とを備える。
【００１３】
本発明の第１デジタル信号変換装置によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いてＰＷＭ変換を行う。これにより、デジタル信号をアナログ信号に変換する。この際、入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法により補間を行う。補間された夫々の信号はＰＷＭ変換回路によってＰＷＭ変換が行われ、この２つのＰＷＭ変換回路によるＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動する。従って、非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００１４】
本発明の第２デジタル信号変換装置は上記課題を解決するために、デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング手段と、前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間手段と、前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、前記第一の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング手段と、前記第二の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング手段と、前記第一のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、前記第二のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段とを備える。
【００１５】
本発明の第２デジタル信号変換装置によれば、入力されるデジタル信号はオーバーサンプリングされ、オーバーサンプリングされたデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号の２つの信号系列を用いてＰＷＭ変換を行う。これにより、デジタル信号をアナログ信号に変換する。この際、入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行う。補間された夫々の信号は可聴帯域での量子化ノイズを低減するために、夫々ノイズシェーピング回路によってノイズシェーピングが行われる。ノイズシェーピングされた信号はＰＷＭ変換回路によってＰＷＭ変換が行われ、この２つのＰＷＭ変換回路によるＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動する。従って、可聴帯域のノイズが少なく非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００１６】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換装置の一態様では、前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段と、前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段とを備える。
【００１７】
この態様によれば、第一のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号に対するノットＰＷＭ信号が得られ、また、第二のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号に対するノットＰＷＭ信号が得られる。
【００１８】
この態様では、前記出力手段はＨブリッジ構成のスイッチング回路である。
【００１９】
この態様によれば、出力手段は４つのスイッチで構成されるＨブリッジの負荷駆動回路である。４つのスイッチの夫々に２つのＰＷＭ信号とノットＰＷＭ信号が入力され、負荷は３値のＰＷＭ信号で駆動されることになる。入力されるデジタル信号が零の場合は負荷にかかる電圧も零となるため、電力効率の良い駆動が行われる。
【００２０】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換装置の他の態様では、前記出力手段は差動増幅器である。
【００２１】
この態様によれば、第一のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号と第二のＰＷＭ変換手段から出力されるＰＷＭ信号を差動増幅器に入力することでＤ／Ａ変換器が形成される。
【００２２】
本発明の第１デジタル信号変換方法は上記課題を解決するために、デジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、前記デジタル信号の補間をする第一の補間工程と、前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、前記第一の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、前記第二の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程とを備える。
【００２３】
本発明の第１デジタル信号変換方法によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いて、デジタル信号をＰＷＭ変換によりアナログ信号に変換する。入力されるデジタル信号と極性を反転したデジタル信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行い、その後、ＰＷＭ変換が行われる。この２つのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動することで、非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００２４】
本発明の第２デジタル信号変換方法は上記課題を解決するために、デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング工程と、前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間工程と、前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、前記第一の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング工程と、前記第二の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング工程と、前記第一のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、前記第二のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程とを備える。
【００２５】
本発明の第２デジタル信号変換方法によれば、入力されるデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号との２つの信号系列を用いて、デジタル信号をＰＷＭ変換によりアナログ信号に変換する。入力されるデジタル信号はオーバーサンプリングされ、オーバーサンプリングされたデジタル信号と、そのデジタル信号の極性を反転した信号は夫々、非線形歪を低減するために所定の補間方法で補間を行う。補間された夫々の信号は、その後可聴帯域での量子化ノイズを低減するために、夫々ノイズシェーピング回路によってノイズシェーピングが行われ、その後、ＰＷＭ変換が行われる。この２つのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動することで、可聴帯域のノイズが少なく非線形歪みの少ない信号の再生が可能である。
【００２６】
本発明の第１又は第２デジタル信号変換方法の一態様では、更に、前記第一のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程と、前記第二のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程とを夫々備える。
【００２７】
この態様によれば、２つのＰＷＭ信号の夫々のノットＰＷＭ信号が得られる。これらのＰＷＭ信号を４つのスイッチで形成されるＨブリッジの負荷駆動回路に入力することで、負荷を３値のＰＷＭ信号で駆動することができる。入力されるデジタル信号が零の場合は負荷にかかる電圧も零となるため、電力効率の良い駆動が可能となる。
【００２８】
尚、本願明細書中の「レベル」とはＰＷＭ波形のハイレベルとローレベルを表し、「レベルの反転」とはハイレベルをローレベルに、またローレベルをハイレベルにすることを表し、「極性」とは信号の＋／−を表し、「極性の反転」とは＋を−に、−を＋にすることを表すものとする。
【００２９】
本発明のこのような作用、及び他の利得は次に説明する実施の形態から明らかにされる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第一の実施形態）
本発明のデジタル信号変換装置に係わる第一の実施形態について、図１から図６を参照して説明する。本実施形態は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであって、補間の近似精度を高めて非線形歪みを低減すると共にデジタル信号が零の入力時には出力も零となるようにし、電力効率の良いデジタル信号変換装置の構成例である。
【００３１】
ここで図１は本発明に係わる第一のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図であり、図２はアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図であり、図３は反転したアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。また、図４（ａ）はデジタル信号変換装置の出力手段であるスイッチング回路を示す図であり、同図（ｂ）は負荷の一例を示す図である。また図５は図４に示すスイッチング回路により負荷を駆動する際の３値のＰＷＭ波形を示す図である。更に図６はデジタル信号変換装置をＤ／Ａ変換器とする出力手段の構成を示す図である。
【００３２】
図１に示すようにデジタル信号変換装置１は、入力されるデジタル信号を反転する極性反転回路１１と、入力されるデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）１２と、反転したデジタル信号の補間を行う補間回路（Ｂ）１３と、補間回路（Ａ）１２で補間された信号に対するＰＷＭ変換回路（Ａ）１４と、補間回路（Ｂ）１３で補間された信号に対するＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５と、ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４とＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路１６を備えて構成される。
【００３３】
尚、各実施形態において、ＰＷＭ変換回路、補間回路及びノイズシェーピング回路並びにＰＷＭ信号に付与された符号（Ａ）は、二つのＰＷＭ信号系列のうち一方（即ち、Ａ系列）に係るものである旨を示し、これらに付与された符号（Ｂ）は、二つのＰＷＭ信号系列のうち他方（即ち、Ｂ系列）に係るものである旨を示す。
【００３４】
極性反転回路１１は、図２に示すように例えばサンプリング点ｎに於いてデジタル信号値がＸｎであれば、サンプリング点ｎに於いて−Ｘｎのデジタル信号を生成する。全てのサンプリング点でこの変換が行われ、入力されたデジタル信号に対し反転した極性のデジタル信号系列が生成される。
【００３５】
補間回路（Ａ）１２は、入力されたデジタル信号が鋸歯状波の参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号と参照信号とによる交点に対して差異が小さくなるように補間をし、歪を小さくするための回路である。
【００３６】
補間回路（Ｂ）１３は、入力されたデジタル信号の極性を反転した信号が参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号の反転した信号と鋸歯状波の参照信号とによる交点に対して差異が小さくなるよう補間、歪を小さくするための回路である。尚、補間については図２、図３を参照し後段で詳しく説明する。
【００３７】
ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４は、補間回路（Ａ）１２で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ａ）信号とし、更にＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号を生成する。
【００３８】
ＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５は、補間回路（Ｂ）１３で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ｂ）信号とし、更にＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。
【００３９】
スイッチング回路１６は、上述したようＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号に基づいて負荷をドライブするための回路を形成する。このスイッチング回路１６は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。尚、その具体的な構成と動作は図４及び図５を参照し後段で詳しく説明する。
【００４０】
次に、補間の方法について説明する。図２及び図３に示すようにサンプリング点がｎ−１、ｎ、ｎ＋１にあって、参照信号である鋸歯状波Ｒ（ｔ）はサンプリング区間を−１から＋１まで直線状に増大する。元となるアナログ信号Ｘ（ｔ）に対するデジタル信号は、サンプリング点ｎ−１から点ｎまでがＸｎ−１であり、サンプリング点ｎから点ｎ＋１までがＸｎとなる。一方、極性が反転された状態では元となるアナログ信号Ｘ（ｔ）は−Ｘ（ｔ）となり、これに対するデジタル信号は、サンプリング点ｎ−１から点ｎまでが−Ｘｎ−１であり、サンプリング点ｎから点ｎ＋１までが−Ｘｎとなる。
【００４１】
このアナログ信号Ｘ（ｔ）と鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点からアナログ信号に対するＰＷＭが生成され、デジタル信号Ｘｎと鋸波状波Ｒ（ｔ）との交点からデジタル信号に対するＰＷＭが生成される。同様に極性が反転されたアナログ信号−Ｘ（ｔ）と鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点から極性が反転したアナログ信号に対するＰＷＭが生成され、デジタル信号−Ｘｎと鋸歯状波Ｒ（ｔ）との交点から極性が反転されたデジタル信号に対するＰＷＭが生成される。これらアナログ信号のＰＷＭとデジタル信号のＰＷＭの差異が非線形歪みとなる。
【００４２】
この歪を小さくするために補間の手法が導入される。その一例として例えば図２に示すように、現サンプリング点ｎのサンプル値Ｘｎと次サンプリング点ｎ＋１のサンプル値Ｘｎ＋１を結ぶ直線と参照信号Ｒ（ｔ）の交点の時刻Ｗａを式（１）で求める。
【００４３】
Ｗａ＝〔１＋０．５（Ｘｎ＋１−Ｘｎ）〕〔０．２５（Ｘｎ＋Ｘｎ＋１）〕＋０．５
（１）
ついで一つ前のサンプル値Ｘｎ−１、現サンプル値Ｘｎ、次のサンプル値Ｘｎ＋１を用いてアナログ信号Ｘ（ｔ）の時刻Ｗａにおける振幅Ｘｑａをラグランジェ補間により式（２）で求め、振幅Ｘｑａをアナログ信号Ｘ（ｎ）と参照信号Ｒ（ｔ）の交点振幅の近似とする。
【００４４】
Ｘｑａ＝０．５Ｘｎ−１（Ｗａ２−Ｗａ）＋Ｘｎ（１−Ｗａ２）
＋０．５Ｘｎ＋１（Ｗａ２＋Ｗａ） （２）
同様に図３に示すように、現サンプル値の極性を反転した値−Ｘｎと次のサンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ＋１を結ぶ直線と参照信号Ｒ（ｔ）の交点の時刻Ｗｂを式（３）で求める。
【００４５】
Ｗｂ＝〔０．５（Ｘｎ＋１−Ｘｎ）−１〕〔０．２５（Ｘｎ＋Ｘｎ＋１）〕＋０．５
（３）
ついで一つ前のサンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ−１、現サンプル値の極性を反転した値−Ｘｎ、次のサンプル値を反転した値−Ｘｎ＋１を用いて極性を反転したアナログ信号−Ｘ（ｔ）の時刻Ｗｂにおける振幅Ｘｑｂをラグランジェ補間により式（４）で求め、この振幅Ｘｑｂを反転アナログ信号−Ｘ（ｎ）と参照信号Ｒ（ｔ）の交点振幅の近似とする。
【００４６】
Ｘｑｂ＝−０．５Ｘｎ−１（Ｗｂ２−Ｗｂ）−Ｘｎ（１−Ｗｂ２）
−０．５Ｘｎ＋１（Ｗｂ２＋Ｗｂ） （４）
上述したようにして求められた、原信号Ｘｎを補間したＸｑａの系列によりＰＷＭ（Ａ）信号を生成し、反転信号−Ｘｎを補間したＸｑｂの系列によりＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。このようにして得られたデジタル信号に対応したＰＷＭ信号はアナログ信号のＰＷＭ信号に対して差異が少なく、非線形歪みが小さくなる。また、ＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転することでノットＰＷＭ（Ａ）信号が得られ、ＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転することでノットＰＷＭ（Ｂ）信号が得られる。
【００４７】
尚、補間の方法は上述した方法に限ることはなく、他の好適な方法を用いても良いことは当然である。
【００４８】
次に、上述したようにして得られたＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号によって３値の負荷駆動が可能なスイッチング回路について説明する。
【００４９】
図４（ａ）に示すようにスイッチング回路１６の構成は、スイッチ３３、３４、３５、３６によりＨブリッジに構成される。スイッチ３３とスイッチ３４が直列に、またスイッチ３５とスイッチ３６が直列に接続され、スイッチ３３とスイッチ３５の一端は電源３１に接続され、スイッチ３４と、スイッチ３６の他の一端は接地される。負荷３２はスイッチ３３とスイッチ３４の接続点Ｐ１とスイッチ３５とスイッチ３６の接続点Ｐ２との間に配置される。
【００５０】
この構成においてＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３３に、ノットＰＷＭ（Ａ）信号がスイッチ３４に、ＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３５に、ノットＰＷＭ（Ｂ）信号がスイッチ３６に、夫々入力される。従ってＰＷＭ（Ａ）信号がハイレベル（従ってノットＰＷＭ（Ａ）信号はロウレベル）であって、ノットＰＷＭ（Ｂ）信号がハイレベル（従ってＰＷＭ（Ｂ）信号はロウレベル）の状態では電流は電源３１からスイッチ３３、負荷３２、スイッチ３６の経路で流れる。一方、ノットＰＷＭ（Ａ）信号がハイレベル（従ってＰＷＭ（Ａ）信号はロウレベル）であって、ＰＷＭ（Ｂ）信号がハイレベル（従ってノットＰＷＭ（Ｂ）信号はロウレベル）の状態では電流は電源３１からスイッチ３５、負荷３２、スイッチ３４の経路で流れる。
【００５１】
このときの夫々の波形は図５に示すように、デジタル信号であるＰＣＭがプラスの状態から零を経てマイナスの状態になるとすると、ＰＷＭ（Ａ）信号は幅の広いパルスから狭いパルスとなり、従ってノットＰＷＭ（Ａ）信号は幅の狭いパルスから広いパルスとなる。一方、極性を反転した信号に対するＰＷＭ（Ｂ）信号は幅の狭いパルスから広いパルスとなり、従ってノットＰＷＭ（Ｂ）信号は幅の広いパルスから狭いパルスとなる。特に入力信号が零の場合は全てのパルス幅はサンプリング周期の半分で同一となる。
【００５２】
この状態で負荷３２にかかる電圧ＰＷＭ（Ｏ）はデジタル信号であるＰＣＭがプラスで大きな値の場合はパルス幅が広く、プラス方向の電圧であり、ＰＣＭが小さくなるに従ってパルス幅も小さくなる。一方、ＰＣＭがマイナスで小さな値の場合はパルス幅が狭く、マイナス方向の電圧であり、ＰＣＭがマイナス方向に大きくなるに従ってパルス幅も大きくなる。更にＰＣＭが零の場合は、スイッチ３３とスイッチ３５がＯＮでスイッチ３４とスイッチ３６がＯＦＦ、或いはスイッチ３３とスイッチ３５がＯＦＦでスイッチ３４とスイッチ３６がＯＮの状態がサンプリングの半周期ごとに繰り返され、電源３１から接地への回路が遮断されて負荷３２には電流は流れない。従って、このスイッチング回路１６は負荷３２の駆動を３値のＰＷＭ（Ｏ）で行えるものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。
【００５３】
負荷３２として例えば図４（ｂ）に示すように、接続点Ｐ１と接続点Ｐ２間にＬＰＦ（ローパスフィルタ）３７とスピーカ３８を接続することで、入力されたデジタル信号を音声信号として出力することが可能となる。
【００５４】
また、上述したデジタル信号変換装置１をＡ／Ｄ変換器とする場合は図６に示すように、ＰＷＭ変換回路（Ａ）１４からの信号と、ＰＷＭ変換回路（Ｂ）１５からの信号を差動増幅器３９に入力し、ＰＷＭ（Ａ）信号からＰＷＭ（Ｂ）信号を減算することで３値のＰＷＭ信号を実現することができる。即ち、図５において、ＰＷＭ（Ａ）信号からＰＷＭ（Ｂ）信号を減算することで３値のＰＷＭ（Ｏ）信号が得られる。
【００５５】
（第二の実施形態）
本発明のデジタル信号変換装置に係わる第二の実施形態について、図７及び図８を参照して説明する。本実施形態は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであって、補間の近似精度を高めて歪みを低減すると共にデジタル信号が零の入力時には出力も零として電力効率を良くし、更に可聴帯域の量子化雑音の少ないデジタル信号変換装置の構成例である。ここで図７は本発明に係わる第二のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図であり、図８はノイズシェーピングについて示す図である。
【００５６】
図７に示すようにデジタル信号変換装置２は、入力されるデジタル信号を高い周波数でサンプリングするオーバーサンプリング回路２１と、オーバーサンプリング回路２１でサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転回路２２と、入力されるデジタル信号の補間を行う補間回路（Ａ）２３と、反転したデジタル信号の補間を行う補間回路（Ｂ）２４と、補間回路（Ａ）２３で補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ａ）２５と、補間回路（Ｂ）２４で補間された信号をノイズシェーピングするノイズシェーピング回路（Ｂ）２６と、ノイズシェーピング回路（Ａ）２５からの信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ａ）２７と、ノイズシェーピング回路（Ｂ）２６からの信号をＰＷＭ変換するＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８と、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７とＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８からのＰＷＭ信号に基づいて負荷を駆動するためのスイッチング回路２９を備えて構成される。
【００５７】
オーバーサンプリング回路２１は、入力されるデジタル信号をナイキストの定理に基づくサンプリング周波数よりも高いｎ倍の周波数でサンプリングする回路である。
【００５８】
極性反転回路２２は、図２に示すように例えばサンプリング点ｎに於いてデジタル信号値がＸｎであれば、反転信号として−Ｘｎのデジタル信号を生成する。全てのサンプリング点でこの変換が行われ、入力されたデジタル信号に対し反転した極性のデジタル信号系列が生成される。
【００５９】
補間回路（Ａ）２３は、入力されたデジタル信号が鋸歯状波の参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号と参照信号とによる交点に対して差異を少なくし、歪を小さくするための回路である。
【００６０】
補間回路（Ｂ）２４は、入力されたデジタル信号の極性を反転した信号が参照信号と比較される際の交点が、本来のアナログ信号の反転した信号と鋸歯状波の参照信号とによる交点に対して差異を少なくし、歪を小さくするための回路である。
【００６１】
ノイズシェーピング回路（Ａ）２５は、補間回路（Ａ）２３で補間されたデジタル信号からＰＷＭ変換におけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らし、量子化雑音を高周波帯域にシフトする。
【００６２】
ノイズシェーピング回路（Ｂ）２６は、補間回路（Ｂ）２４で補間された極性を反転したデジタル信号からＰＷＭ変換におけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らし、量子化雑音を高周波帯域にシフトする。尚、ノイズシェーピングについては図８を参照して後段で説明する。
【００６３】
ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７は、補間回路（Ａ）２３で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ａ）信号とし、更にＰＷＭ（Ａ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ａ）信号を生成する。
【００６４】
ＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８は、補間回路（Ｂ）２４で補間された信号と参照信号の交点に基づいて、補間された信号のほうが参照信号よりも高い区間をハイレベルとするＰＷＭ変換をする。このＰＷＭ変換された信号をＰＷＭ（Ｂ）信号とし、更にＰＷＭ（Ｂ）信号のレベルを反転したノットＰＷＭ（Ｂ）信号を生成する。
【００６５】
スイッチング回路２９は、上述したようＰＷＭ（Ａ）信号、ノットＰＷＭ（Ａ）信号、ＰＷＭ（Ｂ）信号及びノットＰＷＭ（Ｂ）信号に基づいて負荷をドライブするための回路を形成する。このスイッチング回路２９は負荷の駆動を３値のＰＷＭ信号で行えるようにしたものであり、入力されるデジタル信号が零の時には出力も零となり、電力効率の良いデジタル信号変換装置を形成する。
【００６６】
尚、量子化ビット数を減らすためにノイズシェーピングを用いる本実施形態では、入力されるデジタルデータに対して図２に示す補間において得られたＸｑａの系列をノイズシェーピング回路（Ａ）２５に通した後、ＰＷＭ変換回路（Ａ）２７でＰＷＭ変換を行いＰＷＭ（Ａ）信号を得る。同様に極性を反転したデジタルデータに対して、図３に示す補間において得られたＸｑｂの系列をノイズシェーピング回路（Ｂ）２６に通した後、ＰＷＭ変換回路（Ｂ）２８でＰＷＭ変換を行いＰＷＭ（Ｂ）信号を得る。
【００６７】
その他、補間の方法、負荷の駆動に関することは第一の実施形態で説明したことと同様であり、ここでの再度の説明は省略する。
【００６８】
次にノイズシェーピングについて図８を参照して説明する。ＰＷＭにおけるクロック周波数を下げるために量子化ビット数を減らす必要があるが、単に量子化ビット数を減らしたのでは量子化雑音が増加し、ＳＮ比が劣化することになる。そこで図８（ａ）に示すノイズシェーピング回路において、量子化器４２で量子化ビット数を減らした後、その入出力間の信号から加算器４３で量子化雑音Ｎｑ（ｚ）を求め、求められた量子化雑音Ｎｑ（ｚ）をフィルタＨ（ｚ）４４を通して加算器４１に負帰還することにより、量子化雑音を変形して高周波帯域にシフトする。これにより可聴帯域のＳＮ比を高くすることができる。
【００６９】
ここで、ノイズシェーピング回路の入力をＸ（ｚ）とすると、出力Ｙ（ｚ）は式（５）で示すように、
Ｙ（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋〔１−Ｈ（ｚ）〕Ｎｑ（ｚ） （５）
となり、ノイズシェーピング後の量子化雑音Ｎ’ｑ（ｚ）は式（６）で示すように、
Ｎ’ｑ（ｚ）＝〔１−Ｈ（ｚ）〕Ｎｑ（ｚ） （６）
と変形される。
【００７０】
図８（ｂ）は７６８ｋＨｚサンプリング、２４ｂｉｔの５ｋＨｚの正弦波を６ｂｉｔノイズシェーピング量子化したスペクトルを示す。尚、ノイズシェーピングの回路として上述した回路に限定するものではない。
【００７１】
本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴うデジタル信号変換装置及びデジタル信号変換方法もまた本発明の技術思想に含まれるものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように、デジタル信号を補間してアナログ信号に近似するだけでなく、デジタル信号の極性を反転し、更に反転した信号を補間して、極性を反転したアナログ信号に近似することにより、デジタル信号に対しても近似的に理想的なアナログ３値のＰＷＭ変調を実現することができる。その結果、零入力時には出力も零となるので電力効率の良いデジタルアンプが実現できる。
【００７３】
更に、３値ＰＷＭ変調をすることにより、補間が不十分でアナログ信号に対する近似精度が悪い場合に発生する消し残しの非線形歪みを軽減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる第一のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】アナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図３】反転したアナログ信号と、デジタル信号と、補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図４】（ａ）はデジタル信号変換装置の出力手段であるスイッチング回路を示す図であり、（ｂ）は負荷の一例を示す図である。
【図５】図４に示すスイッチング回路により負荷を駆動する際の３値のＰＷＭ波形を示す図である。
【図６】デジタル信号変換装置をＤ／Ａ変換器とする出力手段の構成を示す図である。
【図７】本発明に係わる第二のデジタル信号変換装置の構成を示すブロック図である。
【図８】ノイズシェーピングについて示す図である。
【図９】従来のアナログ信号と、デジタル信号と、その補間された値に対するＰＷＭについて示す図である。
【図１０】図９に示すＰＷＭによる負荷駆動のスイッチング回路を示す図である。
【図１１】図１０に示すスイッチング回路による負荷駆動にかかわる２値のＰＷＭ波形を示す図である。
【図１２】デジタルＰＷＭにおいて、非線形歪みが発生する原因を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２・・・デジタル信号変換装置
１１、２２・・・極性反転回路
１２、２３・・・補間回路（Ａ）
１３、２４・・・補間回路（Ｂ）
１４、２７・・・ＰＷＭ変換回路（Ａ）
１５、２８・・・ＰＷＭ変換回路（Ｂ）
１６、２９・・・スイッチング回路
２１・・・オーバーサンプリング回路
２５・・・ノイズシェーピング回路（Ａ）
２６・・・ノイズシェーピング回路（Ｂ）
３１・・・電源
３２・・・負荷
３３、３４、３５、３６・・・スイッチ
３７・・・ＬＰＦ
３８・・・スピーカ
３９・・・差動増幅器
４１、４３・・・加算器
４２・・・量子化器
４４・・・フィルタＨ（ｚ）
Claims (8)
- デジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、
前記デジタル信号の補間をする第一の補間手段と、
前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、
前記第一の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、
前記第二の補間手段により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、
前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段と
を備えることを特徴とするデジタル信号変換装置。 - デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング手段と、
前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転手段と、
前記オーバーサンプリング手段によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間手段と、
前記極性反転手段により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間手段と、
前記第一の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング手段と、
前記第二の補間手段により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング手段と、
前記第一のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換手段と、
前記第二のノイズシェーピング手段から出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換手段と、
前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力と前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力とからＰＷＭ信号を出力する出力手段と
を備えることを特徴とするデジタル信号変換装置。 - 前記第一のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段と、前記第二のＰＷＭ変換手段からの出力のレベルを反転する手段とを備えること
を特徴とする請求項１又は２に記載のデジタル信号変換装置。 - 前記出力手段はＨブリッジ構成のスイッチング回路であること
を特徴とする請求項３に記載のデジタル信号変換装置。 - 前記出力手段は差動増幅器であること
を特徴とする請求項１又は２に記載のデジタル信号変換装置。 - デジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、
前記デジタル信号の補間をする第一の補間工程と、
前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、
前記第一の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、
前記第二の補間工程により補間された信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、
前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程と
を備えることを特徴とするデジタル信号変換方法。 - デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング工程と、
前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の極性を反転する極性反転工程と、
前記オーバーサンプリング工程によりオーバーサンプリングされたデジタル信号の補間をする第一の補間工程と、
前記極性反転工程により極性を反転したデジタル信号の補間をする第二の補間工程と、
前記第一の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第一のノイズシェーピング工程と、
前記第二の補間工程により補間された信号のノイズシェーピングを行う第二のノイズシェーピング工程と、
前記第一のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第一のＰＷＭ変換工程と、
前記第二のノイズシェーピング工程により出力される信号をＰＷＭ変換する第二のＰＷＭ変換工程と、
前記第一のＰＷＭ変換工程による出力と前記第二のＰＷＭ変換工程による出力とからＰＷＭ信号を出力する出力工程と
を備えることを特徴とするデジタル信号変換方法。 - 更に、前記第一のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程と、前記第二のＰＷＭ変換工程により出力される信号のレベルを反転する工程とを備えること
を特徴とする請求項６又は７に記載のデジタル信号変換方法。
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